KR100910885B1

KR100910885B1 - 디지털 변조기 및 신호 처리 방법

Info

Publication number: KR100910885B1
Application number: KR1020020012682A
Authority: KR
Inventors: 베드게드지앙장-크리스토프
Original assignee: 엔엑스피 비 브이
Priority date: 2001-03-13
Filing date: 2002-03-09
Publication date: 2009-08-05
Also published as: KR20020073259A; FR2822322A1; JP4014898B2; CN1254063C; JP2002335293A; US20020181570A1; EP1241784A1; CN1375970A; US6993089B2

Abstract

본 발명은 디지털 변조기(DM) 및 변조와 관련된 방법에 관한 것이다. 이 디지털 변조기(DM)는 클럭 주파수(Fclk)를 포함하며, 심볼 주파수(Fsy)로 샘플링된 심볼(SYMB)을 포함하는 디지털 신호(S(TA))를 처리할 수 있다. 이것은 보간 파라미터(δ,SIGN) 및 디지털 신호(S(TA))로부터 유도된 신호(LS,TS,F0,F2)에 근거하여 새로운 샘플(OUT)을 보간할 수 있는 보간 수단(INT)을 가지며, 보간 파라미터(δ,SIGN)는 심볼 주파수(Fsy)를 클럭 주파수(Fclk)로 나눈 값에 비례하는 가변 및 실효 비(a variable and real ratio)(R)의 함수로서 계산된다.

Description

디지털 변조기 및 신호 처리 방법{DIGITAL MODULATOR}

도 1은 본 발명에 따른 디지털 변조기 구조를 도식적으로 도시하는 도면,

도 2는 도 1의 변조기에 의해서 관리되는 심볼을 도시하는 도면,

도 3은 도 1의 변조기에 포함되는 보간 수단을 도시하는 도면,

도 4는 도 3의 보간 수단의 제 1 부분을 도시하는 도면,

도 5는 도 3의 보간 수단의 파라미터와 관련된 곡선을 도시하는 도면,

도 6은 도 3의 보간 수단에 의해서 수행되는 계산 흐름도를 도시하는 도면,

도 7은 도 3의 보간 수단의 제 2 부분을 도시하는 도면.

도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

DM : 변조기 Fclk : 클럭 주파수

ENC : 에러 검출 수단 RAND : 스크램블링 수단

MAP : 레이블링 수단 FIR : 제 1 필터링 수단

INT : 보간 수단 MOD : 변조 수단

SRC : 소스 CHA : 채널

SYMB : 심볼 CNTRL : 제어 수단

본 발명은, 클럭 주파수를 포함하며, 심볼 주파수(a symbol frequency)로 샘플링(sampling)된 심볼(symbol)을 포함하는 디지털 신호를 처리할 수 있는 디지털 변조기에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 상기 변조기에 적응적인 신호를 처리하는 방법에 관한 것이다. 이것은 특히 케이블과 같은 유선 매체, 공중파와 같은 무선 매체, 또는 광섬유와 같은 광 매체를 통한 디지털 신호의 전송 동안에 응용된다.

1997년 9월 17일 출원된 특허 US 6,134,225에 대응하는, 1996년 9월 19일 출원된 특허 FR 2,753,590은 위성에 의한 디지털 전송용 시스템을 기술한다. 이 시스템은 디지털 변조기를 포함한다. 이 변조기는 고정된 클럭 주파수를 생성하는 발진기를 포함한다. 디지털 신호 전송의 관점에서, 상기 신호는 전송될 심볼의 형태로 처리된다. 심볼 주파수는 이들 심볼의 전송과 관련된다. 예를 들면 케이블을 통한 전송의 관점에서는, 이 심볼 주파수의 값은 ETSI(European Telecommunications Standard Institute) 참조 ETS300800에 의해 공개된 DAVIC(Digital Audio-Visual Council)-DVB(Digital Video Broadcasting) 또는 RFI(Radio Ferquency Interface) 참조 SP-RFI-104-98724에 의해 공개된 DOCSIS(Data Over Cable Service Interface Specifications)과 같은 표준 내에 정해진 값들을 포함한다. 상기 값들은 각기 256 kbits/s 또는 1,544 Mbits/s의 배수 또는 160 ksymb/s이다. 이용될 수 있는 심볼 주파수에 따라, 변조기의 클럭 주파수가 적절히 관련된다. 따라서, 구현된 표준에 따라 클럭 주파수의 선택은 사용가능한 심볼 주파수의 최소 공통 배수에 상응하는 방식으로 이루어진다. 현재의 시스템에서는, 클럭 주파수와 심볼 주파수간의 비는 정수이어야 하며, 어떤 경우에는 2의 거듭제곱일 수 있다.

본 기술 분야의 이러한 상태가 몇몇 심볼 주파수를 관리하는 것을 가능하게 하기는 하지만, 이러한 관리의 복잡성은 사용되는 심볼 주파수와 함께 증가한다. 더욱이, 이러한 시스템은 심볼 주파수 영역의 지속적인 사용이 가능하지 않기 때문에 보다 가요성이 적다.

따라서, 본 발명의 목적에 의해서 해결되어야 할 기술적인 문제점은, 클럭 주파수를 포함하며, 심볼 주파수로 샘플링된 심볼을 포함하는 디지털 신호를 처리할 수 있는 디지털 변조기 및 심볼 주파수의 관리를 단순하게 하며, 상기 변조기가 이용할 수 있는 심볼 주파수의 영역을 연장할 수 있도록 할 관련 디지털 신호 처리 방법을 제안하는 것이다.

제안된 기술적인 문제점에 대한 한 가지 해결책은 본 발명의 제 1 목적에 따라 디지털 변조기가

보간 파라미터(interpolation parameters)- 보간 파라미터는 심볼 주파수를 클럭 주파수로 나눈값에 비례하는 가변 및 실효 비의 함수로서 계산됨 - 및 디지털 신호로부터 유도된 신호들에 근거하여 새로운 샘플을 보간할 수 있는 보간 수단을 포함하는 특징을 가진다.

본 발명의 제 2 목적에 따르면, 그 해결책은 디지털 신호 처리 방법이,

보간 파라미터를 계산하는 단계와,

보간 파라미터- 상기 보간 파라미터는 심볼 주파수를 클럭 주파수로 나눈값에 비례하는 가변 및 실효 비의 함수로서 계산됨 - 및 디지털 신호로부터 유도된 신호들에 근거하여 새로운 샘플을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

따라서, 이후에 보다 상세히 설명하겠지만, 보간 수단은 클럭 주파수가 더 이상 심볼 주파수 또는 이용하려고 하는 주파수들에 의존하지 않는 방식으로 디지털 신호를 처리할 수 있게 된다. 가변 및 실효 비의 선택에는 어떠한 제한도 존재하지 않는다. 따라서, 심볼 주파수의 관리는 보다 가요성을 가지며 단순화된다.

예시적인 실시예로 주어지는 아래의 상세한 설명은 첨부된 도면과 결합하여 본 발명의 본질을 명백하게 설명할 것이다.

본 발명의 명세서는 케이블 기반 양방향성(cable-based inter-activity) 분야에 이용되는 예시적인 디지털 변조기 DM에 관한 것이다. 이 분야에서는, 디지털 신호가 동축케이블 및 광섬유와 같은 하이브리드 전송(hybrid transmissions)을 위한 물리적 채널을 통하여 교환된다. 디지털 변조기 DM은 이러한 채널을 통한 이들 신호의 전송을 가능하게 한다. 도 1에는 상기 변조기 DM의 구조도가 도시되어 있다. 상기 변조기는 클럭 주파수 Fclk, 에러 검출 수단 ENC, 스크램블링 수단(scrambling means) RAND, 레이블링 수단(labeling means) MAP, 제 1 필터링 수단 FIR, 보간 수단 INT 및 캐리어 주파수 Fca상의 변조 수단 MOD를 포함한다.

디지털 변조기 DM은 케이블 모뎀의 메모리와 같은 하나 이상의 소스로부터 디지털 신호 DS를 입력으로서 수신한다. 상기 신호 DS는 바이트(bytes) 단위로 구성되며 바이트(bytes)/s의 단위의 제 1 주파수 Fby에 따라 전송된다. 채널을 통해서 상기 디지털 신호 DS를 전송하기 위하여, 변조기는 정현파 신호(a sinusoidal signal)를 전송한다. 이를 위하여, 디지털 신호 DS는 캐리어 주파수 Fca상에서 변조된다. 캐리어 주파수는 사용되는 표준에 의해서 결정된다. 따라서, DVB 표준의 경우, 캐리어 주파수는 5MHz와 65MHz 사이의 값을 가질 수 있으며, DOCSIS 표준의 경우에는 5MHz와 42MHz 사이의 값을 가질 수 있다. 그러나, 변조를 수행하기 전에 몇몇 선행 단계가 요구된다. 위상 직교 QPSK 변조(Quadrature Phase Shift Keying)를 예로 들면 그 단계는 아래와 같다.

채널 CHA를 통한 신호 DS의 전송 동안에, 채널은 DS의 수신동안 에러를 발생시키는 장애를 유입할 수 있다. 또한, 에러 검출 수단 ENC은, 에러가 검출되고 그 다음에 교정되는 방식으로 상기 신호 DS를 변환할 수 있다. 이들 수단 ENC는 "리드 솔로몬(Reed-Solomon)" 이라고 불리는 본 기술 분야의 당업자에게 공지된 용장성 및 우도 원리(a redundancy and likelihood principle)에 근거한다. 상기 검출 수단 ENC의 출력에서, 디지털 신호는 비트(bits)/s 단위의 이진 주파수 Fbi에 따라 이진 형태로 연속적으로 출력된다(1 바이트는 8 비트임).

소스 SRC는 선험적 임의 비트 시퀀스(a priori arbitrary bit sequence)를 전송한다. 채널 CHA상에 고전력 순 주파수(a pure frequency of high power)를 전송하는 효과를 가져서, 채널을 손상시킬 위험이 있는 일정한 시퀀스(constant sequence)의 전송을 방지할 필요가 있다. 이러한 위험을 방지하기 위하여, 스크램블링 수단 RAND는 디지털 신호를 의사 랜덤 시퀀스(a pseudo-random sequence)로 스크램블하여 의사 랜덤하게, 즉 랜덤하게 만든다.

그러나, 이진 디지털 신호는 채널 CHA상에 직접적으로 전송되지 않는다. 그것은 심볼 SYMB의 형태로 전송된다. 입력에서, 레이블링 수단 MAP는 이진 디지털 신호의 비트를 복원하여 이들을 심볼 SYMB의 형태로 부호화한다.

다시 말해, 각각의 심볼 SYMB는 2개의 비트 I 및 Q로 부호화된다. 이것은, 예를 들면 아래와 같은 부호에 해당하게 된다.

그런 다음, 신호의 전송은 심볼 주파수 Fsy로 나타난다. 이 예시에서, 이진 주파수 Fbi는 심볼 주파수 Fsy의 2배이다. 따라서, 디지털 변조기가 레이블링 수단을 포함하지 않을 경우에 전송될 잠재적인 비트양은 2배로 된다.

전송 채널 CHA은 다양한 이용자에 의해서 공유되는 대역폭을 가진다. 결과적으로, 각각의 이용자에 의해서 전송되는 신호는 제한된 대역을 가진다. 이를 위하여, 바람직하게 제 1 정합 필터링 수단(first matched filtering means) FIR이 이용된다. 또한, 이 필터를 가지고서 전송된 신호의 변형을 발생시키는 심볼간 간섭(inter-symbol interference)(ISI)의 최소화를 시도한다. 이를 위하여 이용된 제 1 필터링 수단 FIR은, 예를 들면 본 기술 분야의 당업자에게 공지된 바와 같이 롤오프 인자(rolloff factor) α를 가지는 루트 나이퀴스트 래이즈드 코사인 필터(a root Nyquist raised cosine filter)이다. 이 경우에, 필터의 출력에서는 샘플들의 제 1 주파수 FA = 2Fsy로 샘플링된 디지털 신호 S(TA)를 가진다.

이어서, 보간 수단 INT는 디지털 신호 S(TA)를 샘플의 제 2 주파수 Fclk > 2Fmax로 오버샘플링(oversampling)하는 것을 가능하게 하는데, 이때 샤논의 정리(Shannon's theorem)에 의한 기준을 충족시키기 위해서는 Fmax는 캐리어 주파수 Fca상에 전송된 신호의 최대 주파수이며, Fclk는 디지털 변조기 DM의 클럭 주파수이다. Fmax = Fca + Fsy(1+α)이다. α는 롤오프 인자로서, 이는 DVB 표준에서는 30%이며, MCNS 표준에서는 25%이다.

예시적인 실시예에서 보간 수단 INT는 PHILIPS ELECTRONICS N. V.란 이름으로 허여되고, 1993년 5월 13일 출원된 특허 US 05,349,548에 기술된다. 이 특허의 전체 내용은 본 출원의 필수 부분을 형성하는 것으로 간주된다. 이들 보간 수단 INT는 새로운 샘플 OUT를 계산하기 위하여 샘플링된 입력 디지털 신호 S(TA)에 근거하여 지연 ΔT만큼 상기 신호를 인공적으로 지연함으로써 보간을 수행하는 것을 가능하게 한다. 요구되는 최대 지연 ΔT는 ±TA/2일 것으로 추정되며, 여기서 TA는 입력에서의 샘플의 기간이다. 입력 샘플 S(TA)에 근거하여 계산될 수 있는 모든 새로운 샘플 OUT은 이러한 방식으로 커버될 수 있다. 예를 들면, 3개의 입력 샘플 S(1), S(2) 및 S(3)이 존재하는 경우에, [S(0.5), S(1,5)], [S(1,5), S(2,5)] 및 [S(2,5), S(3.5)] 사이의 새로운 샘플이 계산될 것이다. 새로운 샘플 OUT를 계산하기 위하여, 교정항이 입력 샘플 S(TA)에 추가되어야 한다. 교정항은 함수 G(δ) = ｜δ｜*(｜δ｜*F1 + (1-｜δ｜)*SIGN*F2) (수학식 1)과 같다. 이후에 보다 상세히 살펴보겠지만, 상기 함수 G(δ)는 상기 지연 ΔT를 표현하는 전달 함수 H(Z) = Z^-∂/2 에 대응한다. ΔT = ∂*TA/2로 나타나며, ∂는 TA/2에 대하여 정규화된 래그(lag)를 나타낸다.

아래에서 이 함수가 어떻게 계산되며, 그 구성항들이 어디에 대응하는지를 알게 될 것이다.

도 3에 나타난 바와 같이, 보간 수단 INT는 바람직하게

- 제 2 필터링 수단 FIRA와,

- 제어 수단 CNTRL과,

- 샘플을 계산하는 수단 MIXER

을 포함한다.

제 2 필터링 수단 FIRA는 베이스 신호(base signal) 및 필터링된 신호를 포함하는 유도된 신호를 획득하기 위하여 입력 디지털 신호 S(TA)를 필터링하는 것을 가능하게 한다. 따라서, 디지털 입력 신호 S(TA)의 샘플에 기초하여, 2개의 필터링 되지 않은 베이스 샘플 LS와 TS, 제 1 필터링된 기준 신호 F0 및 제 2 필터링된 신호 F2를 획득한다. 예시적인 실시예에 따르면, 제 2 필터링 수단 FIRA의 구조가 도 4에 나타난다. 상기 수단은 지연 라인 및 승산기 계수(multiplier coefficients) C_L, C_D를 포함한다. 지연 라인은 샘플 주기 TA 만큼 입력 샘플 S(TA)를 각기 지연시키는 지연 Z^-1을 포함한다. 베이스 신호 LS, TS는 이러한 방식으로 획득된다. 필터링된 신호 F0 및 F2는 지연된 입력 샘플 S(TA)에 5개의 승산기 계수 C_L1 내지 C_L5 및 2개의 승산기 계수 C_D1 내지 C_D2를 각기 곱하는 추가적인 단계를 수행함으로써 획득된다. 이들 계수는 각각의 값 80/128, +23/128, 10/128, -4/128, 1/128과 -1/32, 2/32를 가진다. 이후, 도 4에 도시된 바와 같이 획득된 샘플의 세트가 합산된다.

제어 수단 CNTRL은 보간될 각각의 샘플과 관련된 보간 파라미터, 즉 보간에 의해서 계산될 각각의 샘플과 관련된 보간 파라미터를 제공한다. 따라서, 이들은 클럭 Fclk의 각 상승 에지에서 2개의 보간 파라미터 δ 및 SIGN을 제공하며, 이는 바람직하게 수치적으로 제어되는 발진기 NCO에 의해서 실행된다. 2개의 파라미터는 도 5b에 의해서 도시된다. 제 1 보간 파라미터 δ는 이전에 알게된 래그 ∂의 상보적인 값에 대응하며, 따라서 δ= -1,...,1이 된다. 발진기 NCO는 위상 파라미터 μ를 포함하는데, 이는 ｜δ｜ = ｜2*(μ+0.5)｜ 및 SIGN = -SIGN(μ+5) (수학식 2)를 만족한다.

샘플을 계산하는 수단 MIXER은 보간 파라미터 δ과 SIGN 및 디지털 신호 S(TA)로부터 유도된 신호에 근거하여 새로운 샘플 OUT를 계산한다. 유도된 신호는 2개의 공지된 베이스 신호 LS와 TS 및 2개의 필터링된 신호 F0와 F2이다. 샘플 OUT의 보간은 2개의 베이스 신호 LS와 TS사이에서, 다음과 같이 실시된다. 도 6의 흐름도는 아래에 나타나는 단계를 도식적으로 나타낸다.

초기화 단계(an initialization phase) START동안에, 위상 파라미터 μ는 제 1 베이스 샘플 TS에 고정하기 위해서 바람직하게 -1로 초기화된다.

제 1 단계 A)에서, 제 1 필터링된 기준 신호 F0 및 제 2 필터링된 신호 F2는 이전에 기술된 바와 같이 도 4의 제 2 필터링 수단 FIRA에 의해서 계산된다. 도 5a에 도시된 바와 같이, 제 1 필터링된 기준 신호 F0은 δ= 0에서의 기준 신호로 간주된다. 도 5a에서, n은 정수이다. 베이스 신호 LS, TS 또한 복원된다.

제 2 단계 B)에서, 보간 파라미터 δ 및 SIGN은 (수학식 2)에 따라 계산된다.

제 3 단계 C)에서, F1은 F1=(가장 근접한 샘플 - F0) (수학식 3)으로 계산된다.

가장 근접한 샘플은 계산될 샘플 OUT에 가장 가까운 베이스 샘플들 중 하나이다. 즉, δ> 0 이면, F1 = LS-F0 이며, δ< 0 이면 F1 = TS - F0 이다.

제 4 단계 D)에서, 함수 G(δ) = ｜δ｜*(｜δ｜*F1 + (1-｜δ｜)*SIGN*F2)가 계산된다. 도 7에는 상기 함수 G(δ)를 획득할 수 있는 샘플 MIXER를 계산하는 수단의 예시적인 실시예가 도시된다.

제 5 단계 E)에서, 새로운 샘플 OUT이 OUT = F0 + G(δ)에 의해서 계산된다.

제 6 단계 F)에서, 위상 파라미터 μ는 소정 비 R만큼 증가된다. 상기 비 R은 입력 샘플 FA의 주파수와 클럭 주파수 Fclk간의 비와 동일하다. 즉 R = FA/Fclk 또는 R = 2Fsy/Fclk이다.

위상 파라미터 μ가 음의 부호를 가지는 경우에, 새로운 샘플 OUT에 대하여 B)로부터 상술한 단계들이 재개된다.

위상 파라미터 μ가 양의 부호를 가지게 되면, 상기 파라미터는 1 감소되며, 새로운 샘플 OUT에 대하여 상술한 단계들이 단계 A)부터 재개된다. 이러한 감소는 보간에 대하여 공지된 베이스 샘플 TS 및 LS에 고정되는 것을 가능하게 하는데, 이것은 샘플들이 지연 라인에서 1주기 TA만큼 쉬프트(shift)되었기 때문이다.

더 이상 샘플 S(TA)가 존재하지 않을 경우에, 즉 전송할 신호가 더 이상 존재하지 않을 경우에 중지한다. 결과적으로, 클럭 주파수 Fclk로 오버샘플링된 출력 신호 y(Tclk)가 획득되며, 심볼 주파수 Fsy를 클럭 주파수 Fclk로 나눈값에 비례하는 가변 및 실효 비 R의 함수로서 계산되는 보간 파라미터 δ, SIGN을 가지며, 위상 파라미터 μ는 상기 보간 파라미터 δ, SIGN을 상기 비 R의 함수로서 계산하는 것을 가능하게 한다.

2개의 베이스 샘플 TS와 LS 사이에 원하는 만큼의 샘플이 계산된다. 특히, 원하는 비 R의 함수로서 2개의 베이스 샘플 LS와 TS사이에 보간을 행하는 것으로 충분하다. 예를 들여, R = 10인 경우에, 2개의 입력 샘플 S(1) 및 S(2)로부터 개시하여 2개의 베이스 샘플 TS와 LS 사이의 10개의 샘플 OUT(1.0) OUT(1,1), OUT(1,2), OUT(1,3), OUT(1,4), OUT(1,5), OUT(1,6), OUT(1,7), OUT(1,8) 및 OUT(1,9)를 계산한다. 제 2 실시예에서, R = 2인 경우에, 입력 샘플 S(3) 및 S(4)로부터 기원하는 2개의 베이스 샘플 TS와 LS 사이의 2개의 샘플 OUT(3,0) 및 OUT(3,5)를 계산한다.

따라서, 기술된 시스템에 의해서, 입력 샘플 FA의 주파수에 관계없이, 즉 전송 중에 어떠한 심볼 주파수 Fsy가 이용되든 간에, 새로운 심볼 주파수 Fsy를 고려하기 위하여 비 R의 새로운 값으로 수치적으로 제어되는 발진기 NCO를 프로그램하는 것은 용이하다. 이 경우에, 개시 단계 START에서부터 단계들이 재개된다.

상기 비 R은 임의의 실효값을 취할 수 있다. 이것은 상기 심볼 주파수의 가요성 관리를 효과적으로 이룰 수 있게 한다.

마지막으로, 제 3 단계 3)에서, 보간 수단 INT의 출력에서, 변조 수단 MOD는 캐리어 주파수 Fca상의 오버샘플링된 신호를 변조하는 것을 가능하게 한다. 이어서, 상기 신호는 채널 CHA로 전송된다.

다른 실시예에 따르면, 샘플링된 신호는 수치적으로 제어되는 발진기 NCO에 의해서 위상 파라미터 μ를 -1 초과 또는 미만의 값으로 초기화함으로써 시간적으로 쉬프트될 수 있음을 알 수 있을 것이다. 이것은 채널상에서 전송될 디지털 신호 DS의 전송을 상기 변조기와 관련된 시간 윈도우에 맞게 조정하는 장점을 가질 것이다. 이것은 여러 전송원들이 존재하는 경우에 유익하다. 더욱이, 이것은 상기 시간 윈도우의 양호한 조정(tuning)을 가능하게 할 것이다.

그러나, 최종적인 문제점은 여전히 남는다. 구체적으로, 디지털 변조기 DM의 모든 수단은, 특히 각각의 상기 수단의 레벨에서 이용되는 다양한 주파수에 기인하여 상호 동기화되어야 한다. 따라서, 변조 수단 MOD에 의해서 수신된 샘플을 보간된 샘플들의 계산과 동기화하는 것이 필요하며, 이때, 상기 샘플들의 계산은 제 1 필터링 수단 FIR등에 의해 상기 변조기의 체인의 시작까지 디지털 입력 신호 S(TA)의 샘플을 전송하는 것과 함께 수행된다. 이러한 동기화 프로세스는 통상적으로 "핸드쉐이크 절차(handshake procedure)"라고 불린다. 또한, 디지털 변조기 DM은 바람직하게 상기 동기화를 수행하는 적절한 신호 동기화 수단(도시되지 않음)을 포함한다. 예를 들면, 이들 수단은 신호들을 판독하는 후속 수단을 대기하면서 그 신호를 저장하는 큐(queue)이거나, 또는 이들 수단은 신호가 이용가능한지, 또는 신호가 판독되는지를 알리는 제어 신호이다. 따라서, 각각의 수단은, 현재 출력 신호가 후속 수단에 의해서 이용되고 입력 신호가 선행하는 수단으로부터 입수 가능하게 되면 곧바로 새로운 출력 신호를 전송한다.

따라서, 보간에 의해서, 본 발명은 더 이상 심볼 주파수 Fsy가 클럭 주파수 Fclk에 의존하지 않는다는 장점을 가진다.

본 발명은 다른 장점, 소위 이용된 클럭 주파수 Fclk에 관계없이 심볼 주파수 Fsy를 자유로이 선택할 수 있는 장점을 가진다. 이것은 특히 전송원이 여러개 존재하는 경우에 채널 대역폭의 이용을 최적화하는 것을 가능하게 한다. 구체적으로, 소정 채널에 대해 5.5㎒와 8.5㎒ 사이의 캐리어 주파수와 약 1㎒의 심볼 주파수를 이용하고 이러한 채널을 공유하는 4개의 소스가 존재하는 경우에, 각 소오스는 각각의 간격 [5㎒, 6㎒], [6㎒, 7㎒], [7㎒, 8㎒] 및 [8㎒, 9㎒] 에서의 채널을 이용한다. 가령 7.9㎒와 8.4㎒사이의 채널의 일부상에 노이즈(noise)가 존재하는 경우에는 본 발명에 의해서 [5㎒, 6㎒], [6㎒, 7㎒], [7㎒, 7.9㎒] 및 마지막으로 [8.4㎒, 9㎒] 간격내의 채널이 이용되는 방식으로 롤오프 인자 이내에서 0.6㎒와 0.9㎒의 2개의 다른 심볼 주파수를 선택하는 것이 가능하다. 이전에는, 소스는 채널상에 다음과 같은 방식, 즉 단지 2개의 소스에 대해 [5㎒, 6㎒], [6㎒, 7㎒]를 할당받았다. 7.4㎒와 8.4㎒ 사이의 채널의 일부는, 비록 이용이 가능하더라도, 이용하지 않았다. 본 발명에 따른 디바이스는 다양한 심볼 주파수를 관리하는 것을 가능하게 하는 몇몇 발진기에 포함된 디바이스와 비교할 때에 고가의 비용을 요구하지 않으며 복잡하지 않은 장점을 가지는 것을 알게될 것이다.

이제 상기 지연 ΔT를 표현하는 전달 함수 H(Z) = Z^-∂/2에 대응하는 함수 G(∂)에 관하여 설명할 것이다. Z = e^jθ이고 θ= ω*TA 인 방사형 주파수(a radial frequency)를 이용한다. 크기 1이며 위상 φ = -∂θ/2인 H(e^jθ) = e^-jθ/2를 획득한다. 복소수 항에서, H(θ) = cos(∂θ/2) - j.sin(-∂θ/2)이다. ∂= 0에서, 현재 샘플을 기준으로 삼는다. 원하는 샘플 H(Z)를 계산하기 위하여, 필터링 수단 FIRA을 이용하며, 반주기의 지연 TA/2를 생성함으로써 제 1 필터링된 신호 F0을 획득할 수 있으며, 가장 근접한 샘플(1)에 추가되어야 하는 것(G(Z))을 계산한다. 미분 함수 G(Z) 또는 교정항 G(Z) = H(Z)-1 (4)을 획득한다.

즉, G(e^jθ) = H(e^jθ)-1 = e^-j∂θ/2-1 = e^-j∂θ/4.(e^-j∂^θ/4-e^+j∂θ/4) = -e^-j∂θ/4.2j.sin(∂.θ/4) 이다.

이것은 G(e^jθ) = -j.2sin(∂.θ/4).e^-j∂θ/4 (수학식 5)와 등가이다.

복소수 항에서, G(θ) = cos(∂.θ/2)-1-j.sin(∂.θ/2)이다.

(수학식 5)는 아래와 같이 나타낼 수 있다.

G(∂.θ) = ∂.[(θ/2).(sin(∂.θ/4)/(∂.θ/4)).-j.e^-j∂θ/4].

∂≒ 1에 대하여, 꺾쇠 괄호사이의 항은 F1 = j.2sin(θ/4).e^-jθ/4로 나타낼 수 있으며, ∂≒ 0에 대하여, 꺾쇠 괄호사이의 항은 F2 = -j.θ/2로 나타낼 수 있다. 따라서, 함수 G(θ, ∂)는 G(θ, ∂) = ∂[k1(∂).F1 + k2(∂).F2]로 나타낼 수 있으며, 여기서 k1 및 k2는 적절한 인자이며 Fe는 추정항이다. ∂= 1에 대하여 제 1 필터링된 신호 F0은 F0 = e^-jθ/2로 정의된다. 따라서, 관계 (4)에 따르면 F1 = F0-1이다. Fe = 0이고 k1 및 k2는 ∂의 선형 함수가 되도록 근사화된다. k1 = ∂이고 k2 = 1-∂이면 G(∂) = ∂[∂.F1 + (1-∂).F2] (수학식 6)가 된다.

지금까지, 현재 샘플을 ∂= 0에서의 기준으로 삼았다. 이 경우에, ∂의 부호가 변경되는 경우에, 원하는 샘플들을 계산하기 위하여 추가적인 지연을 추가하는 것이 필요하며, 제 1 필터링된 신호 F0 및 후속하여 F1을 검산하는 것이 필요하다. 따라서, (수학식 6)은 ∂의 제한된 영역, 즉 0,..., 1 또는 -1,...,0에서만 유효하다. 이러한 이유에서, 원하는 샘플을 계산하기 위하여 제 1 필터링된 신호 F0를 기준 샘플로 취득하는 것이 보다 간단해진다. 이 경우에, ∂가 부호를 변경하면, 주기 TA만큼 쉬프트되어야 하는 것은 필터링된 샘플이 아니라 필터링되지 않은 샘플이다. 따라서, 필터링되지 않은 베이스 샘플 LS 및 TS가 필터링된 기준 신호 F0이 나오는 지연 라인으로부터 직접적으로 유도될 수 있기 때문에 추가적인 지연을 추가할 필요가 없다. 이전에 알게된 제 1 보간 파라미터에 대응하는 상보적인 값 δ를 취함으로써 래그 ∂만이 변형되어야 한다. 도 5a 및 도 5b는 베이스 샘플 LS와 TS, 기준 샘플 F0 및 원하는 샘플 OUT 사이의 관계를 도시한다.

한가지 결과는, 기준 신호가 주기의 반, 즉 TA/2만큼 쉬프트되어야 하기 때문에, 신호 F1이 (F1 = F0 - 가장 근접한 샘플)이 아니라 (F1 = 가장 근접한 샘플 - F0)이 되도록 계산되어야 한다는 점이다.

따라서, 미분 함수 G(δ) = ｜δ｜*(｜δ｜.F1 + (1-｜δ｜).SIGN.F2)를 얻는다.

물론, 본 발명의 범위는 상기 기술된 실시예에 한정되지 않으며, 예를 들면 39/64, -9/64 및 2/64의 필터링된 기준 신호 F0에 대한 C_L1, C_L2 및 C_L3의 3개의 승산기 계수를 가지는 구조의 보간 수단 INT의 제 2 필터링 수단 FIRA와 같은 다른 실시예에도 연장된다.

특히 대화식 셋톱 박스(an interactive set top box) 또는 케이블 모뎀(a cable modem)에서 이러한 디지털 변조기가 이용될 수 있음을 알게될 것이다.

물론, 본 발명은 케이블 텔레비전 분야에 한정되지 않으며, 이는 특히 위상 분야 또는 육상 전송 분야와 같은 디지털 변조기를 이용하는 다른 분야에 확장될 수 있다.

본 발명은 디지털 변조기 및 변조와 관련된 방법에 관한 것으로, 디지털 변 조기는 클럭 주파수를 포함하며, 샘플링 주파수로 샘플링된 심볼을 포함하는 디지털 신호를 처리할 수 있다.

Claims

클럭 주파수(clock frequency)(Fclk)를 포함하며, 심볼 주파수(symbol frequency)(Fsy)로 샘플링된 심볼들(symbols)(SYMB)을 포함하는 디지털 신호(S(TA))를 처리할 수 있는 디지털 변조기(DM)로서,

입력 신호를 수신 및 처리하여 상기 디지털 신호(S(TA))를 생성하는 입력 및 처리 수단과,

혼합기를 포함하며, 상기 혼합기에 의해 상기 디지털 신호(S(TA))를 지연시킴으로써 유도된 베이스 신호(LS,TS), 상기 디지털 신호(S(TA))를 지연 및 승산함으로써 유도된 필터링된 기준 신호(F0) 및 필터링된 신호(F2) 각각을 보간 파라미터 - 상기 보간 파라미터(δ,SIGN)는 상기 심볼 주파수(Fsy)를 상기 클럭 주파수(Fclk)로 나눈 값에 비례하는 가변 및 실효 비(a variable and real ratio)(R)의 함수로 계산될 수 있음 - 와 혼합하는 방식으로 상기 보간 파라미터(interpolation parameters)(δ,SIGN), 상기 베이스 신호(LS,TS), 상기 필터링된 기준 신호(F0) 및 상기 필터링된 신호(F2)로부터 새로운 심볼(OUT)을 계산할 수 있는 보간 수단(INT)을 포함하는

디지털 변조기(DM).
제 1 항에 있어서,

상기 보간 수단(INT)은,

지연 라인 및 승산기를 포함하여 상기 디지털 신호(S(TA))로부터 상기 베이스 신호(LS,TS), 상기 필터링된 기준 신호(F0) 및 상기 필터링된 신호(F2)를 획득할 수 있는 필터링 수단(FIRA)과,

상기 보간 파라미터(δ,SIGN)를 제공할 수 있는 제어 수단(CNTRL)

을 더 포함하는

디지털 변조기(DM).
제 2 항에 있어서,

위상 파라미터(μ)를 초기화할 수 있는 발진기(an oscillator)를 포함하되, 상기 제어 수단(CNTRL)은 상기 위상 파라미터(μ)에 따라 상기 비(R)의 함수인 상기 보간 파라미터(δ,SIGN)를 계산하는

디지털 변조기(DM).
심볼 주파수(Fsy)로 샘플링된 심볼들(symbols)(SYMB)을 포함하는 디지털 신호(S(TA))를 처리하는 방법으로서,

보간 파라미터(δ,SIGN) - 상기 보간 파라미터(δ,SIGN)는 상기 심볼 주파수(Fsy)를 클럭 주파수(Fclk)로 나눈 값에 비례하는 가변 및 실효 비(a variable and real ratio)(R)의 함수로 계산될 수 있음 - 를 계산하는 단계와,

상기 디지털 신호(S(TA))를 지연시킴으로써 유도된 베이스 신호(LS,TS), 상기 디지털 신호(S(TA))를 지연 및 승산함으로써 유도된 필터링된 기준 신호(F0) 및 필터링된 신호(F2) 각각을 상기 보간 파라미터와 혼합하는 방식으로 상기 보간 파라미터(interpolation parameters)(δ,SIGN), 상기 베이스 신호(LS,TS), 상기 필터링된 기준 신호(F0) 및 상기 필터링된 신호(F2)로부터 새로운 심볼(OUT)을 계산하는 단계를 포함하는

신호 처리 방법.
제 4 항에 있어서,

상기 새로운 심볼 계산 단계는,

상기 베이스 신호(LS,TS) 및 상기 필터링된 신호(F0,F2)를 포함하는 상기 유도된 신호를 획득하기 위하여 상기 디지털 신호(S(TA))를 필터링하는 추가적인 부단계를 포함하는

신호 처리 방법.
제 4 항에 있어서,

위상 파라미터(a phase parameter)(μ)-상기 위상 파라미터는 상기 비(R)의 함수인 상기 보간 파라미터(δ,SIGN)를 계산하는 것을 가능하게 함-를 초기화하는 단계를 더 포함하는

신호 처리 방법.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항의 디지털 변조기를 포함하는 셋톱 박스(a set top box).
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항의 디지털 변조기를 포함하는 케이블 모뎀(a cable modem).