KR100848185B1

KR100848185B1 - Ｅｍｉ 방출을 저감하기 위해 전기 모터를 제어하는 방법

Info

Publication number: KR100848185B1
Application number: KR1020077000663A
Authority: KR
Inventors: 제임스 비. 에스크리트; 조엘 이. 쿠에네르
Original assignee: 인터내쇼널 렉티파이어 코포레이션
Priority date: 2004-06-10
Filing date: 2005-06-10
Publication date: 2008-07-23
Also published as: JP2008503200A; KR20070032779A; EP1766758A2

Abstract

본 발명은 DC 버스에 의해 피딩되는 스위칭 인버터에 의해 공급되는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법을 포함하는데, 상기 방법은 모터 위상이 인버터에 의해 전력 피딩되는 전도 각도 구간의 진상을 제어하여, 전도 각도를 제어하고 모터의 속도를 제어함으로써, 인버터의 스위칭 동작들의 수를 저감시켜 EMI를 저감시키는 단계를 포함한다.

스위칭 인버터, 전도 각도, EMI, 홀 센서, 위상 진상.

Description

ＥＭＩ 방출을 저감하기 위해 전기 모터를 제어하는 방법 {METHOD FOR CONTROLLING AN ELECTRIC MOTOR TO REDUCE EMI}

관련 출원

본 출원은 "CONDUCTION ANGLE CONTROL REDUCES EMI"라는 명칭으로 2004년 6월 10일 출원된 미국가특허출원 제 60/578,511호의 이익 및 그 우선권을 주장하며, 추가적으로 "ELECTRICALLY CONTROLLED POWER STEERING SYSTEM FOR VEHICLE AND METHOD AND SYSTEM FOR MOTOR CONTROL"라는 명칭으로 2003년 4월 28일 출원된 미국특허출원 제 10/425.091호- 상기 미국출원은 "ELECTRICALLY CONTROLLED POWER STEERING SYSTEM FOR VEHICLES"라는 명칭으로 2002년 5월 1일 출원된 미국가특허출원 제 60/377,296호 및 "SYSTEM AND METHOD FOR CONTROLLING ELECTRIC MOTOR WITH VARIABLE PHASE ADVANCE/CONDUCTION ANGLE"라는 명칭으로 2002년 4월 30일 출원된 미국가특허출원 제 60/376,617호의 이익 및 그 우선권을 주장한다 -의 일부 계속 출원이며, 상기 각 출원의 전체 개시물들은 본원에서 참조출원으로서 포함된다.

본 발명은 전기 모터 구동에 관한 것으로서, 특히 모터를 구동하기 위해 dc 전위를 펄스 전류의 하나 이상의 위상들로 변환하는 스위치 컨버터들에 의해 구동되는 전기 모터들에 관한 것이다. 모터는 정류를 제어하기 위한 예를 들어, 홀 센서들을 구비한 무브러시 dc 모터가 될 수 있다.

본 발명은 추가적으로 전기 전력에 의해 구동되는 펌프에 의해 발생되는 오일 압력에 의해 자동차의 스티어링 메커니즘을 구동함으로써 보조 스티어링 파워를 발생시키는 파워 스티어링 디바이스에 관한 것이다.

본 발명은 추가적으로 전기 모터를 제어하는 모터 구동에서 EMI(전자기 간섭)을 저감하는 것과 관련된다.

도 1은 dc 버스로부터의 전형적인 3상 모터 구동을 도시한다. 모터는 스위칭펄스 위상 구동 신호들이 공급되는 고정자 코일들을 포함하는 영구 자석 회전자 및 고정자를 구비한 무브러시 DC 모터가 될 수 있다. dc 버스 전압은 신호들(AH, AL, BH, BL 및 CH, CL)에 의해 게이트(gate) 되는 트랜지스터들(예를 들어, MOSFET들, IGBT들, 바이폴라 디바이스들)을 포함하는 3개의 하프 브리지들을 포함하는 인버터(100)에 제공된다. 하이(high) 측 및 로우(low) 측 디바이스들 각각이 버스 양단에 직렬로 연결되며, 각 디바이스 출력은 3개의 위상들(U, V 및 W) 중 하나를 포함한다. 스위칭 디바이스들 각각은 제어기(200)에 의해 제어되며, 제어기(200)는 전기 모터(300)로부터 정류 횟수들을 제어하는 홀 신호들을 수신한다. 게이트 구동 신호들(AH, AL, BH, BL 및 CH, CL)은 인버터(100)의 각 스위치들에 제공된다.

예를 들어, 도 2에서 도시된 전형적인 모터 구동에서, 홀 신호가 각 위상에 대해 모터로부터 제공되는바, 그 중 하나가 도 2에 도시된다. 각 게이트 구동 하이 및 로우 신호들 중 하나만이 도시된다. 홀 신호들은 인버터의 스위치들의 스위칭을 제어하고 이에 따라 모터 정류를 제어하는 신호를 제공한다. 120°전도 각도를 갖는 전형적인 모터 구동이 도 2에서 도시된다. 도시된 바와 같이, 게이트 구동들은 도 2에서 로우 게이트 구동 신호에 의해 펄스폭 변조(PWM)될 수 있다. 게이트 구동 신호 스위치 이벤트들은 홀 전이들이 발생하는 때에 발생하며, 게이트 구동 신호의 모든 진상(phase advance)은 모터의 홀 효과 센서들 포지션의 물리적 위치에 의해 독자적으로 결정된다. 전도 각도는 120°내지 180°가 된다. 하프 브리지들의 출력들에서의 실효 전압은 PWM의 듀티 사이클을 가변시킴으로써 제어된다. 펄스폭 변조는 로우 측 또는 하이 측상에서, 혹은 로우 측 및 하이 측 모두 상에서 수행될 수 있다. 도 2에서, 하나의 위상만이 도시된다. 다른 2개의 위상들은 120°쉬프트된다.

도 3은 180°전도 각도를 갖는 전형적인 모터 구동의 또 하나의 예를 도시한다. 유사하게, 하이 측 또는 로우 측 신호들은 펄스폭 변조될 수 있으며, 또는 이들 신호들 모두가 펄스폭 변조될 수 있다.

종래에, 게이트 구동 신호의 진상이 원해졌던 경우에, 이는 모터의 홀 효과 센서들 포지션의 물리적 위치에 의해 독자적으로 획득되었다. 즉, 진상을 획득하기 위해, 모터의 센서 포지션은 원하는 진상에 따라 일정한 수의 각도들로 전방으로 이동되었다. 이러한 진상은 고정되며, 전기적으로 가변하지 않는다.

본 발명의 목적은 진상을 획득함과 아울러 전도 각도를 변경하는데 있어, 모터에 대한 어떤 기계적 변경들을 요구함이 없이 가변 진상 및/또는 전도 각도를 달성함으로써 모터 제어를 개선하는 수단을 제공하는 것이다.

본 발명의 추가적인 목적은 자동차에 대해 개선된 전력 스티어링 시스템을 제공하는 것이다.

오일 펌프로부터 스티어링 메커니즘에 결합된 파워 실린더로 동작 오일을 공급함으로써 자동차의 스티어링 휠의 동작을 돕는 파워 스티어링 장치가 공지되어 있다. 오일 펌프는 전기 모터에 의해 구동되며, 모터 회전 속도에 따르는 보조 스티어링 파워가 전기 모터에 의해 발생된다.

스티어링 휠에 의해 제공된 스티어링 토크의 방향 및 크기에 따라 비틀림을 발생시키는 토션 바(torsion bar), 및 토션 바의 비틀림 방향 및 크기에 따라 개방 사이즈를 변경시키는 오일 압력 제어 밸브가 스티어링 샤프트에 포함한다. 이 오일 압력 제어 밸브는 오일 펌프와 파워 실린더 사이의 오일 압력 시스템에 제공되며, 이는 스티어링 토크에 따라 보조 스티어링 파워가 파워 실린더로부터 발생되도록 한다.

전력 모터의 구동 제어는 스티어링 휠의 스티어링 각속도에 기반하여 수행된다. 스티어링 각속도는 스티어링 휠과 관련하여 제공된 스티어링 각도 센서 출력에 기반하여 획득되며, 전력 모터의 타겟 회전 속도는 이 스티어링 각속도에 기반하여 설정된다. 이 타겟 회전 속도가 달성될 수 있도록, 전압이 전기 모터에 제공된다.

전기 모터로서, 3상 무브러시 모터가 통상적으로 사용된다. 3상 무브러시 모터는 U 위상, V 위상, 및 W 위상을 위한 계자 코일들을 갖는 고정자와, 계자 코일들로부터 반발성(repulsive) 자계를 수신하는 고정된 영구자석을 갖는 회전자와, 그리고 이 회전자의 회전 위치를 검출하는 홀 센서들을 포함한다. 3개의 홀 센서들이 U 위상, V 위상, 및 W 위상에 따르는 전기 각도(electrical angle)로서 120°간 격으로 제공된다.

3상 무브러시 모터는 보통의 경우에 통상적인 120°파워 시스템에 따라 구동된다. 이 120°파워 시스템이 도 13에서 도시된다. U 위상, V 위상, 및 W 위상의 홀 센서들에 의해 출력되는 홀 신호들은 서로로부터 120°위상만큼 편차를 갖는다. U 위상, V 위상, 및 W 위상의 홀 신호들과 동기화하기 위해, 전력이 또한 U 위상, V 위상, 및 W 위상에 대해 120°의 전기 각도에 대응하는 기간 동안에 전달된다. 120°의 전기-전도 기간 동안에 각 계자 코일에의 구동 전류 공급의 PWM(펄스폭 변조) 제어에 의해 무브러시 모터의 회전속도를 변경하는 것이 가능하게 된다.

도 14는 회전자의 회전 속도와 3상 무브러시 모터의 출력 토크간의 관계를 도시한다. 도 14에서 도시된 바와 같이, 회전 속도가 증가함에 따라, 출력 토크가 감소하는 것은 공지되어 있다. 하기의 식(1)에서 도시된 바와 같이 모터와 관련된 공식으로부터 알 수 있는 바와 같이, 모터(ω) 회전 속도가 증가하는 경우에, 모터로 흐르는 전류(I)는, 모터-발생 유도 전압(kω) (역(back) emf로서도 또한 알려짐)이 증가함에 따라 감소하며, 결과적으로, 전류(I)에 비례하는 출력 토크는 보다 작게 된다.

V = IR + Ldi/dt + kω (1)

여기서, L은 모터 인덕턴스이며, di/dt는 전류 변화속도이며, V는 모터에 가해진 전압이며, I는 모터로 흐르는 전류이며, R은 모터의 전기저항이며, K는 상수이며, ω 는 모터의 회전 속도를 나타낸다.

종래기술의 전자 모터 구동들, 특히 구동 인버터 스위치들의 펄스폭 변조(PWM)를 이용하는 것들에서의 문제점은 스위치들의 고주파 스위칭이 상당한 전자기 간섭(EMI)을 방출시켜 오디오 및 비디오 장비, 무선들 및 컴퓨터들과 같은 기타 장비의 동작을 방해할 수 있다는 것이다. 이는 자동차와 같은 많은 응용들에서 성가시게 될 수 있는데, EMI는 무선 장비와 자동차 엔진 관리 시스템뿐만 아니라 자동차 외부에 있는 기타 시스템들을 방해할 수 있다. 또한, EMI 방출이 (일반적으로 주파수에 따라) 현재의 레벨들보다 작아야 함을 요구하는 규정들이 정부 기관에 의해 부과되어왔다.

본 발명에 의해 해결되는 문제는 모터 제어기에 의한 EMI의 저감이다. 본 발명에 따르면, 무브러시 DC 모터의 전도 각도 제어가 전력 스테이지에서 스위칭 이벤트들의 수를 감소시킴으로써 전자기 방출량을 저감시킨다. 이는 보다 소형의, 보다 저비용의 EMI 필터링 요소들을 이용할 수 있게 함은 물론 제어기로 하여금 규정 요건들을 충족하게 한다.

무브러시 DC 모터 구동들은 관련 스위칭 전압들 및 전류로 인해 상당한 량의 전자기 간섭을 발생시킨다. 각 응용은 동작 환경 및 관련 규정들에 의해 결정되는 EMI 제한들을 갖는다. EMI 필터링 요소들이 EMI 제한들을 충족하려는 시도에서 전형적으로 모터 구동 설계에 포함된다. 필터링 요소들의 크기 및 비용은 제한들을 충족하는데에 요구되는 감쇠 량에 의해 결정된다. 필터링 요소들(특히, 인덕터들과 같은 직렬 소자들)의 또 하나의 중요한 설계 제약은 DC 저항이다. 높은 저항은 과도한 발열 및 모터에 인가되는 전압의 손실을 발생시킨다.

전도 각도 및 진상을 가변시킴으로써 모터(예를 들어, 무브러시 DC 모터)을 제어하는 기술이 본원에서 설명된다. 이는 전도 각도 및 진상이 각각 120°및 0°로 고정되어 있는바, 이는 모터 속도가 펄스 폭 변조에 의해 제어되는 전통적인 제어 방식과는 대조적이다. 전도 각도 제어에 있어서, 속도 제어기는 PWM 파형의 듀티 사이클보다는 오히려 리딩(leading) 정류 에지 타임에서의 포지션을 조정한다. 이는 스위칭 이벤트들의 수를 훨씬 적게 하며, 이에 따라 EMI를 매우 적게 발생시킨다.

모터 구동 시스템에서 EMI 발생을 저감시키는 가변 진상 및/또는 가변 전도 각도를 달성하기 위한 시스템 및 방법이 본원에서 설명된다.

본 발명에 따르면, DC 버스에 의해 피딩(feeding)되는 스위칭 인버터에 의해 공급되는 전기 모터의 제어하에서 EMI 방출을 저감시키는 방법이 제공되는데, 이 방법은 전도 각도를 제어하여 모터 속도를 제어함으로써, 인버터의 스위칭 동작들의 수를 저감시키며 이에 따라 EMI를 저감시키기 위해, 모터 위상이 인버터에 의해 전력 공급되는 전도 각도 구간의 진상을 제어하는 것을 포함한다.

본 발명의 추가적인 목적은 전기 모터의 속도를 적합하게 조정하여 원하는 토크 특성을 획득하기 위해 가변 진상, 가변 전도 각도 그리고 펄스 폭 변조 중 임의의 하나를 이용하는 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명은 진상 및/또는 전도 각도의 증가가 임의의 소정의 토크에 대해 보다 큰 속도를 제공할 수 있다는 점에서 여러 가지 장점들을 제공한다. 즉, 전력이 증가된다. 더욱이, 전도 각도의 증가는 토크 리플(torque ripple)을 감소시킨다.

본 발명의 상기 목적 및 다른 목적들은 모터의 회전 동안에 전도 시간을 결정하는 전도 각도를 제어하는 스위칭 인버터의 스위치에 대한 스위칭 순간을 결정하기 위한 적어도 하나의 센서 출력을 갖는 전기 모터를 제어하는 방법에 의해 달성되는데, 이 방법은 센서 출력을 수신하는 단계와; 그리고 스위칭 순간을 결정하는 후속 센서 출력 이전에, 위상 각도에 의해 dc 버스 전압과 모터 위상 구동 입력을 연결하는 스위칭 컨버터의 스위치의 스위칭-온 타임을 전진시키는 단계를 포함한다.

최근에, 3상 무브러시 모터의 중하위(medium low) 토크 범위에서 보다 큰 회전 속도를 갖는 것에 대한 수요가 있어왔다. 그러나, 이러한 수요를 충족하기 위하여, 비용에서 대폭적인 상승이 불가피할 것인데, 이는 3상 무브러시 모터의 제어 시스템을 점검함과 아울러 3상 모터 자체의 설계를 재평가할 필요가 있기 때문이다. 따라서, 본 발명의 목적은 중하위 토크 범위의 전기 모터에서 높은 회전 속도를 획득할 수 있으며, 제조 비용에서 대폭적인 상승을 초래하지 않는 파워 스티어링 디바이스를 제공하는 것이다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은 전기 모터에 의해 구동되는 펌프에 의해 발생되는 오일 압력에 의해 보조 스티어링 파워를 발생하는 파워 스티어링 디바이스인데, 여기서, 상기 모터는 전력이 적어도 하나의 모터 위상에 제공되는 전도 각도를 가지며, 상기 파워 스티어링 디바이스는 상기 전기 모터의 회전 각도를 검출하는 회전 각도 검출기와, 스티어링 동작 요소의 스티어링 각속도를 검출하는 스티어링 각속도 센서와, 스티어링 각속도 센서의 출력 신호에 관하여 상기 전기 모터의 구동 타겟 값 회전 속도를 설정하는 구동 타겟 값 회전 속도 설정 디바이스와, 상기 전기 모터를 구동하는 구동 신호를 발생하기 위한 구동 신호 발생기와, 그리고 상기 구동 타겟 값 회전 속도 설정 디바이스에 의해 설정된 구동 타겟 값 회전 속도에 기초하여 상기 회전 속도 검출기에 의해 검출된 회전 속도에 관하여 구동 신호의 진상 각도를 결정함으로써 전도 각도를 변경시키는 각도 설정 디바이스를 포함한다. 상술한 바와같이, 이 파워 스티어링 디바이스는 EMI를 저감시킨다.

상술한 구성에 따르면, 구동 신호의 진상 각도는 (무브러시 모터와 같은) 전력 모터의 구동 타겟 값 회전 속도와 일치되도록 설정되며, 전도 각도는 이에 따라 변경된다.

가령, 전기 모터가 3상 무브러시 모터- 여기서, 상기 3상 무브러시 모터는 120°전도 각도 방법에 따라 구동되며 -인 경우에, U 위상, V 위상 및 W 위상의 계자 코일들로 통과하는 전기의 시작 타이밍은 U 위상, V 위상 및 W 위상에 대응하는 (홀 센서와 같은) 회전 각도 검출기의 출력 신호의 위상에 대해 가변되게 설정된다. 고속 회전 범위에 대해 구동 타겟 값에 대한 비교적 큰 진상 각도를 설정함으로써 전기 모터에 공급된 전류(전기 통과 시간 또는 전도 각도)를 증가시킬 수 있게 됨에 따라, 모터-발생 전압(역 emf)은 작게 되며, 이에 따라 출력 토크를 증가시킨다.

본 발명에 따르면, 모터 설계 또는 전체적으로 시스템 설계를 대폭적으로 변경함이 없이 중하위 토크 범위들에서 회전 속도를 증가시킬 수 있게 된다. 따라서, 비용이 대폭적으로 증가되지 않게 될것이다.

요구되는 모터 회전 속도에 대해 적합한 진상 각도(최소 진상 각도가 요구됨)를 설정하도록 제어할 수 있기 때문에, (영구 자성의 저감 또는 효율성 저하와 같은) 진상 각도 제어에 있어서의 주요한 문제들을 제어할 수 있게 된다.

또한, 구동 신호의 진상 각도를 일정하게 유지함으로써 일정한 진상 각도의 구간에서 통과하는 전기를 PWM 제어를 할 수 있다. 이러한 경우에, PWM 제어를 구현하기 위한 (전계 효과 트랜지스터와 같은) 스위칭 수단에서의 열 손실이 문제가 된다. 본 발명에 따르면, PWM 제어가 진상 각도 구간 동안에 수행되는 것이 아니라, 전력 통과 구간이 진상 각도를 가변시킴으로써 변하게 되는데, 결과적으로, 스위칭 손실의 증가를 고려할 필요가 없게 되며, 임의의 가능 열 손실의 증가를 제어할 수 있게 된다. 더욱이, 이는 EMI를 저감시킨다.

더욱이, 본 발명에 따르면, 진상 각도 설정 수단은 전기 모터로의 전기 통과가 비포화 상태에 있는 때에 상기 구동 타겟 값에 관계없이 일정한 고정 진상 각도를 설정하지만, 전기 모터로의 전력 통과가 포화된 때에 구동 타겟 설정 디바이스에 의해 설정된 구동 타겟 값에 기초하여 진상 각도를 설정한다.

이러한 구성에 따르면, 구동 타겟 값과 일치되는 진상 각도는 120 전력 통과가 포화된 이후에만 설정될 수 있으며(예를 들어, 이는 제로(0) 각도에서 설정될 수 있으며), 그리고 가령, 120°전력 통과 구간 내에서 PWM 제어를 수행함으로써, 전력 모터의 저속 회전 제어 및 중간-속도 회전 제어 모두가 제어될 수 있다. 일단 120°전도 각도 구간이 포화되면(100% PWM 듀티 사이클), 추가적인 모터 제어는 진상 각도를 가변함으로써 수행되는데, 여기서, 모터는 포화 상태의 진상 영역(즉, 100% PWM 듀티 사이클)에서 동작한다.

본 발명의 기타 특징들 및 이점들은 첨부 도면들을 참조하는 하기의 설명으로부터 자명하게 될 것이다.

본 발명은 도면들을 참조하여 하기의 상세한 설명에서 더욱 상세히 설명될 것이다.

도 1은 모터 제어기의 일반적인 블록도이다.

도 2는 전형적인 종래기술의 모터 구동 제어 방식을 도시한다.

도 3은 또 하나의 종래기술의 모터 구동 제어 방식을 도시한다.

도 4는 가변 진상 및/또는 전도 각도를 제공하는 본 발명에 따른 모터 구동 제어 방식을 도시한다.

도 5는 다양한 경우들의 가변 진상, 고정 진상 및 전도 각도를 위한 모터 구동 신호들에 대한 여러 타이밍도를 도시한다.

도 6은 가변 진상/전도 각도 및 펄스 폭 변조를 선택적으로 이용하는 본 발명에 따른 속도 제어기를 도시한다.

도 7은 본 발명의 일 예에 따른 파워 스티어링 디바이스의 기본 구성을 도시한다.

도 8은 상술한 파워 스티어링 디바이스의 전기 제어 유닛의 기능적인 구성을 도시하는 블록도이다.

도 9는 스티어링 각속도와 타겟 회전 속도간의 관계를 도시하는 특성도이다.

도 10은 전기 모터를 동작시키는 전력 구동 방법을 설명하기 위해 도시된 흐 름도이다.

도 11은 진상 각도와 타겟 회전 속도간의 관계를 도시한다.

도 12는 전기 모터의 회전 속도 대 토크와의 관계를 보여주는 특성도이다.

도 13은 전통적인 120°전도 각도 시스템을 설명하기 위해 제시된 타이밍도이다.

도 14는 3상 무브러시 모터에서 회전 속도와 출력 토크간의 관계를 도시한다.

도 15는 펄스 폭이 변조되는 동안에, 70A DC 버스 전류에서 동작하는 무브러시 DC 모터 구동의 전도성 방출(conducted emission)을 도시한다.

도 16은 모터 속도 제어를 달성하기 위해, PWM 스위칭이 발생하지 않지만 진상을 이용하는 70A DC 버스 전류에서 동작하는 도 15의 모터 구동을 도시한다.

도 4를 참조하면, 도면은 모터 위상에 대한 게이트 구동 하이 및 게이트 구동 로우 신호들뿐만 아니라 모터로부터의 이상적인 및 물리적인 홀 신호들을 도시한다. 이상적인 홀 신호는, 만일 120°전도 각도가 0°진상과 함께 사용되는 경우에, 스위칭 순간들이 홀 신호 전이들과 동시에 발생하도록 정해진다. 이는 도 4에서 점선(x)으로 도시된다. 만일 어떤 진상도 제공되지 않는 경우에, 하이 구동 신호에 대한 스위칭 순간들은 이상적인 홀 신호의 상승 에지와 일치할 것이다. 물리적 홀 신호는 일정량(0°가 될 수 있음) 또는 0°보다 큰 값만큼 이상적인 홀 신호로부터 오프셋(전진)될 수 있다. 예시적인 물리적 홀 신호가 도 4에서 도시된다. (이상적인 홀 신호로부터의) 가변 진상이 도 4에서 도시된다. 도 4는 게이트 구동 하이 신호가 이상적인 홀 전이 이전에 약간의 가변 위상 량에서, 그리고 물리적 홀 신호 전이 이전에 약간의 가변 량에서 스위칭됨을 도시한다.

도 4 및 5에서 도시된 바와 같이, 전도 각도는 120°내지 180°에서 가변될 수 있다. 진상이 가변된다. 진상 및 전도 각도는 실제상으로 상호-종속성이 유용할 수 있지만은 독립적으로 조정가능하다. 특히, 가변 진상은 추가적인 량의 전도 각도를 제공하도록 전도 각도에 추가될 수 있다. 따라서, 도시된 방식에서의 전도 각도는 120°더하기 가변 진상 량(a)과 일치한다. 총 진상(p)은 고정 진상 량(p) 더하기 가변 진상(a)과 일치한다. 비록 도 4에서, 진상과 전도 각도가 상호-종속적으로 도시되지만은, 그러할 필요는 없다. 예를 들어, 진상은 단순히 전도 구간을 쉬프트하는데에 이용될 수 있지만, 전도 각도는 일정하게 유지된다.

도 4에서 도시된 바와 같이, 게이트 구동 신호들에 대한 스위칭 순간들은 홀 전이들과 일치하도록 제약되지 않는다. 소프트웨어 알고리즘이 홀 센서 에지들에 대하여 임의적으로 스위칭 순간들을 위치시킬 수 있다. 또한, 도 4에서 도시된 바와 같이, 펄스 폭 변조가 응용에 따라 사용되거나 사용되지 않을 수 있다. 진상 및/또는 전도 각도의 조정은 PWM이 있거나 없는 경우에 일정한 상황들에서 속도 또는 전류를 조정하는데에 사용될 수 있다.

진상(게이트 신호의 스위칭 전이가 홀 신호 전이 이전이 됨을 의미함)을 제공하기 위하여, 소프트웨어 알고리즘은 후차의 대응하는 홀 신호 전이 이전에 진상이 발생하도록 이전의 홀 전이를 사용할 수 있다.

상술한 바와 같이, 진상 및 전도 각도의 증가는 임의의 소정의 토크에 대해 보다 높은 속도를 제공한다. 즉, 전력이 증가한다. 전도 각도의 증가는 또한 토크 리플을 저감시킨다.

하기의 표 1에서의 데이터는 13.5 볼트 및 2.48 Nm 토크에서의 전형적인 전기 모터에 대하여 기록되었다.

표 1에서, 속도는 RPM이며, 전류는 암페어(A)이며, 효율성은 퍼센티지이다. 듀티 사이클은 100%이며, 즉 (전도 각도 전체 동안에서) 100% 펄스 폭 변조가 있다. 온도는 30 내지 45℃이다. 채워지지 않은 엔트리들은 열악한 효율성으로 인해 사용될 수 없는 것으로 고려된다.

표 1의 데이터는 유용한 모터 특성들을 발생시키는 진상과 전도 각도와의 관계를 전개하기 위해 기록된 것이다. 데이터는 진상과 전도 각도가 변하는 때에 효율성에서의 경향들을 보여주는데에 유용하다. 표에서 도시된 바와 같이, 전도 각도 증가에 대해, 보다 높은 진상이 더욱 큰 효율성을 발생시킨다. 160°의 전도 각도에 대해, 최상의 효율성은 40° 내지 60°(대략 55°에서 최적임)의 진상들에서 발생하지만, 180°에서, 최상의 효율성은 60° 내지 80°(대략 75°에서 최적임)에서 발생한다. 140°전도 각도에 대해, 가장 큰 효율성은 25° 내지 55°(대략 50°에서 최적임)에서 발생한다. 120°전도 각도에 대해, 최대 효율성은 5°내지 50°(대략 25°에서 최적임)이다.

표 1에 기초하면, 하기의 방식이 선택될 수 있다.

p = 진상

c = 전도 각도

k = 고정 진상

a = 가변 진상(및 추가적인 전도 각도)

p = k + a, k < p < (k + 60°)

c = 120°+ a, 120°< c < 180°

0°< a < 60°

p a k=15°

120°전도: 진상 = k + 0° = 15°

140°전도: 진상 = k + 20°= 35°

160°전도: 진상 = k + 40°= 55°

180°전도: 진상 = k + 60°= 75°

k = 15°의 고정 진상은 표 1에 기초하여 선택되었으며, 총 진상은 고정 진상 더하기 가변 진상(a)과 일치한다. 이러한 방식에서, 가변 진상은 또한 추가적인 전도 각도와 일치한다. 고정 진상은 전도 각도 구간을 쉬프트시키며, 가변 진상은 전도 각도를 증가시킨다.

도 1의 데이터를 조사하게 되면, 이러한 방식에서 160°및 180°전도 모두에 대해 k = 15°인 때에, 시스템은 최대 효율성이 되는 것으로 관찰된다. 120°및 140°전도에서, 시스템은 k = 15°에서 최대 효율성의 일 퍼센트에 들게 된다.

상기 방식은 단순하며, 보다 높은 효율성을 발생시키며, 그리고 다수의 스위칭 순간들이 홀 에지들에서 정렬되도록 홀 센서를 위치시킬 수 있는 가능성을 제공하는 이점들을 갖는다. 이는 소프트웨어 알고리즘의 정확도 및 단순화를 개선할 수 있다.

도 5는 본 발명에 따른 제어 방식의 여러 예들을 도시한다. 도 5A에서, 가변 진상은 0°과 일치하며, 총 진상은 고정 진상(k)과 일치하며, 전도 각도는 120°와 일치한다. 도 5B에서, 가변 진상은 0° 내지 60°이다. 총 진상은 고정 진상(k) 더하기 가변 진상(a)과 일치하며, 전도 각도는 120°더하기 가변 진상(a)과 일치한다.

도 5C에서, 가변 진상은 60°와 일치하며, 총 진상은 고정 진상(k) 더하기 60°와 일치하며, 전도 각도는 180°와 일치한다. 하나의 위상에 대한 이상적인, 그리고 가능한 물리적 홀 신호들이 도 5의 상부 및 하부 각각에서 도시된다.

고정 위상(k)을 설정함으로써, 각 대응하는 스위치에 대한(각 전도 각도에 대한) 턴 오프 순간들은 가변 진상 량에 관계없이 동일 지점에 있게 된다. 즉, 스위치(AH)에 대한 턴 오프 순간은 각 3개의 전도 각도들에 대해 동일하다. 유사하게, 각 방식에서의 스위치들(AL)에 대한 턴 오프 순간은 동일한 때이며, 이는 스위치들(BH, BL, CH 및 CL)에 대해 마찬가지이다. 이는 홀 효과 센서들이 플롯의 하부에서 도시된 가능한 물리적 홀 신호에 의해 도시된 바와 같이 위치될 수 있으며, 따라서, 턴 오프 순간들은 항상 홀 전이에서 정렬됨을 의미한다. 동일내용이 2개의 다른 위상들에 대해 적용될 것이다. 이는 각 하프 브리지에서 구동 트랜지스터들의 스위칭을 제어하는 소프트웨어 알고리즘을 단순화하며, 이에 따라 정류를 제어하는 소프트웨어를 단순화시킨다.

도 6은 본 발명을 이용하는 속도 제어를 도시한다. 높은 부하들에서, 컨버터의 전력 디바이스들로 인한 손실들이 크다. 손실들은 트랜지스터들 및 다이오드들이 스위칭하는 때에 발생한다. 따라서, 펄스 폭이 변조되는 때에 큰 손실들이 있다. 이러한 손실들로 인해, 가변 진상이 0보다 큰 때에, 펄스 폭 변조 대신에, 풀(full) 듀티 사이클(100% PWM)이 사용될 수 있다. 도 6에서, 모터 속도를 조정하기 위해 듀티 사이클을 100%로 남겨놓지만 가변 진상을 변화시키는 속도 제어기가 제공될 수 있다.

도 6에서, 모터(300)에 3개의 위상을 제공하는 인버터(100)를 포함하는 게이트 구동이 제공된다. 홀 신호들은 정류자(200A)와 펄스 폭 변조기(200B)를 포함하는 제어기(200')에 제공된다. 정류자(200A)에는 모터 제어를 위해 가변 진상 량(0 또는 일정한 진상 량)을 포함하는 신호가 제공된다. 펄스 폭 변조기(200B)에는 듀티 사이클을 제어하는 신호(100% 또는 100%보다 작은 량의 듀티 사이클)가 제공된다. 조건들에 따라, 스위치(400)는 0과 일치하는 가변 진상 또는 제 2 제어기로부터 정류자로의 가변 진상을 제공한다. 또한, 스위치(400)는 도시된 바와 같이 가변 듀티 사이클 또는 100% 듀티 사이클을 포함하는 제 1 제어기 출력을 포함하는 듀티 사이클을 펄스 폭 변조기에 제공한다. 스위치(400)는 소프트웨어 제어기에 의해 제어될 수 있으며, 트랜지스터 스위칭 회로를 포함할 수 있다. 제 1 제어기 및 제 2 제어기들에는 속도 기준 신호(Speed Ref.)가 제공되는데, 이는 원해지는 속도를 결정한다. 피드백 신호(4000)가 위치 센서(들)로부터 유도되어, 실제 모터 속도 표시로서 제 1 제어기 및 제 2 제어기에 제공된다.

원하는 속도가 120°전도 각도 및 100%보다 작은 듀티 사이클에 도달한 때에, 제 1 제어기가 사용된다. 만일 모터에 의해 유도된 전류가 120°전도 및 100% 듀티 사이클에서 너무 높은 경우에, 또한 이 방식이 사용된다. 따라서, 제 1 제어기가 듀티 사이클을 가변하도록 사용되는 때에, 가변 진상은 도 6에서 도시된 바와 같이 0과 일치하게 된다.

유도된 전류가 너무 높지 않은 경우에, 그리고 원하는 속도가 120°전도 각도 및 100% 듀티 사이클에 도달할 수 없는 경우에, 제 2 제어기가 사용된다. 따라서, 제 2 제어기가 사용되는 때에, 0보다 큰 가변 진상이 100% 펄스 폭 변조(전체 전도 각도 동안)로 정류기(200A)에 제공된다.

제 1 제어기는 속도 및 전류 제어 모두를 포함할 수 있다. 2개의 제어기들 사이에서 스위칭하는 때에 히스테리시스가 필요할 수 있다.

따라서, 본 발명은 임의의 소정의 토크에 대해 높은 효율성 모터 제어 및 보다 높은 동작 속도들을 제공함으로써 전력을 증가시키는 시스템을 포함한다. 더욱이, 전도 각도 증가는 토크 리플을 저감시킨다. 예를 들어, 1Nm 토크를 갖는 전형적인 전기 모터에 대한 실제 테스트 결과들은 75% 전류 증가가 77% 모터 속도를 증가시킴을 보여준다. 표 2는 실제 테스트 결과들의 일부를 보여준다.

모터 속도(RPM)

부하 토크(Nm)	120 전도 0 진상	180 전도 60 진상
1.0	3360	5960
2.5	2530	3225

파워 스티어링 시스템에 관한 본 발명의 실시 형태들은 도 7 내지 12를 참조하여 상세히 설명될 것이다.

도 7은 본 발명의 일 예에 따라 파워 스티어링 디바이스의 기본 구성을 나타내는 도면이다. 이 스티어링 디바이스는 자동차의 제 1 스티어링 메커니즘에 대하여 구성되는데, 여기서, 보조 스티어링 파워가 이 제 1 메커니즘에 제공된다.

제 1 스티어링 메커니즘은 예를 들어, 동작자에 의해 동작되는 스티어링 휠(2)과, 이 스티어링 휠(2)에 연결된 스티어링 샤프트(3)와, 스티어링 샤프트(3)에 결합된 피니온 기어(pinion gear)(4)와, 그리고 피니온 기어(4)와 맞물린 랙 기어(rack gear)(5a)를 포함하며, 여기서, 랙 샤프트(5)는 우측 및 좌측 방향들로 연장한다. 랙 축(5)의 양단들에서, 타이 로드들(tie rods)(6)이 결합되며, 타이 로드들(6)은 좌측 및 우측에서 휠들(FL 및 FR)을 스티어링가능한 휠들로서 지지하는 너클 암(7)에 연결된다. 너클 암(7)은 킹 핀(king pin)(8) 주위를 회전하는 방식으로 제공된다. 상기 구성은 단지 예시적인 것이다. 다른 형태의 스티어링 기어들 및 다른 구성요소들이 기술분야의 당업자들에게 공지된 바와 같이 제공될 수 있다.

상기 구성에서, 스티어링 휠(2)이 동작되며, 스티어링 샤프트(3)가 회전하는 때에, 회전은 피니온 기어(4) 및 랙 샤프트(5)에 의해 휠의 좌우측 방향을 따라 선형 이동으로 변환된다. 이러한 직선 이동은 너클 암(7)의 킹 핀 주위에서 회전 량으로 변환되며, 결과적으로, 좌측 및 우측 휠들(FL 및 FR)의 스티어링이 달성된다.

스티어링 샤프트(3)에서, 개구들이 토션 바(9)의 비틀림 방향 및 크기와 일치하여 변경되는 오일 압력 제어 밸브(23) 및 스티어링 휠(2)에 추가되는, 스티어링 토크의 방향 및 크기와 일치하는 비틀림을 발생하는 토션 바(9)가 포함된다.

오일 압력 제어 밸브(23)는 보조 스티어링 파워를 제 1 스티어링 메커니즘에 제공하는 파워 실린더(20)에 연결된다. 파워 실린더(20)는 랙 샤프트(5) 상에서 일체형으로 제공되는 피스톤(21)과 피스톤(21)에 의해 나뉘어진 한 쌍의 실린더 챔버들(20a 및 20b)을 갖는다. 실린더 챔버들(20a 및 20b)은 오일 공급 및 복귀 라우트들 각각을 통해 오일 압력 제어 밸브(23)에 연결된다.

오일 압력 제어 밸브(23)는 저장 탱크(25)와 오일 펌프(26)를 통과하는 오일 순환 라우트(24) 상에서 제공된다. 오일 펌프(26)는 전동(electromotive) 타입의 모터 M(27)에 의해 구동되는데, 이는 저장 탱크(25)에 저장된 동작 오일을 인출하여 이를 오일 압력 제어 밸브(23)에 공급한다. 과잉 동작 오일은 오일 순환 라우트(24)를 통해 오일 압력 제어 밸브(23)로부터 저장 탱크(25)로 복귀된다.

오일 압력 제어 밸브(23)는 비틀림이 일 방향으로 토션 바(9)에 가해진 경우에, 동작 오일을 오일 공급 또는 복귀 라우트(22a 및 22b)를 통해 파워 실린더(20)의 실린터 챔버(20a) 또는 실린더 챔버(20b)에 공급한다. 추가적으로, 비틀림이 타 방향으로 토션 바(9)에 가해진 경우에, 이는 동작 오일을 다른 오일 공급 또는 복귀 라우트들(22a 및 22b)을 통해 다른 실린더 챔버들(20a 및 20b)에 공급한다.

비틀림이 없거나 비틀림이 토션 바(9)에 거의 가해지지 않은 경우에, 오일 압력 제어 밸브(23)는 소위 평형 상태가 될 것이며, 동작 오일은 파워 실린더에 공급됨이 없이 오일 순환 라우트(24)에서 순환한다.

동작 오일이 파워 실린더(20)의 실린더 챔버들 중 어느 하나에 공급되는 때에, 피스톤(21)은 스티어링가능한 휠들의 폭 방향으로 이동한다. 그 결과로서, 보조 스티어링 파워가 랙 샤프트(5)에 가해진다.

오일 압력 제어 밸브(23)의 구성 예들은 예를 들어, 미국특허 제 4,624,283호에서 개시된다.

전기 모터(27)는 예를 들어, 3상 무브러시 모터로 구성되며, 이는 전자 제어 유닛(30)에 의해, 구동 회로(28)를 통해 제어된다. 구동 회로(28)는 가령, 전력 트랜지스터 브리지 회로를 포함한다. 이는 전자 제어 유닛(30)에 의해 제공되는 제어 신호에 따라 배터리(40)로부터의 전력을 전력원으로서 전기 모터(27)에 공급한다.

전자 제어 유닛(30)은 배터리(40)로부터 전원의 수신하에서 활성화되는 마이크로-컴퓨터를 포함한다. 이 마이크로 컴퓨터는 CPU(31)와, CPU(31)에 작업 영역을 제공하는 RAM(32)과, CPU(31)의 동작 프로그램뿐만 아니라 제어 데이터를 기억하는 ROM(33)과, 그리고 CPU(31), RAM(32) 및 ROM(33)의 상호 연결을 위한 버스(34)를 포함한다.

스티어링 각도 센서(11)로부터 출력되는 스티어링 각도 데이터가 전자 제어 유닛(30)에 제공된다. 스티어링 각도 센서(11)는 스티어링 휠(2)에 관하여 제공된다. 점화 스위치가 활성화되며, 엔진이 초기값 "0"에서 시작하는 때에, 스티어링 휠(2)의 스티어링 각도를 설정함으로써, 스티어링 방향에 일치하는 부호의 스티어링 각도 데이터가 출력된다. 이 스티어링 데이터에 기반하여, CPU(31)는 그 시간 미분값에 대응하는 스티어링 속도를 계산한다.

전기 모터(27)에 흐르는 전류를 검출하는 전류 센서(12)로부터의 전류 검출 신호, 및 전력 모터(27)의 회전자 위치 검출을 위한 회전자 위치 센서로서의 홀 센서(15)로부터의 검출 신호가 전자 제어 유닛(30)에 제공된다.

게다가, 휠 속도 센서(13)로부터 출력되는 휠 속도 신호가 전자 제어 유닛(30)에 제공된다. 휠 속도 센서(13)는 (자동차 속도에 비례하는) 휠 속도를 직접적으로 검출하는 센서가 될 수 있거나, 휠 속도는 휠에 관하여 제공된 휠 속도 센서의 출력 펄스에 기반한 계산으로 획득될 수 있다.

전자 제어 유닛(30)은 스티어링 각도 센서(11), 전류 센서(12) 및 휠 속도 센서(13) 각각으로부터 제공되는 스티어링 각도 데이터, 전류 데이터 및 휠 속도 데이터에 기반하여 전력 모터(27)를 제어한다.

도 8은 그 기능적 관점에서 보여지는 바와 같이 전자 제어 유닛의 구성을 도시하는 블록도이다. 전자 제어 유닛(30)은 실질적으로 CPU(31)에 의해 ROM(33)에 저장된 프로그램의 실행을 통해 구현되는 복수의 기능 수단을 포함한다. 따라서, 전자 제어 유닛(30)은 스티어링 각도 센서(11)의 출력 신호에 기반하여 스티어링 각속도 계산을 위한 스티어링 각속도 동작부(41)와, 그리고 스티어링 각속도 동작부(41)에 의해 계산된 스티어링 각속도뿐만 아니라 휠 속도 센서(13)에 의해 검출된 바와 같은 휠 속도에 기반하여 전기 모터(27)의 타겟 회전 속도(R)를 설정하는 타겟 회전 속도 설정부(42)를 포함한다.

이에 추가하여, 전자 제어 유닛(30)에는 타겟 회전 속도 설정부(42)에 의해 설정된 바와 같은 타겟 회전 속도(R)를 달성하도록, 전력 모터(27)를 제어하고 구동하는 모터 구동 제어부(45)가 제공된다. 모터 구동 제어부(45)는 전류 센서(12)에 의해 검출되는 모터 전류에 기초하여 타겟 회전 속도(R)를 달성하기 위해 구동 신호를 발생하며, 이 구동 신호를 구동 회로에 제공한다.

전기 모터(27)에는 U-위상 계자 코일(27U)과, V-위상 계자 코일(27V)과, 그리고 W-위상 계자 코이(27W)을 갖는 고정자와, 그리고 이러한 계자 코일들(27U, 27V 및 27W)로부터 반발성 자계를 수신하는 고정 영구 자석을 갖는 회전자가 제공되는데, 여기서, 이 회전자의 회전 각도는 홀 센서(15)에 의해 검출된다. 홀 센서(15)는 U 위상, V 위상 및 W 위상에 따라 제공된 홀 센서들(15U, 15V 및 15W)을 포함한다.

전기 모터(27)에 흐르는 전류를 검출하는 것이 목적인 전류 센서(12)에는 U 위상, V 위상 및 W 위상 각각에 흐르는 전류들을 검출하는 전류 센서들(12U, 12V 및 12W)이 장착된다. 전류 센서들(12U, 12V 및 12W) 및 홀 센서들(15U, 15V 및 15W)의 출력 신호들은 적합하게 증폭되어 모터 구동 제어부(45)에 제공된다. 대안적으로, 전류 센서(12)는 DC 버스에 결합된 하나의 전류 센서로서 구현될 수 있다.

구동 회로(28)는 U 위상에 대응하는 한 쌍의 전계 효과 트랜지스터들(UH 및 UL)과, V 위상에 대응하는 한 쌍의 전계 효과 트랜지스터들(VH 및 VL), 및 W 위상에 대응하는 한 쌍의 전계 효과 트랜지스터들(WH 및 WL)의 직렬 회로를 포함하는데, 여기서, 이들은 배터리 양단(40)에서 병렬로 결합되어 있다.

전기 모터(27)의 U 위상 계자 코일(27U)은 전계 효과 트랜지스터(UH 및 UL) 사이의 연결점에 연결되며, V 위상 계자 코일(27V)은 전계 효과 트랜지스터(VH 및 VL) 사이의 연결점에 연결되며, 그리고 W 위상 계자 코일(27W)은 전계 효과 트랜지스터들(WH 및 WL) 사이의 연결점에 연결된다.

모터 구동 제어부(45)는 일정한 구간의 전기 각도 동안에 UH, VH 및 WH를 순서대로 ON 상태가 되게 하며, 동시에, 전계 효과 트랜지스터들(UL, VL 및 WL)에 PWM 펄스들로 구성되는 구동 신호를 제공함으로써 전기 모터(27)의 회전을 제어한다.

특히, 모터 구동 제어부(45)는 타겟 회전 속도 설정부(42)에 의해 설정되는 타겟 회전 속도(R)에 대응하는 PWM 듀티 사이클을 설정하기 위한 PWM 듀티 사이클 설정부(46)와, 타겟 회전 속도 설정부(42)에 유사하게 설정되는 타겟 회전 속도에 대응하는 진상 각도(△θ)를 설정하기 위한 진상 각도 설정부(47)와, 그리고 PWM 듀티 설정부(46)에 의해 설정되는 PWM 듀티 사이클들뿐만 아니라 진상 각도 설정부(47)에 의해 설정되는 진상 각도(△θ)에 기반하여 구동 회로(28)의 전계 효과 트랜지스터들(UH, UL, VH, VL, WH 및 WL)에 제공될 구동 신호들을 발생하는 구동 신호 발생부(48)를 포함한다.

도 9는 타겟 회전 속도 설정부(42)에 의해 설정되는 바와 같은 타겟 회전 속도와 스티어링 각속도간의 관계를 도시한다. 타겟 회전 속도(R)는 하부 제한(R1)과 사용자 제한(R2) 사이에서 설정되며, 이에 따라 스티어링 각속도(V(θ))에 관한 VT(VT는 임계값이다)보다 크지 않은 V(θ)보다 크지 않은 제로(zero) 범위에서 단조롭게 증가(증가는 이러한 실행 형태에서 선형이 된다)할 것이다.

타겟 회전 속도 설정부(42)는 도 3에서 도시된 바와 같은 휠 속도에 기반하여 스티어링 각속도(B(θ))와 비교할 때에 타겟 회전 속도(R)의 기울기(incline)를 다양하게 설정한다. 바꾸어 말하면, 임계값(VT)은 휠 속도 범위에 따라 다양하게 설정된다. 보다 구체적으로는, 휠 속도가 보다 커지는 때에, 즉 자동차가 보다 빠르게 이동하는 때에 임계값은 보다 높이 설정된다. 따라서, 타겟 회전 속도(R)는 휠 속도가 보다 커짐에 따라 보다 낮게 설정될 것이며, 결과적으로, 보조 스티어링 파워는 보다 작게 된다. 이러한 방식으로, 자동차의 속도에 일치하여 적합한 스티어링 보조 파워를 발생하기 위한 휠-속도 응답 제어가 수행된다.

도 10은 전기 모터(27)를 구동하기 위한 전류를 통과하는 방법을 설명하도록 제시된 타이밍도이다. 도 10(a)는 홀 센서(15U)에 의해 출력되는 U-위상 홀 신호를 도시하며, 도 10(b)는 홀 센서(15V)가 출력하는 V-위상 홀 신호를 도시한다. 이에 추가하여, 도 10(c)는 홀 센서(15W)가 출력하는 W-위상 홀 신호를 도시한다.

게다가, 도 10(d)는 전계 효과 트랜지스터(UH)에 제공되는 구동 신호 파형이며, 도 10(e)는 전계 효과 트랜지스터(VH)에 제공되는 구동 신호 파형이며, 그리고 도 10(f)는 전계 효과 트랜지스터(WH)에 제공되는 구동 신호 파형을 도시한다.

전기 모터(27)의 회전과 함께, U 위상 홀 신호, V 위상 홀 신호 및 W 위상 홀 신호는 각각이 120°전기 각도로 위상-지연된 파형들을 가정한다.

구동 신호 발생부(48)는 기본적으로 120°전력 전달 시스템을 따르는 구동 신호들을 발생한다. 바꾸어 말하면, 전계 효과 트랜지스터(UH)에 제공되는 구동 신호는 U-위상 홀 신호에 앞서서 상승하며, 진상 각도(△θ)를 120°에 추가함으로써 획득되는 전기 각도 구간 동안에만 ON 상태로 유지된 이후에, 홀 신호와 동기화되어 OFF 상태로 돌아간다. 마찬가지로, 전계 효과 트랜지스터(VH)에 제공되는 구동 신호는 V-위상 홀 신호의 상승 에지에 앞서서 상승하며, 진상 각도(△θ)를 120°에 추가함으로써 획득되는 전기 각도 구간 동안에만 ON 상태로 유지된 이후에, 홀 신호와 동기화되어 OFF 상태로 돌아간다.

동일 내용이 전계 효과 트랜지스터(WH)의 구동 신호에 관하여 진술될 수 있으며, 이는 W-위상 홀 신호의 리딩 에지에 앞서서 ON 상태로 상승하며, 동시에, 진상 각도(△θ)를 120°에 추가함으로써 획득되는 전기 각도 구간 동안에 ON 상태로 유지된 이후에, 홀 신호와 동기화되어 OFF 상태로 돌아간다.

이러한 제어들이 수행되는 동안에, PWM 듀티 설정부(46)에서 설정된 듀티 비율들을 위한 펄스 폭 제어 신호가 전계 효과 트랜지스터(UL, VL 및 WL)에 제공된다.

진상 각도 설정부(47)는 타겟 회전 속도(R)에 기반하여 홀 신호와 비교하는 때에 구동 신호 위상의 진상 각도를 설정한다. 진상 각도 설정부(47)는 PWM 듀티 설정부(46)가 100 퍼센트보다 작은 PWM 듀티를 설정하는 한, 제로에서 진상 각도(△θ)를 설정한다. 이 시점에서, 구동 신호 발생부(48)는 통상적인 120도 전도 각도 시스템을 따르는 구동 신호를 발생한다.

PWM 듀티 설정부(46)가 100퍼센트 PWM 듀티를 설정하며, 따라서, PWM 제어로 인한 전기 통로가 포화된 상태에서, 진상 각도 설정부(47)는 타겟 회전 속도(R)에 따라 진상 각도(△θ)를 다양하게 설정한다. 이 시점에서, 구동 신호 발생부(48)는 위상이 홀 신호와 비교할 때에 진상 각도(△θ)에 의해 앞서게 된 타이밍에서, 전계 효과 트랜지스터(UH, VH 및 WH)를 ON 상태가 되게 한다. 결과적으로, 전력 전달(전도 각도) 시간은 120도 더하기 △θ에 대응하는 시간이 될 것이며, 전력 전달 시간은 진상 각도(△θ)에 대응하는 시간에 의해 더 길어지게 된다.

홀 신호와 비교하는 때에 진상 각도(△θ)에 의해 앞서는 시간에서 U 위상, V 위상 및 W 위상의 구동 신호들을 ON 상태가 되게 하기 위하여, 한 사이클 앞선 회전 신호를 사용함으로써, W 위상, U 위상 및 V 위상의 구동 신호의 ON 타이밍을 설정하는 것만이 필요하다.

도 11은 진상 각도 설정부(47)에 의해 설정되는 진상 각도(△θ)와 타겟 회전 속도 설정부(42)에 의해 설정되는 타겟 회전 속도(R)간의 관계를 도시한다. PWM 듀티 설정부(46)가 4,000 rpm의 타겟 회전 속도에서 100 퍼센트 PWM 듀티를 설정하는 경우의 예를 가정하자(요구되는 전력 모터(27)의 최고 회전 속도는 5,000 rpm이 된다). 이 경우에, 진상 각도 설정부(47)는 4,000 rpm과 5,000 rpm 사이의 타겟 회전 속도(R)에서 영도에서 60도로 단조롭게 증가하는 방식으로 진상 각도(△θ)를 설정한다.

진상 각도(△θ)는 타겟 회전 속도(R)에서의 증가와 함께 선형으로 증가하거나, 타겟 회전 속도(r)와 비교하는 때에 진상 각도(△θ)의 변화가 비선형 변화가 되는 방식으로 설정될 수 있다. 진상 각도(△θ)의 상한은 60도로 설정되는 것이 원해진다. 만일 60도를 초과하는 진상 각도((△θ)가 설정되는 경우에, 전계 효과 트랜지스터들(UH, UL, VH, VL, WH 및 WL)은 동시에 온으로 설정됨으로써, 구동 회로의 전력 소자(전계 효과 트랜지스터들(UH, UL, VH, VL, WH 및 WL))에 손상을 주게 된다.

도 12는 전기 모터(27)의 회전 속도에 대한 토크의 관계를 도시하는 특성도이다. 상기 식(1)에서 도시된 바와 같이, 회전 속도(ω)가 증가하는 때에, 모터 전류(I)는 이에 따라 발생되는 모터-발생 유도 전압(kω)으로 인해 저감하며, 결과적으로, 이 모터 전류에 비례하는 토크가 저감한다.

이러한 형태의 실시에서, 전력 모터(27)의 회전이 4,000 rpm까지의 저속 및 중속 회전 범위들로 PWM 제어에 의해 제어되는 때에, PWM 듀티는 4,000 rpm보다 높은 중상위(medium high) 회전 범위에서 100 퍼센트가 되며, 전기 모터(27)의 회전은 진상 각도 제어에 의해 제어된다. 그 결과로서, 전력 전달 시간은 진상 각도 제어가 수행되는 중상위 속도 범위에서 진상 각도(△θ) 부분에 의해 더 길게 되며, 결과적으로, 실제 자속 밀도는 저감하며, 고속 회전에서의 모터-발생 유도 전압은 작게 된다. 따라서, 도 6에서 도시된 바와 같이, 중하위 토크 범위에서 높은 회전 속도를 획득할 수 있다.

상기 도시된 실시 형태에 따르면, 전기 모터(27)의 설계 또는 사양들의 변경없이, 양호하게-설계된 제어에 의해 중하위 토크 범위에서 회전 속도를 증가시킬 수 있다. 따라서, 제조 비용에서의 대폭적인 증가를 초래함이 없이, 보조 스티어링 파워를 획득할 수 있게 된다.

타겟 회전 속도(R)와 일치하도록 만족되는 진상 각도(△θ)가, 고정된 값으로 진상 각도(△θ)를 설정함이 없이 설정된다는 사실의 관점에서, 과잉 진상 각도 제어가 수행된 경우에 발생할 수 있는 문제들(진상 각도 제어 볼륨이 증가된 경우에, 모터 효율성 및 자성 저감를 포함하는 문제)을 최소화할 수 있게 된다.

진상 각도(△)(θ)가 일정한 값으로 고정된 동안에, PWM 제어가 진상 각도(△θ)가 일정한 구간 동안에 수행되는 경우와 비교할 때에, 열 손실은 방지될 수 있으며, 또한 구동 회로의 발열 설계(heat design)가 더욱 수행하기에 쉽게 되는데, 이는 전계 효과 트랜지스터들의 스위칭 손실을 고려할 필요가 없기 때문이다.

본 발명의 실시 형태가 상술되었다. 그러나, 본 발명은 또한 다른 형태들로 수행될 수 있다. 비록 상술한 실시 형태에서, PWM 제어가 중하위 (mediun low) 속도 회전 범위에서 수행되며, 진상 각도 제어가 중상위(medium high) 속도 회전 범위에서 수행되지만은, 또한 고속 회전 범위에서만 진상 각도 제어를 수행할 수 있다.

게다가, 상술한 항목들 범위 내에서, 다양한 설계 변화들이 이루어질 수 있다.

상기 설명이 모터를 구동하는 방법 및 장치를 설명하였는데, 여기서, 모터 속도 제어는 진상 각도를 이용하며, 이에 따라 전도 각도를 가변함으로써 획득된다. 이는 도 15 및 16의 비교가 도시할 바와 같이 모터 구동에 의한 EMI 방출을 저감시킨다. 이 기법의 효율성은 PWM 제어(도 15) 및 전도 각도 제어(도 16)하에서, 동일한 동작점들에서의 전도성 방출을 비교함으로써 증명될 수 있다.

비록 전도 각도 제어를 이용하여(특히, 전도 각도는 인버터의 각 스위치에 대한 리딩 정류 에지의 진상을 가변함으로써 제어된다) 모터 동작을 제어하며, 이에 따라 EMI 방출을 저감시키는 것이 바람직하지만은, 또한 예를 들어, 도 6에서 도시된 바와 같이, PWM과 진상/전도 각도 제어를 결합하는 것이 가능하다. 이는 PWM 동작 동안에 EMI 방출을 증가시키지만, 일부 응용들에서(특히, EMI 제한들이 초과되지 않는 때에) 유익할 수 있다.

도 15는 PWM 제어하에 있는 동안에, 70A DC 버스에서 동작하는 무브러시 DC 모터 구동의 전도성 방출을 도시한다. 이러한 방출은 특정 응용에 대해 EMI 제한선들과 비교된다. PWM 제어를 이용하는 동안에, 저주파 방출은 제한을 15 dB 이상으로 초과하는 것으로 이해될 수 있다.

도 16은 70A DC 버스 전류에서 동작하지만, PWM 스위칭이 발생하지 않는 동일한 모터 구동을 도시한다. 이제, 전도성 방출은 저주파 제한들을 충족하며, 이는 전도 각도를 제어하며 PWM을 이용하지 않는 이점을 보여준다.

비록 본 발명이 특정 실시예들에 관하여 설명되었지만은, 많은 다른 변화들 및 변형들 및 다른 사용들이 기술분야의 당업자들에게 자명하게 될 것이다. 따라서, 본 발명은 본원의 특정 개시에 국한되지 않으며, 하기의 청구범위에 의해서만 한정되어야 한다.

Claims

DC 버스에 의해 피딩(feeding)되는 스위칭 인버터에 의해 공급되는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법으로서,

상기 모터의 위상이 상기 인버터에 의해 전력 피딩되는 전도 각도(conduction angle) 구간의 진상(phase advance)을 제어하여, 상기 전도 각도를 제어하고 상기 모터의 속도를 제어함으로써, 상기 인버터의 스위칭 동작들의 수를 감소시켜 EMI를 저감시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 1항에 있어서,

상기 전도 각도를 제어하기 위해, 상기 인버터의 스위치에 대한 스위칭 순간을 결정하기 위한 센서를 상기 모터에 제공하는 단계와;

상기 센서의 출력 신호를 수신하는 단계와; 그리고

상기 진상을 제공하기 위해, 상기 센서의 후차의 출력 신호 이전에, 상기 dc 버스 전압과 모터 위상을 결합시키는 상기 인버터의 스위치의 스위칭-온 타임을 위상 각도(phase angle)에 의해 전진시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 2항에 있어서, 상기 진상을 제어하는 단계는 상기 위상 각도 량만큼 상기 전도 각도를 증가시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 3항에 있어서, 상기 위상 각도는 상기 모터 속도를 제어하기 위해, 고정 위상 각도 량 및 가변 위상 각도 량을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 4항에 있어서, 상기 가변 위상 각도는 상기 전도 각도를 증가시키며, 상기 고정 위상 각도는 전도 시간을 시간적으로 쉬프트하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 1항에 있어서, 상기 전도 각도 동안에 상기 스위치를 펄스 폭 변조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 4항에 있어서, 하프 브리지로 구성된 2개의 교번 전도 스위치들이 제공되며, 각 스위치의 스위칭-온 타임을 상기 위상 각도에 의해 전진시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 7항에 있어서, 상기 모터는 3상 모터이며, 3개의 하프 브리지들이 제공되며, 여기서, 각 하프 브리지는 2개의 교번 전도 스위치들을 포함하며, 일 스위치는 하이 측 스위치를 포함하며, 타 스위치는 로우 측 스위치를 포함하며, 그리고 각 스위치의 스위칭-온 타임을 상기 위상 각도에 의해 전진시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 8항에 있어서, 상기 전도 각도는 120°내지 180°로 가변되며, 상기 가변 전도 각도는 0°내지 60°에서 가변되는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 9항에 있어서, 상기 고정 위상 각도 진상은 15°와 일치하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 4항에 있어서, 상기 고정 위상 각도는 상기 스위치의 턴-오프 순간이 전도 각도 량과 관계없이 상기 센서 출력의 전이와 정렬되도록 제공되는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 1항에 있어서, 100% 듀티 사이클에서, 상기 전도 각도 동안에 펄스 폭 변조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 1항에 있어서, 상기 모터 속도를 제어하기 위해, 하기의 2개의 옵션들:

a) 상기 전도 각도 동안에, 100% 듀티 사이클 펄스 폭 변조 및 상기 위상 각도의 가변; 그리고

b) 상기 전도 각도 동안에, 제로(0) 위상 각도 및 펄스 폭 변조에 의한 듀티 사이클의 가변 사이에서 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 13항에 있어서, 원하는 속도가 120°전도 각도에 도달하였으며, 100% 듀티 사이클보다 작은 경우에, 옵션 b)를 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 13항에 있어서, 상기 모터에 의해 인출된 전류가 120°전도 각도 및 100% 듀티 사이클을 갖는 소정의 제한을 초과하는 경우에, 옵션 b)을 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 13항에 있어서, 원하는 모터 속도가 120°전도 각도 및 100% 듀티 사이클에 도달될 수 없으며, 상기 모터에 의해 인출된 전류가 소정의 한계 이하인 경우에, 옵션 b)를 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.
제 1항에 있어서, 상기 제어 단계는 무브러시 DC 모터를 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 모터의 제어에서 EMI 방출을 저감하는 방법.