KR100822940B1 - 무선 통신 시스템에서 적응형 알고리즘을 사용하여 결합기가중치를 조절하는 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

적응성 알고리즘을 사용하여 무선 통신 시스템들에 대한 결합기 계수들을 계산하는 방법 및 장치가 제공된다. 일 실시예는 HDR 시스템에서 파일럿 신호와 같이 이전에 알려지며 다른 신호들과 시간 멀티플렉싱된 신호 상에서 가중들을 트레이닝하며, 여기서 상기 신호는 풀 전력에서 전송된다. 적응성 알고리즘은 파일럿 간격동안 순환적으로 상기 가중들을 계산하고 발생된 가중들을 트래픽 신호들에 적용한다. 일 실시예에서, 상기 알고리즘은 트랜스버셜 필터 및 가중 계산 유닛을 사용하는 순환 최소 자승 알고리즘이다.

적응성 알고리즘, 레이크 수신기, 가중치, 무선 통신

Description

무선 통신 시스템에서 적응형 알고리즘을 사용하여 결합기 가중치를 조절하는 방법 및 장치{SYSTEM AND METHOD FOR ADJUSTING COMBINER WEIGHTS USING AN ADAPTIVE ALGORITHM IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

도1은 정확한 간섭 에너지 계산 회로를 가지는 통신 시스템이다.

도2는 상기 정확한 간섭 에너지 계산 회로, 로그 공산비(LLR:log-likelihood ratio) 회로, 및 순방향 링크 송신에 사용되는 도1의 경로 결합 회로에 대한 자세한 블록도이다.

도3은 역방향 링크 송신에 적합하며 도2의 LLR 회로와 회로를 결합하고 있으며 상기 회로 가중치를 포함하는 정확한 간섭 에너지 결합 회로이다.

도4는 도2의 최대 비 경로 결합 회로와 정확한 간섭 에너지 평가 회로의 대안적인 실시예를 도시하고 있다.

도5는 간섭 에너지의 평가를 개선하고 도2의 정확한 간섭 에너지 계산 회로에 사용되는 프레임 활성 제어 회로의 블록도이다.

도6은 활성 슬롯과 휴지 슬롯을 도시하고 있는 예시적인 타이밍이다.

도7은 트래픽 채널 신호, 파일럿 채널 신호, 프레임 활성 제어, FAC, 신호(역방향 전력 제어 채널로도 공지되어 있음) 및 도6의 슬롯의 휴지 채널 스컬트(skirt)를 도시하고 있는 타이밍이다.

도8은 무선 통신 시스템이다.

도9는 무선 통신 시스템의 수신기이다.

도10은 무선 통신 시스템의 한 경로에 대한 프로세싱 유닛이다.

도11은 무선 통신 시스템의 한 경로에 대한 프로세싱 유닛에 대한 자세한 블록도이다.

도12A와 12B는 레이크 수신기에서 사용되는 결합기 가중치를 계산하는데 사용되는 자동상관 매트릭스이다.

도13은 레이크 수신기에서 사용하기 위한 결합기 가중치를 결정하는 한 방법에 대한 흐름도이다.

도14은 고속 데이터 속도 시스템에서 채널을 할당하는 타이밍 블록도이다.

도15A, 15B, 15C는 결합기 가중치를 결정하기 위한 방법 및 적응형 필터이다.

도16은 무선 통신 시스템의 수신기이다.

본 발명은 통신 시스템에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 수신된 신호를 디코딩하는 방법에 관한 것이다.

무선 통신 시스템에서, 필터링, 복조등과 같은 수신기 프로세싱 뿐만 아니라 송신된 신호는 송신 채널에 의해 변경된다. 정확한 통신을 위해, 상기 수신기는 상기 수신된 데이터를 디코딩하는 경우에 이러한 영향들을 고려하여야 한다. 상기 수신기는 송신된 신호와 수신된 신호 사이의 관계를 결정하여야 한다. 상기 관계는 다음으로 수신되는 신호들에 적용된다. 상기 관계는 "시그너처(signature)"로 언급될 수 있는데, 송신 신호를 변경하는 상기 여러 영향들은 상기 시그너처에 포함되어 있다.

상기 시그너처를 상기 수신된 신호에 적용하는 것은 전형적으로 복소 매트릭스 작동을 포함하고 있다. 여러 가정들을 채용함으로써 상기 문제를 간소화하는 여러 기술들이 개발되어 왔다. 종종 이러한 가정들은 잡음 에너지로 언급된다. 일정한 가정들은 한 종류의 무선 시스템의 송신에서는 잘 적용되지만, 다른 종류의 무선 통신 시스템에는 그러하지 않다. 따라서 수신 신호를 정확하고 효율적으로 결정하는 것이 요구된다.

일 측면에 상응하여, 다수의 수신 안테나들과 다수의 안테나들로부터 수신된 신호들을 결합하기 위한 결합기를 포함하고 있는 무선 통신 시스템에서, 상기 결합기에 적용되는 결합기 가중치를 결정하는 방법은 상기 다수의 수신 안테나들 중 제1 안테나에서 제1 신호를 수신하는 단계, 상기 다수의 수신 안테나들 중에서 제2 안테나로 제2 신호-상기 제2 신호는 제1 신호의 함수-를 수신하는 단계 및 상기 제1 및 제2 신호에 기반하여 결합기의 제1 가중치-상기 제1 가중치는 상기 제1 및 제2 신호와 관련되어 있음-를 결정하는 단계를 포함한다.

다른 측면에서, 원격국은 다수의 핑거를 포함하고 있는 제1 레이크 수신기, 다수의 핑거를 포함하고 있는 제2 레이크 수신기 및 상기 제1 레이크 수신기의 다수의 핑거들 중 하나 및 상기 제2 레이크 수신기의 다수 핑거들 중 하나에 연결되어 있는 제1 경로 프로세싱 유닛을 포함하고 있다.

무선 통신 시스템은 하나 이상의 기지국과 통신하는 다수의 이동국을 특징으로 한다. 신호들은 기지국과 하나 이상의 이동국 사이에서 채널을 통해 송신된다. 이동국과 기지국의 수신기들은 송신된 신호를 효율적으로 디코드하기 위해 상기 채널에 의해 상기 송신된 신호에 있는 잡음을 평가하여야 한다.

코드분할다중접속(CDMA)와 같은 확산 스펙트럼 통신 시스템에서는, 신호는 의사난수 잡음(PN) 확산 시퀀스와 같은 코드를 사용하여 광대역으로 확산된다. 상기 확산된 신호가 채널을 통해 송신될 때, 상기 신호는 기지국에서 상기 이동국으로 다수의 경로들을 가진다. 상기 신호들은 이동국에서 상기 여러 경로를 통해 수신되어, 디코드되고 레이크 수신기와 같은 경로 결합 회로를 통해 구조적으로 재결합된다. 상기 경로 결합 회로는 각각의 디코드된 경로에 가중치로 언급되는 이득 요인을 적용하여 출력을 최대화하고 경로 지연 및 페이딩을 보상한다.

상기 레이크 구조는 매우 간단하고 로버스트(robust)하기 때문에 이동 통신과 같은 디지털 통신 수신기에서 광범위하게 사용된다. 상기 레이크에 대한 아이디어는 매우 간단하고 다음과 같이 광범위하게 언급될 수 있다 (1) 서로 다른 경로의 도달 시간을 획득 (2) 개개의 상관기들(일반적으로 "핑거"로 언급)을 도달 시간에 할당 (3) 상기 개개의 상관기 출력을 결합하여 최종 심벌 평가를 형성. 상기 최종 심볼 평가는 전형적으로 상기 핑거 심볼 평가 각각에 대한 전체 활성 핑거의 가중된 합이다.

소정의 시간 오프셋 세트에서, 상기 최종 심볼 평가의 신호 대 간섭 및 잡음 비율, SINR을 최대화시키는 최적의 가중치 세트가 존재한다. 비고정 무선 채널에서, 최적 시간 오프셋과 가중치는 시간에 따라 변화되며, 따라서 두가지 세트의 파라미터들은 상기 수신기에서 능동적으로 계산된다. 상기 소정의 시간 오프셋에 대한 가중치 벡터를 구하는 종래의 방법은 최대 비율 결합(MRC)으로 언급되며, 이것은 서로 다른 핑거 상의 간섭(모든 핑거 출력은 간섭과 신호로 구성되어 있다)은 핑거들끼리 서로 상관되지 않는다고 가정된다.

종종, 통신 시스템 송신은 파일럿 간격, 전력 제어 간격, 데이터 간격을 포함하고 있다. 상기 파일럿 간격 동안에, 상기 기지국은 사전 평가된 기준 신호를 상기 이동국으로 송신한다. 상기 이동국은 상기 수신된 기준 신호(즉, 파일럿 신호)로부터의 정보와 송신된 파일럿 신호를 결합하여 채널 간섭 및 신호 대 잡음 비율(SNR)과 같은 채널 정보를 추출한다. 상기 이동국은 상기 채널의 특성을 분석하고 그것에 응답하여 전력 제어 신호를 다음의 전력 제어 간격 동안에 상기 기지국으로 송신한다. 예를 들어, 만약 상기 기지국이 현재 채널 특성에 비해 과도한 전력으로 송신을 하고 있다면, 상기 이동국은 제어 신호를 기지국으로 전송하여 상기 송신된 전력 레벨이 감소되도록 요구한다. 고속 데이터 속도(HDR)와 같은 패킷형 데이터 송신 시스템의 일 실시예에서, 시스템은 시간-게이트된(time-gated) 파일럿을 가지는데, 상기 파일럿 정보는 상기 트래픽 신호로부터 분리되어 배타적으로 가 용적이다.

디지털 통신 시스템은 종종 로그 공산비(LLRs)를 사용하여 수신된 신호를 정확하게 디코드한다. SNR 측정 또는 평가는 전형적으로 수신된 신호의 LLR을 정화하게 계산하기 위해 사용된다. 정확한 SNR 평가는 상기 채널의 잡음 특성에 대한 정확한 지식을 요구하는데, 이것은 파일럿 신호를 사용하여 평가될 수 있다.

기지국 또는 이동국에서 신호를 방송하는 속도 또는 전력은 채널의 잡음 특성에 의존한다. 최대 효율성에서, 이동국 또는 기지국의 송수신기는 상기 채널에 의해 소개된 잡음 평가에 상응하여 송신된 신호의 전력을 제어한다. 만약 상기 잡음의 평가, 즉 상기 송신된 신호의 서로 다른 다수경로의 컴포넌트의 간섭 스펙트럼 밀도가 정확하지 않으면, 상기 송수신기는 너무 과도하거나 또는 너무 적은 전력으로 방송할 수 있다. 너무 과도한 전력으로 방송하는 것은 네트워크 자원의 비효율적인 사용을 초래하며, 네트워크의 효율성을 감소시키고 이동국 배터리 수명을 줄이는 결과를 초래한다. 너무 적은 전력으로 방송하는 것은 감소된 출력, 호의 드롭, 감소된 서비스 품질 및 소비자의 불만을 초래한다.

"예시적인"이라는 용어는 이하에서 "예로서 설명하는 경우"에 사용된다. 예로서 이하에서 설명되는 실시예는 다른 실시예에 대해 반드시 바람직하다는 것을 의미하지 않는다.

이하에서 "IS-95"로 언급되는 "이중 모드 광대역 확산 스펙트럼 셀룰러 시스템을 위한 TIA/EIA/IS-95 이동국-기지국 호환 기준"과 이하에서 "cdma2000 확산 스펙트럼 시스템을 위한 TIA/EIA/IS-2000 기준"은 확산 스펙트럼 CDMA 시스템을 자세 히 설명하고 있다. CDMA 시스템의 작동은 이하에서 참고되고 있는 "지상 또는 위성 중계기를 사용하는 확산 스펙트럼 다중 접속 통신 시스템"이라는 제하의 미국 특허 제 4,901,307에 설명되어 있으며, 상기 특허는 본 발명의 출원인에 양도되었다.

HDR 가입자 시스템이라고 언급되는 데이터 송신을 위해 사용되는 통신 시스템의 한 타입은 "TIA/EIA/IS-856 cdma2000 고속 패킷 데이터 공중 인터페이스 규정"에 자세히 설명되어 있으며, 이하에서 "HDR 기준"으로 언급되는 상기 기준은 HDR 시스템을 자세히 규정하고 있다. HDR 시스템 구조에서, 액세스 터미널(AT)은 이동국 또는 고정국일 수 있으며, 이하에서 모뎀 풀 송수신기(MPTs)로 언급되는 하나 이상의 HDR 기지국과 통신할 수 있다. 액세스 터미널은 데이터 패킷을 하나 이상의 모뎀 풀 송수신기를 통해 이하에서 모뎀 풀 제어기(MPC)로 언급되는 HDR 기지국 제어기로 송신하거나 수신한다.

모뎀 풀 송수신기와 모뎀 풀 제어기는 액세스 네트워크(AN)로 언급되는 네트워크의 일부이다. 액세스 네트워크는 데이터 패킷을 다수의 액세스 터미널 사이에서 송신한다. 상기 액세스 터미널은 또한 통합된 인트라넷 또는 인터넷과 같이 상기 액세스 네트워크 외부의 추가 네트워크에 연결될 수 있으며, 데이터 패킷들을 각각의 액세스 터미널과 상기 외부 네트워크 사이에서 송신할 수 있다.

하나 이상의 모뎀 풀 송수신기와 연결되어 있는 활성 트래픽 채널을 구축한 액세스 터미널은 활성 액세스 터미널로 언급되며, 트래픽 상태에 있다고 언급된다. 하나 이상의 모뎀 풀 송수신기와 활성 트래픽 채널 접속을 구축하고 있는 액세스 터미널은 접속 설정 상태에 있다고 언급된다. 액세스 터미널은 무선 채널 또는 예를 들어 광섬유 또는 동축을 사용하는 유선 채널을 통해 통신하는 데이터 기기일 수 있다. 액세스 터미널은 추가로 PC 카드, 콤팩트 플래시, 외부 또는 내부 모뎀 또는 무선 또는 유선 전화를 포함하고 있는, 그러나 이에 한정되지 않는 다수의 장치일 수 있다. 상기 액세스 터미널이 상기 모뎀 풀 송수신기로 신호를 보내는 상기 통신 링크는 역방향 링크로 언급된다. 상기 모뎀 풀 송수신기가 상기 액세스 터미널로 신호를 보내는 상기 통신 링크는 순방향 링크로 언급된다.

CDMA 무선 통신 시스템과 같은, 특히 HDR 시스템과 같은 확산 스펙트럼 시스템에서, 수신된 신호와 상기 에코 또는 상기 신호의 송신에 의해 발생되는 다중 경로를 처리에 있어서 시간-다이버시티를 달성하기 위해 레이크 수신기를 구현하는 것이 바람직하다. CDMA 무선 시스템의 상기 공중 인터페이스 채널들은 다중 경로 신호 전파의 결과로 분산되는데, 다수 경로 신호 전파는 하나 이상의 확산 칩 주기 만큼 서로 다르며, 이것은 레이크 수신기를 사용하여 서로 독립적으로 복조할 수 있도록 한다.

게다가, 빌딩이나 다른 장해물은 신호를 분산한다. 게다가, 수신되는 다수의 파형 사이의 상호작용으로 인해, 안테나에서의 결과 신호는 빠르고 심하게 페이딩된다. 평균 신호 강도는 자유 공간 경로 손실에서 40-50dB 낮을 수 있다. 페이딩은 도시 환경의 심한 빌딩 숲에서 가장 심하다. 이러한 영역에서, 상기 신호 포락선은 짧은 거리 상에서는 레일리(Rayleigh) 분산을 따르며, 먼 거리상에서는 로그 노말 분산을 따른다.

"CDMA 셀룰러 전화 시스템에서의 다이버시티 수신기"라는 제하의 미국 특허 제 5,109,390에 상기 레이크 수신기의 사용이 자세히 설명되어 있으며, 상기 특허는 본 발명의 출원인에 양도되었고 이하 참고로 통합되어 있다. 레이크 수신기는 각각의 다중경로 신호를 처리하고 그들을 결합하여 합성 신호를 형성한다. 레이크 수신기는 무선 시스템의 공간 및 시간 다이버시티 모두를 탐지한다. 상기 시간 다이버시티는 시간 상에서 공중 인터페이스에 의해 신호가 변경됨으로써 발생하는데, 이것이 다중 경로를 생성한다. 상기 레이크 수신기는 도달 시간에 따른 신호 처리와 효율적으로 각각의 시간 변화 다중경로 전파로부터 상기 에너지를 결합함으로써 상기와 같은 시간 다이버시티의 장점을 이용한다.

레이크 수신기의 구현에 추가하여, 무선 시스템은 종종 수신된 신호의 SNR을 개선하는 다이버시티 기술을 사용한다. 다이버시티 수신은 통신의 SNR을 개선하기 위해 다수의 신호를 결합한다. 시간 다이버시티는 IS-95 CDMA 시스템의 성능을 개선시키는데 사용된다. 다이버시티 수신 기술은 페이딩의 영향을 감소시키고 상기 송신기의 전력 또는 상기 채널 대역폭의 증가없이도 통신 신뢰도를 개선시키는데 사용된다.

다이버시티 수신의 기본 개념은 신호의 2개 이상의 독립 샘플들이 취해지면, 이러한 샘플들은 상관되지 않는 방식으로 페이드될 것이다. 이것은 모든 샘플들이 동시에 소정 레벨 이하로 될 확률이 개개의 샘플이 상기 레벨 이하로 될 확률보다 훨씬 낮다는 것을 의미한다. 상기 M 샘플들이 동시에 상기 레벨보다 낮을 확률은 p^M인데, 여기서 ρ는 단일 샘플이 상기 레벨 이하일 확률이다. 따라서, 여러 샘플들의 적절한 조합으로 구성된 신호는 어느 일정 개개의 샘플보다 덜 심한 페이딩 특성을 가질 것이라는 것은 명확하다.

원칙적으로, 이동국 및 기지국 서로 다른 문제점들을 가지고 있더라도 다이버시티 수신 기술은 기지국 또는 이동국에 적용될 수 있다. 상기 다이버시티 결합기의 가격은 비싸며 특히 다수 수신기가 요구되는 경우에는 더욱 그러하다. 또한, 이동국의 전력 출력은 그것의 배터리 수명에 제한된다. 그러나, 기지국은 그것의 출력 또는 안테나의 길이를 증가시켜 이동국의 커버리지를 개선한다. 이동국과 기지국 사이의 경로는 상보적이라고 가정되기 때문에, 이동국에서 구현되는 다이버시티 시스템은 기지국의 그것과 유사하게 작동한다.

공간 다이버시티를 획득하고 각각의 안테나에서 수신된 신호 에너지의 다수 경로 페이드를 해결하기 위해 수신기에서 다수의 안테나를 사용하는 것이 바람직하다. 결합기 가중치의 적절한 선택에 의해, 다수 수신 안테나는 공간 도메인에서의 간섭 억제를 달성할 수 있다. 특히, 완전 전력으로 송신되는 게이트된 파일럿 신호와 함께 CDMA 파형을 사용하는 무선 통신 시스템에 대한 공간-시간 결합기 계수(즉, 각 수신 안테나의 레이크 수신기에 대해)를 계산하는 것이 요구된다. HDR 시스템에서 사용되는 게이트된 파일럿 신호는 도14에 도시되어 있는데, 상기 파일럿은 주기적으로 송신된다. 도시되어 있는 것과 같이, 상기 파일럿 신호는 시간 간격 (t1에서 t2) 및 (t3에서 t4) 동안에 송신된다. 설명된 실시예에서, 상기 파일 럿은 PN 시퀀스에 의해 확산된 로직 1의 시퀀스이다. 대안적인 실시예는 여러 파일럿 신호들을 사용하는데, 상기 파일럿 구조는 상기 송신기와 수신기에 사전에 공지되어 있다. 상기 파일럿이 비활성이더라도, 데이터 또는 트래픽은 송신된다. 상기 데이터 신호는 소정의 시스템을 구현하기 위해 특정된 다양한 신호를 포함하고 있다. 완전 송신 전력 신호는 도14에 도시되어 있는 것과 같이 데이터와 파일럿 모두에 가용적이다.

일 실시예에서, 시스템은 최소 제곱 평균 에러(MMSE) 결합기 가중치를 규정하는 비순환 방법을 사용한다. 상기 결합기 가중치의 상기 비순환 계산은 잡음 상관 매트릭스의 평가를 형성하는 프레임의 파일럿 부분 동안에 상관 통계를 계산하는 것에 의존한다. 상기 상관은 평균화를 통해 잡음 억제를 트레이드-오프하고 채널 분산을 트랙하는 능력을 트레이드-오프하기 위해 다수의 파일럿 버스트에 걸쳐 평균화되고 필터링된다. 일 실시예에서, 상기 결합기 가중치는 상기 잡음 상관 매트릭스를 인버팅하고 원하는 신호 벡터의 평가에 의한 결과를 곱함으로써 파일럿 버스트 마다 한번씩 계산된다.

예시적인 실시예에서, 상기 데이터 정보는 필터링과 스무딩에 의해 상기 수신된 신호로부터 추출된다. 필터는 원하는 품질 정도의 정보를 추출하기 위해 잡음 데이터의 세트에 적용되는 물리적 하드웨어 또는 소프트웨어의 형태인 장치이다. 상기 잡음은 다양한 소스로부터 발생된다. 예를 들어, 상기 데이터는 잡음 센서에 의해 유도될 수 있으며, 또는 통신 채널을 통해 송신되는 경우에 손상된 유용한 신호 컴포넌트를 나타낼 수 있다.

필터는 3개의 기본적인 정보 프로세싱을 수행하도록 고안되었다. 필터링, 스무딩 및 예측. 필터링은 시간 t까지의 측정된 데이터를 사용하여 시간 t에서 관심있는 양에 대한 정보를 추출하는 것을 의미한다. 스무딩은 시간 t에서 관심있는 양에 대한 정보는 가용적일 필요가 없으며, 시간 t 이후에서 측정된 데이터가 상기 정보를 획득하는데 사용될 수 있다는 점에서 필터링과 서로 다르다. 이것은 스무딩의 경우에 관심있는 결과를 생산하는데 지연이 있다는 것을 의미한다. 스무딩 프로세스에서, 데이터는 시간 t 이후의 시간에서 가용적이다. 달리 말하면, 시간 t까지 획득한 데이터뿐만 아니라 시간 t 이후에 획득한 데이터도 가용적이라는 것이다. 스무딩은 필터링보다 일정한 관점에서는 보다 정확할 수 있다. 결국, 예측은 정보 프로세싱의 사이드를 예상하는 것이다. 목표는 시간 t를 포함하는 시간 t까지 측정된 데이터를 사용하여 시간 t+τ(τ>0)에서 관심있는 양에 대한 정보를 유도하는 것이다.

필터는 일반적으로 선형과 비선형으로 구분된다. 필터는 상기 장치에서의 출력에서 필터링되고 스무드되고 예측된 양이 선형 함수이면 선형이며, 그렇지 않으면 비선형이다.

*선형 필터링의 문제를 해결하기 위한 통계적 접근 방식에서, 유용한 신호와 원하지 않는 추가적인 잡음의 일정한 통계적인 파라미터(평균 및 상관 함수)의 가용성이 가정된다. 선형 필터는 입력으로 잡음 데이터를 받아들이고 일정한 통계학적 기준에 따라 필터 출력에서 상기 잡음의 영향을 최소화한다. 상기 필터 최적화 문제에 대한 유용한 접근은 일정한 바람직한 응답과 상기 실제 필터 출력(즉 MMSE) 사이의 차이를 규정하는 에러 신호의 평균 제곱 값을 최소화하는 것이다. 고정 입력에 대해, 상기 결과 답은 상기 평균 제곱에서 최적으로 고려된다. 선형 필터의 적절한 파라미터에 대한 상기 에러 신호의 평균 제곱 값에 대한 플롯은 에러 성능 표면으로 참고된다. 상기 표면의 상기 최소 지점이 상기 답을 나타낸다.

상기 신호가 고정적이지 않으며, 잡음이 상기 문제에 본질적인 상황에서, 상기 최적 필터는 시변 형태를 가정하여야 한다. 선형 필터 이론은 연속적인 시간에 대해 것이지만, 실제적으로 이산 시간 표현이 종종 바람직하다. 상기 표현 방법에서, 필터 자신의 특성뿐만 아니라 입력 및 출력 신호들은 이산 시간으로 표현될 수 있다. 연속 시간 신호는 일정하게 떨어진 시간으로 상기 신호를 관측함으로써 유도되는 샘플들의 시퀀스로 표현될 수 있다. 상기 샘플링 이론이 충족된다면, 변환 프로세스 동안에 어떠한 정보의 손실로 발생하지 않으며, 상기 샘플링 이론에 따라 샘플링 속도는 연속적인 시간의 가장 빠른 주파수 컴포넌트의 2배 이상이어야 한다. 따라서, 상기 연속 시간 신호u(t)는 시퀀스 u(n), n=2...,에 의해 표현될 수 있는데, 여기서 편의를 위해 상기 샘플링 주기는 1로 정규화된다.

필터의 설계는 일반적으로 프로세스된 데이터의 통계에 대한 이전 정보를 사용한다. 상기 필터는 입력 데이터에 대한 통계 특성이 상기 필터를 설계하는데 기본이 된 이전 정보에 일치하는 경우에만 최적화된다. 이러한 정보가 완전하게 공지되지 않을 때, 상기 설계를 설계하는 것은 곤란하거나 또는 상기 설계는 더 이상 최적이지 않다. 상기 상황에서 사용될 수 있는 순방향 접근은 "평가와 플러그" 절 차이다. 이것은 2 단계의 프로세스인데, 상기 필터는 처음으로 관련 신호의 통계 파라미터를 "평가"하고, 다음으로 상기와 같이 구해진 결과를 상기 필터 파라미터를 계산하기 위해 비순환 형태에 플러그한다. 실시간 작동에서, 이러한 절차는 매트릭스 전환을 요구한다. 효율적인 방법은 적응형 필터를 사용하는 것이다. 상기와 같은 장치에 의해, 상기 적응형 필터는 순환 알고리즘 작동에 의지하여 스스로 설계를 할 수 있으며, 이것은 관련 신호 특성에 대한 완전한 지식이 사용될 수 없는 환경에서도 만족스럽게 수행될 수 있는 필터를 제작하는게 가능하도록 한다.

적응형 알고리즘은 상기 환경에 대해 공지된 어떠한 것이라도 나타내는 초기 상태의 소정 세트로부터 시작한다. 그러나, 고정 환경에서, 상기 알고리즘의 연속적인 반복 후에 그것은 일정 통계 관점에서 최적의 답으로 집중된다는 것이 알려졌다. 비고정적인 환경에서, 상기 알고리즘은 트래킹 능력을 제공하며, 이것은 변화가 충분히 느리면, 입력 데이터에서 통계의 시간 변화를 트래킹할 수 있다.

적응형 필터 파라미터가 반복에 의해 갱신되는 순환 알고리즘 애플리케이션의 직접적인 결과로서, 상기 파라미터들은 데이터에 의존하게 된다. 따라서, 이것은 적응형 필터가 실제적으로 비선형 장치라는 것을 의미하며, 중첩의 원리에 순응하지 않는다. 이러한 속성에도 불구하고, 적응형 필터는 일반적으로 선형 또는 비선형으로 분류된다. 적응형 필터는 만약 관심있는 양의 평가가 상기 필터에 적용되는 가용 관측 세트의 선형 조합으로 적응하여(예를 들어, 필터의 출력에서) 계산되면, 선형으로 언급된다. 그렇지 않으면, 상기 적응형 필터는 비선형으로 언급된다.

다양한 순환 알고리즘이 선형 적응형 필터의 작동을 위해 개발되어 왔다. 특정 애플리케이션을 위한 알고리즘의 선택은 상기 시스템의 수 개의 파라미터들 중에서 어느 하나에 근거한다. 제1 파라미터는 평균 제곱에서 최적 답에 거의 수렴되도록 하기 위해 고정 입력에 응답하여, 상기 알고리즘에 대해 요구되는 반복 횟수로 규정되는 수렴 속도이다. 빠른 수렴 속도는 상기 알고리즘으로 하여금 고정 환경의 알려지지 않은 통계에 빠르게 적응하도록 한다. 제2 파라미터는 조정실패(misadjustment)로 언급된다. 관심있는 알고리즘에 대해, 상기 파라미터는 전체 적응형 필터 상에서 평균화된, 평균 제곱 에러의 최종 값이 상기 필터에 의해 생산된 최소 평균 제곱 에러로부터 벗어난 양을 제공한다. 제3 파라미터는 트래킹이다. 적응형 필터링 알고리즘이 비고정 환경에서 작동할 때, 상기 알고리즘은 상기 환경에서의 통계 변화를 트랙하는 것이 요구된다. 그러나, 상기 알고리즘의 트래킹 성능은 모순적인 2개의 특징에 의해 영향을 받는다. 수렴 속도 및 알고리즘 잡음에 기인한 정상 상태의 변동.

추가적인 파라미터는 작은 간섭에 대한 적응형 필터의 로버스트니스(robustness)이다. 로버스트한 적응형 필터에 대해, 작은 간섭(즉, 작은 에너지를 가지고 있는 간섭)은 작은 평가 에러에 기인한다. 상기 간섭은 필터 내부 또는 외부의 다양한 요인들로부터 발생한다.

게다가, 계산 요구는 다음을 포함하는 수 개의 이슈(issue)를 제시한다: 상기 알고리즘의 반복을 한번 완벽하게 구현하는데 요구되는 작동 횟수(즉, 곱셈, 분할 및 가산/감산); 상기 데이터와 프로그램을 저장하는데 요구되는 메모리 배치 사 이즈; 컴퓨터에서 상기 알고리즘을 프로그램하는데 요구되는 비용.

또 다른 파라미터는 상기 알고리즘의 정보 흐름에 대한 구조이다. 상기 구조는 알고리즘이 하드웨어에서 구현되는 방식을 결정한다. 예를 들어, 빠른 변환, 병렬처리 또는 동시성을 제시하는 구조를 가지고 있는 알고리즘은 VLSI를 사용하는 구현에 적절하다.

그러나, 또 다른 파라미터는 상기 알고리즘의 수 특성을 고려한다. 알고리즘이 수적으로 구현될 때, 부정확성은 양자화 에러에 기인하여 생성된다. 상기 에러들은 입력 데이터의 아날로그 대 디지털 변환과 내부 계산의 디지털 표현에 기인한다. 상기 디지털 표현은 심각한 설계 문제를 발생한다. 관심있는 2가지 기본적인 이슈가 있다. 수적 안정성 및 수적 정확성. 수적 안정성은 적응형 필터링 알고리즘의 본질적인 특성이다. 수적 정확성은 데이터 샘플과 필터 계수의 수적 표현에서 사용되는 비트의 수에 의해 결정된다. 적응형 필터링 알고리즘은 디지털 구현에서 사용되는 워드길이의 변화에 민감하지 않을 때 수적으로 로버스트하다고 언급된다.

적응형 필터링은 2가지 기본적인 프로세스를 포함하고 있다: 출력 응답을 생성하기 위해 입력데이터 샘플들의 시퀀스를 필터링하는 단계; 상기 필터링 프로세스에서 사용되는 조절가능 파라미터 세트의 적응형 제어.

이하에서 제공된 설명에서 알 수 있는 것과 같이, 다양한 방법들이 수신된 신호의 SNR을 증가시키기 위해 사용될 수 있는데, 상기 방법은 다이버시티 기술들과 레이크 수신기의 사용을 포함하고 있다. 특정 시스템의 설계에서, 종종 트레이 드-오프가 비용을 가진 정확성과 복잡성 사이에서 이루어진다. 이하에서는 레이크 수신기의 애플리케이션을 위한 결합기 가중치를 결정하기 위한 다양한 방법이 설명된다. 각각의 방법은 비용을 가진 정확성 및/또는 다양한 상황에 대한 복잡성 사이의 밸런스를 제공한다. 처음으로, MRC 접근이 설명되어 있는데, 수신된 신호의 잡음 에너지에 관한 가정은 결합기 가중치 결정의 계산 복잡성을 간소화하기 위한 것이다. 둘째로, MMSE 접근이 설명되어 있는데, 대안적인 가정들은 결합기 가중치 결정의 계산적 복잡성을 보다 간소화하기 위한 것이다. 셋째로, 적응형 알고리즘이 설명되어 있는데, 다른 방법의 가정들을 사용함이 없이 매트릭스 변환 계산을 효율적으로 피할 수 있다.

1. 최대 비율 결합

일 실시예에서, 수신기로 레이크 수신기가 이용되는 무선 통신에서, 적응형 필터링은 상기 레이크 수신기의 결합기 가중치를 계산하는데 적용된다. 이상적으로, 상기 결합기 가중치의 계산은 다중경로, 다른 사용자로부터의 간섭 및 잡음 에너지 등을 포함하며, 시스템에 존재하는 에너지 모두를 고려한다. 상기 계산의 복잡성은 가정의 간소화를 사용하려 한다. 예를 들어, 결합기 가중치를 계산하는 한 방법은 최대 비율 결합(MRC) 구조를 적용하는데, 상기 가중치는 경로 및 안테나 조합에 특정되어 계산된다. 이러한 방식으로, A 안테나와 L 경로를 가지고 있는 시스템에 대해, 시스템을 설명하는 (AL * AL) 매트릭스는 AL(1*1) 매트릭스로 감소되는데, 여기서 각 경로는 독립적인 잡음을 가지는 것으로 가정된다. MRC 발생된 가중치는 각 안테나의 각 경로에 대해 계산된다.

도1은 정확한 반송파 신호 대 간섭(C/I) 및 간섭 에너지(N_t) 계산 회로(12)를 가지고 있는 통신 송수신기 시스템에 대한 블록도이다. 상기 시스템(10)은 CDMA 이동국에 의해 사용되기 위해 채용된다. 현재의 특정 실시예에서, 상기 송수신기 시스템(10)에 의해 수신된 신호는 기지국(미도시)과 시스템(10)사이의 순방향 통신 링크를 통해 수신된다. 상기 송수신기 시스템(10)에 의해 송신된 신호는 상기 송수신기 시스템(10)에서 관련된 기지국으로의 역방향 통신 링크를 통해 송신된다.

명확히 하기 위해, 상기 송수신기 시스템(10)에 대한 클로킹 회로, 마이크로폰, 스피커 등과 같은 것에 대한 자세한 설명이 생략되었다. 당업자는 쉽게 추가적인 회로를 구현할 수 있을 것이다.

송수신기 시스템(10)은 이중 변환 통신 송수신기이며, 듀플렉서(16)에 연결되어 있는 안테나(14)를 포함하고 있다. 상기 듀플렉서(16)는 수신 증폭기(18), 무선 주파수(RF), 중간 주파수(IF), 믹서(20), 수신 대역통과 필터(22), 수신 자동 이득 제어 회로(AGC 24) 및 IF에서 기저대역으로의 회로(26)를 포함하고 있는 수신 경로에 연결되어 있다. 상기 IF에서 기저대역으로의 회로(26)는 C/I 및 Nt 평가 회로(12)에서 기저대역 계산기(28)에 연결되어 있다.

상기 듀플렉서(16)는 또한 송신 증폭기(30), IF에서 RF로의 믹서(32), 송신 대역통과 필터(34), 송신 AGC(36) 및 기저대역에서 IF로의 회로(38)를 포함하고 있는 송신 경로(66)에 연결되어 있다. 상기 송신 기저대역에서 IF 회로(38)는 인코 더(40)에서 기저대역 계산기(28)에 연결되어 있다.

기저대역 계산기(28)의 상기 C/I 및 N_t 평가 회로(12)는 경로 가중치 및 결합 회로(42), 속도/전력 요구 발생 회로(44), 및 로그 공산비(LLR) 회로(46)에 연결되어 있다. 상기 LLR 회로(46)는 또한 경로 및 결합 회로(42) 및 디코더(48)에 연결되어 있다. 상기 디코더(48)는 속도/전력 요구 발생 회로(44) 및 인코더(40)에 연결되어 있는 제어기(50)에 연결되어 있다.

상기 안테나(14)는 RF 신호를 수신하고 송신한다. 안테나(14)에 연결되어 있는 듀플렉서(16)는 수신 RF 신호(52)를 송신 RF 신호(54)로부터 용이하게 분리되도록 한다.

안테나(14)에 의해 수신된 RF 신호(52)는 수신 경로(64)로 향하는데, 상기 신호는 수신 증폭기(18)에 의해 증폭되고, 상기 RF에서 IF로의 믹서(20)를 통해 중간 주파수로 믹서되고, 수신 대역통과 필터(22)에 의해 필터되고, 수신 AGC(24)에 의해 이득 조절되며, 상기 IF에서 기저대역으로의 회로(26)를 통해 디지털 기저대역 신호(56)로 변환된다. 상기 디지털 기저대역 신호(56)는 디지털 기저대역 계산기(28)로 입력된다.

본 실시예에서, 상기 수신기 시스템(10)은 직교 위상 편이 변조(QPSK) 변조 및 복조 기술들에서 사용되며, 상기 디지털 기저대역 신호(56)는 동상(I)과 직교 위상(Q) 신호 컴포넌트를 모두 포함하고 있는 직교 증폭 변조(QAM) 신호이다. 상기 I와 Q 기저대역 신호(56)는 파일럿 신호와 기지국에서 사용되는 송수신기와 같 은 CDMA 통신 송수신기로부터 송신되는 데이터 신호를 나타낸다. HDR 타입 시스템은 종종 8-PSK 또는 16-QAM 변조 구조를 사용한다.

송신 경로(66)에서, 디지털 기저대역 계산기 출력 신호(58)는 상기 기저대역에서 IF로의 회로(38)에 의해 아날로그 신호로 변환되고, IF 신호로 믹서되고, 상기 송신 대역통과 필터(34)에 의해 필터되고, IF에서 RF로의 믹서(32)에 의해 RF로 믹서되며, 상기 송신 증폭기(30)에 의해 증폭되고, 듀플렉서(16)와 안테나(14)를 통해 송신된다.

상기 수신 및 송신 경로(64, 66) 모두는 각각 디지털 기저대역 계산기(28)에 연결되어 있다. 상기 디지털 기저대역 계산기(28)는 상기 수신된 기저대역 디지털 신호(56)를 프로세스하고 디지털 기저대역 계산기 출력 신호(58)를 출력한다. 상기 기저대역 계산기(28)는 신호 대 음성 변환 함수 또는 음성 대 신호 변환 함수와 같은 함수를 포함할 수 있다.

상기 기저대역에서 IF로의 회로(38)는 디지털-아날로그 변환기(DAC), 믹서, 합산기, 필터, 이동기 및 국부 발진기와 같은 여러 컴포넌트를 포함하고 있다. 상기 기저대역 계산기 출력 신호는 동상(I)과 직교 위상(Q) 신호 컴포넌트를 모두 포함하고 있는데, 상기 직교 위상 신호 컴포넌트는 동상 신호 컴포넌트에 대해 90도 차이가 난다. 상기 출력 신호(58)는 아날로그 기저대역에서 IF로의 회로(38)의 DAC로 입력되는데, 상기 출력 신호는 믹싱을 위해 저대역 필터로 필터되는 아날로그 신호로 변환된다. 상기 출력 신호(58)의 위상은 조절되고 믹서되고, 기저대역에서 IF 회로(38)에 포함되어 있는 90도 이동기, 기저대역에서 IF로의 믹서 및 합 산기를 통해 합해진다.

상기 합산기는 IF 신호를 상기 송신 AGC 회로(36)로 출력하는데, 상기 믹싱된 IF 신호의 이득은 송신 대역통과 필터(34)에 의해 필터링되고, 상기 IF에서 송신 믹서(32)를 통해 RF로 믹싱되며, 송신 증폭기(20)를 통해 증폭되고 결국에서는 듀플렉서(16)와 안테나(14)를 통해 무선 송신된다.

유사하게, 수신 경로(64)의 상기 IF에서 기저대역으로의 회로(26)는 아날로그-디지털 변환기(ADC), 발진기 및 믹서와 같은 회로를 포함하고 잇다. 상기 수신 AGC 회로(24)로부터의 수신된 이득 조절 신호는 상기 IF에서 기저대역으로의 회로(26)로 송신되는데, 상기 신호는 믹싱 회로에 의해 기저대역으로 믹스되고 ADC를 통해 디지털 신호로 변환된다.

상기 기저대역에서 IF로의 회로(38)와 상기 IF에서 기저대역으로의 회로(36) 모두는 제1 발진기(60)를 통해 제공되는 발진기 신호를 사용하여 믹싱 기능을 수행한다. 상기 수신 RF에서 IF로의 믹서(20)와 송신 IF에서 RF로의 믹서(32)는 제2 발진기(62)로부터의 발진기 신호 입력을 사용한다. 상기 제1 및 제2 발진기(60,6)는 각각 마스터 기준 발진기 신호로부터 출력 신호를 유도되는 위상 잠금 루프로 구현될 수 있다. 당업자는 다른 타입의 수신 및 송신 경로(64, 66)가 대신 사용될 수 있다는 것을 이해할 수 있으며, 이는 본 발명의 범위 내에 속한다. 증폭기(18, 30), 믹서(20, 32), 필터(22, 34), AGC 회로(24, 36) 및 주파수 변환 회로(26, 38)와 같은 여러 컴포넌트는 기준적인 컴포넌트이며, 당업자는 쉽게 구상할 수 있다.

기저대역 계산기(28)에서, 상기 수신된 I와 Q 신호(56)는 C/I 및 N_t 평가 회로(12)로 입력된다. 상기 C/I 및 N_t 평가 회로(12)는 정확하게 상기 파일럿 신호에 근거하여 I와 Q 신호(56)의 간섭 에너지를 결정하며, 그것에 응답하여 반송파 신호 대 잡음을 결정한다. 상기 C/I는 SNR과 유사하며, 수신된 I와 Q 신호(56)의 에너지에 대한 상기 수신된 I와 Q 신호(56)의 간섭 에너지의 비율이다. 변환 C/I 평가 회로는 종종 상기 다중 경로 간섭 에너지를 정확하게 평가하는 것을 실패한다.

상기 C/I 및 N_t 평가 회로(12)는 C/I 신호를 사기 속도/전력 요구 발생 회로(44)와 LLR 회로(46)로 출력한다. 상기 C/I 및 N_t 평가 회로(12)는 또한 상기 간섭 에너지에 상반되는 값(1/Nt), 역확산되고 디커버된 데이터 채널 신호 및 역확산되고 디커버된 파일럿 채널 신호를 상기 경로 가중치 및 결합 회로(42)로 출력한다. 상기 역확산되고 디커버된 데이터 채널 신호는 또한 상기 디코더(48)로 제공되는데, 상기 신호는 디코드되고 상기 제어기(50)로 전달된다. 제어기(50)에서, 상기 디코드된 신호는 출력 음성 도는 데이터로 처리되거나 또는 관련된 기지국으로 전송을 위해 역방향 신호로 발생한다.

상기 경로 가중치 및 결합 회로(42)는 소정의 가정하에서 상기 데이터 채널 신호에 상응하는 수신된 데이터 신호의 다중 경로 컴포넌트에 대한 최적 비율 경로 결합 가중치를 계산하여, 상기 적절한 경로를 가중하며, 상기 다중경로를 결합하고 가중되고 합산된 경로를 상기 LLR 회로(46)에 메트릭으로 제공한다.

상기 LLR 회로(46)는 C/I 및 Nt 평가 회로(12)에 의해 제공된 C/I 평가를 가 지고 있는, 상기 경로 가중치 및 결합 회로(42)로부터의 메트릭을 사용하여, 최적의 LLR과 소프트 디코더 결정 값을 발생한다. 상기 최적의 LLR과 소프트 디코더 결정 값은 상기 디코더(48)에 제공되어 상기 수신된 데이터 채널 신호의 디코딩을 수행한다. 상기 제어기(50)는 상기 디코드된 데이터 채널 신호를 처리하여 스피커 또는 다른 장치를 통해 음성 또는 데이터로 출력한다. 상기 제어기(50)는 또한 송신을 위해 입력 장치로부터 상기 인코더(40)로의 음성 신호와 데이터 신호의 전송을 제어한다.

상기 속도/전력 요구 발생 회로(44)는 상기 C/I 및 N_t 평가 회로(12)로부터의 C/I 신호 입력에 근거하여 속도 제어 또는 전력 부분 요구 메시지를 발생한다. 상기 속도/전력 요구 발생 회로(44)는 상기 C/I를 소정의 임계값 세트에 비교한다. 상기 속도/전력 요구 발생 회로(44)는 여러 임계값에 관련된 C/I 신호의 상대적인 크기에 근거하여 속도 요구 또는 전력 제어 메시지를 발생한다. 상기 속도/전력 요구 발생 회로(44)의 상기 정확한 설명은 애플리케이션에 특정되며, 당업자는 소정의 애플리케이션 요구에 따라 쉽게 결정하고 구현할 수 있다.

상기 결과 속도 제어 또는 전력 부분 요구 메시지는 제어기(50)로 전송된다. 상기 제어기(50)는 인코더(40)를 통한 인코딩을 위해 전력 부분 요구 메시지를 준비하며, 송신 경로(66)의 데이터 속도 요구 채널(DRC)을 통해 관련된 기지국으로 송신한다. 상기 기지국이 상기 속도 제어 또는 전력 부분 요구 메시지를 수신할 때, 상기 기지국은 상기 송신된 신호의 속도 및/또는 전력을 상응하도록 조절한다.

상기 C/I 및 N_t 평가 회로(12)로부터의 상기 정확한 C/I 및 N_t 평가는 속도/전력 요구 발생 회로(44)의 성능을 개선시키며, 디코더(48)의 성능을 개선시키며, 따라서 송수신기 시스템(10) 및 관련된 통신 시스템의 출력과 효율성을 향상시킨다.

도2는 순방향 링크 송신에 사용되는 도1의 경로 결합 회로(42), LLR 회로(46), 정확한 C/I 및 N_t 평가 회로(12)를 보다 자세하게 설명하고 있는 블록도이다.

상기 C/I 및 N_t 평가 회로(12)는 PN 역확산기(70), M진(M-ary) 월쉬 디커버 회로(72), 총 수신 신호 에너지(Io) 계산 회로(74), 제1 상수 발생 회로(84), 파일럿 필터(76), 감산기(80), 제1 곱셈기(82), 파일럿 에너지 계산 회로(86), 룩업 테이블(LUT, 88), 제2 곱셈기(90), C/I 축적 회로(92)를 포함하고 있다. 상기 C/I 및 N_t 평가 회로(12)에서, PN 역확산기(70)는 상기 I와 Q 신호(56)를 도1의 상기 IF 에서 기저대역으로의 회로(26)로부터 수신한다. 상기 PN 역확산기(70)는 병렬로 상기 M진 월쉬 디커버 회로(72) 및 상기 I_o계산 회로(74)로의 입력을 제공한다. 상기 M진 월쉬 디커버 회로(72)는 경로 가중치 및 결합 회로(42)의 고정 분할 회로(78)와 파일럿 필터(76)의 입력을 제공한다.

에너지 계산 회로(74)의 출력은 감산기 회로(80)의 양의 터미널에 연결되어 있다. 감산기 회로(80)의 음의 터미널은 제1 곱셈기(82)의 출력 터미널에 연결되 어 있다. 상기 제1 곱셈기(82)의 제1 입력은 제1 고정 회로의 출력에 연결되어 있다. 상기 제1 곱셈기(82)의 제2 입력은 파일럿 에너지 계산 회로(86)의 출력에 연결되어 있다. 상기 파일럿 필터(76)는 상기 파일럿 에너지 계산 회로(86)로 입력을 제공한다.

감산기(80)의 출력은 LUT(88)에 연결되어 있다. 상기 LUT(88)의 출력은 병렬로 경로 가중치 결합 회로(42)의 제3 곱셈기(94)의 제1 입력 및 상기 제2 곱셈기(90)의 제1 입력에 연결되어 있다. 상기 제2 곱셈기(90)의 제2 입력은 제1 곱셈기(82)의 출력에 연결되어 있다. 상기 제2 곱셈기(90)의 출력은 C/I 축적 회로(92)에 연결되어 있는데, 상기 출력은 LLR 회로(46)에 입력을 제공한다.

상기 경과 가중치 및 결합 회로(42)는 제2 상수 발생 회로(98), 제4 곱셈기(96), 제3 곱셈기(94), 상수 분할 회로(78), 복소 공액 회로(100), 제5 곱셈기(102) 및 경로 축적 회로(104)를 포함하고 있다. 경로 가중치 및 결합 회로에서(42), 제4 곱셈기(96)의 제1 터미널은 파일럿 필터(76)의 출력에 연결되어 있으며, 이것은 또한 상기 C/I 및 N_t 평가 회로(12)의 파일럿 에너지 계산 회로(86)의 입력에 연결되어 있다. 상기 제4 곱셈기(96)의 제2 터미널은 제2 상수 발생 회로(98)에 연결되어 있다. 제4 곱셈기(96)의 출력은 제3 곱셈기(94)의 제2 입력에 연결되어 있다. 상기 제3 곱셈기(94)의 출력은 복소 공액 회로(100)로 입력을 제공한다. 상기 복소 공액 회로(100)의 출력은 제5 곱셈기(102)의 제1 입력에 연결되어 있다. 상수 분할 회로(78)의 출력은 제5 곱셈기(102)의 제2 입력에 연결되어 있다. 제5 곱셈기(102)의 출력은 경로 축적 회로(104)의 입력에 연결되어 있다. 상기 경로 축적 회로(104)의 출력은 LLR 회로(46)의 제2 입력에 연결되어 있다. 상기 LLR 회로의 출력은 디코더의 입력에 연결되어 있다(도 1의 48 참조).

작동시, 상기 PN 역확산기(70)는 상기 I와 Q 신호를 수신하고 L 핑거를 역확산 즉, 경로(l)를 역확산한다. 상기 PN 역확산기(70)는 상기 채널을 통해 송신하기 전에 I와 Q 신호를 확산하기 위해 사용되었던 의사 잡음 시퀀스를 반대로 사용하여 상기 I와 Q 신호를 역확산한다. 상기 PN 역확산기(70)의 구조와 작동은 당업계에 공지되어 있다.

역확산된 신호는 PN 역확산기(70)로부터 출력되어, 상기 M진 월쉬 디커버(72)와 I_o 계산 회로(74)에 입력된다. 상기 I_o 계산 회로(74)는 칩 당 총 수신 에너지(I_o)를 계산하는데, 상기 총 에너지는 원하는 신호 컴포넌트와 간섭 및 잡음 컴포넌트를 포함하고 있다. 상기 I_o 계산 회로는 I_o의 평가

를 다음의 식에 따라 제공한다.

식(1)

여기서 N은 파일럿 버스트 당 칩의 수이며, 본 실시예에서는 64이며, ㆍ는 상기 PN 역확산기(70)으로부터의 수신된 역확산된 신호 출력을 의미한다.

당업자는 I_o가 PN 역확산기(70)에 의해 역확산되기 전에 계산될 수 있다는 것을 이해할 수 있으며, 이는 본 발명의 범위에 속한다. 예를 들어, 상기 Io 계산 회로(74)는 상기 PN 역확산기(70)에 의해 제공되는 입력 대신에 상기 I와 Q 신호(56)로부터의 직접 입력을 수신할 수 있으며, 이 경우에 I_o의 동등한 평가가 상기 I_o 계산 회로(74)의 출력에 제공될 수 있다.

상기 M진 월쉬 디커버 회로(72)는 당업계에 공지되어 있는 방법에 상응하여 데이터 채널이라고 언급되는 직교 데이터 신호와 파일럿 채널이라고 언급되는 파일럿 신호를 디커버한다. 본 실시예에서, 상기 직교 데이터 신호는 다음의 식에 의해 표현되는 하나의 데이터 채널에 상응한다.

식(2)

여기서 M은 월쉬 심벌 당 칩의 수이며,

는 l번째 다중 경로 컴포넌트의 변조 심볼 에너지이며,

는 데이터 채널(s)의 위상이며, X_t는 데이터 채널(s)의 정보 노출 컴포넌트이다. 식(2)으로 표현되는 상기 디커버된 데이터 채널은 상기 디코더(도 1의 48) 및 경로 가중치 및 결합 회로의 상기 상수 분할 회로(78)에 제공된다.

여러 월쉬 코드를 포함하고 있는 신호를 사용하고 있는 것으로 예시적인 실시예는 설명되어 있지만, 본 발명은 다른 타입의 코드를 사용할 수 있다는 것은 당업자에 쉽게 이해될 수 있다.

파일럿 채널은 파일럿 필터(76)의 입력이다. 상기 파일럿 필터(76)는 저대역 통과 필터로 작동하는 평균화 필터이며, 보다 높은 주파수 자음과 간섭 컴포넌 트를 상기 파일럿 채널로부터 제거한다. 상기 파일럿 채널(76(p))은 다음의 식으로 표현된다:

식(3)

여기서 M은 월쉬 심볼 당 칩의 수이며,

는 l번째 다중 경로 컴포넌트의 파일럿 칩 에너지이며, θ_l는 상기 필터링된 파일럿 채널(p)의 위상이다.

필터링된 파일럿 채널(p)의 에너지 평가는 파일럿 에너지 계산 회로(86)를 통해 계산되는데, 이것은 식(3)에 의해 표현되는 필터링된 파일럿 채널(p)의 복소수 크기의 제곱이다. 상기 필터링된 파일럿 채널(p)의 복소수 크기의 제곱은 다음의 식으로 표현되는 소정의 스케일 인자(c)에 곱해진다:

식(4)

여기서 I_or은 원하는 신호의 수신된 에너지, 즉 적은 잡음과 간섭 컴포넌트(I_o)와 동일하다. E_p는 파일럿 칩 에너지이다. 상기 스케일 인자(c)는 많은 무선 통신 시스템에서 공지된 순방향 링크 상수이다.

스케일 인자(c)는 수신된 신호(56)의 l번째 다중 경로 컴포넌트와 관련된 수신된 원하는 신호(I_o 적은 잡음과 간섭 컴포넌트)의 에너지의 정확한 평가

를 유도하기 위해 상기 제1 곱셈기(82)를 통해 상기 필터링된 파일럿 신호(P)의 에너 지에 곱해진다.

l번째 다중 경로 컴포넌트에 관련된 간섭 에너지(N_{t ,l})의 정확한 측정을 유도하기 위해 감산기(80)를 통해 상기 I_o의 평가로부터 상기 정확한 평가(

)가 감산된다. N_{t ,l}은 LUT(88)로 제공되는데, 이것은

에 상응하는 값을 경로 가중 및 결합 회로(42)의 제3의 곱셈기(94)와 제2 곱셈기(90)의 제1 입력에 제공한다. 제2 곱셈기(90)의 상기 제2 입력은 제1 곱셈기(82)의 출력에 연결되어 있는데, 이것은 제2 곱셈기(90)의 제2 입력 터미널에

를 제공한다. 상기 제2 곱셈기(90)는 반송파 신호 대 간섭 비율의 정확한 평가 또는 다음의 식에 상응하는 l번째 다수경로의 컴포넌트에 관련된 (C/I)_l를 출력한다.

식(5)

상기 정확한 C/I 값은 C/I 축적 회로(92)를 통해 상기 수신된 신호의 L 경로 상에서 축적된다. 상기 축적된 C/I 값은 상기 LLR 회로(46)와 속도/전력 요구 발생 회로(도 1의 44)로 제공된다.

경로 가중 및 결합 회로(42)에서, 상기 제4 곱셈기(96)는 상기 제2 상수 발생 회로에 의해 제공되는 상수(k)를 상기 필터링된 파일럿 신호(P)에 곱한다. 상기 상수 k는 다음의 식에 의해 계산된다.

식(6)

여기서 E_s는 변조 심볼 에너지이며, E_p는 파일럿 심볼 에너지이며, M은 상기에서 언급한 것과 같이 칩 당 월쉬 심볼의 수이다. 상기 E_s에 대한 E_p의 비율은 종종 역방향 링크와 순방향 링크 송신에 공지된 상수이다.

상기 제4 곱셈기(96)의 출력은 다음의 식에 의해 설명되는 채널 계수(

)의 평가를 제공한다.

식(7)

여기서

은 l번째 다중 경로 컴포넌트의 변조 심볼 에너지의 평가이며,

는 파일럿 신호의 위상 평가이다. 상기 채널(

)은 상기 파일럿 필터(76) 출력의 복소수 크기의 스케일링된 추정이다.

상기 채널 평가는 제3 곱셈기(94)에서 l번째 다중 경로와 컴포넌트와 관련된 간섭 에너지 N_{t ,l}에 상응하는 값에 곱해진다. 상기 간섭 에너지N_{t ,l}은 간섭과 잡음 컴포넌트를 모두 포함하고 있다. 상기 복소 공액 회로(100)는 상기 제3 곱셈기(94)의 출력의 켤레를 계산하는데, 이것은 최대 비율 경로 결합 가중치를 나타낸다. 상기 최대 비율 경로 결합 가중치는 제5 곱셈기(102)를 통해 상기 분할 회로(78)로부터의 상응하는 데이터 심볼 출력과 곱해진다. 상기 데이터 심볼(d)은 다음의 식에 의해 표현된다.

식(8)

여기서 변수는 식(2) 와 (7)에 주어진 것과 동일하다.

상기 제5 곱셈기(10)의 출력은 신호를 포함하고 있는 L 경로 상에서 경로 결합 회로(104)에 의해 축적된 최적으로 가중화된 데이터 신호를 나타낸다. 최적으로 결합된 데이터 신호의 결과는 상기 LLR 회로(46)에 제공되는데, 이것은 상기 디코더(도 1의 48)로의 최적 소프트 디코더 입력을 수월히 계산할 수 있도록 한다.

제1 및 제2 상수 발생 회로(84, 98)에 의해 각각 제공된 상수(c, k)는 식(30과(6)에 의해 표현되는 상수 또는 변수 이외의 것일 수 있다는 것을 당업자는 쉽게 이해할 수 있으며, 이는 본 발명의 범위에 포함되어 있다.

도3은 역방향 링크 송신에 적합하고 도2의 경로 가중 및 결합 회로(42)와 LLR 회로(46)를 포함하고 있는 정확한 간섭 에너지 계산 회로(110)의 블록도이다.

간섭 에너지 계산 회로(110)의 작동은 N_t를 계산하는 것을 제외하고 도2의 C/I 및 N_t 평가 회로(12)의 작동과 유사하다. 이러한 간섭 에너지 계산 회로(110)는 PN 역확산기(70), M진 월쉬 디커버 회로(72) 및 파일럿 필터(76)를 포함하고 있다. 상기 M진 월쉬 디커버 회로(72)는 파일럿 채널과 상기 PN 역확산기(70)로부터의 역확산된 I와 Q 신호 샘플 출력의 데이터 채널을 디커버 즉, 추출한다.

간섭 에너지 계산 회로(100)에서, 상기 파일럿 채널은 파일럿 감산기 회 로(112)의 양 입력 및 파일럿 필터(76)에 제공된다. 상기 파일럿 필터(76)는 파일럿 채널의 잡음 및 간섭 컴포넌트를 억제하고 필터링된 파일럿 신호를 파일럿 감산 회로(112)의 음 입력에 제공한다. 상기 파일럿 감산기 회로(112)는 상기 파일럿 채널을 상기 필터링된 파일럿 채널로부터 삭제하며, 간섭 에너지 계산 회로(110)를 사용하는 상기 송신 기지국과 송수신기 시스템 사이의 채널에 의해 제시되는 심볼 당 간섭과 잡음을 나타내는 신호를 출력한다. 각각의 심볼에 대한 상기 간섭 및 잡음의 에너지(N_{t ,l})는 간섭 에너지 계산 회로(114)를 통해 다음의 식으로 계산된다:

식(9)

여기서 M은 월쉬 심볼 당 칩의 수이며, N은 파일럿 버스트 안에 있는 칩의 수이며, ㆍ은 파일럿 감산기 회로(112)의 출력이다.

간섭 에너지 계산 회로(110)는 도2의 상기 제1 상수 발생 회로(84)에 의해 제공되는 상수 값(c)이 공지되지 않은 경우에 사용된다. 이것은 많은 역방향 링크 애플리케이션의 경우이다.

도4는 순방향 링크에 사용되는, 도2의 정확한 간섭 에너지 평가 회로 및 최대 비율 경로 결합 회로에 대한 대안적인 실시예(120, 122)를 도시하고 있는 블록도이다. 상기 대안적인 C/I 및 N_t 평가 회로(120)는 파일럿 에너지 계산 회로(86)와 파일럿 신호 곱셈기(126)의 입력에 병렬로 연결되어 있는 파일럿 핑거 필 터(124)를 포함하고 있다. 상기 파일럿 에너지 계산 회로(86)의 출력은 상기 LUT(88)과 파일럿 에너지 신호 곱셈기(128)의 입력에 병렬로 연결되어 있다.

상기 LUT(88)의 출력은 파일럿 에너지 신호 곱셈기(128)의 또 다른 입력과 파일럿 신호 곱셈기(126)의 또 다른 입력에 병렬로 연결되어 있다. 상기 파일럿 에너지 신호 곱셈기(128)의 출력은 C/I 경로 축적 회로(130)의 입력이다. 상기 C/I 경로 축적 회로(130)의 출력은 도1의 속도/전력 발생 회로(44)와 발생된 이중 맥시마(maxima) 회로(132)의 입력에 연결되어 있다.

파일럿 신호 곱셈기(126)의 출력은 내적(dot product) 회로(134)의 입력에 연결되어 있다. 상기 내적 회로(134)의 또 다른 입력은 도3의 M진 월쉬 디커버 회로(72)의 출력에 연결되어 있다. 내적 회로(134)의 출력은 I와 Q 신호의 디멀티플렉서(DEMUX, 136)의 입력에 연결되어 있다. 상기 I와 Q의 DEMUX(136)은 I와 Q 신호 DEMUX(136)의 직교 출력(Y_Q)과 동상 출력(Y_I)을 제공하는데, 이것은 일반화된 이중 맥시마 회로(138)의 입력에 연결되어 있다. 일반화된 이중 맥시마 회로(132)의 동상 메트릭(M_I)과 직교 위상 메트릭(M_Q)은 상기 LLR 회로에 연결되어 있다. 상기 I와 Q의 DEMUX(136)은 I와 Q 신호 DEMUX(136)의 직교 출력(Y_Q)과 동상 출력(Y_I)을 제공하는데, 이것은 일반화된 이중 맥시마 회로(138)의 입력에 연결되어 있다.

작동시, 상기 파일럿 핑거 필터(124)는 도3의 M진 월쉬 디커버 회로(72)의 출력으로부터 역확산된 파일럿 신호를 수신하고 다음의 식에 따라 필터링된 신호(p)를 출력한다:

(10)

여기서 Pl은 수신된 파일럿 신호의 l번째 다중 경로 컴포넌트에 관련되어 있는 파일럿 신호이며, I_o는 이하의 식에서 규정하고 있는 것과 같이 칩 당 전체 수신 에너지이다:

(11)

여기서N_{t ,l}은 이전에 언급한 것과 같이, 수신된 신호의 l번째 다중 경로에 관련되어 있는 간섭 및 잡음 컴포넌트를 나타내며, I_OR은 l번째 다중 경로 컴포넌트와 관련되어 있는 수신된 신호의 원하는 컴포넌트의 에너지를 나타낸다.

상기 필터링된 신호(p)는 파일럿 에너지 계산 회로(86)에 입력되는데, 여기서 상기 신호(p)의 크기는 제곱되어 LUT(88)로 출력된다. 상기 LUT(88)은 1로부터 상기 제곱된 신호(p2)를 감산하도록 조절되어 다음의 식을 유도하기 위해 상기 결과를 거꾸로 한다.

(12)

여기서 P_l과 I_o은 식(10)과 (11)에 주어진 것과 동일하며, N_{t ,l}은 이전에 언급한 것과 같이, l번째 다중경로 컴포넌트에 관련되어 있는 수신된 신호의 간섭 및 잡음과 관련되어 있는 에너지를 나타낸다.

는 I_OR의 정확한 평가를 제공한다.

상기 LUT(88)의 결과 출력은 도1 의 시스템(2)에 의해 수신된 신호의 l번째 다중 경로 컴포넌트에 대한 정확한 C/I 값을 유도하기 위해 파일럿 에너지 신호 곱셈기(128)를 통해 상기 파일럿 에너지 계산 회로(86)의 출력에 곱해진다. 상기 C/I 값은 수신된 신호를 포함하고 있는 L 다중 경로 상에서 상기 C/I 경로 축적 회로(130)에 의해 합해진다. 상기 C/I 경로 축적 회로(130)는 전체 C/I 축적 평가를 도1의 상기 속도/전력 요구 발생 회로(44)와 이중 맥시마 계산 회로(132)에 제공한다.

상기 파일럿 신호 곱셈기(126)는 파일럿 핑거 필터(124)의 출력을 상기 LUT(88)의 출력에 곱하여 다음의 식을 유도한다:

(13)

여기서 변수들은 식(2)에 주어진 것과 동일하다.

식(13)에 주어진 것과 같이, 상기 파일럿 신호 곱셈기(126)의 출력은 내적 회로(134)에 제공된다. 상기 내적 회로(134)는 또한 도2의 M진 월쉬 디커버 회로(72)로부터 입력 데이터 신호(d)를 수신한다. 본 실시예에서, 상기 데이터 신호(d)는 다음의 식에 의해 표현된다:

(14)

X_l은 도1의 시스템에 의해 수신된 신호의 l번째 다중 경로 컴포넌트에 관련된 직교 크기 변조(QAM)이며, I_o는 식(11)에 주어진 것과 동일하다.

도4의 시스템은 도4의 시스템이 자동 이득 제어 회로를 명백하게 하기 위해 스케일링(scaling)을 도시하고 있다는 점을 제외하고는 도2의 시스템과 유사한 알고리즘을 구현한다. 도4의 시스템은 또한 (I_OR)/(I_o)를 (I_{OR ,l})/(N_{t ,l})로 변환하는데 사용되는, 도2에서와 같이 I_o를 계산할 필요가 없는 (N_{t ,l})/(I_o)에 상반되는 값으로 변환하는데 사용되는 LUT(88)를 도시하고 있다. (I_{OR ,ㅣ})/(I_o)는 거의 도4의 파일럿 에너지 계산 회로(86)로부터의 출력인 (

)와 동일하며, 만약 E_p/I_OR=1이면 E_p/I_o와 동일한데, 여기서 E_p는 상기 설명한 것과 같이 파일럿 심볼 에너지이다.

상기 내적 회로(134)는 신호(d)와 신호(y)의 스칼라 곱을 취하는데, 이것은 식(14)과 (13)에 각각 규정되어 있으며, 다음의 식에 상응하여 출력 신호(Y)를 제공한다:

(15)

여기서 L은 다중 경로들의 총 수이다; I 는 카운터이고 L개의 다중 경로들 중 특정 I 경로를 나타낸다; Y_I 는 수신된 데이터 신호의 동-위상 성분을 나타내고, Y_Q는 수신된 데이터 신호의 허수 직교 성분을 나타낸다. 다른 값들, 즉 X_I, P_I,N_{t ,l}는 등식(13 및 14)에 주어진 바와 같다.

디먹스(136)는 등식(15)에 의해 정의된 출력 Y의 I(YI) 및 Q(YQ) 성분을 도1의 LLR 회로(46)에 응답하여 각각 출력 매트릭스 m_I 및 m_Q 를 출력하는 일반화된 듀얼 맥시마 회로(132)로 제공되는 개별 경로들 상으로 선택적으로 스위칭시킨다.

도5는 간섭 에너지(Nt) 추정을 개선시키고, 도2의 정확한 C/I 및 Nt 추정 회로(12)를 가지고 사용하도록 적응된 프레임 활동 제어(FAC) 회로(140)의 블록 다이어그램이다.

도2 및 5를 참조하면, FAC 회로(140)는 LUT(88)의 입력에서 도2의 C/I 및 Nt 추정 회로(12)로 삽입될 수 있다. FAC 회로(140)는 감산기 회로(80)의 출력 및 M진 월쉬 디커버(72)로부터의 데이터 채널 출력으로부터 N_{t ,I} 및 제1 멀티플렉서(82)의 출력을 수신하고, 일부 기지국들이 데이터 간격 기간동안 방송되지 않고 파일럿 간격 동안 방송한다는 사실로 수정된 간섭(잡음 포함) 추정인 N_{t ,I} ,즉 N_t ^Data 의 새로운 추정치를 출력한다. 파일럿 간격 동안 방송하는 기지국들은 잡음 및 채널과 관련되고 파일럿 신호를 통해 추정되는 간섭에 기여한다. 일부 기지국들이 데이터 간격동안 방송하지 않고 파일럿 간격동안 방송하면, 채널 잡음 및 파일럿 간격에 기반한 간섭의 추정치는 매우 크게될 것이고, 즉 N,_t ^DATA〈N_t,^pilot 및 (C/I)_data〈(C/I)_pilot 이 될 것이다.

기지국들에 의해 방송되는 파형들은 FAC 비트를 포함한다. 관련 파일럿 신호의 트래픽 채널이 다음 하프(half) 프레임을 뒤따르는 하프 프레임 동안 전송할 것인지 여부를 도10의 시스템(10)과 같이 이동국에 표시한다. FAC 비트가 예를 들어 논리 1로 설정되면, 순방향 트래픽 채널은 비활성일 수 있다. FAC 비트가 클리어(clear)이면, 즉 논리 0에 해당하면, 대응하는 순방향 채널은 비활성이다. i번째 기지국에 대한 하프-프레임, 즉 FACi(n) 동안 전송되는 FAC 비트는 다음 프레임, 즉 하프 프레임(n+2)에 대한 순방향 데이터 채널 활성을 규정한다.

FAC 비트의 사용은 일부 기지국들이 파일럿 간격 동안 방송하고 데이터 간격동안 방송하지 않는 통신 시스템에서 C/I 추정치를 개선시킨다. 결과적으로, FAC 비트의 사용은 도1의 레이트/전력 요청 발생 회로(44)를 통해 실행되는 경우 우등(superior) 데이터 레이트 제어를 발생시킨다. FAC 비트의 사용은 또한 하프-프레임 n+1 에서 시작하고 FAC 비트들을 통해 기지국 비활성을 설명하는 데이터 레이트 제어 메시지들에 기반하는 8개 슬롯까지의 순방향 데이터 채널 전송들이 유효하다는 것을 보장하는 것을 돕는다.

FAC 회로(140)는 다음 등식에 따라 데이터 간격동안 방송하지 않을 기지국들로부터의 간섭 기여분들을 감산한다.

(16)

여기서 i는 기지국 인덱스, 즉 N_{t , i} ^Data 가 추정되는 섹터이다. j는 카운팅되는 각 기지국에 대해 증분되는 카운터이다. N_{t , i} ^Data 는 I번째 다중 경로 성분에 대한 그리고 j번째 기지국에 대한 데이터 전송과 관련된 간섭 에너지를 나타낸다. 유사하게, N_{t , i} ^Pilot 은 I번째 다중 경로 성분에 대한 그리고 j번째 기지국과에 대한 파일럿 전송과 관련되는 간섭 에너지를 나타낸다.

는 j번째 기지국으로부터 수 신된 요구되는 신호 성분의 에너지이다.

본원발명을 통해, 당업자는 과도한 실험 없이 FAC 회로(140)를 쉽게 구성할 수 있을 것이다.

파일럿 간격 동안, 그리고 간섭 에너지 Nt 가 추정되는 동안, 도1의 트랜시버 시스템(10)과 통신중인 모든 기지국들은 풀 전력에서 송신한다. 어떤 기지국이 파일럿 간격 전 및 후 데이터 간격동안 유휴 상태이면, 큰 다중경로 확산이 존재하에서, 기지국으로부터의 간섭은 다른 기지국으로부터의 파일럿 신호의 전체 듀레이션 동안 수신되지 않을 수 있다. Nt 추정에서의 결과적인 부정확성을 회피하기 위해, 기지국은 파일럿 버스트 전 및 후 그리고 유휴 데이터 간격 동안 유휴 스커트(skirt) 신호를 전송한다. 유휴 스커트 신호의 길이는 채널과 관련된 기대되는 다중경로 확산보다 길다. 선호되는 실시예에서, 유휴 스커트 신호의 길이는 최소 제로 길이로부터 최대 128 칩 길이로 구성가능하다.

도6은 활성 슬롯(150) 및 유휴 슬롯(152)을 보여주는 예시적인 시간 다이어그램이다. 파일럿 스커트(154)는 제1 파일럿 버스트(152) 전 및 후 그리고 유휴 슬롯(152) 동안 제시된다. 제1 파일럿 버스트(156)는 활성 슬롯(150) 동안 제2 파일럿 버스트에 상응한다.

FAC 신호들(164), 즉 역방향 전력 제어 채널(RPC) 신호들이 또한 유휴 슬롯(152)에서 제3 파일럿 버스트(160)의 전 및 후 그리고 활성 슬롯(150)에서 대응하는 제4 파일럿 버스트(162)의 전 및 후에 제시된다.

도7은 트래픽 채널 신호(170), 파일럿 채널 신호(172), FAC 신호(178), 및 도6읠 슬롯들의 유휴 채널 스커트 신호(180)를 보여주는 시간 다이어그램이다.

Ⅱ. 평균 자승 에러의 공간 최소화

HDR 시스템과 같은 CDMA 통신 시스템에서, 시간 다이버시트를 달성하기 위해 레이트 수신기를 사용하는 것이 바람직하며, 여기서 레이트 수신기는 상술한 바와 같이 시변 다중경로 전파들로부터 에너지를 결합한다. 또한 각 안테나에서 수신된 신호 에너지에서 다중경로 페이딩을 극복하기 위해 공간 다이버시티를 달성하기 위해 다수의 수신기 안테나들을 통해 수신기 다이버시티를 구현하는 것이 바람직하다. 또한, 레이트 수신기에 대한 결합기 가중들 및 다수의 안테나 수신기들의 구성의 적절한 선택은 공간 영역에서 간섭을 억제시켜준다.

도8은 공간 시간 해법(즉 각 경로 또는 각 수신기 안테나의 레이크 핑거)에 대한 무선 통신 시스템들의 결합기 계수들을 계산하는 기술을 사용하여 HDR 통신들을 가능케 하는 무선 통신 시스템을 보여준다. 상기 시스템은 풀 전력에서 전송되는 타임 게이팅된 파일럿 신호를 갖는 CDMA 파형에 통합된다. 파일럿 신호는 가중을 결정하거나 또는 수신기를 트레이닝하기 위해 사용되고, 상기 가중들은 트래픽 및 레이크 수신기에 의해 수신 및 처리된 다른 신호들을 처리를 위해 적용된다.

도8은 기지국(BS,202) 및 다수의 이동국들(MS, 204,206)을 갖는 통신 시스템(200)을 보여주는 도이다. 정보 심벌들은 BS(202)로부터 MS(204,206)로 전송신호들로서 전송된다. 심벌(y[n])은 정보를 전달하고 통신 시스템의 알파벳으로 간주된다. 심벌들은 파일럿 심벌 또는 데이터 심벌일 수 있다. 예를 들어, 16 직교 진폭 변조(QAM) 타입 변조 방식을 사용하는 시스템에서, 심벌들은 4비트 정보들에 각각 기반한다. 직교 위상 쉬프트 키잉(QPSK) 타입 변조를 사용하는 시스템에서, 심벌들은 각각 2 비트 정보에 기반한다. 심벌들은 신호들(x(t)), 또는 연속적인 시간 파형들로서 통신 채널을 통해 전송된다. 수신기에서 수신된 신호들은 통신 채널 및 송/수신 처리에 의해 추가된 간섭 및 잡음을 포함하는 모든 기여분들을 포함한다. 수신 신호는 수신기에서 샘플링되고, 여기서 샘플들은 샘플링 주기(Ts)를 갖는 샘플링 레이트에서 취해진다. 샘플들(x(nTs))은 주기적인 시간 인스턴스들에서의 신호 값을 나타낸다. 수신기는 파일럿 심벌의 선험 지식을 가지고 있지만, 수신기는 데이터 심벌들에 대한 선험 지식을 가지고 있지 않다. 수신된 샘플들에 기반하여, 수신기는 심벌 추정치(

)를 발생시킨다.

수신기는 파일럿 심벌을 사용하여 데이터 심벌 추정치를 결정한다. 예시적인 실시예에서, HDR 시스템은 타임-게이팅된 파일럿을 가지고 있고, 여기서 파일럿은 풀 전력에서 전송된다. 도14는 일 실시예를 보여주며, 여기서 데이터 및 파일럿 전송들은 상호 배타적이며, 따라서 파일럿 심벌이 수신된 데이터 심벌 추정을 준비하에 있어서 수신기를 트레이닝하는데 사용될 수 있도록 하여준다. 수신기는 파일럿 심벌의 선험지식을 사용하여 전송 채널의 시그너처(signature)를 결정한다. 파일럿은 수신기에 선험적으로 알려진 시간에서 발생하고, 파일럿은 수신기에 선험적으로 알려진 에너지 레벨에서 전송되기 때문에, 파일럿은 트레이닝을 위해 중요한 정보를 제공한다. 채널과 관련된 시그너처는 주어진 경로에 대한 전송 신호의 변화를 트래킹한다. 이러한 시그너처는 전송 채널 및 수신기 처리 효과들을 고려 한다. 이러한 논의를 통해, 시그너처는 각 경로와 관련된 개별

로 구성되는 벡터(

)로 주어진다.

도8에 제시된 바와 같이, BS(202)는 MS(204,206)으로 파일럿 및 데이터 심벌들을 전송한다. 특정 실행에 따라, BS(202)는 페이징 심벌, 동기 심벌, 다른 트래픽 심벌 등을 포함하여 다양한 정보를 전송한다. BS(202)는 신호로서 심벌들을 전송하고, 여기서 BS(202)로부터의 주어진 신호 전송은 다수의 전송 경로들을 발생시킨다. 제1 직접 경로(212)는 BS(202)로부터 MS(204)로 발생되고, 제2 직접 경로(212)는 BS(202)로부터 MS(206)로 발생된다. BS(202)로부터의 전송 신호는 에코들이 지형적 구조물들에서 바운스 오프하는 경우 다중 경로들을 발생시킨다. 다중 경로들(216,218)은 전송 신호가 지리적 구조물(210)을 경험하는 경우 발생된다. 다중 경로(220, 222)는 전송 신호가 빌딩 구조물(208)을 경험하는 경우 발생되고, 여기서 에코들이 구조물(208)에서 바운스 오프한다. MS(204,206) 각각은 이에 따라 발생된 다중 경로들을 수신하고 다양한 수신 신호들을 구별하여야만 한다. 지형적 구조물(210) 및 빌딩 구조물(208)은 무선 통신 환경내의 임의의 구조 또는 건축물일 수 있다. MS(204)에 있어서, 경로(212)는 경로1로 언급되고, 경로(216)는 경로 2로 언급되며, 경로(220)는 경로 3으로 언급된다. 유사하게, MS(206)에 있어서, 경로(214)는 경로 1로 언급되고, 경로(218)는 경로 2로 언급되며, 경로(222)는 경로 3으로 언급된다.

데이터 심벌(y[n]) 스트림이 통신 채널을 통해 수신기로 전송되는 통신 시스 템을 고려해보자. 도9에서, MS(204)는 다수의 안테나들을 가지고 있다. 각 안테나의 전-프로세서(미도시)는 일반적으로 무선 수신기, 무선 주파수(RF) 대 베이스 밴드 변환기, 수신기 로패스 필터링, 자동 이득 제어(AGC), 및 ADC를 포함한다. 전-프로세서 출력에서의 복소 신호의 동위상(I) 및 직교위상(Q) 샘플들은 베이스밴드 프로세서로 입력된다. 상술한 MRC 계산의 예와는 대조적으로, 심벌 추정들은 각 경로-안테나 조합에 대해 결정되고, MS(204)는 평균 자승 에러 최소화(MMSE) 방식을 사용하여 심벌 추정을 결정한다. MMSE 방식은 경로-특정 결합기 가중들을 발생시키고, 여기서 시스템을 정의하는 (AL×AL) 매트릭스는 도12B에 제시된 바와 같이 L(A×A) 매트릭스로 감소된다. 또 다시 L은 도8에 제시된 바와 같이 경로들의 수이고, A는 수신 안테나들의 수이다. 예시적인 실시예는 3개의 경로들 및 2개의 수신 안테나들을 고려하지만, 대안적인 실시예들이 다음을 포함하는 임의의 구성일 수 있다; 단일 입력 단일 출력(SISO), 여기서 주어진 통신 링크는 하나의 전송 안테나 및 하나의 수신 안테나를 갖는다; 단일 입력 다중 출력(SIMO), 여기서 주어진 통신 링크는 하나의 전송 안테나 및 다수의 수신 안테나들을 갖는다; 다중 입력 단일 출력(MISO), 여기서 주어진 통신 링크는 다수의 전송 안테나 및 하나의 수신 안테나를 갖는다; 다중 입력 다중 출력(MIMO), 여기서 주어진 통신 링크는 다수의 송신 안테나 및 다수의 수신 안테나를 갖는다.

MMSE 방법은 다중 안테나들에서 수신된 신호를 고려함으로써 MS(204)가 각 경로에 대한 심벌 추정치들을 발생할 수 있도록 하여준다. MS(204)는 2개의 안테나(230,232)를 가지고 있고, 각각은 레이크 수신기(234,236)와 각각 커플링된다. 각 레이크 수신기는 다양한 전송 경로들을 식별하는 3개의 핑거들을 갖는다. 3개의 핑거들 각각은 경로들 중 하나의 경로에 대응한다. 예를 들어, 레이크 수신기(234,236)에서, 핑거들을 경로들(212,216,220), 즉 경로 1, 경로 2, 경로 3을 트래킹한다. 경로들(212,216,220)은 레이크 수신기(234)에서 각각 수신된 경로 1, 경로 2, 경로 3의 버젼들임을 주의하라. 대안적인 실시예들은 임의의 수를 갖는 안테나 및 수신기들을 포함할 수 있다.

도9를 살펴보면, 이동국(204)내에서, 레이크 수신기(234) 및 레이크 수신기(236) 모두로부터의 경로 1 신호들은 유닛(238)에 의해 처리되고, 경로 2 신호는 유닛(240)에 의해 경로 3은 유닛(242)에 의해 처리된다. 이러한 방식에서, MS(204)는 결합기 가중 및 다른 파라미터들을 결정하기 위해 각 경로를 분석한다. 대안적인 실시예에서, 다른 파라미터들이 결합기 가중들을 발생시키기 위해 사용될 수 있고, 유사하게 결합기 가중들은 MS(204) 및 시스템(200)에서 사용되는 다른 파라미터들을 발생시키기 위해 사용될 수 있다.

도8에서 계속해서, 유닛(238,240,242)은 각 경로 1, 경로 2, 경로 3 각각에 대한 SNR 값 및 심벌 추정치(

)를 발생시킨다. 유닛(238)은

및 SNR1 을 발생시키고; 유닛(240)은

및 SNR2를 발생시키며, 유닛(242)은

및 SNR3를 발생시킨다. 심벌 추정치들은 합산 노드(242)에서 결합되어 합성 추정치(

)를 출력한다. SNR 값들은 합산 노드(244)에서 결합되고 합성 SNR을 출력한다. 그리고 나서, 이러한 값들은 MS(204)내에서 추가 처리를 위해 이용된다. 일 실시예에서, MS(204) 는 SNR 및/또는 합성 추정치(

)를 채널 환경의 통계적 분석과 같은 추가 처리를 위해 BS(202)로 제공한다.

도10은 도9의 유닛(238)을 보여주는 도이며, 여기서 파일럿 신호 표시자는 유닛(238)의 제어를 제공한다. 데이터 샘플들(x1) 스트림은 레이크 수신기(234)의 하나의 핑거에 의해 유닛(238)으로 제공되며, 데이터 샘플들(x2) 스트림은 레이크 수신기(236)의 하나의 핑거에 의해 유닛(238)로 제공된다. 데이터 샘플들(x1,x2)은 경로 1과 관련된다. 유닛(240,242)은 유사한 방식으로 구성된다. 각각의 레이크 수신기(234,236)는 3개의 핑거들을 가지고 있으며, 각 핑거는 하나의 경로에 대응한다. 각 핑거에 의해 처리된 샘플은 유닛들(238,240,242) 중 하나로 제공된다. 도11은 유닛(238)에 대한 상세한 내용을 제공한다.

유닛(238)은 상호 상관 계산 유닛(250), 가중 계산 유닛(252), 공간 시그너처 발생기(254), 및 SNR 계산 유닛(258)을 포함한다. 데이터 샘플들(x1,x2)은 유닛(250,254)로 제공된다. 상호 상관 계산 유닛(250)은 수신된 데이터 샘플들(x1,x2)에 기반하여 수신된 신호 자기상관 매트릭스를 결정하는데 사용되는 값들을 발생시킨다. 유닛(250)은 MS(204)의 모든 안테나들 사이, 특히 본 실시예에서 안테나들(230,232) 사이에서의 상호 상관(E_CROSS)를 발생시킨다. 또한, 유닛(250)은 각 경로에 대한 기대 값, E_{TOTAL -1}, E_{TOTAL -2}를 각각 발생시킨다.

도11에서 계속하여, 값들(E_CROSS,E_{TOTAL -1},E_{TOTAL -2})은 가중 계산 유닛(252)로 제공된다. 유닛(252)은 도12에서 제시되는바와 같이 자기상관 매트릭스(Rxx)를 형성한 다. 도12는 자기상관 매트릭스를 발생시키기 위해 일 실시예에서 사용되는 등식을 제공한다. 잡음 상관(Rnn)은 자기상관 매트릭스(Rxx) 및 시그너처의 함수로서 결정된다. 일 실시예에 따른 Rnn 계산은 도12에서 제시된다. 추가적으로, 유닛(252)은 경로 1에 적용될 가중(

)을 발생시킨다. 가중 계산은 잡음 상관 및 공간 시그너처(c1)를 사용한다. 공간 시그너처(

)는 경로 1과 관련된 SNR1을 발생시키는 SNR 계산 유닛(258) 및 가중 계산 유닛(252)으로 시그너처 벡터(

)를 제공하는 공간 시그너처 발생기(254)에 의해 발생된다. 가중 계산 유닛은 가중 벡터(

)를 SNR 계산 유닛(258)으로 제공한다.

유닛(252)은 경로 1에서 수신된 데이터 샘플들의 적용을 위해 곱셈기(256)로 가중(

)을 제공한다. 안테나(230)로부터의 데이터 샘플들(x1) 및 안테나(232)로부터의 데이터 샘플들(x2)은 계산된 가중(

)의 적용을 위해 곱셈기(256)로 제공된다. 곱셈기(256)는

으로 라벨링되는 경로 1에 대한 추정 값을 출력한다. 유닛(240,242)의 동작은 경로 2 및 경로 3 각각에 대해 유닛(238)의 그것과 유사하다.

경로에 대한 결합기 가중을 계산하는 방법은 하드웨어, 소프트웨어, 및/또는 펌웨어에서 수행될 수 있다. 유닛(238,240,242) 내의 각 모듈의 동작은 디지털 신호 처리기, 또는 다른 처리 유닛에 의해 실행될 수 있다. 무선 통신 시스템에서 결합기 가중을 계산하는 방법(300)은 도13에서 제시된다. MS는 단계(302)에서 전송 신호를 수신한다. 수신된 신호는 데이터 샘플들을 형성하기 위해 디지털 영역 으로 변환된다. 데이터 샘플들로부터, MS는 모든 수신 안테나들을 고려하여 상호 상관을 계산한다.

도13에서 계속하여, 제어 경로에 대해 다중 안테나들의 상호 상관은 도12에서 제시된 바와 같다. 단계(306)에서, 수신기는 도12에서 제시된 바와 같이 각 안테나에 대한 신호 기대값(E_TOTAL)을 계산한다. 자기상관 매트릭스의 모든 엘리먼트들을 계산한 후에, 수신기는 주어진 경로의 수신 신호에 대한 자기상관 매트릭스(Rxx)를 구축한다. 자기 상관 매트릭스는 도12에서 주어진다. 단계(310)에서, 수신기는 수신된 신호의 잡음 상관 매트릭스를 계산한다. 잡음 상관 매트릭스 자기 상관 매트릭스에서 시그너처 매트릭스를 감산한 것과 동일하며, 여기서 시그너처 매트릭스는 공간 시그너처에 에르미트(Hermitian) 값을 곱함으로써 형성된다. 마지막으로, 수신기는 주어진 경로에 대한 가중치들을 계산한다.

기본적으로, 방법(200)은 잡음 자기상관 매트릭스 및 요구되는 시그너처를 추정하기 위해 상관들을 계산한다. 이러한 MMSE 방법은 매트릭스 인버젼에 의해 매 경로 결합기 가중들에 대해 MMSE를 계산한다. 그리고 나서 계산된 가중들은 수신기의 모든 안테나들에 대한 레이크 수신기 핑거들로부터의 신호 경로들을 결합하는데 사용된다. 또한, SNR 추정치는 요구되는 신호 시그너처 및 MMSE 가중들에 기반하여 계산된다. SNR 추정치는 레이트 및/또는 전력 제어를 위해 사용될 수 있다. LLR 들은 SNR 추정치 및 MMSE 결합 신호 경로에 기반하여 계산되고, 여기서 LLR 들은 채널 디코더 회로(미도시)로 제공된다.

PN 확산 및 월쉬 커버링을 사용하는 CDMA 시스템에서, 상이한 경로들과 관련된 간섭은 모든 안테나들 상에서 상관되지 않지만, 동일 경로와 관련된 간섭은 상이한 안테나들에 대해 상관된다고 가정하는 것이 종종 합리적이다. 이러한 가정하에, L 경로들 각각에 대한 A 결합 가중들을 비결합적으로 계산하여 도12B에 제시된 바와 같이 L개의 상이한 A×A 매트릭스들을 인버팅하는 것이 가능하다. 이러한 계산은 L 경로들 각각에 대한 공간 MMSE 가중, 즉 상이한 경로들 상에서의 상관되지 않는 간섭에 대한 공간 MMSE를 위한 것이다. 이에 따를 자기 상관 매트릭스의 일 실시예는 도12B에서 제시되고, 여기서 각 경로는 자기 상관 매트릭스의 대각선상에 보다 작은 매트릭스를 갖는다. MRC 방법 보다 복잡하지만, 이러한 보다 작은 매트릭스들은 풀 매트릭스를 조작 및 인버팅하기에 보다 쉽고, 따라서 상술한 문제를 L(A×A) 매트릭스 인버젼들로 감소시킨다.

도9를 다시 살펴보면, 2개의 안테나 및 안테나 당 L개의 레이트 핑거들을 갖는 수신기에 있어서, 상이한 경로들과 관련된 간섭은 상관되지 않는다고 가정한다. l 번째 경로에 대해서, 2×1 복소 경합 벡터(

)는 다음과 같이 계산된다;

(17)

CDMA 시스템이 PN 확산 및 월쉬 커버링을 포함하는 경우, 베이스밴드 프로세서는 우선 a번째 안테나 및 l번째 경로에 대해 적절하게 보간 및/또는 정렬된 베이스 밴드 샘플들을 PN 확산 및 월쉬 커버링하여, 칩-레이트 샘플들(z_{a ,l}[n])을 발생시킨다. 공간 시그너처는 N-칩 파일럿 간격에 상응하는 수신 샘플들을 필터링하는 파일롯으로부터 계산된다:

(18)

수신된 신호 자기 상관 매트릭스는 N-칩 파일럿 간격로부터 다음과 같이 계산된다;

(19)

그리고 나서, 잡음 자기 상관 매트릭스는 수신된 신호 자기 상관 매트릭스로부터 공간 시그너처의 외부 곱(outer product)을 감산함으로써 계산된다;

(20)

R_{nn ,l} 이 결합기 가중들을 계산하기 위해 인버팅되지만, 연속적인 파일럿 버스트들로부터 R_{nn ,l}을 평균 또는 필터링하고, 평균 또는 필터링된 매트릭스를 인버팅하는 것도 가능하다. 2×2 R_{nn ,l} 을 인버팅하고 l번째 경로에 대한 MMSE 결합기 가중들을 계산하기 위해, 간단한 결과

(21)

를 이용하고, 따라서 매트릭스 인버스를 효율적으로 계산한다.

l번째 경로에 대해 SNR을 다음과 같이 계산하는 것이 가능하다;

(22)

경로들 사이에서 잡음이 상관되지 않는다는 가정하에서, 총 SNR은 합산으로 제공된다;

(23)

MMSE 결합 신호 경로는 다음과 같이 주어진다;

(24)

채널 디코더로 제공되는 LLR 들은 등식(15)에서 계산된 SNR 및 등식(24)에서 계산된 결합 신호 경로에 기반한다.

수신된 칩-레이트 샘플들이 다음과 같이 주어지는 대안적인 실시예를 고려해보자;

(25)

여기서

은 제로 평균 및 단위 분산을 갖는 2-차원 백색 잡음을 표현하고, u_l[n]은 l번째 레이크 핑거에 의해 트래킹되는 PN 확산 데이터 신호를 표현한다. 이러한 모델은 모든 간섭 경로들 및 다른 기지국 신호들이 L개의 레이크 핑거들에 의해 트래킹되는 경우이다. PN 확산 데이터가 모든 경로들에 대해 제로 평균 E{ul[n]}이고 상관되지 않는다(E{u_l[n]u_p[m]}=δ_l,pδ_m,n)고 가정하면, 수신된 신호의 자기상관 매트릭스는 모든 경로들에 대해 동일하며 다음과 같다;

(26)

경로의 기여분이 등식(20)에서 제시된 바와 같이 감산되기 때문에, 잡음 자기상관 매트릭스(R_{nn ,l})는 일반적으로 각 경로에 대해 상이하다. 이러한 실시예에서, 모든 핑거에 대해 공간 시그너처

을 계산하고 δ_N ²을 추정함으로써 각 경로에 대한 공간 MMSE 계수들을 계산하는 것이 가능하다. 상기 처리가 모든 요구 및 간섭 다중 경로들을 트래킹하면, 등식(19)에서 오프-직교 텀들을 추정할 필요가 없다.

수신된 신호를 추정하는 상술한 방법들 각각은 다양한 가정들을 사용한다. MRC 방법은 모든 잡음이 독립적이라고 간주한다. 이러한 가정은 특히 음성 통신에서 적용가능하고, 여기서 신호대 파일럿 비는 높다. CDMA 또는 확산 스펙트럼 타입 통신에서, 다른 사용자들은 잡음으로서 취급된다고 가정하는 것이 합리적이다. 그러나 데이터 통신 시스템에서, 이러한 가정은 항상 정확한 것은 아니다. 따라서, MMSE 방법이 HDR 시스템에서는 보다 정확하고 효율적이다. MRC 방법과는 대조적으로, MMSE 방법은 채널 단위로 수행되고 각 수신 안테나에서 수신되는 모든 에너지를 고려한다. MMSE 방법은 적응성 필터들을 트레이닝하기 위해 풀 전력 파일럿을 사용하고 결과 값들을 수신 데이터에 적용한다. MMSE 방법은 C/I 추정을 개선하고 따라서 보다 정확하고 효율적인 데이터 레이트 제어(DRC) 결정들을 제공한다. MMSE는 또는 가중들 및 결과적인 신호 추정들을 개선한다. MRC 방법과 같이, MMSE 방법은 잡음이 독립적이라고 가정한다.

Ⅲ. CDMA 타입 파일럿에 대한 MMSE 방법

결합기 가중들을 결정하기 위해 공간 MMSE 방법을 시스템에 적용하는 것이 바람직하며, 여기서 파일럿은 트래픽 신호들과 같은 다른 신호들과 함께 연속적으로 전송된다. cdma2000 타입 시스템에서, 파일럿 신호는 연속적으로 전송되고 트래픽 정보와 송신기 전력을 공유한다. 이러한 시스템에서, 파일럿 신호는 타임 게이팅, 즉 타입 분할 멀티플렉싱되지 않고, 파일럿 에너지 추출은 간단하다. 일 예는 파일럿 신호, 또는 송신기에 의해 선험적으로 알려진 다른 신호를 갖고 타임 게이팅, 즉 다른 신호들과의 시간 멀티플렉싱되지 않는 CDMA 타입 시스템이다.

이러한 확산 스펙트럼 시스템들에 적용가능한 대안적인 실시예들은 상기 등식(23)의 아날로그를 고려함으로써, 즉 다음을 대체함으로써 실현된다;

(27)

(28)

여기서 s 는 공간 시그너처(spatial signature)이다. 공분산 항은 잡음의 자기 상관(Rnn)과 유사하고, 등식의 우측의 제1 항은 신호들의 자기 상관(Rxx)과 유사하다. 등식의 우측의 제2 항은 다른 채널들의 에너지에 대한 파일럿 신호의 상대적인 에너지를 나타내는 제1 항 및 정정 항을 나타내는 제2 항을 포함한다. 샘플 값이 등식(28) x 에서 주어지며, m은 시간 인덱스이고, d는 데이터 심벌이며, N 은 월쉬 코드의 길이이다. 등식(28)의 공분산은 역확산에 앞서 신호들의 상관에 기반한다. 역확산 신호는 다음과 같이 주어진다:

(29)

공간 시그너처는 파일럿 채널을 역확산 및 디커버링함으로써, 즉 CDMA 시스템에 있어서 파일럿 신호 또는 다른 공지된 신호를 필터링 함으로써 계산되며, 다음과 같이 주어진다;

(30)

여기서 파일럿 채널에 있어서 l=0 이다.

이러한 상관을 결정하기 위해서, 다음 기대값을 고려한다:

(31)

그리고 다음을 주목하라;

(32)

여기서 P는 PN 코드이고, i는 PN 코드와 관련된 사용자 인덱스이며, j는 월쉬 코드 인덱스이며, δ는 다음과 같이 정의된다;

*i=j 이면 δ_i,j =1, 그렇지 않으면 0.

x(t) 값은 다음과 같이 전개된다;

(34)

여기서 i는 사용자 또는 송신기 인덱스, 즉 각 송신기와 관련된 고유한 PN 코드들을 갖는 CDMA 시스템에서 PN 코드 인덱스이고, j는 수신기 인덱스, 수신기에 할당된 월쉬 코드를 갖는 CDMA 시스템에서 월쉬 코드이며, n은 시간 인덱스이고 d는 사용자 i의 j번째 채널에 대한 데이터 심벌이고, w는 사용자 i의 j번째 채널에 대한 월쉬 코드이며, p는 사용자 i의 모든 채널들에 대해서 동일한 PN 코드이며,

는 채널의 공간 시그너처이며, 여기서

는 사용자 i의 모든 채널에 대해 동일하다. 채널들 중 하나 j 는 파일럿 채널에 대응한다. 최종 항은 잡음에 해당한다. 일 실시예에서, 순방향 링크(FL)에 대해, 시스템 l 은 기지국에 대응하고, j 는 월쉬 채널에 대응한다. 대안적인 실시예에서, 역방향 링크(RL)에 대해서, l 은 이동국에 대응하고, j 는 이동국에 의해 전송되는 병렬 월쉬 채널들에 대응한다.

등식(34)의 관계식에 기반하여, 데이터 샘플들은 다음과 같이 정의된다;

(35)

여기서 ⓧ 는 컨벌루션을 나타낸다. 추가적으로 치환에 의해, 등식(53)은 다음과 같이 된다;

(36)

여기서

이고

이다. 여기서 Tc는 칩 주기이고, τ_k 는 k번째 경로에 대한 오프셋이다. 따라서 샘플 정의는 다음과 같이 감소된다;

(37)

또는

(38)

여기서 m 은 시간 인덱스이다.

등식(31)로 돌아오면, 다음 관계식이 유도된다;

(39)

여기서 N은 월쉬 코드의 길이이고, σ² 화이트 잡음의 분산이다. q(mTc-nTc)=0 ∀ m≠n 으로 가정하면, 다음이 보여질 수 있다;

(40)

여기서, 등식(40) 및 (39)의 차이는 에러 정정 항이다. k 번째 사용자의 l 번째 서브채널에 대한 결합기 가중들은 다음과 같이 주어진다;

(41)

다른 항들에 대한 상대적인 파일럿 에너지를 고려하는 인접 항의 적용을 다음식 발생시킨다;

(42)

상기 식은 결합기 가중의 반복적 정의, 즉 결합기 가중 해법을 제공한다. 결합기 가중 해는 역확산 신호의 공분산 매트릭스와 공간 시그너처의 곱이다.

등식(42)을 적용함으로써 결합기 가중들을 결정하는 공간 MMSE 방법은 트래픽 신호와 같이 다른 신호들과 동시에 파일럿이 전송되는 시스템에 적용가능하다.

Ⅳ. 풀 매트릭스 인버젼

일반적으로, A개의 안테나 및 안테나 당 L개의 레이크 핑거들을 갖는 시스템에 있어서, MMSE 결합기 가중들을 규정하는 것을 AL개의 복소 가중들(각 경로의 각 안테나에 대해 하나)을 계산하는 것을 필요로 한다. 안테나 a 및 경로 l에 대해 n 번째 수신된 복소 샘플을 고려해보고, 여기서 이러한 샘플들은 적절한 보간 및/또는 베이스밴드 프로세서로 입력되는 I/Q 베이스밴드 샘플 스트림의 정렬에 의해 계산될 수 있다. 실시예에서, 샘플(x[m])은 CDMA 칩 레이트(예를 들면, 1.2288Mcps) 또는 그 이상(예를 들면, 2×1.2288Mcps)에서 발생되고, 전송되는 데이터 심벌(y[n])은 칩 레이트에서 존재한다. l번째 경로와 정렬된 칩 레이트는 다음과 같이 주어진다;

(43)

여기서 s_{a ,l}[n] 은 요구되는 신호 복소 진폭이고, y[n]은 전송된 심벌 스트림이며, n_a,l[n]은 모든 다른 부가 잡음(및 간섭) 항들로 구성된다. 다음과 같은 심벌 추정을 형성하기 위해 샘플 n에 대해 AL 결합기 가중들 w_a,l을 선택하는 것이 바람직하다;

(44)

수신된 샘플들 및 결합기 가중들에 대해 길이 AL 칼럼 벡터들을 형성함으로써, 등식(41)을 다음과 같이 표현하는 것이 가능하다;

(45)

그리고 등식(42)을 다음과 같이 표현하는 것이 가능하다;

(46),

여기서()^H는 공액 치환(conjugate transpose)을 나타낸다. 파일럿 버스트 기간동안 수신된 신호의 통계치가 변하지 않을만큼 충분히 느리게 채널 및 간섭이 변화한다고 가정한다. 이러한 가정하에, 등식(31)을 다음과 같이 표현하는 것이 가능하다;

(47)

(AL×1) 요구 신호 시그너처 벡터는

로 정의된다. (AL×AL) 잡음 자기 상관 매트릭스(Rnn)를 계산함으로써, 결합기 가중 벡터에 대한 MMSE 선택은 다음과 같이 표현된다;

(48).

(31)에 기반하여, 잡음 자기상관 매트릭스는 다음과 같이 계산된다;

(49)

따라서, Rnn 및 c 의 정확한 추정하에, 그리고 AL×AL 매트릭스의 인버젼에 의해 MMSE 결합기 가중들을 결정하는 것이 가능하다. 또한, MMSE 결합기 출력에서의 SNR(즉, C/I)는 다음과 같이 계산된다;

(50)

*단말에서 계산된 SNR 측정치는 역방향 전송 링크 상에서 전력 제어 및 레이트 제어 정보를 전송하는데 사용된다.

Ⅴ. 적응성 알고리즘

상술한 결합기 가중들을 결정하는 다양한 방법들은 수신기에서 수신된 잡음 및 간섭에 관한 다양한 가정들을 만들었다. 대안적 실시예에 따르면, 신호 추정은 최소 자승 평균(LMS), 또는 순환적 최소 자승(RLS)과 같은 MMSE 기반 다이나믹 알고리즘을 사용하여 상이한 핑거들 사이에서의 상관들에 대한 어떠한 가정없이 한세트의 가중들을 획득한다. 즉, 상기 방법은 경로들 상에서의 잡음 상관들을 포함한다. 이러한 방법들은 MRC 알고리즘에 의해 획득되는 것보다 높은 SINR을 달성하는 한 세트의 가중들을 발생시킨다. 이러한 실시예는 IS-856 순방향 링크와 같이 풀 전력에서 타임 게이팅된 파일럿이 전송되는 CDMA 파형들을 사용한다. 매 핑거에 대한 특정 처리와 무관하게, 레이크 수신기 동작의 최종 단계는 최종 심벌 추정을 발생시키기 위해 핑거 출력들을 결합하는 것을 포함한다. 다음 신호 모델은 결합기에 바로 앞서 주어진 핑거의 출력에 적용될 수 있으며, 다음과 같이 주어진다;

(510

여기서,

f 는 레이크 수신기의 핑거 인덱스이고, f=1 - F;

k는 시간상에서 칩 레이트에서 공간적으로 이격된 샘플들을 표시하는 시간 인덱스이며, 대안적인 실시예들에서 이는 임의의 다른 샘플링 레이트를 표시할 수 있음;

y(k)는 요구되는 심벌이고;

n(k)는 간섭이고, 여기서 n(k)는 y(k)와는 상관되지 않으며; 그리고

c_f(k)는 핑거 f의 시간 오프셋에서 채널 이득으로서 관측될 수 있다.

이러한 모델은 다양한 시나리오에서 적용할 수 있을 만큼 일반적인 것임을 주의하라.

잡음 상관 매트릭스는 다음과 같이 주어진다;

Rnn(k)=E{N(k)N(k)^H} (52)

여기서,

N(k)는 f=1..F에 대해 항들 n_f(k)에 의해 형성된 벡터로서,

이다.

E{}는 통계 기대 값 연산자이다.

결합 연산은 F 핑거들로부터의 샘플들 세트 및 가중들 세트 사이의 간단한 복소 내부 곱으로서 관측될 수 있다;

(53)

여기서,

X는 시간상에서 k번째 인스턴스에서 각 핑거의 샘플들에 의해 생성된 F-차원 복소 벡터이다;

W는 가중들의 F-차원 복소 벡터이다;

()^H는 복소 공액 및 치환을 표시한다.

y(k)의 결합된 추정의 SINR은 다음과 같다;

(54)

여기서 c(k)는 채널 계수, 즉 시그너처를 포함하는 F 차원 복소 벡터이고, 다음과 같이 주어진다;

등식(54)을 최대화하는 가중들 세트는 다음과 같이 주어진다;

(55)

채널 이득 벡터 및 잡음 상관 매트릭스는 k, 시간 인덱스에 의존한다. 그러나, 대부분의 실제 시나리오들(즉, 송신기/수신기의 상이한 속도들, 다중경로 프로파일들 등)에서, 이러한 양들은 칩 레이트에 비해 느리게 변화한다. 실제로, 수천 칩들에 대해서 불변을 가정하는 것이 일반적이다. 이러한 방식을 적용하고, 벡터들의 시간 인덱스를 생략함으로써, 결과적인 MMSE 가중은 k와 독립적이게 된다;

W=Rnn^-1c (56)

전통적인 MRC 방법은 c의 추정들 및 Rnn, 즉 각 핑거 출력에서의 개별 잡음들의 분산의 대각 항들을 획득하기 위해서 알려진 심벌들을 갖는 파일럿 시퀀스를 사용하여 이러한 인버젼을 피한다. 이러한 정보 및 Rnn의 비-대각 항들이 모두 제로라는 가정을 통해, 핑거 f의 결합기 가중은 다음과 같이 계산될 수있다;

w_f=c_f/σ_wf ² (57)

여기서, σ_wf ² 는 Rnn의 f번째 대각 엘리먼트이다. 비-대각 매트릭스 엘리먼트들이 모두 제로라는 가정은 핑거들의 오프셋들이 꽤 떨어져 있는 경우에만 유효하다. 이러한 가정은 핑거들이 인접하는 경우에는 부정확하게 된다. 다중경로 에너지를 수집하기 위해서 서로 인접하게 핑거들이 배치하는 것이 요구되는 일부 채널들에서, 등식(55)의 MRC 결합기 가중들의 적용은 실질적인 성능 하락을 야기시킬 것이다.

개선된 동작을 위해서, 이러한 가정을 포기하고 가중들의 속도를 계산하기 위해 다이나믹 알고리즘에 기반한 평균 자승 에러(MSE) 방법을 사용하는 것이 바람직하다. 직접적인 매트릭스 인버젼, LMS 알고리즘, RLS 알고리즘, 및 이들의 변형들과 같이 등식(56)을 푸는 다양한 방법들이 존재한다.

직접적인 매트릭스 인버젼은 가정없이 경로들에 대한 잡음 상관 및 풀 자기상관 매트릭스를 고려한다. 이러한 직접적인 매트릭스 인버젼은 가장 값들을 결정하는 가장 정확한 방법이지만, 직접적인 매트릭스 인버젼은 복잡하고 복합적인 매트릭스 연산들을 필요로 하여 처리시간을 증가시키고 많은 양의 처리 전력을 소모한다. 다른 방법들은 가정들을 간략화하거나 또는 매트릭스 인버젼 문제점에 대한 단축적인 해법을 허용하는 적응성 알고리즘들 또는 이들의 조합을 사용한다. 이러한 방법들 중 일부는 다른 것들 보다 디지털 수신기에서의 구현에 더 적합하다.

벡터 c 가 간섭 벡터 N과 상관되지 않는다는 가정하에, 등식(56)을 푸는 것은 등식(58)을 푸는 것과 해법의 SINR 성능의 관점에서 등가이고, 이는 양 해법이 일정량만큼만 상이하기 때문이다;

(58)

여기서

(59)

알려지지 않은 데이터와 시분할 멀티플렉싱되는 알려진 파일럿 시퀀스에 기반하여 W를 계산하기 위해 RLS 알고리즘을 사용하는 경우, 적응성 알고리즘은 파일럿 버스트 동안 필터 계수들을 변화시키고, 가중들은 알려지지 않은 심벌들의 추정을 발생시키기 위해 데이터의 복조동안 일정하게 유지된다. 즉, 가중들은 파일럿 버스트들에서 트레이닝되고, 트레이닝된 가중들은 트래픽 처리를 위해 사용된다.

대안적인 실시예들은 평균-자승-에러를 결정하기 위해 다른 순환 알고리즘을 적용할 수 있고, 이러한 알고리즘들을 실행하는 대안적인 방법들이 존재한다. RLS 알고리즘은 그 이전 값, 입력 데이터, 알려진 심벌 및 알고리즘이 계속 갱신하는 매트릭스에 기반하여 각 파일럿 심벌에서 가중(

)을 순환적으로 갱신한다;

여기서,

P는 공분산 매트릭스와 대략적으로 등가인 F×F 복소 매트릭스이고,

K는 가중 계산들의 반복에 적용된 F×1 복소 칼럼 벡터 이득이며,

λ는 일 이하의 실수이다.

심벌 * 는 복소 공액을 표시한다.

K()는 등식(60)에서 표시된 바와 같이 가중 갱신에 적용되는 이득 항이다. 이득 항 K()는 알고리즘에 대한 히스토리 이득 인자인 λ의 함수이고, 히스토리 이득은 알고리즘에 의해 유지되는 과거의 반복적인 정보의 양을 결정한다.

적절한 조건들하에서, 결합 계수 벡터(

)는 등식(58)에서 정의된 W로 수렴할 것이다. 시뮬레이션은 결합기 가중치들을 선택하는 이러한 MMSE 방법이 MRC 방법에 비해 상당한 성능 장점을 제공함을 보여준다. 이러한 이득은 핑거들이 수 칩내에서 이격되어 있고, 또는 주어진 핑거에서 간섭의 현저한 성분이 부가 열 잡음 또는 다른 사용자 간섭이 아닌 다중 경로로부터 기인하는 경우에 특히 현저할 수 있다.

도15A, 15B, 및 15C에서 제시되는 일 실시예에서, RLS 알고리즘이 적응성 트랜스버셜(transversal) 필터에 적용되어 반복 n-1에서 필터의 가중 벡터(즉, 탭 가 중들의 벡터)의 최소 자승 추정이 주어지는 경우, 갱신된 추정은 새로운 입력들이 도달시에 반복 n에 대해 계산되도록 하여준다. RLS 알고리즘의 중요한 특징은 알고리즘이 개시되는 경우 시간 인스턴트로 다시 확장하는 입력 데이터에 포함된 정보를 이용한다는 것이다. 따라서 수렴의 결과적인 레이트는 간단한 LMS 알고리즘 보다 빠른 크기를 갖는다.

도15A에 제시된 바와 같이, 시스템(400)은 가중 제어 유닛(404)과 결합된 트랜스버셜 필터(402)를 포함한다. 입력 x(k)에 대해서, 트랜스버셜 필터(402)는 가중 벡터(W(k-1))를 적용하고, 여기서 가중 벡터는 트랜스버셜 필터(402)의 다양한 탭들에 할당된 가중들을 포함한다. 입력 x(k)는 또한 알고리즘에 따라 가중 벡터의 가중들을 적응시키기 위해 가중 제어 유닛(404)으로 제공된다. 그리고 나서 트랜스버셜 필터(402)의 출력은 입력 x(k)에 가중들을 적용하며, 여기서 트랜스버셜 필터(402)의 출력은 합산 노드(406)로 제공된다. 합산 노드는 요구되는 신호를 수신하고 트랜스버셜 필터(402)의 출력을 감산하여 가중 제어 유닛(404)에 에러 신호를 제공한다. 가중 제어 유닛(404)은 RLS 알고리즘에 적용되는 이러한 정보를 사용하고 트랜스버셜 필터(402)의 탭들에 대한 가중들을 갱신한다. 일 실시예에 따라, 가중 제어 유닛(404)은 타임-게이팅된 파일럿 신호를 사용하여 트레이닝하고, 여기서 탭 가중들에 대한 갱신은 파일럿 간격 동안 이뤄짐을 주의하라.

도15B는 도15A의 시스템(400)에 대한 신호-흐름 그래프(500)를 보여주는 도면이다. 요구되는 응답(

)이 합산 노드(502)로 제공된다. 합산 노드(502)는 트 랜스버셜 필터(402)와 요구되는 응답(

)의 출력사이의 차이를 결정한다. 흐름-그래프는 단위 역 피드백 구성을 고려하고, 여기서 트랜스버셜 필터(402) 출력, x^H(k)·W(k-1) 형태의 필터링된 입력은 합산 노드(502)에서 감산되며 요구되는 신호(

)가 입력의 부분으로서 제공된다. 노드(504)에서, 이득 K(k)는 합산 노드(402)의 출력, 즉 X^H(k)·W(k-1) 및

에 적용되고, 노드(504)의 결과는 합산 노드(506)로 제공된다. 노드(506)는 또한 가중 벡터의 이전 반복 버젼(W(k-1))을 수신하고, 가중 벡터의 다음 반복 버젼(W(k))을 발생시킨다. 노드(506)의 출력은 W(k-1)의 생성을 위해 지연 엘리먼트(508)로 제공된다. 이는 반복 과정이기 때문에, 지연 엘리먼트(508)의 출력은 입력 데이터, 특히 X^H(k)·W(k-1)에 적용하기 위해 노드(510)로 제공되는 가중 벡터이다. 노드(510)는 트랜스버셜 필터(402)의 동작을 나타내고, 여기서 흐름 그래프에서 수행되는 다른 동작들은 가중 제어 유닛(404)에 의해 수행된다. 도15A 및 15B에서 적용되는 RLS 알고리즘은 이득을 통해 에러 항을 사용을 통해 이전 값을 증분시킴으로써 트랜스버셜 필터(402)의 가중을 적응적으로 갱신한다.

RLS 방법은 도15C에서 추가적으로 설명되며, 여기서 과정(550)은 단계(552)에서 파일럿 및 트래픽 정보를 포함하는 프레임 n을 수신함으로써 개시된다. 필터는 단계(554)에서 파일럿 심벌들을 사용하여 필터에 적용할 가중들을 결정하기 위해 트레이닝된다. 그리고 나서 필터는 데이터 정보를 포함하여 트래픽을 복조하기 위해 이러한 가중들을 사용한다. 트레이닝을 알고리즘의 각 반복에서 새로운 가중 벡터를 결정하기 위해 상술한 RLS 등식의 적용을 포함한다. 대안적인 실시예들은 대안적인 적응성 알고리즘을 사용할 수 있고, 여기서 필터의 가중들은 복소 매트릭스 인버젼 없이 반복적으로 조정된다.

확산 스펙트럼 시스템에서 RLS 알고리즘을 구현하는 시스템이 도16에 제시되어 있고, 상기 시스템은 2개의 안테나(602,604)를 가지며, 각 안테나는 레이크 타입 수신기(606,608)에 각각 연결된다. 각각의 레이크 수신기(606,608)가 수신된 신호들을 처리하기 위해 3개의 핑거들을 갖는 것으로 제시된다. 레이크 수신기(606,608)들의 출력은 추정 유닛(610)으로 제공된다. 추정 유닛(610)은 또한 파일럿 레퍼런스(y(k))를 수신한다. 추정 유닛(610)은 각 경로에서 수신된 신호들을 결합함으로써 레이크 수신기들로부터 수신된 신호들을 처리한다. 각 경로는 다른 경로들로부터의 가중된 신호와의 결합에 앞서 가중된다. 이러한 결합기 가중들의 조정은 RLS 알고리즘을 사용하여 수행된다. 추정 유닛(610)은 결합기 가중들을 트레이닝하기 위해 이전에 알려진(a priori) 신호를 사용한다. 추정 유닛(610)의 출력은 추정치(

) 및 수신된 신호의 SNR 추정치이다. 대안적인 실시예들은 결합기 가중치들을 결정하기 위한 대안적인 적응성 알고리즘을 사용할 수 있고, 여기서 이러한 알고리즘은 추정된 신호 및 전송된 신호 사이의 평균 자승 에러를 최소화하려고 한다.

다양한 방법들이 결합기 가중치들을 결정하기 위해서 상술되었다. 각 방법은 주어진 시스템의 자원 요구조건들 및 디자인에 따라 애플리케이션을 발견한다. 정확성과 계산적 복잡성, 즉 비용간에는 상충관계가 존재한다. 상술한 다양한 방법 및 무선 시스템들은 계산적 복잡성을 감소시키면서 개선된 정확성을 제공한다. 다양한 실시예들이 CDMA 확산 스펙트럼 통신 시스템에 관련하여 기술되었지만, 다른 타임의 통신 시스템도 가능하다. 제시된 방법 및 알고리즘은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 조합에 의해 구현될 수 있다. 예를 들어, 비-시간 게이팅 파일럿에 MMSE 방법을 사용하는 경우, 결합기 가중들을 푸는 상기 등식들은 소프트웨어, 또는 계산을 수행하기 위한 디지털 신호 처리기(DSP)를 사용하여 수행될 수 있다. 유사하게, 적응성 알고리즘들은 컴퓨터 판독 매체상에 저장된 컴퓨터 판독 지령들의 형태로 소프트웨어에서 실행될 수 있다. DSP 코어와 같은 중앙 처리 유닛은 지령을 수행하고 이러한 지령에 따라 신호 추정을 제공하도록 동작한다. 대안적인 실시예들은 주문형 집적회로(ASIC)와 같은 하드웨어를 실행할 수도 있다.

당업자는 정보 및 신호들이 다양한 타입의 상이한 기술들을 사용하여 표현될 수 있음을 잘 이해할 것이다. 예를 들어, 본 명세서상에 제시된 데이터, 지령, 명령, 정보, 신호, 비트, 심벌, 및 칩은 전압, 전류, 전자기파, 자기장 또는 입자, 광 필드 또는 입자, 또는 이들의 임의의 조합으로 표현될 수 있다.

당업자는 추가적으로 상술한 다양한 예시적인 논리블록, 모듈, 회로, 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로서 구현될 수 있음을 잘 이해할 것이다. 하드웨어 및 소프트웨어의 상호 호환성을 명확히 하기 위해, 다양한 예시적인 소자들, 블록, 모둘, 회로, 및 단계들이 그들의 기능적 관점에서 기술되었다. 이러한 기능이 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현되는지 는 특정 애플리케이션 및 전체 시스템에 대해 부가된 설계 제한들에 의존한다. 당업자는 이러한 기능들을 각각의 특정 애플리케이션에 대해 다양한 방식으로 구현할 수 있지만, 이러할 구현 결정이 본발명의 영역을 벗어나는 것은 아니다.

다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들, 및 회로들인 일반적인 목적의 프로세서; 디지털 신호 처리기, DSP; 주문형 집적회로, ASIC; 필드 프로그램가능한 게이트 어레이, FPGA; 또는 다른 프로그램가능한 논리 장치; 이산 게이트 또는 트랜지스터 논리; 이산 하드웨어 컴포넌트들; 또는 이러한 기능들을 구현하도록 설계된 것들의 조합을 통해 구현 또는 수행될 수 있다. 일반적 목적의 프로세서는 마이크로 프로세서 일 수 있지만; 대안적 실시예에서, 이러한 프로세서는 기존 프로세서, 제어기, 마이크로 제어기, 또는 상태 머신일 수 있다. 프로세서는 예를 들어, DSP 및 마이크로프로세서, 복수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 결합된 하나 이상의 마이크로 프로세서, 또는 이러한 구성들의 조합과 같이 계산 장치들의 조합으로서 구현될 수 있다.

상술한 방법의 단계들 및 알고리즘은 하드웨어에서, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈에서, 또는 이들의 조합에 의해 직접 구현될 수 있다. 소프트웨어 모듈들은 랜덤 액세스 메모리(RAM); 플래쉬 메모리; 판독 전용 메모리(ROM); 전기적 프로그램가능한 ROM(EPROM); 전기적 삭제가능한 프로그램가능한 ROM(EEPROM); 레지스터; 하드디스크; 제거가능한 디스크; 컴팩트 디스크 ROM(CD-ROM); 또는 공지된 저장 매체의 임의의 형태로서 존재한다. 예시적인 저장매체는 프로세서와 결합되어, 프로세서는 저장매체로부터 정보를 판독하여 저장매체에 정 보를 기록한다. 대안적으로, 저장 매체는 프로세서에 대한 적분일 수 있다. 이러한 프로세서 및 저장매체는 ASIC 에 위치한다. ASIC 는 사용자 단말에 위치할 수 있다. 대안적으로, 프로세서 및 저장 매체는 사용자 단말에서 이산 컴포넌트로서 존재할 수 있다.

상술한 실시예들은 당업자가 본원발명을 보다 용이하게 실시할 수 있도록 하기 위해 기술되었다. 따라서 당업자는 본원발명이 상술한 실시예들로 제한되지 않으며 본발명의 기술적 사상에 근거하여 다양한 변형이 가능함을 잘 이해할 것이다.

이상에서 설명한 바와 같이 본 발명은, 무선 통신 시스템에서 레이크 수신기의 레이크 핑커들로부터의 신호들을 결합시키는 결합기에 적용되는 결합기 가중치들을 결정하는 방법 및 장치를 제공하여 수신 신호를 정확하고 효율적으로 결정할 수 있는 효과가 있다.

Claims (11)

1. 복수의 수신기 안테나들 및 각각의 레이크(rake) 수신기의 레이크 핑거들로부터의 신호들을 결합시키는 결합기를 가지며, 각 안테나는 레이크 수신기와 커플링되는 무선 통신 시스템에서, 결합기에 적용되는 결합기 가중치들을 결정하는 방법으로서,

   복수의 레이크 수신기 출력들로부터의 제 1 타입 심벌들의 샘플들 및 상기 복수의 레이크 수신기 출력들로부터의 제 2 타입 심벌들의 샘플들을 포함하는 프레임을 수신하는 단계;

   적응성 알고리즘을 통해 상기 제 1 타입 심벌들의 샘플들을 사용하여 상기 복수의 레이크 수신기 출력들을 결합하기 위해 결합기 가중치들을 결정하는 단계; 및

   상기 결합기 가중치들을 사용하여 상기 제 2 타입 심벌들의 샘플들을 처리하는 단계를 포함하며,

   상기 적응성 알고리즘은 순환 최소 자승(recursive least squares) 알고리즘이며, 상기 결정하는 단계는 적어도 하나의 이전 결합기 가중치의 함수로서 결합기 가중치를 반복적으로 계산하는 단계를 포함하며, 수신된 신호는 상기 제 1 타입 심벌들을 포함하며, 상기 결합기 가중치는 상기 알고리즘에 의해 유지되는 과거 반복적 정보의 양을 결정하는 이득 인자의 함수인 것을 특징으로 하는 방법.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 결정하는 단계는,

   복수의 탭들을 갖는 트랜스버셜(transversal) 필터를 사용하여 상기 제 1 타입 심벌들의 샘플들을 필터링하는 단계를 포함하며, 상기 결합기 가중치들은 상기 복수의 탭들에 적용되는 것을 특징으로 하는 방법.
3. 제 2 항에 있어서, 상기 결정하는 단계는,

   요구되는 심벌들 및 상기 제 1 타입 심벌들의 필터링된 샘플들 사이의 에러를 결정하는 단계를 더 포함하며, 상기 에러는 결합기 가중치들을 결정하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
4. 복수의 수신기 안테나들 및 각각의 레이크 수신기의 레이크 핑거들로부터의 신호들을 결합시키는 결합기를 가지며, 각 안테나는 레이크 수신기와 커플링되는 무선 통신 시스템에서, 결합기에 적용되는 결합기 가중치들을 결정하는 방법으로서,

   제 1 타입 심벌들의 샘플들 및 제 2 타입 심벌들의 샘플들을 포함하는 프레임을 수신하는 단계;

   순환 최소 자승 알고리즘을 통해 상기 제 1 타입 심벌들의 샘플들을 사용하여 결합기 가중치들을 결정하는 단계; 및

   상기 결합기 가중치들을 사용하여 상기 제 2 타입 심벌들의 샘플들을 처리하는 단계를 포함하며,

   상기 결정하는 단계는 적어도 하나의 이전 결합기 가중치의 함수로서 결합기 가중치를 반복적으로 계산하는 단계를 포함하며, 수신된 신호는 상기 제 1 타입 심벌들을 포함하며, 반복 k에 대한 결합기 가중치 W()의 계산은

   

   로서 주어지며,

   여기서, K()는 가중 반복들에 적용되는 이득이며, X()는 수신된 데이터이며, y()는 요구되는 데이터인 것을 특징으로 하는 방법.
5. 제 4 항에 있어서,

   상기 이득 K()는

   

   로서 계산되며,

   여기서, λ는 1 보다 작거나 같은 상기 알고리즘에 대한 히스토리 이득 인자이며, 상기 히스토리 이득 인자는 상기 알고리즘에 의해 유지되는 과거 반복적 정보의 양을 결정하는 것을 특징으로 하는 방법.
6. 복수의 수신기 안테나들 및 각각의 레이크 수신기의 레이크 핑거들로부터의 신호들을 결합시키는 결합기를 가지며, 각 안테나는 레이크 수신기와 커플링되는 무선 통신 시스템에 있는 장치로서,

   복수의 레이크 수신기 출력들로부터의 제 1 타입 심벌들의 샘플들 및 상기 복수의 레이크 수신기 출력들로부터의 제 2 타입 심벌들의 샘플들을 포함하는 프레 임을 수신하기 위한 수단;

   적응성 알고리즘을 통해 상기 제 1 타입 심벌들의 샘플들을 사용하여 상기 복수의 레이크 수신기 출력들을 결합하기 위해 결합기 가중치들을 결정하기 위한 수단; 및

   상기 결합기 가중치들을 사용하여 상기 제 2 타입 심벌들의 샘플들을 처리하기 위한 수단을 포함하며,

   상기 적응성 알고리즘은 순환 최소 자승 알고리즘이며, 상기 결정하기 위한 수단은 적어도 하나의 이전 결합기 가중치의 함수로서 결합기 가중치를 반복적으로 계산하기 위한 수단을 포함하며, 수신된 신호는 상기 제 1 타입 심벌들을 포함하며, 상기 결합기 가중치는 상기 알고리즘에 의해 유지되는 과거 반복적 정보의 양을 결정하는 이득 인자의 함수인 것을 특징으로 하는 장치.
7. 제 6 항에 있어서, 상기 결정하기 위한 수단은,

   복수의 탭들을 갖는 트랜스버셜 필터를 사용하여 상기 제 1 타입 심벌들의 샘플들을 필터링하기 위한 수단을 포함하며, 상기 결합기 가중치들은 상기 복수의 탭들에 적용되는 것을 특징으로 하는 장치.
8. 제 7 항에 있어서, 상기 결정하기 위한 수단은,

   요구되는 심벌들 및 상기 제 1 타입 심벌들의 필터링된 샘플들 사이의 에러를 결정하기 위한 수단을 더 포함하며, 상기 에러는 결합기 가중치들을 결정하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 장치.
9. 복수의 수신기 안테나들 및 각각의 레이크 수신기의 레이크 핑거들로부터의 신호들을 결합시키는 결합기를 가지며, 각 안테나는 레이크 수신기와 커플링되는 무선 통신 시스템에 있는 장치로서,

   제 1 타입 심벌들의 샘플들 및 제 2 타입 심벌들의 샘플들을 포함하는 프레임을 수신하기 위한 수단;

   순환 최소 자승 알고리즘을 통해 상기 제 1 타입 심벌들의 샘플들을 사용하여 결합기 가중치들을 결정하기 위한 수단; 및

   상기 결합기 가중치들을 사용하여 상기 제 2 타입 심벌들의 샘플들을 처리하기 위한 수단을 포함하며,

   상기 결정하기 위한 수단은 적어도 하나의 이전 결합기 가중치의 함수로서 결합기 가중치를 반복적으로 계산하기 위한 수단을 포함하며, 수신된 신호는 상기 제 1 타입 심벌들을 포함하며, 반복 k에 대한 결합기 가중치 W()의 계산은

   

   로서 주어지며,

   여기서, K()는 가중 반복들에 적용되는 이득이며, X()는 수신된 데이터이며, y()는 요구되는 데이터인 것을 특징으로 하는 장치.
10. 제 9 항에 있어서,

    상기 이득 K()는

    

    로서 계산되며,

    여기서, λ는 1 보다 작거나 같은 상기 알고리즘에 대한 히스토리 이득 인자이며, 상기 히스토리 이득 인자는 상기 알고리즘에 의해 유지되는 과거 반복적 정보의 양을 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
11. 제 1 항에 있어서,

    상기 제 1 타입 심벌들은 파일롯 신호에 대응하고 상기 제 2 타입 심벌들은 상기 파일롯 신호와 시간 멀티플렉싱된 데이터 신호에 대응하는 것을 특징으로 하는 방법.

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