KR101293811B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터, 모듈, 전원 장치 및 전자 기기 - Google Patents

Ｄｃ-ｄｃ 컨버터, 모듈, 전원 장치 및 전자 기기 Download PDF

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히데아키 데구치
요시야스 나카시마
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Abstract

본 발명은, 제어부(CT1)에 의해 제1 스위치(SW1)가 온되고, 전원(BAT)으로부터 부여된 직류 전압이 제1 인덕터(L1)를 개재하여 콘덴서(C1)로 평활화되어 출력 단자(OUT1)로부터 출력된다. 제어부(CT1)에 의해 제1 스위치(SW1)가 오프되고 나서 정해진 기간을 경과한 후에 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)가 거의 동시에 온된다. 제1 인덕터(L1)를 통해 흐르던 전류는, 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)로 분기되고, 제2 스위치(SW2)의 기생 다이오드(Dp1)에 흐르는 전류가 감소한다. 이에 따라, 제2 스위치(SW2)가 오프되었을 경우, 기생 다이오드(Dp1)에 흐르는 리커버리 전류가 저감된다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터, 모듈, 전원 장치 및 전자 기기{DC-DC CONVERTER, MODULE, POWER SUPPLY DEVICE AND ELECTRONIC APPARATUS}
본 출원은, 손실이 적은 DC-DC 컨버터, 모듈, 전원 장치 및 전자 기기에 관한 것이다.
변환 손실이 적고 소형화가 용이한 스위칭 전원이, 컴퓨터 등의 전자 기기를 포함하는 다양한 분야에서 이용되고 있다. 스위칭 전원은, 입력된 직류 전압을 DC-DC 컨버터를 이용하여 원하는 직류 전압으로 변환하고, 안정화 전원 전압으로서 출력하도록 되어 있다. 컴퓨터에 이용되는 CPU(Central Processing Unit) 등의 반도체 소자는, 전원의 저전압화 및 소비전력의 증대에 따라 저전압 또한 대전류를 출력할 수 있는 스위칭 전원이 사용되어 오고 있다. 그래서, 대전류를 출력하는 경우에 손실이 적은 동기 정류 방식 벅(Buck) 컨버터가 DC-DC 컨버터로서 이용되는 경우가 있다.
도 13은 종래 기술의 DC-DC 컨버터를 도시한 회로도이다. 동기 정류 방식 벅 컨버터인 DC-DC 컨버터(10)는, 직류 입력 전압을 온/오프하는 주 스위치가 되는 제1 스위치(SW10)와, 동기 정류 스위치로서의 제2 스위치(SW20)를 포함한다. DC-DC 컨버터(10)는, 외부의 직류 전압원(BAT0)으로부터 입력 단자(IN10)에 입력된 직류 전압을 강압하여 출력 단자(OUT10)에 접속된 외부의 부하(RL0)에 출력하도록 되어 있다. 또한, DC-DC 컨버터(10)는, 제1 인덕터(L10)와, 콘덴서(C10)를 포함하고 있다. 제1 스위치(SW10)와, 제2 스위치(SW20)는 게이트에 인가되는 전압에 의해 소스·드레인간을 온/오프하는 FET(Field Effect Transistor)이다. 제1 스위치(SW10) 및 제2 스위치(SW20)에는, 온저항이 낮은 MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)가 널리 이용된다. MOSFET에서는, 내부의 소스·드레인 간에 기생 다이오드(보디 다이오드(body diode)를 형성하는 것이 알려져 있다.
도 14는 종래 기술의 DC-DC 컨버터(10)의 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트이다. 각 그래프의 횡축 및 종축 각각은, 시간, 및 전압값 또는 전류값을 나타낸다. 제1 스위치(SW10) 및 제2 스위치(SW20) 각각의 게이트에 인가되는 전압(V10) 및 전압(V20)은, 모두 오프 전압이 되는 데드 타임 기간을 두고 교대로 온 전압이 된다. 이에 따라, 제1 스위치(SW10) 및 제2 스위치(SW20)가 데드 타임 기간을 두고 교대로 온된다. 시점(T10)에서 온이 된 제1 스위치(SW10)를 통해 전류(I10)가 흐르고, 제1 인덕터(L10)에 에너지가 축적되며, 전류(I10)는, 시간에 대하여 서서히 증가한다.
시점(T20)에서 제1 스위치(SW10)가 오프되어, 전류(I10)는 즉시 0이 된다. 제1 인덕터(L10)의 전류(I30)는 관성력을 가지고 계속해서 흐르려고 하기 때문에, 제2 스위치(SW20)의 기생 다이오드를 통해 전류(I20)가 흐른다. 시점(T30)에서 제2 스위치(SW20)가 온되고, 제1 인덕터(L10)의 관성력에 의해 전류(I20)가 제2 스위치(SW20)를 통해 흘러, 서서히 감쇠된다. 시점(T40)에서 제2 스위치(SW20)가 오프되고, 제1 인덕터(L10)의 관성력에 의해 전류(I20)는, 서서히 감쇠하면서 시점(T30) 및 시점(T40) 사이의 데드 타임 기간 내에서 제2 스위치(SW20)의 기생 다이오드를 통해 흐른다. 전류(I30)는, 전류(I10) 및 전류(I20)의 합이 되고, 직류 성분과, 단조 증가 및 단조 감소를 반복하는 리플(ripple) 성분을 포함한 직류 전류가 된다.
전류(I30)는, 콘덴서(C10)에 의해 리플 성분이 제거되어 평활화되고, 정해진 직류 전압으로 강압된 직류 전류로서 부하(RL0)에 출력된다. 전압(V10) 및 전압(V20) 각각의 듀티비를 변경함으로써, 부하(RL0)에 출력하는 직류 전압이 조정된다.
도 15 및 도 16은 종래 기술의 DC-DC 컨버터(10)의 등가 회로도 및 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트이다. 도 16 중의 각 그래프의 횡축 및 종축 각각은 시간, 및 전압값 또는 전류값을 나타낸다. 제2 스위치(SW20)의 소스·드레인 간에는, FET 내부에 형성되는 기생 다이오드(Dp10)가 등가적으로 병렬 접속되어 있다. 데드 타임 기간에서는, 기생 다이오드(Dp10)에 순방향 전위가 인가되어 전류(I40)가 흐른다. FET의 기생 다이오드는, 실리콘 접합 다이오드의 특성을 갖고 있고, 순방향 전류가 흐름으로써 접합 계면에 전하가 축적된다. 접합 계면에 전하가 축적됨으로써 접합간의 커패시터 성분이 증대된다. 시점(T30)에서 제1 스위치(SW10)가 온되고, 기생 다이오드(Dp10)에 역방향 전압이 인가되면 기생 다이오드(Dp10)의 접합간 커패시터를 충전하기 위한 돌입 전류가 발생하고, 다이오드는 순간적으로 쇼트 상태가 된다. 이 쇼트 상태로부터 회복될 때까지의 현상을 리커버리 현상이라고 부르고, 회복에 필요한 시간을 리커버리 회복 시간이라고 불린다.
리커버리 현상에 의해, 전류(I40)에는, 사선부로 나타내는 기생 다이오드의 역방향의 돌입 전류, 즉 리커버리 전류가 나타난다. 리커버리 전류는, 서서히 감쇠되고, 기생 다이오드(Dp10)의 역회복 시간(리커버리 시간)(Trr)을 경과한 시점에서 0이 된다. 리커버리 전류는, 제1 스위치(SW10)를 통해 기생 다이오드(Dp10)에 흐르고, 전류(I10)에는 사선부로 나타내는 리커버리 전류가 나타난다. 리커버리 전류에 의한 손실, 즉 리커버리 손실은, DC-DC 컨버터(10)의 회로 효율을 저하시킨다.
리커버리 손실은 제1 스위치(SW10) 및 제2 스위치(SW20)가 스위칭할 때마다 발생한다. 직류 전류의 리플 성분을 감소시키기 위해 온/오프의 주파수를 증대시킨 경우, 리커버리 손실이 증대하여 회로 효율이 더욱 저하된다. 또한, 회로 효율을 저하시키는 요인이 되는 데드 타임 기간은, 제1 스위치(SW10) 및 제2 스위치(SW20)가 동시에 온되어 단락되는 것을 방지하기 위해 MOSFET의 스위칭 속도에 따라 설정되어 있다. 스위칭 속도가 높은 MOSFET는 리커버리 시간도 짧아, 리커버리 데드 타임 손실 및 리커버리 손실을 억제할 수 있지만, 저항 손실이 커진다고 하는 과제가 있다. 그 때문에, 저저항의 MOSFET를 이용하여도 리커버리 손실을 억제하는 방식의 개발이 과제가 되고 있다.
그래서 공진 회로를 구비함으로써, 제2 스위치(SW20)를 통해 흐르는 전류를, 온/오프의 전환을 행하기 직전에 0으로 하여, 리커버리 손실을 억제하는 DC-DC 컨버터가 알려져 있다(예컨대, 특허문헌 1). 또한, 다이오드에 축적된 전하를 상쇄하도록 역전압 인가함으로써 리커버리 현상을 억제하여, 리커버리 손실을 저감하는 DC-DC 컨버터가 알려져 있다(예컨대, 특허문헌 2 참조). 또한, 쇼트키 다이오드를 MOSFET에 병렬로 접속하고, MOSFET의 기생 다이오드에 흐르는 전류를 다시 옮겨, 리커버리 현상을 억제하는 방법이 이용된다.(예컨대, 비특허문헌 1 참조)
특허문헌 1 : 일본 특허 공개 제2002-44937호 공보 특허문헌 2 : 일본 특허 공개 제2007-252055호 공보
비특허문헌 1 : 노부히코 야마시타(Nobuhiko Yamashita), 외 2명, 쇼트키 다이오드가 병렬 접속된 MOSFET 동기 정류기의 전도 파워 손실(Conduction Power Loss in MOSFET Synchronous Rectifier with Parallel-Connected Schottky Barrier Diode), 아이트리플이 파워 일렉트로닉스 보고서(IEEE Transactions on Power Electronics), (미국), 아이트리플이(IEEE), 1998년 6월, 제13호, p.667
그러나, 특허문헌 1에 기재된 DC-DC 컨버터에서는, 각 스위치를 온/오프하는 주파수를 변경한 경우, 공진 회로의 타이밍이 어긋나 스위치의 전환시에 전류가 0이 되지 않아, 리커버리 전류를 억제하기 어렵다고 하는 문제가 있었다. 또한, 특허문헌 2에 기재된 DC-DC 컨버터에서는, 다이오드에 역전압을 인가하기 위한 전원을 별도로 필요로 한다는 문제가 있었다. 또한, 비특허문헌 1에 기재된 DC-DC 컨버터에서는, 쇼트키 다이오드에 직렬의 인덕턴스가 전류를 다시 옮기는 것을 저해하여, 효과를 얻기 어렵다고 하는 문제가 있었다.
본 출원은, 이러한 사정을 감안하여 이루어진 것이다. 그 목적은, 제1 스위치 및 제2 스위치의 중간 접속부와, 접지 단자 간에 서로 직렬 접속된 제2 인덕터 및 제3 스위치를 삽입함으로써, 리커버리 손실을 용이하게 저감할 수 있는 DC-DC 컨버터, 모듈, 전원 장치 및 전자 기기를 제공하는 것에 있다.
본 출원에 개시된 DC-DC 컨버터는, 입력 단자에 입력된 직류 전압을 강압하여 출력 단자로부터 출력하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 입력 단자 및 고정 전위 단자 간에 직렬 접속된 제1 스위치 및 제2 스위치와, 상기 제1 스위치와 제2 스위치의 중간 접속부 및 상기 출력 단자 간에 삽입된 제1 인덕터와, 상기 중간 접속부 및 상기 고정 전위 단자 간에 삽입되어 있고, 서로 직렬 접속된 제2 인덕터 및 제3 스위치와, 상기 출력 단자 및 상기 고정 전위 단자 간을 접속하는 콘덴서를 포함한다.
상기 장치의 일 관점에 따르면, 제1 스위치 및 제2 스위치의 중간 접속부와, 고정 전위 단자 사이에 서로 직렬 접속된 제2 인덕터 및 제3 스위치를 삽입함으로써, 리커버리 손실을 용이하게 저감할 수 있게 된다.
도 1은 DC-DC 컨버터의 예를 도시한 회로도이다.
도 2는 DC-DC 컨버터를 도시한 등가 회로도이다.
도 3은 DC-DC 컨버터의 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트이다.
도 4는 제어 전압 및 회로 전류의 시뮬레이션 결과를 도시한 도표이다.
도 5 DC-DC 컨버터의 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트이다.
도 6은 컨버터 회로 기판의 예를 도시한 모식도이다.
도 7은 컨버터 회로 기판의 예를 도시한 모식도이다.
도 8은 컨버터 회로 기판의 예를 도시한 모식도이다.
도 9는 컨버터 회로 기판의 예를 도시한 모식도이다.
도 10은 컨버터 회로 기판의 예를 도시한 모식도이다.
도 11은 컨버터 회로 기판의 예를 도시한 모식도이다.
도 12는 전원부를 포함하는 서버 장치를 도시한 모식도이다.
도 13은 종래 기술의 DC-DC 컨버터를 도시한 회로도이다.
도 14는 종래 기술의 DC-DC 컨버터의 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트이다.
도 15는 종래 기술의 DC-DC 컨버터의 등가 회로도이다.
도 16은 종래 기술의 DC-DC 컨버터의 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트이다.
[부호의 설명]
1, 10 : DC-DC 컨버터 30 : 서버 장치
31 : CPU 31a : 버스
32 : 전원부 33 : 상용 전원 입력부
34 : RAM 35 : ROM
36 : HDD 37 : 기록 매체 드라이브부
38 : 통신부 320 : 정류부
SW1, SW10 : 제1 스위치 SW2, SW20 : 제2 스위치
SW3, SW30 : 제3 스위치 L1 : 제1 인덕터
L10 : 인덕터 L2, L20 : 제2 인덕터
Lp1, Lp2 : 기생 인덕터 Dp1, Dp2 : 기생 다이오드
C1, C10 : 콘덴서 BAT, BAT0 : 직류 입력 전압원
IN1, IN2, IN10, IN20 : 입력 단자
OUT1, OUT2, OUT10, OUT20 : 출력 단자
A, B, C, D : 단자 CNT1, CNT10 : 제어부
11 : 유전체 기판 12, 14, 15 : 리드선
13 : 도체 평판
실시형태 1
이하, 실시형태를 도면을 참조하여 구체적으로 설명한다. 본 출원에 따른 DC-DC 컨버터는, 정보 기기 등의 전원 전압을 공급하는 경우에 직류 입력 전압을 전원 전압으로 변환하는 스위칭 전원 등에 이용된다. 스위칭 전원은, 컴퓨터 등의 전자 기기에 직류 전원을 공급하는 전원으로서 이용된다. 또한, 조명광, 오디오 기기 및 전자레인지 등의 전압이 조정된 전원을 공급하기 위한 가변 전원으로서도 이용된다. 스위칭 전원은, 세탁기, 냉장고 및 공기 조절기 등에 내장되는 모터의 구동 전원을 공급하는 전원으로서도 이용된다. 스위칭 전원은, 소전력을 공급하는 경우에 한정되지 않고, 차량 및 전차 등의 구동 모터에 대전력을 공급하는 전원으로서도 이용된다.
도 1은 DC-DC 컨버터의 예를 도시한 회로도이다. 도 1 중 도면부호 1은, DC-DC 컨버터를 나타내고 있고, 외부의 직류 전원(BAT)의 양극 및 음극 각각이 입력 단자(IN1) 및 입력 단자(고정 전위 단자)(IN2)에 접속되어 있다. DC-DC 컨버터(1)는, 직류 전원(BAT)으로부터 부여된 직류 입력 전압을 강압하여 출력 단자(OUT1) 및 출력 단자(OUT2)에 접속된 외부의 부하(RL)에 전원으로서 공급하도록 되어 있다.
DC-DC 컨버터(1)는, 제1 스위치(SW1), 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)를 포함하고 있고, 각 스위치는, 게이트에 인가된 전압에 의해 온/오프되는 MOSFET 이다. 또한, 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)는, 다이오드를 병렬로 접속한 반도체 스위치라도 좋다. 이 경우, 병렬로 접속한 다이오드가 후술하는 기생 다이오드에 대응한다. 여기서는, 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)가 MOSFET인 경우를 들어 설명한다.
입력 단자(IN1)에는, 제1 스위치(SW1)의 소스가 접속된다. 제1 스위치(SW1)의 드레인에는 제2 스위치(SW2)의 소스가 접속된다. 제2 스위치(SW2)의 드레인은, 입력 단자(IN2)가 접속된다. 이에 따라, 입력 단자(IN1) 및 입력 단자(IN2) 사이에는, 제1 스위치(SW1) 및 제2 스위치(SW2)가 직렬 접속된다. 제1 스위치(SW1) 및 제2 스위치(SW2)의 중간 접속점은, 제1 인덕터(L1)를 개재하여 출력 단자(OUT1)에 접속된다. 또한, 제1 스위치(SW1) 및 제2 스위치(SW2)의 중간 접속점은 제2 인덕터(L2)를 개재하여 제3 스위치(SW3)의 소스에도 접속된다.
제1 인덕터(L1)는 스위칭 전압의 평활용 필터이다. 출력 단자(OUT1) 및 출력 단자(OUT2) 사이에는, 콘덴서(C1)가 접속되어 있다. 또한, DC-DC 컨버터(1)는, 제1 스위치(SW1), 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3) 각각의 게이트에 전압을 인가하여 온/오프를 제어하는 제어부(CT1)를 포함하고 있다. 제3 스위치에는 제2 인덕터(L2)가 직렬로 접속된다.
도 2는 DC-DC 컨버터(1)를 도시한 등가 회로도이다. 도 2는 도 1에서 도시된 회로에 대하여 기생 다이오드 및 등가 직렬 인덕턴스를 포함하는 등가 회로를 나타내고 있다. 제2 스위치(SW2)의 소스 및 드레인 간에는, MOSFET 내에 형성되는 기생 다이오드(Dp1)가 등가적으로 병렬 접속된다. 또한, 제2 스위치(SW2)의 소스에는, MOSFET의 패키지 및 MOSFET 내의 배선 등에 의해 발생하는 등가 직렬 인덕턴스를 포함하는 기생 인덕터(Lp1)가 등가적으로 직렬 접속된다.
마찬가지로 제3 스위치(SW3)의 소스 및 드레인 간에는, 기생 다이오드(Dp2)가 등가적으로 병렬 접속되고, 제3 스위치(SW3)의 소스에는, 기생 인덕터(Lp2)가 등가적으로 직렬 접속된다. 제2 인덕터(L2)의 인덕턴스는, 하기 식을 만족하도록 선택된다.
L2+Lp2>Lp1 (1)
여기서, 제2 인덕터(L2)의 인덕턴스는, 제2 스위치(SW2)의 기생 인덕터(Lp1)의 인덕턴스보다도 커지도록 선택하여 (1)식을 만족시켜도 좋다.
제1 스위치(SW1), 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)의 출력측 각각을 흐르는 전류를 I1, I2 및 I3으로 한다. 또한, 제1 스위치(SW1), 제2 스위치(SW2), 제3 스위치(SW3) 각각의 게이트에 인가되는 전압을 V1, V2 및 V3으로 한다. 제1 인덕터(L1), 기생 다이오드(Dp1) 및 기생 다이오드(Dp2) 각각에 흐르는 전류를 I4, I5 및 I6으로 한다. 다음에 DC-DC 컨버터(1)의 동작을 설명한다.
도 3은 DC-DC 컨버터(1)의 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트이다. 도 3은 최상단에서 최하단을 향해 전압(V1), 전압(V2), 전압(V3), 전류(I1), 전류(I2), 전류(I5), 전류(I3), 전류(I6) 및 전류(I4)를 일렬로 배열하여 나타내고 있다. 각 그래프의 횡축 및 종축 각각은 시간, 및 전압값 또는 전류값을 나타낸다. 제어부(CT1)는, 전압(V1) 및 전압(V2)을, 모두 오프 전압이 되는 데드 타임 기간을 두고 교대로 온 전압으로 한다. 또한, 제어부(CT1)는 전압(V3)을 전압(V2)에 동기하여 온 전압으로 한다. 이에 따라, 제1 스위치(SW1)와, 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)가 데드 타임 기간을 두고 교대로 온된다.
제1 스위치(SW1)가 온된 시점(T1)에서 제1 스위치(SW1)를 통해 전류(I1)가 흐르고, 제1 인덕터(L1)에 에너지가 축적되어 전류(I1)가 시간에 대하여 서서히 증가한다. 또한, 전류(I1)에는, 사선부로 나타내는 후술하는 리커버리 전류가 나타난다. 시점(T2)에서 제1 스위치(SW1)가 오프되고, 전류(I1)는 즉시 0이 된다. 제1 인덕터(L1)의 전류(I4)는 관성력을 가지고 계속해서 흐르려고 하기 때문에, 제2 스위치(SW2)의 기생 다이오드(Dp1)를 통해 전류(I5)가 흐른다. 기생 다이오드(Dp2)에 기생 인덕터(Lp2)를 통해 직렬 접속된 제2 인덕터(L2)는, 전류를 저지하기 때문에, 기생 다이오드(Dp2)를 통해 전류(I3)는, 거의 흐르지 않는다.
시점(T3)에서 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)가 동기하여 온된다. 이에 따라, 시점(T2) 및 시점(T3) 사이에 기생 다이오드(Dp1)를 통해 흐르던 전류(I5)가 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)에 흐른다. 제2 스위치(SW2)에는, 전류(I5)의 일부가 전류(I2)로서 즉시 흐른다. 또한, 제3 스위치(SW3)에는, 기생 인덕터(Lp2)를 통해 직렬 접속된 제2 인덕터(L2)에 의해 저지되어 전류(I5)의 일부가 서서히 흐르기 시작한다. 시점(T4)에서 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)가 오프되어 제1 인덕터(L1)에 발생하는 관성력에 의해 전류(I2)는, 서서히 감쇠하면서 데드 타임 기간 내에 흐른다.
데드 타임 기간 내에 흐르는 전류(I2) 및 전류(I3) 각각의 일부가 기생 다이오드(Dp1) 및 기생 다이오드(Dp2)에 전류(I5) 및 전류(I6)로서 흐른다. 시점(T5)에서 다시 제1 스위치(SW1)가 온되어 기생 다이오드(Dp1 및 Dp2) 각각에는 역방향 전위가 인가된다. 기생 다이오드(Dp1)에는, 데드 타임 기간 내에 흐른 전류(I5)에 의해 축적된 전하와, 제1 인덕터(L1)에 의해 인가된 역방향 전위에 의해 리커버리 현상이 발생한다. 그리고, 전류(I5)에는, 사선부로 나타내는 리커버리 전류가 흐른다.
또한, 마찬가지로 기생 다이오드(Dp2)에는, 데드 타임 기간 내에 흐른 전류(I6)와, 제1 인덕터(L1)에 의해 인가된 역방향 전위에 의해 리커버리 현상이 발생한다. 기생 다이오드(Dp2)에 직렬 접속되어 있는 기생 인덕터(Lp2)는, 기생 다이오드(Dp1)에 직렬 접속되어 있는 기생 인덕터(Lp1)보다도 큰 인덕턴스를 갖는다. 이에 따라, 기생 다이오드(Dp2)에 생기는 리커버리 현상에 의해 발생하는 리커버리 전류는, 기생 인덕터(Lp2)에 의해 저지되어 전류(I6)에 흐르지 않는다.
전류(I5)에 흐르는 리커버리 전류는, 제1 스위치(SW1)를 통해 흐르기 때문에, 전류(I1)에 사선부로 나타내는 리커버리 전류가 흐른다. 전류(I4)는, 전류(I1), 전류(I2) 및 전류(I3)의 합이 되고, 직류 성분과, 단조 증가 및 단조 감소를 반복하는 리플 성분을 포함한 직류 전류가 된다. 전류(I4)는, 콘덴서(C1)에 의해 리플 성분이 제거되어 평활화되고, 정해진 직류 전압으로 강압된 직류 전류로서 부하(RL)에 출력된다. 전압(V1)과, 전압(V2) 및 전압(V3)의 듀티비를 변경함으로써, 부하(RL)에 출력하는 직류 전압이 조정된다.
시점(T2) 및 시점(T3) 사이의 데드 타임 기간 내에 기생 다이오드(Dp1)를 통해 흐르던 전류(I5)는, 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)가 온되었을 경우, 전류(I2) 및 전류(I3)로 분기되어 흐른다. 전류(I2)는, 제2 스위치(SW2)로 즉시 흐르고, 전류(I3)는, 제2 인덕터(L2)에 의해 저지되어 제3 스위치(SW3)로 서서히 흐른다. 이에 따라, 제2 스위치(SW2)를 통해 흐르는 전류(I2)는, 제3 스위치(SW3)를 설치함으로써 도 3의 사선부로 나타내는 영역분을 감소시키게 된다. 그리고, 전류(I2)가 감소함으로써, 데드 타임 기간 내에 흐르는 전류(I5)가 감소하여, 기생 다이오드(Dp1)에 축적되는 전하가 감소한다.
축적되는 전하의 감소에 의해 제1 스위치(SW1)가 온되었을 경우, 기생 다이오드(Dp1)가 발생하는 리커버리 전류는, 제2 인덕터(L2) 및 제3 스위치(SW3)를 포함하지 않는 종래 기술의 DC-DC 컨버터에 비하여 감소한다. 도 3에 도시된 예에서는, 전류(I5)의 사선부로 나타내는 리커버리 전류의 피크값(ΔI5)이 제3 스위치(SW3)를 포함함으로써, 저하된다. 리커버리 전류의 감소에 의해, DC-DC 컨버터(1)의 리커버리 손실이 종래 기술의 DC-DC 컨버터에 비하여 저감된다.
또한, 기생 다이오드(Dp2)를 통해 흐르는 리커버리 전류는, 제2 인덕터(L2)에 의해 저지되기 때문에, 회로 내를 흘러 큰 손실을 발생시키는 일이 없다. 또한, 리커버리 현상에 의해 기생 다이오드(Dp2)에 주입되는 전하에 의한 손실은 발생한다. 제3 스위치(SW3)에는, 제2 스위치(SW2)에 대하여 짧은 역회복 시간(Trr)을 갖는 MOSFET가 선택되기 때문에, 리커버리 현상이 저감되고, 주입되는 전하에 의한 손실이 저감된다. 일반적으로 역회복 시간(Trr)이 짧은 MOSFET는 높은 온저항을 가지며, 역회복 시간이 긴 MOSFET는 낮은 온저항을 갖는다. 따라서, 제3 스위치(SW3)는, 제2 스위치(SW2)에 대하여 높은 온저항을 갖는다. 제3 스위치(SW3)에 흐르는 전류(I6)는, 제3 스위치(SW3)에 흐르는 전류(I3)에 비하여 작고 또한 단시간이기 때문에, 제3 스위치(SW3)의 높은 온저항을 통하여 흐르는 전류(I6)는, 큰 손실을 발생시키지 않는다.
도 4는 제어 전압 및 회로 전류의 시뮬레이션 결과를 도시한 도표이다. 도 4는, 제1 인덕터(L1), 제2 인덕터(L2) 및 기생 인덕터(Lp1)의 인덕턴스 각각을 100 nH, 2 nH 및 0.5 nH로 한 경우의 각 제어 전압 및 각 회로 전류의 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다. 또한, 시점 T1로부터 300 nsec, 320 nsec, 3010 nsec 및 3333 nsec를 경과한 시점 각각을 T2, T3, T4 및 T5로 하고 있다. 입력 단자(IN1)에 입력되는 입력 전압 및 출력 단자(OUT1)로부터 출력되는 출력 전압 각각은 12V 및 1V이며, 스위칭 주파수 300 kHz로 하고 있다.
도 4는, 제어 전압인 전압(V1) 및 전압(V2)과, 회로 전류인 전류(I2) 및 전류(I5)의 합과, 회로 전류인 전류(I3) 및 전류(I6)의 합과, 회로 전류인 전류(I4)를 최상단에서 최하단을 향해 일렬로 배열하여 나타내고 있다. 도면 중의 ΔI5는 기생 다이오드(Dp1)를 통해 흐르는 리커버리 전류의 피크값을 나타낸다. ΔI5는, 제2 인덕터(L2) 및 제3 스위치(SW3)를 갖지 않는 종래 기술의 동기 정류 방식 DC-DC 컨버터의 시뮬레이션 결과로부터 얻어진 33A보다도 저감된 26A가 되었다. 또한, 회로 효율은, 출력 전류가 20A인 경우, 종래 기술인 동기 정류 방식 DC-DC 컨버터의 77%보다도 높은 83%였다.
실시형태 2
도 5는 DC-DC 컨버터(1)의 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트이다. 각 그래프의 횡축 및 종축 각각은 시간, 및 전압값 또는 전류값을 나타낸다. 본 실시형태 2는, 실시형태 1이 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)를 거의 동시에 온하는 데 반하여, 정해진 시간을 비켜서 온으로 하도록 되어 있다. 제어부(CT1)는, 제1 스위치(SW1)를 온한 후이면서 제2 스위치(SW2)를 온하기 전에 제3 스위치(SW3)를 온한다. 또한, 제어부(CT1)는, 제2 스위치(SW2)가 오프된 후이면서 제1 스위치(SW1)가 온되기 전에 제3 스위치(SW3)를 오프한다.
제1 스위치가 온된 시점(T1)에서 제1 스위치(SW1)를 통해 전류(I1)가 흐르고, 제1 인덕터(L1)에 에너지가 축적되며, 전류(I1)가 시간에 대하여 서서히 증가한다. 시점(T2)에서 제1 스위치(SW1)가 오프되어 즉시 전류(I1)가 0이 된다. 제1 인덕터(L1)의 전류(I4)는 관성력을 가지고 계속해서 흐르기 때문에, 제2 스위치(SW2)의 기생 다이오드(Dp1)를 통해 전류(I5)가 흐른다. 시점(T3a)에서 제3 스위치(SW3)가 온되고, 기생 다이오드(Dp1)를 통해 흐르던 전류(I5)가 제2 인덕터(L2)를 통해 제3 스위치(SW3)에 전류(I3)로서 서서히 흐르기 시작한다. 시점(T3b)에서 제2 스위치(SW2)가 온되고, 기생 다이오드(Dp1)를 통해 흐르던 전류(I5)가 즉시 제2 스위치(SW2)에 전류(I2)로서 흘러 서서히 감쇠된다.
시점(T4a)에서 제2 스위치(SW2)가 오프되었을 경우, 제2 스위치(SW2)를 통해 흐르던 전류(I2)가 온 상태에 있는 제3 스위치(SW3)에 유입되어, 전류(I3)가 증대된다. 시점(T4b)에서 제3 스위치(SW3)가 오프되어 전류(I5) 및 전류(I3)가 제2 인덕터(L2)의 관성력에 의해 계속해서 흘러 서서히 감쇠된다. 또한, 전류(I3)가 기생 다이오드(Dp2)에 유입되어 전류(I6)로서 흐른다. 시점(T5)에서 다시 제1 스위치(SW1)가 온되고, 기생 다이오드(Dp1 및 Dp2) 각각에는 역방향 전위가 인가된다. 기생 다이오드(Dp1)에는, 시점(T4a) 및 시점(T5) 사이에 흐른 전류(I5)에 의해 축적된 전하와, 인가된 역방향 전위에 의해 리커버리 현상이 발생한다.
그리고, 전류(I5)에는, 사선부로 나타내는 리커버리 전류가 흐른다. 마찬가지로 기생 다이오드(Dp2)에도 리커버리 현상이 발생하지만, 제2 인덕터(L2)에 의해 저지되어 리커버리 전류가 전류(I6)에 흐르지 않는다. 제3 스위치(SW3)는, 제2 스위치(SW2)보다도 지연되어 오프되기 때문에, 시점(T4b) 및 시점(T5) 사이의 데드 타임 기간이 줄어들어, 기생 다이오드(Dp1)에 축적되는 전하가 실시형태 1의 경우보다도 더 감소한다. 이에 따라, 시점(T5)에서 기생 다이오드(Dp1)에 생기는 리커버리 현상이 억제되어 리커버리 전류가 감소되어, 리커버리 손실이 더욱 저감된다.
제1 인덕터(L1), 제2 인덕터(L2) 및 기생 인덕턴스(Lp1)의 인덕턴스 각각을 100 nH, 2 nH 및 0.5 nH로 하여 시뮬레이션을 행하였다. 또한, 시점(T1)으로부터 300 nsec, 305 nsec 및 320 nsec을 경과한 시점을 시점(T2), 시점(T3a) 및 시점(T3b)으로 하였다. 시점(T1)으로부터 3010 nsec, 3290 nsec, 3333 nsec를 경과한 시점 각각을 시점(T4a), 시점(T4b) 및 시점(T5b)으로 하고 있다. 입력 전압 및 출력 전압 각각은, 12 V 및 1 V이며, 스위칭 주파수 300 kHz로 하였다. ΔI5는, 실시형태 1에 나타낸 시뮬레이션 결과로부터 얻어진 26A보다도 더욱 저감된 11A가 되었다. 또한, 회로 효율은, 출력 전류가 20A인 경우, 실시형태 1의 80%보다도 더 높은 83%였다.
본 실시형태 2는 이상과 같으며, 그 외는 실시형태 1과 동일하기 때문에 대응하는 부분에는 동일한 부호를 붙여 그 상세한 설명을 생략한다.
실시형태 3
도 6은 모듈을 나타내는 회로도이다. 본 실시형태 3은 실시형태 1의 회로의 일부를 모듈화한다. 모듈은, 제2 스위치(SW2)와, 제3 스위치(SW3)와, 제2 인덕터(L2)를 포함한다. 제2 스위치(SW2)의 소스는, 단자(A)와 제2 인덕터(L2)를 통해 제3 스위치(SW3)의 소스와 접속되어 있다. 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3) 각각의 드레인은, 단자(B)에 접속되어 있다. 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3) 각각의 게이트는 단자(C) 및 단자(D)에 접속되어 있다. 모듈을 이용하여, 종래 기술의 동기 정류 방식의 DC-DC 컨버터의 제2 스위치를 대체함으로써, DC-DC 컨버터(1)를 용이하게 제조할 수 있게 된다. 또한, 종래 기술의 동기 정류 방식의 DC-DC 컨버터의 제2 스위치를 모듈로 교환함으로써, 실시형태 1 및 실시형태 2의 DC-DC 컨버터(1)로 용이하게 변경할 수 있게 된다.
도 7, 도 8 및 도 9는 모듈의 예를 도시한 모식도이다. 모듈은, 유전체의 기판상 및 측면에 제2 스위치(SW2), 제3 스위치(SW3) 및 제2 인덕터(L2)와, 단자(A, B, C, D)가 실장되어 있다. 제2 인덕터(L2)는, 기판 상에 실장되는 칩 인덕터 등이다. 도 8에 도시된 예에서는, 기판 상에 패터닝된 배선에 의해 제2 인덕터(L2)가 형성되어 있다. 도 9에 도시된 예에서는, 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3) 사이를 와이어 본딩에 의해 배선된 리드선에 의해 제2 인덕터(L2)가 형성되어 있다.
도 10은 모듈의 예를 도시한 모식도이다. 도 10에 도시된 예에서는, 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3) 각각이 금속 평판을 이용하여 단자(A) 및 단자(B)에 배선되어 있다. 제3 스위치(SW3) 및 단자(A) 간의 배선 거리는, 제2 스위치(SW2) 및 단자(A) 간의 배선 거리보다도 길다. 이에 따라, 제3 스위치(SW3) 및 단자(A) 간의 기생 인덕턴스는, 제2 스위치(SW2) 및 단자(A) 간의 기생 인덕턴스보다도 커진다. 즉, 제3 스위치(SW3) 및 단자(A) 간의 금속 평판에 의한 기생 인덕턴스는, 제2 스위치(SW2)의 기생 인덕턴스보다도 큰 인덕턴스를 포함하는 제2 인덕터(L2)로서 기능한다.
도 11은 모듈의 예를 도시한 모식도이다. 도 11에 도시된 예에서는, 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3) 각각이 리드선을 이용하여 와이어 본딩에 의해 단자(A) 및 단자(B)에 배선되어 있다. 제3 스위치(SW3) 및 단자(A) 간의 배선수는, 제2 스위치(SW2) 및 단자(A) 간의 배선수보다도 적다. 이에 따라, 제3 스위치(SW3) 및 단자(A) 간의 기생 인덕턴스는, 제2 스위치(SW2) 및 단자(A) 간의 기생 인덕턴스보다도 커진다. 즉, 제3 스위치(SW3) 및 단자(A) 간의 리드선에 의한 기생 인덕턴스는, 제2 스위치(SW2)의 기생 인덕터(Lp1)보다도 큰 인덕턴스를 포함하는 제2 인덕터(L2)로서 기능한다. 또한, 모듈은, 유전체 기판으로서 단일 실리콘 기판을 이용하여, 상기 실리콘 기판 상에 제2 인덕터(L2), 제2 스위치(SW2) 및 제3 스위치(SW3)를 집적한 모놀리식 IC로 하여도 좋다.
본 실시형태 3은 이상과 같으며, 그 외는 실시형태 1 및 실시형태 2와 동일하기 때문에 대응하는 부분에는 동일 부호를 붙여 그 상세한 설명을 생략한다.
실시형태 4
본 실시형태 4는, 실시형태 1 및 실시형태 2에서 나타낸 DC-DC 컨버터(1)를 포함하는 전원 장치 및 이 전원 장치를 포함하는 전자 기기이다. 전원 장치는, 상용 전원 등의 교류 전원으로부터 부여되는 교류 전압을 직류 전압으로 정류하고, 정해진 직류 전압으로 강압하여 대상이 되는 기기에 전원으로서 공급하도록 되어 있다. 전원 장치는, 단체(單體)로 이용되는 경우에 한정되는 것이 아니라, 전원부로서 퍼스널 컴퓨터, 서버 장치(컴퓨터) 등의 전자 기기에 내장된 경우, 상기 전자 기기에 전원을 공급한다. 여기서는, 전자 기기로서 서버 장치를 들어 설명한다.
도 12는 전원부를 포함하는 서버 장치를 도시한 블록도이다. 서버 장치(30)는, CPU(31)와, 기록 매체에 기록된 프로그램 등을 판독하는 기록 매체 드라이브(37)와, 판독한 프로그램 등을 기억하는 HDD(36)와, 각종 데이터를 기억하고 있는 ROM(35)을 포함한다. CPU(31)는, HDD(36)에 기억한 프로그램을 RAM(34)에 판독하여 실행하도록 되어 있다. CPU(31)는, 버스(31a)를 통해 하드웨어 각부를 제어하고, 통신부(38)에 접속된 외부의 네트워크망을 통해 외부의 기기와 통신한다.
또한, 서버 장치(30)는, 외부의 교류 상용 전원으로부터 100V 및 200V 등의 교류 전압이 입력되는 상용 전원 입력부(33)와, 교류 전압을 직류 전압으로 변환하여 강압하고, 하드웨어 각부에 전원으로서 공급하는 전원부(32)를 포함한다. 전원부(32)는, 교류 상용 전원을 정류하여 직류 전압으로 변환하는 정류부(320)와, 직류 전압을 강압하여 하드웨어 각부에 공급하는 DC-DC 컨버터(1)를 포함한다. 서버 장치(30)는, 리커버리 손실이 저감된 DC-DC 컨버터(1)를 포함하기 때문에, 소비전력이 저감한다.
본 실시형태 4는 이상과 같으며, 그 외는 실시형태 1 내지 실시형태 3과 동일하기 때문에, 대응하는 부분에는 동일 부호를 붙여 그 상세한 설명을 생략한다.

Claims (12)

  1. 입력 단자에 입력된 직류 전압을 강압하여 출력 단자로부터 출력하는 DC-DC 컨버터에 있어서,
    상기 입력 단자 및 고정 전위 단자에 직렬 접속된 제1 스위치 및 제2 스위치와,
    상기 제1 스위치 및 제2 스위치의 중간 접속부, 및 상기 출력 단자 간에 삽입된 제1 인덕터와,
    상기 중간 접속부 및 상기 고정 전위 단자 간에 삽입되어 있고, 서로 직렬 접속된 제2 인덕터 및 제3 스위치와,
    상기 출력 단자 및 상기 고정 전위 단자 간을 접속하는 콘덴서
    를 포함하는 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 스위치와, 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치를 교대로 온하고, 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치를 동기하여 온/오프하는 제어부를 포함하는 DC-DC 컨버터.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제1 스위치와, 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치를 교대로 온하고, 상기 제2 스위치를, 상기 제3 스위치가 온된 시점으로부터 정해진 시간 경과한 후에 온하고, 상기 제3 스위치를, 상기 제2 스위치가 오프된 시점으로부터 정해진 시간 경과한 후에 오프하는 제어부를 포함하는 DC-DC 컨버터.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제2 인덕터는, 상기 제2 스위치의 등가 직렬 인덕턴스보다 큰 인덕턴스를 갖는 것인 DC-DC 컨버터.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치 각각은, 소스 및 드레인 간에 기생 다이오드를 포함하는 MOSFET인 것인 DC-DC 컨버터.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치 각각은, 다이오드를 역병렬로 접속한 반도체 스위칭 소자인 것인 DC-DC 컨버터.
  7. 제1항에 있어서, 상기 제3 스위치는, 상기 제2 스위치의 역회복 시간보다 작은 역회복 시간을 갖는 것인 DC-DC 컨버터.
  8. 입력 단자에 접속된 제1 스위치와, 상기 제1 스위치 및 출력 단자 간에 삽입된 제1 인덕터와, 상기 출력 단자 및 고정 전위 단자 간을 접속하는 콘덴서를 포함하고, 상기 입력 단자에 입력된 직류 전압을 강압하여 상기 출력 단자로부터 출력하는 DC-DC 컨버터에 이용되는 모듈로서,
    유전체 기판과,
    상기 유전체 기판 상에 배치되어 있고, 상기 제1 스위치 및 상기 고정 전위 단자 간에 병렬 접속되는 제2 스위치 및 제3 스위치와,
    상기 제1 스위치 및 상기 고정 전위 단자 간에 삽입되어 있고, 상기 제3 스위치와 직렬 접속된 제2 인덕터
    를 포함하는 모듈.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제2 인덕터는 도체선으로 형성되는 것인 모듈.
  10. 제8항에 있어서, 상기 제2 인덕터는 도체판으로 형성되는 것인 모듈.
  11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 기재된 DC-DC 컨버터를 포함하는 전원 장치.
  12. 제11항에 기재된 전원 장치를 포함하는 전자 기기.
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