KR100938396B1 - 전기 유도 히팅, 멜팅 및 스터링을 위한 펄스 레귤레이터를 가진 전류원 방식의 인버터 - Google Patents

전기 유도 히팅, 멜팅 및 스터링을 위한 펄스 레귤레이터를 가진 전류원 방식의 인버터 Download PDF

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Abstract

전류원 방식의 인버터의 입력부로의 dc 전류의 듀티 사이클이 조정된 전류원 방식의 인버터가 공진 주파수에서 공진 부하를 동작시키면서 인버터 출력 전력의 진폭을 증가시키기 위해 제공된다. 레귤레이터 듀티 사이클 주기는 전류원 방식의 인버터의 출력 전류의 주기에 동기화되어 전류원 방식의 인버터의 각 단일 출력 전류 주기에 대해 2개의 레귤레이터 주기가 존재하게 된다. 듀티 사이클 조정은 레귤레이터 주기내의 단일 펄스 또는 레귤레이터 주기내의 일련의 펄스에 의해 제공될 수 있다. 풀 듀티 사이클에서 유용한 것보다 큰 출력 전력 진폭은 전류원 방식의 인버터를 오프 공진에서 동작시킴으로써 제공될 수 있다. 다수의 전류원 방식의 인버터는 도가니 주위의 개별적인 코일 섹션에 접속될 수 있고 히팅 또는 멜팅 모드, 또는 스터 모드를 위해 선택적으로 상호접속될 수 있다.
Figure R1020097023153
전류원 방식의 인버터, 레귤레이터 듀티 사이클 주기, 공진 부하, 듀티 사이클 조정, 풀 듀티 사이클

Description

전기 유도 히팅, 멜팅 및 스터링을 위한 펄스 레귤레이터를 가진 전류원 방식의 인버터{CURRENT FED INVERTER WITH PULSE REGULATOR FOR ELECTRIC INDUCTION HEATING, MELTING AND STIRRING}
본 발명은 전류원 방식의 인버터를 갖는 전원 및 이러한 인버터의 조정 및, 이러한 전원을 전기 유도성 히팅, 멜팅 및 스터링에 적용하는 것에 관한 것이다.
도 1은 RLC 공진 부하에 접속된 종래의 전류원 방식의 인버터(116; current fed inverter)를 설명하고 있다. 공진 부하는 예를 들어, ac 전류가 유도 코일(Lcoil)을 흐를 때 자기 결합된 작업 부하(예를 들어, 노(爐) 내의 금속 또는 유도 코일에 배치된 금속 기어)를 나타내는 저장 엘리먼트(R)와 직렬인, 산업적 전기 유도 노 또는 히팅 디바이스와 함께 사용되는 유도 코일(Lcoil) 및, 이러한 유도 코일과 저장 엘리먼트에 병렬로 접속된 탱크(공진) 커패시터(Ctank)일 수 있다. 이러한 전형적인 인버터는 교류 전기 하프 사이클 동안 공진 부하에 스위치 페어들 S1-S4 및 S2-S3를 통해 순차적으로 전류를 공급하는 스위칭 디바이스(S1 내지 S4)를 갖는 H-브리지로서 도시되어 있다. 조정된 dc 전류는 적합한 소스로부터 전류가 공급되 는 스무딩 인덕터 또는 초크(Lchoke)를 통해 인버터에 공급된다. 도 1에서, 실리콘 제어 정류기(SCR1 내지 SCR6)로부터 형성된 3상 전파, 가변 전압 정류기(112) 또는 다른 타입의 상-제어 전기 스위치가 dc 전류를 공급하는데 사용된다. 이러한 정류기로의 입력은 (도면에서 라인 A,B,C으로서 지정된) 50 또는 60 헤르쯔, 3상 유틸리티 서플라이와 같은 적합한 ac 소스로부터 온다.
도 2는 도 1에 도시된 인버터의 성능 특성을 도시한 그래프이다. 파라미터는 주파수의 함수로서의 암페어 단위의 인버터 출력 전류 진폭(Iout ( INV )); 주파수의 함수로의 킬로와트 단위의 인버터 출력 전력 진폭(Pout ( INV )); 주파수의 함수로의 볼트 단위의 인버터 출력 전압 진폭(Vout ( INV )); 암페어 단위의 최대 dc 전류(Imax); 킬로와트 단위의 최대 인버터 출력 전력(Pmax); 및 볼트 단위의 최대 인버터 출력 전압(Vmax)이다.
레이팅된 (최대) 동작 조건은 동작 라인(L2)에 의해 식별된 커브의 교차선에 의해 정의된다. 공진 동작 조건은 동작 라인(L1)에 의해 정의된 바와 같은 인버터 출력 전압, 전류 및 전력의 최대 값에 의해 정의된다. 공진 부하에 걸친 인버터 출력 전압은 다음의 식으로 표현될 수 있다.
Figure 112009068060632-pct00001
여기서, Vinv는 인버터의 출력 전압이고, Vdc는 공급된 dc 전압이고,
Figure 112009068060632-pct00002
는 인버터 출력 전류와 전압 사이의 위상 전이이다.
인버터(Pinv)의 출력 전력은 인버터 전압의 제곱에 비례한다.
Figure 112009068060632-pct00003
결과적으로 전력을 증가시키기 위해, 공진 부하는 공진을 오프하도록 동작할 것이고 전력 레벨이 증가함에 따라 효율의 감소가 증가할 것이다. 공진에서의 레벨보다 낮은 레벨로 인버터 출력 전력을 감소시키기 위해, 정류기로부터의 dc 출력은 정류기의 스위치의 상 제어에 의해 감소된다.
입력 정류기의 상 제어 이외의 수단에 의해 전류원 방식의 인버터의 전력을 제어하면서 부하를 공진 상태로 유지하는 것이 본 발명의 목적이다. 본 발명의 또 다른 목적은 인버터에서 사용되는 리액티브 컴포넌트의 크기를 최소화하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 유도 노 내에 배치된, 용융된 금속 배쓰(bath)와 같은, 전기 유도성 재료를 균일하게 혼합하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 특히 주의 환경이 실질적으로 진공일 때, 표면적을 형성하는 볼록 메니스커스(meniscus)를 모듈레이팅(modulate)함으로써 아웃가싱(outgas)을 촉진시키도록 주위 환경에 노출된 용융된 배쓰의 표면적을 최대화시키는 것이다.
하나의 특징에서, 본 발명은 전류원 방식의 인버터의 입력부로의 dc 전류의 듀티 사이클 조정에 의한 전류원 방식의 인버터의 출력 전력의 진폭을 제어하는 장치 및 방법이고, 레귤레이터의 듀티 사이클의 주기는 전류원 방식의 인버터의 출력 전류의 주기와 동기화되어 전류원 방식의 인버터의 각 단일 출력 전류 주기에 대해 2개의 레귤레이터 주기가 존재한다. 듀티 사이클 조정은 레귤레이터 주기내의 단일 펄스 또는 레귤레이터 주기내의 일련의 펄스에 의해 제공될 수 있다. 풀(유니티) 듀티 사이클에서 유용한 것보다 큰 출력 전력 진폭이 전류원 방식의 인버터를 오프 공진 상태에서 동작시킴으로써 제공될 수 있다.
본 발명의 상기 특징 및 다른 특징은 명세서 및 첨부된 청구범위에 나타나 있다.
본 발명의 다음 상세한 설명은 물론 상술된 간략한 요약은 첨부된 도면과 함께 읽을 때 보다 잘 이해된다. 본 발명을 설명하기 위해, 바람직한 본 발명의 도면에 예시되어 있지만, 본 발명은 다음의 첨부된 도면에서 개시된 특정 배열 및 수단에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 전형적인 전류 공급 전원의 단순화된 개략도,
도 2는 도 1에 도시된 전원의 전형적인 동작 파라미터의 그래프,
도 3은 공진 부하에 접속된 본 발명의 전류원 방식의 인버터를 구비한 전원의 하나의 예의 단순화된 개략도,
도 4는 각각 개별적으로 조정된 다수의 전류원 방식의 인버터가 상이한 공진 부하 및 단일 정류기에 각각 접속된 본 발명의 전원의 또 다른 예의 단순화된 개략 도,
도 5는 공통 레귤레이터에 의해 조정된 다수의 전류원 방식의 인버터가 각각 상이한 공진 부하 및 단일 정류기에 접속된 본 발명의 전원의 또 다른 예의 단순화된 개략도,
도 6(a) 및 도 6(b)는 본 발명의 전류원 방식의 인버터 전원의 하나의 예에 대한 단일 펄스 및 멀티 펄스 레귤레이터 성능을 설명한 그래프,
도 7(a) 및 도 7(b)는 본 발명의 전류원 방식의 인버터의 하나의 예의 유니티 듀티 사이클/공진 및 유니티 듀티 사이클/오프 공진에서의 파라미터를 설명하는 그래프,
도 8은 본 발명의 전류원 방식의 인버터를 구비한 전원의 또 다른 예의 단순화된 개략도,
도 9(a) 및 도 9(b)는 도 8에 도시된 전기 유도 히팅, 멜팅 및 스터링 배열의 도면,
도 10(a) 및 도 10(b)는 도 8에 도시된 전원을 사용하는 전기 유도 히팅, 멜팅 및 스터링 배열의 단순화된 개략도,
도 10(c)는 도 9(a), 도 9(b)에 도시된 배열 및 도 10(a) 및 도 10(b)의 개략도에 사용된 다이오드 브릿지 스위치의 하나의 예를 도시한 도면,
도 11(a)는 전기 유도 스터링에 대한 본 발명의 하나의 배열의 도면,
도 11(b)는 도가니내의 용융된 금속 재료의 볼록 메니스커스 표면이 모듈레이팅된 본 발명의 하나의 예를 도시한 도면, 및
도 12(a) 및 도 12(b)는 권선 및 역권선 코일 구성에 대한 전형적인 명시 규정을 각각 도시한 도면이다.
본 발명의 전원(10)의 하나의 예가 도 3에 도시되어 있다. 전원은 3개의 액티브 섹션, 즉, 정류기(12), 전력 레귤레이터(14) 및 전류 인버터(16)를 포함한다. 패시브 인덕터(초크)로서 도 3에 도시된 옵셔널 인터하모닉 리덕션 엘리먼트(Lihr)는 정류기의 dc 출력부를 전력 레귤레이터에 접속한다. 패시브 인덕터(초크)로서 도 1에 도시된 에너지 저장 엘리먼트(Li)는 전력 레귤레이터의 출력부를 인버터의 입력부에 접속한다.
3상 정류기(12)로의 입력은 적합한 ac 소스, 예를 들어, (도면에서 라인 A, B 및 C로 표기된) 50 또는 60 헤르쯔 유틸리티 전력로부터 온다. 정류기(12)는 실리콘 제어 정류기 (SCR1 내지 SCR6)와 같은 6개의 스위치 디바이스를 포함하는 전파 위상 제어 정류기를 포함한다. 본 발명의 다른 예에서, 정류기는 반파 위상 제어 설계, 또는 다른 적합한 타입일 수 있다. 아래에 더 설명되는 바와 같이, 정류기는 도 3에 용량성 엘리먼트(C0)로 표시된 레귤레이터의 에너지 저장 디바이스의 초기 오버차지를 방지하기 위해 전원의 소프트 스타트에 대한 것을 제외하고 정전압 정류기로서 동작한다.
인버터(16)는 이러한 제한되지 않는 예에서 H-브릿지로서 구성된 4개의 스위치 디바이스를 포함한다. 각 스위치 디바이스는 다른 타입의 스위치 디바이스 및 브릿지 구성이 본 발명의 다른 예에서 사용될 수 있지만, 다이오드와 직렬로, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)로서 상징적으로 도시되어 있다. 일반적으로, 안정 상태 동작에서, 인터버 스위치 페어(S1 및 S4)는 전기 하프 사이클(즉, 포지티브 하프 사이클)에 대해 도통하고 인버터 스위치 페어(S2 및 S3)는 다음의 전기 하프 사이클(즉, 네가티브 하프 사이클)에 대해 도통하여서, "RLC" 공진 부하를 형성하기 위해, 용융되거나 히팅되는 자기 결합 부하의 임피던스를 일반적으로 나타내는 저항성 엘리먼트(R)와 직렬인 유도성 엘리먼트(Lcoil)로 도면에 표시된 전기 유도 노, 또는 히팅 코일; 및 Lcoil 및 R의 직렬 조합과 병렬로 접속된 탱크(공진) 커패시터(Ctank)를 포함할 수 있는 공진 부하 회로에 ac 전류를 전달한다. 공진 부하 임피던스가 변함에 따라, 인버터(16)의 출력 주파수는 컨트롤러(18)에 의해 조정되어 인버터의 스위치 디바이스의 게이팅 제어에 의해 공진 부하 회로로의 전력 전달을 최대로 하기 위해 공진에서 또는 공진 근방에서 인버터가 동작하도록 컨트롤러(18)에 의해 조정된다.
컨트롤러(18)는 인버터의 스위치 디바이스 및 레귤레이터 스위치 디바이스(S0)의 지속시간 및 주파수를 제어하는데, 이것은 IGBT로서 상징적으로 도시되어 있지만 임의의 적합한 다른 타입의 스위치 디바이스일 수 있다. 본 발명의 전원에서, 레귤레이터(14)는 컨트롤러(18)에 의해 인버터의 출력 주파수와 동기화되어서 레귤레이터(14)의 주기(레귤레이터 주기)는 인버터(16)의 ac 출력 주파수의 주기의 절반에서 유지된다. 전형적으로 인버터(16)는 전기적으로 도전성 재료를 히팅하기 위한 산업 전기 유도 노 또는 유도 히팅 코일 설계의 사용과 관련된 애플리케이션에 대한 대략 100 헤르쯔 내지 1000 헤르쯔의 범위의 주파수에서 동작할 것이다. 결과적으로, 레귤레이터(14)는 대략 5ms (1/100 헤르쯔) 내지 0.5ms(1/1,000 헤르쯔)의 범위의 주기로 동작할 것이다.
레귤레이터(14)가 인버터(16)의 주기의 절반에서 동작하지만, 레귤레이터(14)는 안정 상태 동작에서 레귤레이터 주기내의 다양한 듀티 사이클을 가지고 동작한다. 예를 들어, 레귤레이터 스위치(S0)는 레귤레이터 주기의 80퍼센트(.8 듀티 사이클) 동안만 도통할 수 있는데, 그동안 하나의 실시예에서 에너지 저장 인덕터(Li, 초크)로 표시된 레귤레이터 에너지 저장 디바이스는 정류된 유틸리티 전력으로부터 연속 충전된 용량성 엘리먼트(C0)로부터 충전된다. S0가 도통하지 않는(스위치 디바이스(S0) 개방) 레귤레이터 주기 동안, 전류는 초크(Li)에 저장된 에너지로부터 인버터로 공급된다. 출력 전력의 진폭은 스위치(S0)의 듀티 사이클, 즉, 스위치가 오프 상태 또는 비도통 상태에 있는 시간 주기에 대한 스위치(S0)가 온 상태 또는 도통 상태에 있는 시간 주기의 비(ratio)에 의해 제어된다. 듀티 사이클이 감소함에 따라, 초크(Li)로부터 공급된 dc 인버터 입력 전류의 ac 전류 리플 컴포넌트는 증가하고, 결과적으로, 단일 레귤레이터 펄스가 모든 레귤레이터 주기에서 사용되는 경우에, 초크(L1)는 매우 큰 양의 전기 인덕턴스를 갖는 높은 저장 용 량 초크로서 설계되어야 하고, 결과적으로, 큰 물리적 크기를 갖게된다. 초크의 크기를 최소화하기 위해, 보다 낮은 듀티 사이클에서, 다수의 온/오프 레귤레이터 펄스가 본 발명의 일부 예에서 레귤레이터 주기에서 제공된다.
낮은 듀티 사이클에서 레귤레이터 스위치(S0)를 통해 흐르는 전류의 크기는 높은 듀티 사이클에서 레귤레이터 스위치(S0)를 통해 흐르는 전류보다 훨씬 더 작다. 결과적으로, 스위치(S0)에서의 스위칭 손실은 낮은 듀티 사이클에서 보다 낮을 것이다. 본 발명에서, 낮은 듀티 사이클에서의 보다 낮은 스위칭 손실은 단일 낮은 듀티 사이클 펄스로 공급되는 전류 리플과 동일한 크기의 전류 리플을 제공하기 위해 레귤레이터의 조정된 주기내의 다수의 온/오프 펄스로 인버터에 전류를 제공함으로써 이용될 수 있다. 이러한 배열에 의해 낮은 듀티 사이클에서의 보다 많은 주파수 펄스는 초크(Li)내의 훨씬 더 적은 에너지 저장 용량을 요구하기 때문에, 그리고, 저장된 에너지는 디바이스(S0)가 보다 짧은 인터벌 동안 도통하지 않을 때 인버터에 전류의 소스가 될 것이기 때문에 초크(Li)의 요구된 전기 레이팅을 상당히 감소시킬 수 있다. 적합한, 하지만 이에 제한되지 않는, 제어 알고리즘은 다음과 같다.
Figure 112009068060632-pct00004
여기서, N은 레귤레이터 주기내의 허용된 레귤레이터 펄스의 수이고, Wmax는 선택된 레귤레이터 스위치(S0)에 대해 특정된 최대 허용된 전력 소실량이고, Wcond는 선택된 레귤레이터 스위치(S0)에 대해 특정된 도전 손실이고, Wsw는 레귤레이터 주기내의 단일 레귤레이터 온/오프 듀티 사이클 펄스를 갖는 계산된 스위칭 손실이다.
따라서, 0.3의 단일 레귤레이터 온/오프 듀티 사이클을 요구하는 공진에서의 요구되는 인버터 출력 전력 크기에 대하여, Wsw는 0.3 듀티 사이클에 대한 스위치(S0) 전류에 대하여 계산되고, 0.3 듀티 사이클에서의 최대 N은 선택된 스위치(S0)에 대한 특정된 Wmax 및 Wcond를 사용하여 상기 등식으로부터 계산된다.
하나의 예시로, 도 6(a) 및 도 6(b)는 예를 들어, 0.3 듀티 사이클에서의 단일 펄스 대 멀티 펄스 레귤레이션을 설명한 그래프이다. 양측 도면에서, tinv는 인버터의 출력 주파수의 주기를 나타내고, treg는 인버터의 출력 주파수의 절반인 레귤레이터의 주기를 나타내고 있다. 도 6(a)에서, 각 레귤레이터 주기(treg)내의 단일 레귤레이터 펄스는 위에서 설명한 바와 같이 선호되지 않고, 다수의 레귤레이터 펄스가 도 6(b)내의 레귤레이터 펄스에 의해 설명된 바와 같이 선호된다. 레귤레이터 주기내의 펄스의 수는 애플리케이션에서 사용되는 특정 레귤레이터 스위치의 스위치 손실 및 요구되는 인버터 전류의 범위에 따라 변할 것이다. 명료하기 위해 5개의 정규 펄스가 도 6(b)에 사용되었다. 일반적으로 레귤레이터 주기 당 펄스의 수는 유니티보다 작고 제로보다 큰 듀티 사이클 범위에서 각각 2로부터 수백으로 변할 수 있다.
공진에서 1.0의 듀티 사이클에 대한 것보다 많은 인버터 출력 전력이 요구된다면, 추가 출력 전력이 인터버의 출력 주파수를 증가시킴으로써 제공될 수 있는데, 이것은 보다 많은 전력을 공급할 것이지만 공진에서는 공급하지 않을 것이다. 도 7(a) 및 도 7(b)는 보다 큰 인버터 출력 전력이 제공될 때, 유니티 듀티 사이클/공진 및 유니티 듀티 사이클/오프 공진에서의 인버터 파라미터를 설명하는 그래프이다. 도 7(a)는 공진에서 1.0의 듀티 사이클을 갖는, 전력 진폭(P1)보다 큰 인버터 공진 출력 전력 진폭(P2)을 도시하고 있다. 도 7(b)는 1.0의 듀티 사이클과 인버터의 출력 전류와 전압 사이의 위상전이(Ø)를 갖는, 전력 진폭(P2)보다 큰, 인버터 오프-공진 출력 전력 진폭(P3)을 도시하고 있다.
논-진공(non-vacuum) 전기 유도 노에 적용하기 위해, 본 발명의 전류원 방식의 인버터를 갖는 전원의 컴포넌트는 일반적으로 오프-공진 전력 범위에서 최대 전력 출력에 대해 완전히 레이팅되고, 진공 전기 유도 노에 적용하기 위해, 본 발명의 전류원 방식의 인버터를 갖는 전원의 컴포넌트는 일반적으로 공진, 유니티 듀티 사이클 동작에서 최대 전력에 대해 완전히 레이팅된다.
도 4에서 설명된 본 발명의 전류원 방식의 인버터를 가진 전원의 또 다른 예에서, 각각 전용 레귤레이터 스위치(S0 및 S'0) 및 다이오드(D0 및 D'0)를 갖는 다수의 인버터(16, 16')는 단일 정류기(12) 및, 이러한 정류기의 출력부에 접속된 에너 지 저장 디바이스, 커패시터(C0)로부터 동력화될 수 있다. 이러한 구성에서, 다수의 공진 부하(LOAD1, LOAD2) 사이의 제어되고 할당된 배분은 정류기(12)의 레이팅에 의해 달성된 최대 전체 전력 출력에 따른, 상술된 바와 같은 인버터(16, 16')의 개별적인 펄스 조정에 의해 달성될 수 있다. 2개의 인버터/부하 회로가 도 4에 도시되어 있지만, 임의의 수의 인버터/부하 회로가 사용될 수 있다.
도 5에 도시된 바와 같은, 본 발명의 전류원 방식의 인버터를 갖는 전원의 또 다른 예에서, 각각 전용 공진 부하(LOAD1, LOAD2)를 서빙하는 다수의 인버터(16, 16')는 각각, 상술된 바와 같이 전파 출력에서 동작하는 정류기의 출력에 접속된 단일 레귤레이터(14)로부터 선택적으로 전력공급될 수 있다. 스위치(S1, S3, S1', S4')가 도통하고, 스위치(S2, S4, S2', S3')가 도통하지 않을 때, 전류는 예를 들어, 전기 하프 사이클에 대해 LOAD2에 공급되지만, LOAD1에는 인가되지 않는 반면, 그 다음 전기 하프 사이클에서, 스위치(S2, S4, S2', S3')는 도통하고, 스위치(S1, S3, S1', S4')는 도통하지 않아 LOAD2에 전류를 연속 공급한다.
이러한 스위칭 방식이 일반적으로 유도 히팅 및 멜팅을 위해 위에 기술되어 있지만, 본 발명의 다른 예에서, 이러한 스위칭 방식은 유도 노 애플리케이션에서 인버터로서 사용될 때 유도 스터링 패턴에 영향을 주기 위해 사용될 수 있다. 이러한 애플리케이션은 도 8, 도 9(a) 및 도 9(b)에 도시된 하나의 예에 도시되어 있다. 도 8은 도가니(90)를 둘러싸는 3개의 유도 코일, 즉, 하부 코일(22a), 중간 코일(22b), 상부 코일(22c) 각각에 전력을 공급하도록 사용되는 ac 전원(20a, 20b, 20c)의 하나의 예이다. 탱크 커패시터(CT1, CT2, CT3)가 각 전원의 출력부에서 제공된다. 각 커패시터는 상이한 커패시턴스 값을 가질 수 있다. 저항성 엘리먼트(R1, R2, R3)는 각 코일 섹션에 의해 둘러싸인 도가니(90)에서 히팅되거나, 용융되거나 또는 스터링되는 자기 결합 부하의 저항을 나타낸다. 스위치(SW1, SW2)는 이러한 스위치가 도 9(a)에 도시된 바와 같은 용융 모드에서 닫힐 때 코일 전류를 밸런싱하도록 사용된다. SW1 및 SW2 모두가 닫힐 때 자속의 달성된 방위는 전형적인 자속선(94)에 의해 도시된 바와 같다. 이러한 구성의 한 장점은 각 스위치가 도가니의 풀 전류(전력) 레이팅의 대략 10퍼센트의 연속 전류 레이팅을 가질 수 있다는 것인데, 그 이유는 이러한 노의 유도 코일 섹션의 임피던스가 10퍼센트 미만의 코일 사이의 전형적인 편향이 있을 뿐 값에서 유사하기 때문이다. 스위치(SW1, SW2)는 기계적 또는 전기적 타입일 수 있다. 스위치(SW1, SW2)는 하나의 적합하게 배열된 스위칭 디바이스로 조합될 수 있다. 전형적이지만 제한되지 않는 전자 스위치는 도 10(c)에 다이오드 브릿지 SCR 스위치로서 도시되어 있다. 코일 섹션 사이의 전류는 상대적으로 낮아 전자 스위칭 디바이스의 적용을 돕는다. 상술된 동작 조건에서, 유도 전자기 스터 패턴은 도 9(a)내의 예시의 플로우 라인(92a)으로 표시될 수 있는데, 이러한 플로우 라인은 이중 소용돌이 링 또는, 도가니의 상하 절반부내의 별개의 소용돌이 링을 갖는 토로이드 소용돌이 플로우 패턴이다.
보다 일반적으로 도 9(a) 및 도 9(b)내의 각 유도 코일은 제1 또는 "스타트" 엔드 터미네이션, 및 제2 또는 "엔드" 터미네이션을 갖는 것으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 도 12(a)에서, 유도 코일(70)이 (도가니(90) 둘레로 우측으로부터 좌측으로) 감겨진 유도 코일을 나타내고, 도 12(b)에서 유도 코일(72)이 (도가니(90) 둘레로 좌측으로부터 우측으로) 반대로 감겨진 유도 코일을 나타낸다면, 각 코일의 스타트 및 엔드 터미널은 도면에 도시된 바와 같이 표시될 수 있다. 대안으로, 도 9(a) 및 도 9(b)에 도시된 바와 같이, 유도 코일(22a, 22b, 22c)의 스타트 터미널은 도면에 도시된 바와 같이 "원 내부의 별모양" 심볼로써 표시될 수 있는데, 이에 따라, 예를 들어, 본 발명의 하나의 실시예에서 코일(22a, 22c)이 하나의 방위로 감겨지고 코일(22b)이 그 반대 방향으로 감겨지거나, 또는 그 반대인 것을 나타낸다. 이러한 약속을 사용하여, 모든 3개의 유도 코일의 스타트 터미널은 스위치(SW1, SW2)가 닫힐 때만 함께 선택적으로 접속되는 한편, 모든 3개의 유도 코일의 엔드 터미널은 항상 공통으로 함께 접속된다. 본 발명의 또 다른 예에서, 3개 보다 많은 유도 코일이 사용될 수 있고, 유도 코일 모두의 스타트 터미널은 선택적으로 하나 이상의 스위칭 디바이스에 의해 함께 접속되고, 유도 코일의 모두의 엔드 터미널은 항상 공통으로 함께 접속되거나 그 반대가 될 수 있다.
스터(stir) 모드에서, 3개의 전원중 임의의 2개는 3개의 전원중 2개로부터의 출력부가 제로인 비활성 상태로 설정될 수 있어서 탱크 커패시터, 레지스턴스 및 각 비활성 상태 전원과 연관된 코일 섹션은 병렬 RLC 회로를 형성한다. 스터 모드 에서 SW1, SW2 모두 개방되어 있다. 도 9(b) 및 도 10(b)에서, 전원(20a)은 액티브 상태로 선택되고 전원(20b, 20c)은 오프 또는 비활성 상태로 있다 (이것은 2개의 전원을 점선으로 도시함으로써 설명되어 있다). 결과적으로, 코일(22a)을 통과하는 전원(20a)로부터의 출력 전류는 전형적인 자속 라인 (98a)에 의해 표시된 자기장을 생성한다. 이러한 자기장은 코일(22b), 저항(R2) 및 커패시터(CT2)에 의해 형성된 RTC와 결합하고(도면에서는 "M"으로 표시되어 있다), 이것은 이어서 전형적인 자속 라인(98b)에 의해 표시되는 제2 자기장을 생성하는 코일(22b)을 흐르는 유도 전류를 생성한다. 제2 자기장은 코일(22c), 저항(R3) 및 커패시터(CT3)에 의해 형성된 RTC 회로와 결합하고, 이것은 이어서, 전형적인 자속 라인(98c)에 의해 표시된 제2 자기장을 생성하는 코일(22c)을 흐르는 유도 전류를 생성한다. 이러한 자기장의 조합은 도 9(b)에 도시된 바와 같은 도가니내의 용융된 전기 도전 재료에 전자기 플로우 패턴을 유도할 것이다. 이러한 유도된 전자기 스터 패턴은 도 9(b)내의 예시의 플로우 라인(92b)로 표시될 수 있어서 링의 폴로이드(원형) 축(Z) 둘레의 하방향 플로우 패턴 또는 반시계방향 폴로이드 회전을 갖는 도가니내의 단일 소용돌이 링 플로우 패턴을 생성한다. 이러한 스터 배열은 특히 추가 차지를 도 11(a)에 도시된 바와 같이 금속 칩(94)와 같은 멜트에 추가하여서 추가된 차지가 멜트내에 신속히 당겨질 때 특히 유용하다. 이러한 폴로이드 회전은 전원(20c)를 기동시키고 전원(20a, 20b)를 기동정지시킴으로써 시계방향으로 역전될 수 있다. 본 발명의 일부 실시예에서, 상부 전원(20c)의 출력 전력 레벨을 올터네이팅하거나 조깅하는 단계가 도 11(b)에 도시된 바와 같이 예를 들어, 메니스터스(80 내지 80a)로의 용융된 금속 배쓰의 표면을 형성하는 볼록 메니스커스(80)의 높이를 일으키기(조절하기) 위해 사용될 수 있어서, 보다 큰 용융된 금속 표면 면적을 대기에 노출시킨다. 이것은 애플리케이션이 진공 노이고 주기 대기가 진공일 때 특히 유용하다. 이러한 표면 위의 진공에 노출된 용융된 금속 표면 면적을 증가시킴으로써 아웃가싱의 효율을 증가시킬 수 있다.
도 9(a) 및 도 9(b)에 도시된 본 발명의 예는 진공 및 논 진공 유도 노 애플리케이션에 사용될 수 있고, 도가니가 고체 및/또는 반고체 전기 도전 재료로 처음에 채워진 배쓰 프로세스에서 또는 전기 도전 고체 또는 반고체 차지가 도가니의 바닥부에서 기존의 힐(heel)에 점진적으로 추가되는 힐 프로세스에서 사용될 수 있다. 보통 멜트 및 히트 모드(도 9(a) 및 도 10(a))는 처음에 도가니내의 전기 도전 재료 모두를 용융하도록 사용된다. 그다음, 스터 모드(도 9(b) 및 도 10(b))가 예를 들어, 용융 배쓰를 통해 도통 히팅을 강화하기 위해; 및/또는 용융된 배쓰의 표면이 멜트로부터 대기 또는 진공으로 가스가 이동하는 것을 촉진하기 위해 연속으로 변하도록 하기 위해 용융 배쓰 볼륨을 원형화함으로써 용융 배쓰의 디가싱(degas)을 촉진시키기 위해; 및/또는 도 9(b)의 축(Z)으로 식별된 하방향 중심 소용돌이내로 추가 차지를 끌어당김으로써 용융 배쓰에 추가된 추가 차지의 용해를 촉진시키기 위해 사용된다.
3개의 유도 코일 섹션이 본 발명의 상기 예에 도시되어 있지만, 다른 양의 코일 섹션이 본 발명의 다른 예에서 사용될 수 있다.
본 발명의 상기 예는 단지 설명을 위해 제공된 것이고 본 발명을 제한하려는 것은 아니다. 본 발명이 다양한 실시예에 대하여 설명되었지만, 여기에 사용된 단어는 제한을 위한 것이 아니고 설명을 위한 것이다. 본 발명이 특정 수단, 재료 및 실시에에 대하여 여기에 기술되어 있지만, 본 발명은 여기에 특별히 개시된 것으로 제한하려는 것이 아니고, 본 발명은 첨부된 청구범위와 같이 모든 기능적으로 동일한 구조, 방법 및 용도까지 확장될 수 있다. 이러한 기술명세를 사용하는 당업자는 수많은 수정을 만들 수 있고, 특징에 있어서 본 발명의 범위로부터 벗어남 없이 변경할 수 있다.

Claims (20)

  1. 적어도 하나의 RLC 공진 부하용 전원으로서,
    ac 소스에 접속된 정류기 입력부 및 정류기 dc 출력부를 갖는 ac-dc 정류기;
    상기 정류기 dc 출력부에 접속된 적어도 하나의 전하 저장 디바이스;
    각각 레귤레이터 dc 출력 주기 및 상기 레귤레이터 dc 출력 주기내의 가변 출력 듀티 사이클을 갖는 레귤레이터 출력부를 갖고, 각각 상기 적어도 하나의 전하 저장 디바이스에 접속된 적어도 하나의 레귤레이터;
    상기 적어도 하나의 레귤레이터중 하나의 레귤레이터 출력부에 각각 독점 접속된 적어도 하나의 전류 저장 디바이스; 및
    상기 적어도 하나의 전류 저장 디바이스중 하나에 독점 접속된 인버터 입력부를 각각 갖고, 상기 적어도 하나의 RLC 공진 부하중 하나에 독점 접속된 인버터 ac 출력부를 각각 갖는 적어도 하나의 인버터를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 인버터 각각의 인버터 ac 출력 주기는, 상기 적어도 하나의 인버터 각각의 인버터 입력부에 접속된 적어도 하나의 전류 저장 디바이스에 접속된 적어도 하나의 레귤레이터의 레귤레이터 출력 주기의 두배인 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하용 전원.
  2. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 레귤레이터의 적어도 하나의 레귤레이터 출력부는 상기 가변 출력 듀티 사이클 안에 복수의 펄스를 포함하는 것을 특징 으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하용 전원.
  3. 제1항에 있어서, 상기 ac-dc 정류기의 정류기 dc 출력부는 가변 제어된 출력 전압 진폭을 갖는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하용 전원.
  4. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 레귤레이터는 복수의 레귤레이터를 포함하고, 상기 적어도 하나의 인버터는 복수의 인버터를 포함하고, 상기 적어도 하나의 RLC 공진 부하는 복수의 RLC 공진 부하를 포함하고, 상기 복수의 RLC 공진 부하의 각각은 상기 복수의 인버터중 하나의 인버터 ac 출력부에 독점 접속되고, 상기 복수의 레귤레이터의 각각은 상기 적어도 하나의 전류 저장 디바이스중 적어도 하나에 독점 접속되고, 그리고 상기 복수의 인버터중 각각의 인버터 입력부는 상기 복수의 레귤레이터중 하나에 독점 접속된 적어도 하나의 전류 저장 디바이스중 적어도 하나에 독점 접속되는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하용 전원.
  5. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 레귤레이터는 한 쌍의 레귤레이터를 포함하고, 상기 적어도 하나의 인버터는 한 쌍의 인버터를 포함하고, 상기 적어도 하나의 RLC 공진 부하는 한 쌍의 RLC 공진 부하를 포함하고, 상기 한 쌍의 RLC 공진 부하의 각각은 상기 한 쌍의 인버터중 하나의 인버터 ac 출력부에 독점 접속되고, 상기 한 쌍의 레귤레이터의 각각은 상기 적어도 하나의 전류 저장 디바이스중 적어 도 하나에 독점 접속되고, 그리고 상기 한 쌍의 인버터의 각각의 인버터 입력부는 상기 한 쌍의 레귤레이터중 하나에 독점 접속된 적어도 하나의 전류 저장 디바이스중 적어도 하나에 독점 접속된 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하용 전원.
  6. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 레귤레이터는 단일 레귤레이터를 포함하고, 상기 적어도 하나의 인버터는 복수의 인버터를 포함하고, 상기 적어도 하나의 RLC 공진 부하는 복수의 RLC 공진 부하를 포함하고, 상기 복수의 RLC 공진 부하의 각각은 상기 복수의 인버터중 하나의 인버터 ac 출력부에 독점 접속되고, 상기 단일 레귤레이터는 상기 적어도 하나의 전류 저장 디바이스에 접속되고, 그리고 상기 복수의 인버터의 모두의 인버터 입력부는 상기 적어도 하나의 전류 저장 디바이스에 접속된 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하용 전원.
  7. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 RLC 공진 부하는 적어도 3개의 RLC 공진 부하를 포함하고, 상기 적어도 3개의 RLC 공진 부하의 각각은 전기 도전성 재료를 함유하는 도가니 둘레에 배치된 적어도 하나의 유도 코일을 독점적으로 포함하는 유도성 엘리먼트를 갖는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하용 전원.
  8. 제7항에 있어서, 상기 적어도 3개의 RLC 공진 부하의 각각은 상기 적어도 하 나의 인버터중 하나의 인버터 ac 출력부에 독점 접속되고, 상기 적어도 하나의 인버터의 각각의 인버터 입력부는 상기 적어도 하나의 전류 저장 디바이스중 하나에 독점 접속되고, 상기 적어도 하나의 전류 저장 디바이스의 각각은 상기 적어도 하나의 레귤레이터중 하나의 출력부에 독점 접속되고, 상기 적어도 하나의 레귤레이터의 각각은 ac-dc 정류기의 정류기 dc 출력부에 독점 접속된 전하 저장 디바이스에 독점 접속된 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하용 전원.
  9. 제8항에 있어서, 상기 적어도 3개의 유도 코일의 모두는 공통으로 함께 접속된 엔드 터미널 및 적어도 하나의 스위칭 디바이스에 의해 선택적으로 같이 접속된 스타트 터미널을 가져서, 상기 적어도 3개의 RLC 공진 부하의 각각으로부터, 조합된 병렬 RLC 회로를 형성하는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하용 전원.
  10. 제9항에 있어서, 상기 적어도 하나의 인버터중 하나는 상기 적어도 하나의 스위칭 디바이스가 개방될 때 비활성 상태인 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하용 전원.
  11. 적어도 하나의 RLC 공진 부하로의 전력 공급 방법으로서,
    전하 저장 디바이스에 dc 전력을 공급하는 단계;
    상기 전하 저장 디바이스로부터 전류 저장 디바이스로의 dc 전류의 공급을 조정하는 단계로서, 상기 전류 저장 디바이스는 상기 적어도 하나의 RLC 공진 부하에 접속된 ac 인버터 출력부를 갖는 인버터에 dc 전류를 공급하는 상기 단계;
    인버터 주기를 갖는 인버터 출력 주파수에서 인버터를 동작시키는 단계; 및
    상기 인버터 주기의 절반인 주기에서 상기 전하 저장 디바이스로부터의 dc 전류의 공급의 듀티 사이클을 가변화시키는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하로의 전력 공급 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 전하 저장 디바이스로부터의 dc 전류의 공급의 듀티 사이클 동안 복수의 펄스를 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하로의 전력 공급 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 듀티 사이클 동안의 복수의 펄스는 상기 전하 저장 디바이스로부터의 dc 전류의 공급을 조정하는데 사용되는 스위치 디바이스의 최대 허용된 전력 소실량에서 상기 스위치 디바이스의 도전 손실량을 뺀 값을 상기 듀티 사이클 동안 등가의 단일 펄스를 갖는 스위칭 손실량에 의해 나눈 값인 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하로의 전력 공급 방법.
  14. 제11항에 있어서, 상기 전하 저장 디바이스에 공급된 dc 전력의 전압 진폭을 가변화시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하로의 전력 공급 방법.
  15. 제11항에 있어서, 상기 적어도 하나의 RLC 공진 부하의 각각에 유도성 엘리먼트를 포함하는 유도 코일을 갖는 전자기 도전성 재료를 포함하는 도가니의 하부, 중간 및 상부 영역을 둘러싸는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하로의 전력 공급 방법.
  16. 제11항에 있어서, 상기 전하 저장 디바이스로부터의 dc 전류의 공급의 유니티 듀티 사이클을 갖는 인버터의 인버터 출력 주파수를 증가시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하로의 전력 공급 방법.
  17. 제15항에 있어서, 별개의 RLC 공진 부하 회로와, 병렬로 접속된 RLC 공진 부하 회로 사이에서 적어도 하나의 RLC 공진 부하의 각각을 선택적으로 스위칭하기 위해 유도 코일의 각각을 하나 이상의 스위칭 소자에 접속하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하로의 전력 공급 방법.
  18. 제17항에 있어서, 상기 적어도 하나의 RLC 공진 부하의 하나와 연관된 인버터 ac 출력부를 비활성시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하로의 전력 공급 방법.
  19. 제17항에 있어서, 상기 유도성 엘리먼트로서 중간 유도 코일 및 하부 유도 코일을 갖는 RLC 공진 부하와 연관된 인버터 ac 출력부를 비활성시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하로의 전력 공급 방법.
  20. 제18항에 있어서, 상기 유도성 엘리먼트로서 상부 유도 코일을 갖는 RLC 공진 부하와 연관된 인버터 출력 전력 진폭을 가변화시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적어도 하나의 RLC 공진 부하로의 전력 공급 방법.
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