TWI229514B

TWI229514B - System and method for adjusting combiner weights using an adaptive algorithm in wireless communications system

Info

Publication number: TWI229514B
Application number: TW091110385A
Authority: TW
Inventors: Ivan Jesus Corbaton; John Edward Smee; Srikant Jayaraman
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2001-05-17
Filing date: 2002-05-17
Publication date: 2005-03-11
Also published as: US7545852B2; EP2244388A3; EP2244388A2; EP1389364A1; KR20030096404A; KR100913450B1; CN100474786C; US20070086513A1; CN1524351A; US7170924B2; US20030035468A1; KR100822940B1; JP2004538682A; WO2002093770A1; BR0209633A; KR20070067249A

Description

1229514 A7 B7 五、發明説明（1 ) 發明背景發明範疇本發明係有關於通訊系統。明確而言，本發明係有關在無線通訊系統中解碼一接收信號之方法。發明背景在一無線通訊系統中，傳輸信號是透過傳輸頻道、與例如濾波、解調變等的接收器處理操作而改變。對於正確通訊而言，接收器必須考慮解碼接收資料方面的這些影響。接收器可決定在一傳輸信號與一接收信號之間的關係。然後，關係可運用在隨後的接收信號。關係是稱為，，簽入"，其中改變一傳輸信號的各種不同影響是包括在簽入。接收信號的簽入應用典型係包括複雜的矩陣運算。各種不同技術的發展是透過適應性各種不同假設而將問題簡化。時常這些假設是視為雜訊能量。雖然一些假設對於一類型的無線系統傳輸是同樣的，但是其他是不一樣的。因此，可正確及有效率決定接收信號是需要的。發明概述根據一觀點，一無線通訊系統係具有：複數個接收天線；一組合器，用以組合在複數個接收天線上接收的信號；一方法，用以決定在組合器中所應用的組合器權重，該無線通訊系統包括：在複數個接收天線的一第一天線上接收一第一信號、在複數個接收天線的一第二天線上接收一第二信號，其中該第二信號是該第一信號的函數，且根據該等第一及第二信號而決定該組合器的一第一權重，該第一權 -4 · 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 裝訂

線 1229514 A7 _ B7 五、發明説明（2 ) 重是與該等第一及第二信號有關。在另一觀點中，一遠端台裝置係包括：一第一耗式接收器，其具有複數個指狀物；一第二耗式接收器，其具有複數個指狀物；及用以處理單元的一第一路徑，其中該單元係耦合到該第一耙式接收器的複數個指狀物之中一者、及該第二耗式接收器的複數個指狀物之中一者。圖式之簡單說明圖1是具有正確干擾能量計算電路的一電信系統。圖2是適於使用在前向鏈路傳輸圖1的正確干擾能量計算電路、記錄可能比（LLR)電路、與路徑組合電路的詳細圖式。圖3是反向鏈路傳輸最佳化的一正確干擾能量計算電路’而且包括圖2的路徑權重與組合電路及LLR電路。圖4係描述圖2的正確干擾能量評估電路與最大比路徑組合電路的另一具體實施例。圖5是用以改善干擾能量評估及適於與圖2的正確干擾说量計算電路使用的一訊框活動控制電路方塊圖。圖6是顯示一主動時隙與閒置時隙的時序圖。圖7係顯示一路由通道信號、一導頻通道信號、一訊框活動控制、FAC信號（亦已知為一反向功率控制通道）、與圖 ό時隙的間置通道邊緣的時序圖。圖8是一無線通訊系統。圖9是一無線通訊系統的接收器。圖10是無線通訊系統的一路徑的處理單元。

-5 -

1229514 A7

五、發明説明（3 ) 圖11是無線通訊系統的一路徑的處理單元詳細圖。圖12A與12B說明自關聯器度量。圖13是決定一耙式接收器所使用組合器權重一方法流程圖。圖14是一高資料率系統的通道配置時序圖。圖15A、15B、和15C是用以決定組合器權重一適應性滤波器與方法。圖16是無線通訊系統的一接收器。圖式之詳細說明無線通訊系統的特徵為複數個行動台能與一或多個基地台通訊。信號是在一通道上於一基地台與一或多個行動台之間傳輸。行動台與基地台的接收器必須透過通道而評估傳輸信號的雜訊，以效將該傳輸信號解碼。在例如一劃碼多工存取、CDMA、通訊系統的一擴展頻譜系統中，信號是經由例如一假隨機雜訊、PN、傳佈序列的碼使用而在一較寬的頻寬上傳佈。當傳佈信號在一通道上傳輸時，信號會採用從基地台到行動台的多重路徑。信號是在行動台上從各種不同路徑接收、解碼、及經由例如一耗式接收器的路徑組合電路而建設性重新結合。路徑組合電路是將增益因素呼叫權重應用到每個解碼路徑，以使輸貫量最大化及補償路徑延遲與衰減。耙式結構是廣泛使用在數位通訊接收器，由於簡化與健全而特別使用在行動通訊。耙式的背後觀念是非常簡單且可宽廣說明··（1)尋找不同路徑到達時間；（2)將個別的關聯 -6 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 1229514 A7 B7 五、發明説明（4 ) 器（普遍稱為"指狀物"）指定給這些到達時間；及（3)組合該等個別關聯器的輸出，以形成最後符號評估，其典型在每個指狀物符號評估的所有主動指狀物上造成一權重總和。透過提供一組時間補償，存在一最佳組權章，以使最後符號評估的信號-干擾與雜訊比、SINR最大化。在一非固定無線電通道中，最佳時間補償與權重將隨時間改變；因此兩組參數在接收器是動態計算。獲得特定時間補償權重向量的傳統方法是稱為最大比組合MRC，而且它固有假設是不同指狀物干擾（每個指狀物輸出是由想要的信號+干擾所組成）是指狀物彼此間無關聯性。時常地，一通訊系統傳輸係包括導頻間隔、一功率控制間隔、及一資料間隔。在導頻間隔期間，基地台是將預先建立的參考信號傳輸給行動台。行動台是組合來自接收參考信號的資訊，即是導頻信號；及傳輪導頻信號，以擴取有關通道的資訊，例如通道干擾與信號·雜訊比、SNR信號。行動台是在隨後功率控制間隔期間響應功率控制信號而分析通道特性及隨後將一功率控制信號傳輸給基地台。例如，如果基地台目前傳輸具目前通道特性的過度功率，行動台便可將一控制信號傳送給基地台，以請求減少傳輸功率位準。注意，在一封包資料傳輸系統的具體實施例中，通常視為高資料率、HDR、系統具有一時間閘導頻，其中導頻資訊是從路由信號分開。數位通訊系統時常使用記錄可能比、LLRs，以正確解瑪一接收信號。一 SNR測量或評估典型是用來正確計算一接 1229514 A7 B7 五、發明説明（5 ) 收信號的LLR。正確SNR評估需要通道雜訊特性的正確知識，其可以是經由使用一導頻信號而評估。一基地台或行動台廣播信號的比率或功率是因通道的雜訊特性而定。為了最大能力，基地台與行動台的收發器可根據通道造成的雜訊評估而控制傳輸信號的功率。如果雜訊評估，即是傳輸信號的不同多路徑元件干擾頻譜密度是錯誤，收發器便會以太多或太低功率廣播。太多功率的廣播會造成網路資源的非有效率的使用，造成降低網路能力及減少行動台電池壽命的機率。太低功率的廣播會造成輸貫量降低、丟棄呼叫、降低服務品質、及使客戶不滿。在此使用的"模範"字是表示”當作範例、例證、或說明使用π。在此描述任何具體實施例的"範例”描述不必然解釋成在其他具體實施例上的較佳或有利的。 f,TIA/EIA/IS-95 Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System"，以下簡稱"IS-95標準"，而且，，TIA/EIA/IS-2000 Standards for cdma2000 Spread Spectrum Systems"，以下簡稱 "cdma2000標準"，詳細的傳佈頻譜CDMA系統。此外，一 CDMA系統操作是在美國專利案號4,901，307名稱”SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS，·中描述，其已轉讓為本發明，且在此僅列出供參考。稱為一 HDR用戶系統而適於資料傳輸的一類型通訊系統是在 “TIA/EIA/IS-856 cdma2000 High Rate Packet Data Air -8 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐) 1229514 A7 B7 五、發明説明（6 )

Interface Specification”中詳細描述，且以下簡稱n HDR標準’’ 是詳細描述一 HDR系統。在一 HDR系統的本文中，一存取終端機、AT可以是行動或固定，而且能與一或多個HDR基地台通訊，在此稱為數據機收發器MPTs。一存取終端機可經由一或多個數據機收發器而傳輸及接收來自一 HDR基地台控制器的資料封包，其中該數據機收發器在此稱為一數據機控制器MPC。數據機收發器與數據機控制器是稱為一存取網路AN的一部分網路。一存取網路是在多重存取終端機之間傳送資料封包。存取網路是進一步連接到存取網路外部的額外網路，例如一企業網路或網際網路，及在每個存取終端機與此外部網路之間傳送資料封包。建立一主動路由通道與一或多個數據機收發器連接的存取終端機是稱為一主動存取終端機，而且是在路由狀態。建立一主動路由通道與一或多個數據機收發器連接處理的一存取終端機可是在一連接設定狀態。一存取終端機是經由一無線通道或經由一有線通道通訊的任何資料通訊，例如使用光纖或同軸電纜。一存取終端機是進一步許多類型裝置之中任一者，包括（但是未局制於）PC卡、小型快閃、外部或内部數據機、或無線或有線電話。經由存取終端機將信號傳送給數據機收發器的通訊鏈路稱為一反向鏈路。經由一數據機收發器將信號傳送給一存取終端機的通訊鏈路稱為一^前向鍵路。在一擴展頻譜系統中，例如CDMA無線通訊系統，明確 -9 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐） 1229514 A7 B7 五、發明説明（7 而言是例如HDR系統，實施一耙式接收器以達成用以處理信號傳輸所產生接收信號與回聲或多路徑的時間多樣性是想要的。一 CDMA無線系統的傳播介面通遒會造成散佈，結果透過超過一散佈區段持續時間的彼此不同的多路徑信號傳遞允許使用一耙式接收器獨立解調變。此外，通常，在建築區域的建築物及其他障礙物會散佈信號。此外，因為在數個來話電波之的交談，所以在天線的k號會很快與南度哀減。平均信號強度可以是低於自由空間路徑損失的40到50分貝。衰減在都市環境的建築區域是最嚴重。在這些區域，信號封是遵循短距離的一 Rayleigh 分配及長距離的一記錄正常分配。一耙式接收器的使用是在美國專利案號5，109,390名稱 ’’Diversity Receiver in a CDMA Cellular Telephone System"中詳細描述，其已轉讓為本發明，且在此僅列出供參考。耙式接收器能處理個別的多路徑信號，及將他們組合，以形成一組合信號。耙式接收器是利用一無線系統的空間與暫時多樣性。當信號透過傳播介面隨時間改變時，暫時多樣性便會發生，如此便可建立多路徑。根據到達時間及有效重新組合來自每個時間變化多路徑傳遞的能量，耙式接收器可透過處理信號而利用此暫時多樣性。除了一耙式接收器的實施之外，無線系統時常採用改善一接收信號SNR的多樣性技術。多樣性接收可視為多重信號組合，為了要改善一通訊的SNR。時間多樣性可用來改善IS-95 CDMA系統的系統效率。多樣性接收技術是用來減 -10 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐) 裝訂

線 1229514

少衰減的影響，及改善功率或通道頻寬。通訊的可信度，而不會增加發射器多樣f接收的基本觀念是如果採用一信號的兩或多個蜀取樣it些取樣會以無關聯性方式衰減。&表示同時低於-特定位準的所有取樣機率是遠低於低於該位準的任何個^取樣機率。同時低於該位準的Μ個取樣機率是pM，其中p是單一取樣低於該位準的機率。因此，由各種不同取樣的-適應性組合所組成的信號將具有比任何個別取樣較少的嚴重衰減性質。原則上，雖然每個類型的應用具有必須定址的不同問題，但是多樣性接收技術可應用在基地台或行動台。多樣性組合器的成本能是較高，尤其是如果需要多重接收器。而且，行動台的功率輸出是受到它的電池壽命限制。然而，基地台會增加它的功率輸出或天線高度，以改善一行動台的涵蓋。既然在行動台與基地台之間的路徑是假設彼此相反’所以在一行動台實施的多樣性系統的工作是類似一基地台。在一接收器上使用多重接收天線以獲得空間多樣性及解決每個天線接收信號能量多路徑衰減是想要的^隨著組合器權重的一適應性選擇，多重接收天線允許空間領域的干擾抑制。特別是，需要計算無線通訊系統的空間時間組合器係數（即是，由關每個接收器天線的每個耙式指狀物），其中該等無線通訊系統是使用具全功率傳輸一閘控導頻信號的一 CDMA波形。使用在一 HDR系統的閘控導頻信 -11- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4规格(210X297公爱)

裝訂

線 1229514 A7 B7 五、發明説明（9 ) 號是在圖14描述，其中該導頻是週期性傳輸。如圖所述，導頻是在1到k及t3到t4的間隔期間傳輸《在描述的具體實施例中，導頻是透過一 PN序列的一連串邏輯散佈。另一具體實施例可採用各種不同導頻信號，其中導頻方法在發射器與接收器是已知。當導頻是不動作時，資料或路由便會傳輸。資料信號係包括一特定系統實施的特殊各種其他信號。整個傳輸功率信號可用於圖14所述的資料與導頻。在一具體實施例中，一系統是使用指定最小均方根誤差、MMSE、組合器權重的非循環方法。組合器權重的非循環計算是根據在訊框導頻部分期間計算關聯性統計，以形成雜訊關聯性矩陣的一評估。關聯性然後在多重導頻猝發上平均或濾波，以便經由平均而取捨雜訊抑制及追蹤通道變化。在一具體實施例中，該等組合器權重是透過將雜訊關聯性矩陣反轉及將結果乘以想要信號向量評估而於每個導頻猝發計算一次。、在-具體實施例中，資料資訊是透過滤波及平坦化而拍接收的信號擴取。-;慮波器是可運用在—組雜訊資料的戈際硬體或軟體形式，為了要擷取有關想要規定量資訊的一裝置。雜訊是從各種來源發生。例如，資料是經由雜制測器取得，或表示經由一通訊通道傳輸而破壞的一有用^ 號元件。，-滤波器的設計是執行三個基本資訊處理工作：濾波、 ^坦化、及預測。滤波是表示透過使用時w測量到及包相的有關在時間1量的資料擷取。平坦化是不同於渴

裝訂

.，w>· y 4 12 - 1229514 A7 B7 五、發明説明（1〇 ) 波，在於有關想要量的資訊不需要在時間t使用，而且在稍後時間t的測量資料能使用在獲得此資訊。此表示平坦化情況在產生想要結果方面會造成延遲β在平坦化方面，處理資料可從時間t後的時間獲得。換句話說，不僅資料可獲得到時間t，而且資料可在時間t後獲得。平坦化在某些方面比濾波更正確。最後，預測是資訊處理的預測。在此的目標是要取得有關想要量在將來可能是（t + τ)的資訊，對於一些τ> 0而言，是透過使用資料測量到及包括時間t。濾波器通常是歸類為線性與非線性。如果裝置輸出的遽波、平坦化、或預測量是運用在濾波器輸入觀察的線性函數’一濾波器便可說是線性。否則，濾波器是一非線性。在線性滤波問題解決的一統計方式中，假課有用信號與不想要雜訊的某些統計參數（即是，平均與關聯性函數）有效。一線性濾波器設計是接受當作輸入的雜訊資料及根據二統”十標準而將滤波器輸出的雜訊影響減少。此濾波器最佳化問題的一有用方法方式是減少錯誤信號的均方根值，且該錯誤信號是定義成在想要反應與實際濾波器輸出之間的差，即是MMSE。對於固定輸入而言，結果的解決可考慮是最佳均方根。錯誤信號的均方根值與一線性濾波器的可調整參數比較圖是稱為錯誤效率表面。此表面的最小點是表示解決。一對於信號及/或雜訊的非固定是問題本質的這些情況而言，最佳濾波器必須假設一時間變化形狀。線性濾波器理論是以連續時間討^’ ·然而，實際上非連續時間表示時常

裝訂

線

-13 -

1229514 A7 ____ B7 五、發明説明（11 ) 是較佳。在此表示的方法中，輸入與輸出信號、與濾波器本身的特性是皆在非連續的瞬間時間上定義。一連續時間信號是透過一連串取樣表示，而且該等取樣是透過在一樣的空間瞬間時間上觀察信號而取得。沒有資訊損失是在滿足取樣所提供轉換處理期間發生，其中複數個取樣的定理’取樣率必須大於連續時間信號最高頻率元件的兩倍。因此，連續時間信號11⑴能以序列u(n)，n=2，……表示，其中為了方便，取樣週期是被正態化成i。一濾波器的設計通常是使用有關處理資料統計的一優先順序資訊。只有當輸入資料的統計特性符合濾波器設計根據的一優先順序資訊時，濾波器是最適應性。當此資訊未完全知道時，它是不容易設計濾波器，或設計可能無再是最佳。使用在此情況的一直接方法是"評估與插入，，程序。這是二階段處’藉使濾波器先”評估"相關信號的統計參數，然後將如此獲得的結果"插入"一非循環公式，以計异滤波器參數。對於即時操作而言，此程序需要矩陣反轉。一有效率方法是使用一適應性濾波器。透過此一裝置，它意謂適應性濾波器是信賴一循環演算法的操作，使滅波器可在相關仏號特性的整個知識不可用的環境中能滿意執行0 適應性以算法是從有關環境的一些預定組初始條件開始。然而，在一固定環境中，發現到在演算法連續重複之後，它能以一些統計方式收歛成最佳解決。在一非固定環境中，演算法可提供一追蹤能力，而可追蹤輸入資料統計 -14 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) --- 1229514

AT ________B7 五、發明説明（12 ) 的時間變化，假設變化是相當慢。如同一循環演算法應用的一直接結果，藉使一適應性濾波器的參數從一重複更新到下一重複，參數會變成依賴性資料。因此，此表示一適應性濾波器是實質一非線性裝置，就某種意義來說，它並未服從重疊原理。縱使此性值，適應性濾波器普遍是歸類為線性或非線性。如果想要量評估是適應性計算（例如在濾波器的輸出）如同運用在濾波器輸入可用組觀察的一線性組合，一適應性濾波器可說是線性；否則，適應性濾波器可說是非線性。各種循環演算法已用於線性適應性濾波器的操作。一特別應用的演算法選擇是根據數個系統參數之中任一者。一第一參數是收歛率，其是定義成反應固定輸入的演算法所需重複次數，以便使用均方根"充份接近"最佳解決。一收歛快速率允許演算法快速適應於未知統計的一固定環境。一第二參數是稱為錯誤調整。對於想要的一演算法而言，此參數可提供有關量的測量，其中在適應性濾波器整體上所平均的均方根誤差的最後值是從濾波器所產生的最小均方根誤差偏離。一第二參數是追縱。當一適應性滤波演算法是在非固定環境操作時，演算法需要追蹤環境中的統計變化。然而，演算法的追蹤效率是受到兩對立特徵的影響：收歛率與由於演算法雜訊的穩定狀態變動。一額外參數是健全而使適應性濾波器受小擾亂。對於健全的一適應性濾波器而言，小擾亂（即是，具小能量擾亂）只會造成想評估錯誤。擾亂會從濾波器内部或外部的各種 -15 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐） 1229514

因素發生。此外，計算的需求提出數個問題，包括：進行一完全演算法重複所需的操作次數（即是，乘算、除算、與加算/減算）、儲存資料與程式所需的記憶體位置大小、與一電腦程式演算法所需的投資。仍然是另一參數是演算法的資訊流程結構。結構可決定演算法以硬體實施的方式。例如，具有呈現高模組化、平行、或同時發生結構的一演算法是非常適於使用超大型積體電路VLSI實施。然而另一參數是考慮演算法的數字屬性。當一演算法是以數字實施時，錯誤便會由於量化錯誤而產生。這些錯誤疋由於輸入資料的類比-數位轉換與内部計算的數位表示而產生。數位表示會造成嚴肅的設計問題。有兩個基本關心問題：數字穩定性、與數字精確度。數字穩定是一適應性遽波演算法的一固有特性。數字精確度是由數字取樣與濾波器係數的資料表示中所使用的位元數量決定。當適應性濾波演算法對於在數位實施中所使用的字長度變化不敏感時，一適應性濾波演算法可說是數字健全的。適應性滤波係包括兩個基本處理：遽波一連串的輸入資料取樣，以產生一輸出反應；及適應性控制在濾波處理中所使用的一可調整組參數。如上面提供所討論的描述，各種方法可用來增加一接收信號的SNR，包括多樣性技術及耙式接收器的使用。在設計一特殊系統方面，時常一取捨是在成本精確度及/或複雜 -16 - 本紙張尺度適用中國國家橾準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)

裝訂

線 1229514 A7 B7 五、發明説明（14 ) 度之間達成。下面是描述用以決定一乾式接收器應用的組合器權重之各種方法。每個方法可提供成本精確度及/或各種情況複雜度的平衡。首先，描述MRC方法，其中有關接收信號雜訊能量的假設的達成是簡化組合器權重決定的計算複雜度。其次，描述MMSE方法，其中另一假設的達成是進一步簡化組合器權重決定的計算複雜度。第三，描述一適應性演算法，以有效避免不使用另一方法假設的矩陣反轉計算。 I·最大比組合在一具體實施例中，於一接收器採用一耙式接收器的無線通訊其中，適應性濾波是運用來計算耙式接收器的組合器權重。理想上，組合器權重的計算是考慮系統提供的所有能量，包括多路徑、來自其他使用者的干擾、與雜訊能量。此計算的複雜度是鼓勵使用簡化假設。例如，計算組合器權重一方法是應用一最大比組合、MRC方法，其中權重是一路徑與天線組合的特殊計算。如此，對於具有一天線與L個路徑的系統而言，描述系統的（al xAL)矩陣是減少到AL(1 X 1)矩陣是假設具有獨立的雜訊。一 MRC產生的權重是於每個天線的每個路徑計算。圖1是一電信收發器系統圖式，其具有一正確載波信號_ 干擾、C/I、與干擾能量Nt計算電路12 ^系統1〇是適於與一 CDMA行動台使用。在目前的特殊具體實施例中，透過收發益·系統10接收的k號疋在一基地台（未在圖中顯示）與系統10之間的一前向通訊鏈路上接收。過收發器系統10傳輸 -17 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐)

裝訂

線 .854 1229514 A7 B7 五、發明説明（15 ) 的信號是在從收發器系統10到相關基地台的一反向通訊鏈路上傳輸信號。為了清楚，省略收發器系統10的許多細節，例如時脈電路、麥克風、喇叭等。在技藝中熟諳此技者可容易實施額外電路，而無需過度實驗。收發器系統10是一雙轉換電信收發器，而且包括連接到一多工器16的一天線14。多工器16是連接到一接收路徑，其從左到右係包括一接收放大器18、一無線電頻率RF到中頻IF、混合器20、一接收通帶濾波器22、一接收AGC電路 AGC 24、與一中頻·基帶電路26。中頻·基帶電路26是連接到在C/Ι與Nt評估電路12的一基帶電腦28。多工器16亦連接到一傳輸路徑66，該傳輸路徑係包括一傳輸放大器30、一 IF-RF混合器32、一傳輸通帶濾波器34、一傳送自動增益控制36、與一基帶-中頻電路38。傳輸基帶 -中頻電路38是連接到一編碼器40的基帶電腦28。基帶電腦28的C/Ι和Nt評估電路12是連接到一路徑權重與組合電路42、一比率/功率請求產生電路44、與一記錄可能比（LLR)電路46。LLR電路46亦連接到路徑權重與組合電路42及一解碼器48。解碼器48是連接到一控制器50，該控制器亦連接到比率/功率請求產生電路44與編碼器40。天線14是接收及傳輸RF信號。連接到天線14的一多工器 16可幫助接收RF信號52從傳輸RF信號54分開。透過天線14接收RF信號52是傳導給接收路徑64，其中RF 信號是透過接收放大器18放大，經由RF-IF混合器20而混合 -18 -

裝訂

線本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) Γ Γ v 1229514 A7 B7 五、發明説明（16 ) 成中頻，透過接收通帶濾波器22濾波、透過接收自動增益控制24調整增益，而且然後經由中頻-基帶電路26轉換成數位基帶信號56。該等數位基帶信號56然後輸入一數位基帶電腦28〇在目前具體實施例中，接收器系統10適於與90度相位差相移鍵控、QPSK、調變與解調變技術使用，而且數位基帶信號56是90度相位差調幅、包括同相位（I)和90度相位差（Q) 信號元件的QAM信號。I和Q基帶信號56是表示導頻信號與從例如基地台所採用收發器的一 CDMA電信收發器傳送的資料信號。HDR類型系統時常使用8-PSK或16-QAM調變方法。在傳輸路徑66中，數位基帶電腦輸出信號58是經由基帶-中頻電路38而轉換成類比信號，混合成IF信號，透過傳輸通帶濾波器34濾波，透過IF-RF混合器32混合成RF，透過傳輸放大器30放大，然後經由多工器16與天線14傳輸。接收與傳輸路徑64和66是分別連接到數位基帶電腦28。數位基帶電腦28能處理接收的基帶數位信號56及輸出數位基帶電腦輸出信號58。基帶電腦28係包括例如信號惰遇音轉換的功能，及/或反之亦然。基帶-中頻電路38係包括各種不同元件（未在圖中顯示），例如數位-類比轉換器（DACs)、混合器、加法器、滤波器、移位器、與本地振盪器。基帶電腦輸出信號58係包括同相位⑴與90度非同相位的相位差（Q)信號元件❶輸出信號58是輸入類比基帶-中頻電路38的DACs，其中他們是轉換 -19 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐） 1229514 A7 B7 五、發明説明（17 ) 成類比信號，然後透過低通濾波器濾波，供準備混合。輸出信號58的相位可經由分別在基帶-中頻電路38中包括的一 90度移位器（未在圖中顯示）、基帶-中頻混合器（未在圖中顯示）、與一加法器（未在圖中顯示）而被調整、混合、與加總。加法器是將IF信號輸出給AGC電路36，其中混合IF信號的增益是經由傳輸通帶濾波器34而調整供準備濾波，經由 IF-傳輸混合器32而混合成RF，經由傳輸放大器20而放大，經由多工器16與天線14而最後無線電傳輸。同樣地，在接收路徑64的中頻-基帶電路26係包括例如類比-數位轉換器、ADCs、振盪器、與混合器的電路（未在圖中顯示）。從接受AGC電路24輸出的一接收增益調整信號是傳輸給中頻-基帶電路26，其中他們是經由混合電路而混合成基帶，然後經由ADCs而轉換成數位信號。基帶-中頻電路38與中頻-基帶電路36是採用經由一第一振盪器60提供的一振盪器信號，以幫助混合功能。接收 RF-IF混合器20與傳輸IF-RF混合器32是採用從一第二振盪器62輸入的一振盪器信號。第一及第二振盪器60和62是分別以相位鎖定迴路實施，該相位鎖定迴路是從一主參考振盪器信號取得輸出信號。在技藝中熟諳此技者可了解到其他類型的接收與傳輸路徑64和66可採用，而不致達背本發明的範圍。例如放大器18和30、混合器20和32、濾波器22和34、AGC電路24和36、與頻率轉換電路26和38的各種不同元件是標準元件，而且 -20 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐） 1229514 A7 B7 五、發明説明（18 ) 易於由在技藝中熟諳此技者構成。在基帶電腦28中，接收的I和Q信號56是輸入C/Ι和Nt評估電路12。C/Ι和Nt評估電路12是根據導頻信號而正確決定I 和Q信號56的干擾能量，並且響應其而決定一載波信號-干擾比。C/Ι是類似SNR，而且是接收I和Q信號56較少干擾及雜訊元件的能量與接收I和Q信號56的干擾能量比。傳統 C/Ι評估電路時常不能正確評估多路徑干擾能量。 C/Ι和Nt評估電路12是將一信號輸出給比率/功率請求產生電路44和LLR電路46。C/Ι和Nt評估電路12亦輸出千擾能量（Ι/Nt)的倒數、解散佈與解覆蓋資料通道信號，及路徑權重與組合電路42的解散佈與解覆蓋導頻通道信號。解散佈與解覆蓋資料通道信號亦提供給解碼器48，其中它可被解碼及轉送給控制器50。在控制器50，解碼信號可被處理，以輸出語音或資料，或產生一反向鏈路信號，用以傳輸給相關的基地台（未在圖中顯示）。路徑權重與組合電路42可於特定的假設下計算有關接收資料信號多路徑元件的一最佳比路徑組合權重，其中該接收資料信號是對應資料通道信號；權重適應性路徑；組合多重路徑；及提供度量LLR電路46的加總與權重路徑。 LLR電路46係採用來自路徑權重與組合電路42的度量，且具有C/Ι與Nt評估電路12所提供的C/評估，以產生一最佳 LLR與軟解碼器決定值。最佳LLR與軟解碼器決定值是提供給解碼器4 8，以繁助接收資料通道信號的解碼。然後，控制器50可處理解碼的資料通道信號，以便經由一喇队或其 -21 - 本紙張尺度適用中國画家標準(CNS) A4規格(210X297公釐） 1229514 A7 ____B7 五、發明説明（19 ) 他裝置（未在圖中顯示）而輸出語音或資料。控制器5〇亦控制從輸入裝置（未在圖中顯示）到編碼器4〇的語音信號與資料信號的傳送，以準備供傳送。比率/功率請求產生電路44是根據從〇1和价評估電路Η 輸入的C/Ι信號而產生一比率控制或功率請求訊息。比率/ 功率請求產生電路44是將CA[與一組預定的臨界值相比較。比率/功率請求產生電路44是根據與各種不同臨界值有關的C/Ι信號振幅而產生一比率請求或功率控制訊息。比率 /功率請求產生電路44的細節是應用特殊且可容易由在技藝中熟淆此技者決定及貫施，以符合一特定應用的需要。結果的比率控制或功率請求訊息然後傳輸給控制器 50。控制器50是經由編碼器40而準備供編碼的功率請求訊息，且在一資料請求通道（DRC)上經由傳輸路徑66、多工器 16與天線14而最後傳輸給相關的基地台（未在圖中顯示）。當基地台接收比率控制或功率請求訊息時，基地台因此可調整傳輸信號的比率及/或功率。來自C/Ι和Nt評估評估電路12的正確c/I*Nt評估可改善比率/功率請求產生電路44的效率及改善解碼器48的效率，藉使改善收發器系統1〇與相關電信系統的輸貫量與效率。圖2是適於.與前向鏈路傳輸使用的圖1的正確〇1與价評估電路12、LLR電路46、與路徑組合電路42的詳細圖式。 C/Ι和Nt評估電路12從左到右及從上而下係包括一pN解散佈器70、一 M-ary Walsh解覆蓋電路72、一整個接收信號 -22 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 1229514 A7 __ B7___ 五、發明説明（20 ) 能量、1〇計算電路74、一第一固定電路84、一導頻濾波器 76、一減法器80、一第一乘法器82、一導頻能量計算電路 86、一查表、LUT 88、一第二乘法器90、及一 C/Ι累積電路 92。在C/Ι和Nt評估電路12中，PN解散佈器70是從圖1的中頻-基帶電路26接收I和Q信號56。PN解散佈器70是提供並聯輸入M-ary Walsh解覆蓋器電路72與計算電路74。M-ary Walsh解覆蓋器電路72是將輸入提供給在路徑權重與組合電路42的導頻濾波器76及一固定除法器電路78。能量計算電路74的輸出是連接到減法器電路80的一正端。減法器電路80的一負端是連接到一第一乘法器82的輸出端。第一乘法器82的一第一輸入是連接到該第一固定電路84的輸出。該第一乘法器82的第二輸入是連接到導頻能量計算電路86的一輸出。導頻濾波器76是將輸入提供給導頻能量計算電路86。減法器80的一輸出是連接到LUT 88 “LUT 88的一輸出是並聯到在路徑權重與組合電路42中第二乘法器90的一第一輸入及一第三乘法器94的第一輸入。第二乘法器90的一第二輸入是連接到第一乘法器82的輸出。第二乘法器90的一輸出是連接到C/Ι累加器電路92，其輸出可將輸入提供給 LLR電路46。路徑權重與組合電路42係包括一第二常數產生電路98、一第四乘法器96、第三乘法器94、一固定除法器電路78、一複合電路100、一第五乘法器102、與一路徑累加器電路 104。在路徑權重與組合電路42中，第四乘法器96的一第一 -23 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐） 1229514 A7 B7 五、發明説明（21 ) 端是連接到導頻濾波器76的輸出，其亦連接到C/Ι和Nt評估電路12的導頻能量計算電路86的一輸入。第四乘法器96的一第二端是連接到第二常數產生電路98。第四乘法器96的一輸出是連接到第三乘法器94的第二輸入。第三乘法器94 的輸出是將輸入提供給複合電路100。複合電路100的輸出是連接到第五乘法器102的一第一輸入。固定除法器電路78 的一輸出是連接到第五乘法器102的第二輸入。第五乘法器 102的輸出是連接到路徑累加器電路104的一輸入。路徑累加器電路104的輸入是連接到LLR電路46的一第二輸入。 LLR電路的輸出是連接到一解碼器的輸入(參考圖1的48)。操作上，PN解散佈器70是接收I和Q信號，並且解散佈L 指狀物，即是路徑（I)。PN解散佈器70可透過使用相反的假雜訊序列而解散佈I和Q信號，其中該假雜訊序列可在通道傳輸之前將I和Q信號傳佈。PN解散佈器70的結構與操作在技藝中亦眾所周知。解散佈信號是從PN解散佈器70輸出及輸入M-ary Walsh 解覆蓋器72與Ιο計算電路74。Ιο計算電路74可計算每區段的總接收能量1〇，其包括一想要的信號元件的一干擾與雜訊元件。1〇計算電路可根據下列方程式而提供1〇的ί。評估：

其中Ν是每個導頻猝發的區段數量，且在目前特殊具體實施例是64,而且•是代表從ΡΝ解散佈器70輸出的接收解散信號。 • 24 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) Α4規格(210 X 297公釐） 1229514 A7 B7 五、發明説明（22 ) — 在技藝中熟諸此技者可了解到1〇是在解散佈器7〇解散佈之如计异’而不會達背本發明的範圍。例如，1〇計算電路 74是從I和Q信號56接收直接輸入，而不是透過1>\解散佈器70提供的輸入，在此情況，ι〇的類似評估可在1〇計算電路74的輸出上提供。 M-ary Walsh解覆蓋器電路72可根據在技藝中已知方法而解覆蓋稱為資料通道的正交資料信號、及稱為導頻通道的導頻信號。在目前特殊的具體實施例中，正交資料信號是對應下列方程式所表示的資料通道： Λ (2) 其中Μ是每個Walsh符號的區段數量，是第ι多路徑元件的調變符號能量，6T是資料通道s的相位，且xt是資訊通道s的資料元件。透過方程式（2)表示的解覆蓋器資料通道疋k供給解碼器（參考圖1的48)及路徑權重與組合電路42的固定除法器電路78。雖然描伺的具體實施例適於與包含各種不同Walsh碼使用’但是本發明可由在技藝中熟諳此技者易於與其他類型的碼使用。導頻通道是輸入導頻濾波器76。導頻濾波器76是充當低通攄波器的一平均濾波器，其可從導頻通道移除較高頻率雜訊與干擾元件。導頻滤波器76(p)的輸出是由下列方程式表不 · p(3) -25 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 1229514 A7 B7 五、發明説明（23 ) 其中Μ是每個Walsh符號的區段數量，£：/?，/是第I多路徑元件的導頻區段能量，且濾波導頻通道p的相位。濾波導頻通道P能量的評估是經由導頻能量計算電路86 而計算，其是方程式（3)所表示濾波的導頻通道p的複雜振幅平方。濾波導頻通道p的複雜振幅平方是乘以下列方程式所表示一預定比例因素c ··

在I〇r是想要信號的接收能量，即是，是類似1〇較少雜訊與干擾元件。EP是導頻區段能量。比例因素c是在許多無線通訊系統中的一已知前向鏈路常數。比例因素c是經由第一乘法器82而乘以濾波導頻信號p的能量，以產生與接收信號56的第I多路徑元件有關的接收想要信號能量的正確評估/〇r,ι(Ιο較少雜訊與干擾元件）。正確評估/or,丨是經由減法器80而從1〇的評估減去，以產生與第I多路徑元件有關干擾能量（Nul)的一正確測量。NmS 後提供給LUT 88，以便將Nt，l的倒數輸出給在路徑權重與組合電路42中的第三乘法器94及第二乘法器90的第一輸入。第二乘法器90的第二輸入是連接到第一乘法器82的輸出，其可在第二乘法器90的第二輸入端上提供f。/第二乘法器 9〇可根據下列方程式而輸出與第I多路徑元件有關的載波信號-干擾比或（C/I)i的正確評估。

(5) -26 -

---—J 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4规格(210X297公釐) 1229514 A7 B7 五、發明説明（24 ) 正確C/I值然後經由C/Ι累加器電路92而在接收信號的L路徑上累加。積積C/I值然後提供給LLR電路46及比率/功率請求產生電路（參考圖1的44)。在路徑權重與組合電路42中，第四乘法器96是將濾波的導頻信號p乘以由第二常數產生電路98所提供的一常數k。常數k是根據下列方程式計算。 k=議， (6) 其中Es是調變符號能量，心是導頻符號能量，而且％是如上述的每個區段的Walsh符號數量。^與Ερ的比時常是反向鏈路與前向鏈路傳輸的一已知常數。第四乘法器96的輸出可透過下列方程式的描述而提供通道係數（α )的評估： ⑺ A 其中是第I多路徑元件的調變符號能量評估，^是導頻信號的相位評估。通道二是導頻濾波器76輸出的複雜振幅比例評估。通道評估然後透過第三乘法器94而乘以與第I多路徑元件有關的干擾能量NtJ的倒數。干擾能量Nt l係包括干擾與雜訊元件。複合電路100然後計算第三乘法器94輸出的接合，其係表示最大比路徑組合權重。最大比路徑組合權重然後經由第五乘法器102而乘以從除法器電路78輸出的對應資料符號。資料符號（d)是以下列方程式表示： -27 - 本紙張尺度適用中國菌家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)

装訂

線 864 1229514 A7 B7 五、發明説明（25 ) (8) 其中變數是如方程式（2)和（7)提供。第五乘法器102的輸出是表示最佳的權重資料信號，該信號然後在L路徑上累積，且包含經由路徑組合器電路1〇4的信號。結果的最佳組合資料信號是提供給LLR電路46，而有助於解碼器（參考圖1的48)的最佳軟解碼器輸入的計算。在技藝中熟諳此技者可了解到分別透過第一常數產生電路84與第二常數產生電路98所提供的常數c和k可以是除了方程式（3)與（6)表示之外的常數或變數，而不致於達背本發明的範圍。圖3是反向鏈路傳輸的最佳正確干擾能量計算電路11〇圖，且包括圖2的路徑權重與組合電路42與LLR電路46。除了 Nt的計算之外，干擾能量計算電路110的操作是類似圖2的C/Ι和Nt評估電路12的操作。干擾能量計算電路110係包括PN解散佈器70、M-ary Walsh解覆蓋器電路72、與導頻濾波器76。M-ary Walsh解覆蓋器電路72可解覆蓋，即是從 PN解散佈器70輸出的解散佈I和Q信號取樣擷取導頻通道與資料通道。在干擾能量計算電路110中，導頻通道是提供給一導頻減法器電路112的一正輸入與導頻濾波器76。導頻濾波器76可抑制導頻通道的雜訊與干擾元件，並且將一滤波的導頻信號提供給導頻減法電路112的一負輸入。導頻減法器電路 112是從濾波的導頻通道減去導頻通道，及輸出表示在傳輸 -28 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐） 1229514 A7 B7 五、發明説明（26 ) 基地台（未在圖中顯示）與收發器系統（參考圖1的10)之間的通道所造成每符號干擾與雜訊的一信號，其中干擾能量計算電路110是被採用。經由一干擾能量計算電路114所計算每符號的干擾與雜訊信號能量（Nt，l)是根據下列方程式：〜♦， (9) 其中Μ是每個Walsh符號區段數量，N是導頻猝發的區段 (64個區段）數量，且•是導頻減法器電路112的輸出。當透過圖2的第一常數產生電路84所提供的常數值c是未知時，干擾能量計算電路110可採用。此是許多反向鏈路應用的情況。圖4係分別顯示圖2的正確干擾能量評估電路與最大比路徑組合電路的另一具體實施例120和122圖式，且適於與前向鏈路使用。另一 C/Ι和Nt評估電路120係包括一導頻指狀物濾波器124，其是並聯到導頻能量計算電路88與一導頻信號乘法器126的輸入。導頻能量計算電路86的輸出是並聯到LUT 88與一導頻能量信號乘法器128的輸入。 LUT 88的一輸出是並聯到導頻能量信號乘法器128的另一輸入與導頻信號乘法器126的另一輸入。導頻能量信號乘法器128的輸出是輸入C/Ι路徑累積電路130。C/Ι路徑累積電路130的一輸.出是並聯到圖1的比率/功率產生電路44的一輸入及一般雙重最大電路132的輸入。導頻信號乘法器126的一輸出是連接到一點乘積電路134 的輸入。點乘積電路134的另一輸入是連接到圖3的M-ary -29 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 1229514 A7 B7 五、發明説明（27 )

Walsh解覆蓋器電路72的一輸出。點乘積電路134的一輸出是連接到一 I和Q信號解多工器（DEMUX)136的輸入。I和Q DEMUX 136提供一 90度相位差輸出（YQ)，而且I和Q信號 DEMUX 136的同相位輸出（Υι)是連接到一般雙重最大電路 138的輸入。一般化雙重最大電路132的同相位度量（im)與一 90度相位差度量（mQ)是連接到LLR電路（參考圖1、2、和3的 46)。I和Q DEMUX 136是提供一 90度相位差輸出（YQ)，而且 I和Q信號DEMUX 136的同相位輸出（YD是連接到一般化雙重最大電路138的一輸入。在操作上，導頻指狀物濾波124是根據下列方程式而從圖 3的M-ary Walsh解覆蓋器電路72的輸出接收一解散佈導頻信號，及輸出一濾波信號（P): p (10) 其中Pi是與接收導頻信號的第I多路徑元件有關的一導頻信號，而且1〇如下列方程式所定義的每區段的總接收能量： I〇 = I〇r，i + Nul， (11) 其中Nt，l是如前述表示與接收信號的第I多路徑元件有關的干擾與雜訊元件，而且Ior是表示與第I多路徑元件有關的接收信號的想要元件能量。濾波信號p是輸入導頻能量計算電路86，其中信號p的振幅是平方，且輸出給LUT 88。LUT 88可被調整，以便從1 減去平方信號p2，然後將結果反轉，以產生下列方程式： -30 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 裝訂線 1229514 A7 B7 五、發明説明（28 )

一 1 if% A (12) k 其中Ρϊ* Io是如方程式（10)和（11)提供。如前述，Nt，l係表示與一干擾有關的能量，及與第I多路徑元件有關接收信號的干擾與雜訊元件。丨ΡΠ2是提供1^的一正確評估。

裴 LUT 88的結果輸出是經由導頻能量信號乘法器128而乘以導頻能量計算電路86的輸出，以產生圖1的系統20所接收信號第I多路徑元件的正確C/Ι值。C/Ι值是經由C/Ι路徑累積電路130而在包含接收信號的L個多路徑上增加。C/Ι路徑累積電路130是將整個C/Ι的正確評估提供給圖1的比率/功率請求產生電路44與雙重最大計算電路132。導頻信號乘法器126是將導頻指狀物濾波器124的輸出乘以LUT 88的輸出，以產生下列輸出（y):

NrJ (13) 訂 (14) 其中變數是如方程式（12)提供。如方程式13提供的導頻信號乘法器126的輸出是提供給點乘積電路134。點乘積電路134亦從圖2的M-ary Walsh解覆蓋器電路72接收當作輸入的一資料信號（d)。在目前的具體實施例中，資料信號d是透過下列方程式表示··

= J〇L 4Γ〇在Χι是與圖1的系統20所接收信號的第I多袼徑元件有關 -31 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)

線 1229514 A7 B7 五、發明説明（29 ) 的一90度相位差調幅（QAM)信號，而且1〇是如方程式（11)提供。除了圖4的系統顯示由於自動增益電路（參考圖1)的比例之外，圖4的系統係實施類似圖2系統的演算法。圖4的系統亦顯示LUT 88，其可用來將（1^)/(10)轉換成（^/(乂!)與 (NtjVQo)的倒數，而無需計算如圖2的1〇。當從圖4的導頻能量計算電路86輸出時，0^)/(10)是大約等於（IP^VQo)，而且如果Ep/Ior=l ’等於Ep/Io，其中Ep是如上述的導頻符號能量。點乘積電路134是採用信號d與信號y的點乘積，而且分別是在方程式（14)和（13)定義，而且根據下列方程式而提供一輸出信號Y，

Yi^iYq, (15) 在L是多路徑的總數量；I是計數器，且代表L多路徑的一特殊I路徑；Υί係代表接收資料信號的同相位元件，而且 Yq係代表接收資料信號的一想像90度相位差元件。Χί、Ρ!、和另一變數是在方程式（13和14)提供。 DEMUX 130可選擇性將方程式（15)所定義輸出Y的I(Y。和 Q(Yq)元件改變成分開路徑，且該等分開路徑是反應圖1的 LLR電路46而提供給分別輸出度量二與二2的一般雙重最大電路132 〇圖5是一訊框活動控制、FAC電路140的方塊圖，用以改善干擾能量（Nt)的評估及適於與圖2的正確C/Ι和Nt評估電路12使用。 -32 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 1229514 A7 _—_ B7_._ 五、發明説明（30 ) 請即參考圖2和5, FAC電路140可在LUT 88的輸入上插入圖2的C/Ι和Nt評估電路12。FAG電路140是從減法器電路 80的輸出接收NtJ ，及從M-ary Walsh解覆蓋器72輸出的資料通道，及輸出即是Npw的凡^的新評估，其是在導頻間隔期間一些基地台廣播、且在間隔期間不廣播所修正的干擾 (包括雜訊）評估。在導頻間隔期間廣播的基地台會受到與通道有關的雜訊與干擾及經由導頻信號測量。如果一些基地台不在資料間隔期間廣播，而是在導頻間隔期間廣播，根據導頻間隔的通道雜訊與干擾的評估將較大，即是， N“data <Nt，pii〇t和（C/I)data〈（C/I)p丨i〇t。透過基地台的波形廣播係包括一 FAC位元。FAC位元係表示例如圖1系統10的行動台是否相關導頻信號的路由通道將在下一半訊框之後的半訊框期間傳輸。例如，如果FAC 位元是設定成一邏輯1，前向路由通道會不動作。如果FAC 位元是被清除，即是，對應到邏輯0，對應的前向通道是不動作。FAC位元是在第1基地台的半訊框η期間傳輸，即是， FACKn)係指定下一訊框的前向資料通道活動，即是，半訊框（n+2)。 FAC位元的使用可改善通訊系統的C/Ι評估，其中一些基地台是在導頻間隔期間廣播，及在資料間隔期間不廣播。結果，當經由圖1的比率/功率請求產生電路44實施時，FAC 位元的使用可造成較好的資料率控制。FAC位元的使用亦可確保從半訊框n+1開始多達8個時隙的前向資料通道傳輸，及根據資料率控制，經由FAC位元說明基地台不活動 -33- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐） 1229514 A7 B7 五、發明説明（33 ) 號是從BS 202傳輸給MSs 204、206。符號y[n]是運送資訊，而且認為是通訊的字母。符號可以是導頻符號或資料符號。例如，在使用一 16 90度相位差調幅、0AM類型調變方法的系統中，符號的每一者是根據4位元資訊。在使用90 度相位差相移鍵控、QPSK類型調變的系統中，符號的每一者是根據2位元資訊。符號是以信號x(0、或連續時間波形而經由通訊通道傳輸。在一接收器接收的信號係包括可能的所有影響，包括通訊通道所加入的雜訊與干擾、以及傳輸與接收處理。接收信號是在接收器取樣，其中取樣是在取樣週期Ts以一取樣率採用。取樣x(nTs)是表示在瞬時週期的信號值。接收器具有導頻符號的一重要知識，然而，接收器沒有資料符號的一重要知識。根據接收的取樣，接收器可產生一符號評估ί。接收器使用導頻符號來決定資料符號評估。在具體實施例中，一 HDR系統具有一時間閘控導頻，其中導頻是以全功率傳輸。圖14係描述一具體實施例，其中資料與導頻傳輸是互斥的，如此，允許導頻符號用來訓練接收器，以準備評估接收的資料符號。接收器是使用導頻符號的一不佳知識來決定傳輸頻道的簽入。當導頻是在接收器的一已知時間上發生，且導頻是以接收器已知的一能量位準傳輸時，導頻可提供用以訓練的有價值資訊。與通道有關的簽入可追蹤一特定路徑的傳輸信號變化。簽入可考慮傳輸頻道與接收器處理效果。經由整個此討論，簽入能以向量£ 提供，且是由與每個路徑有關的個別以所組成。 -36 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) Α4規格(210X297公釐) 1229514 A7 B7 五、發明説明（34 ) 如圖8所述，BS 202是將導頻與資料符號傳輸給MSs 204、206。根據特殊實施，BS 202係傳輸各種資訊，包括（但是未局限於）呼叫符號、同步符號、其他路由符號等。BS 202 是將符號當作信號傳輸，其中來自BS 202的一特定信號傳輸是建立多重傳輸路徑。一第一直接路徑212是從BS 202到 MS 204產生，而且一第二直接路徑是212從BS 202到MS 206 產生。來自BS 202的傳輸信號是建立如同環境結構反彈回聲的多路徑。多路徑216、218是以傳輸信號經歷地理結構 210而建立。多路徑220、222是以傳輸信號經歷一建築物結構208而建立，其中回聲反彈結構208。該等MSs 204、206 之中每一者是接收多路徑，如此可建立及必須在各種不同接收信號之中區別。注意，地理結構210與建築物結構208 可以是在無線系統環境的任何結構或構造。隨著MS 204，路徑212是稱為路徑1，路徑216是稱為路徑2，且路徑220是稱為路徑3。同樣地，隨著MS 206，路徑214是稱為路徑1，路徑218是稱為路徑2，而且路徑222是稱為路徑3。考慮一流資料符號y[n]經由一通訊通道傳輸給一接收器的通訊系統。在圖9中，MS 204具有多重天線。每個天線的一預處理器（未在圖中顯示）典型包含··無線電接收器、無線電頻率、RF對基帶轉換、接收器低通滤波；自動增益控制AGC、及ADC。預處理器輸出複雜信號的同相位（I)和 90度相位差（Q)取樣是輸入基帶處理器。對照一 MRC計算，一範例是想要的，其中符號評估是於每個路徑天線組合決定，MS 204是使用最小均方根誤差、MMSE方法決定符號 -37 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 1229514 A7 ____B7 五、發明説明（35 ) 坪估。MMSE方法能產生路徑特殊組合器權重，其中定義系統的（AL X AL)矩陣可減少到如下面圖12]3所述的l(a χ Α)°再者’ L是如圖8所述的路徑數量，且a是接收天線數里。具體實施例可考慮三個路徑及兩接收天線的情況，然而，另一具體實施例可以是任何建構，包括：單一輸入單一輸出SISO，其中一特定通訊鏈路具有一傳輸天線及一接收天線；單一輸入多重輸出SIM〇,其中一特定通訊鏈路具有一傳輸天線及多重接收天線；多重輸入單一輸出MIS〇 , 其中一特定通訊鏈路具超過一傳輸天線及一接收天線；多重輸入多重輸出，其中一特定通訊鏈路具有超過一傳輸天線及超過一接收天線。 MMSE方法允許MS 204透過考慮多重天線接收的信號而產生每個路徑的符號評估。MS 204具有兩天線230、232 , 其每個是分別耦合到靶式接收器234、236。每個靶式接收器具有3個指狀物，用以識別各種不同傳輸路徑。該等3個指狀物之中每一者是對應該等路徑之中一者。例如，在耙式接收器234和236中，指狀物追蹤路徑212、216、220，即疋，路徑1、路徑2、路徑3。注意，路徑212、216、220是在扭式接收器234分別接收的路徑1、路徑2、路徑3。注意，另一具體實施例可包括任何數量的天線與接收器。請持續參考圖9，在MS 204中，來自耙式接收器234與耙式接收器236的路徑1信號是透過單元238處理，路徑2信號是透過單元240處理，路徑3是透過單元242 ^如此，MS 2〇4 可分析組合器權重及其他參數決定的每個路徑。注意，在 -38 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 1229514 A7 B7 五、發明説明（37 ) 相互關聯性ECR0SS，特別是在目前具體實施例的天線230、 232。此外’早元250可分別於Et〇tal-i、Et〇tal-2的每一路徑產生預期值。請即持績參考圖11 ’值Ecross、Et〇tal-i、和Et〇tal-2是提供給權重計算單元252。單元252是形成如圖12提供的自動關聯矩陣Rxx。圖12是提供用以產生自動關聯矩陣的一具體實施例中所使用的方程式。雜訊關聯性Rnn然後是以自動關聯矩陣Rxx的函數、與簽入決定。根據一具體實施例的Rnn 計算是在圖12描述。此外，單元2 52可產生一權重也丨以運用在路徑1。權重計算是使用雜訊關聯性與空間簽入c"空間簽入以是透過空間簽入產生器254產生，其可將簽入向量£1 提供給權重計算單元252與SNR計算單元258，以產生與路徑1有關的SNR!。權重計算單元是將權重向量义1提供給SNR 計算單元258。單元252是將權重私提供給乘法器256，供應用於在路徑1 上接收的資料取樣。來自天線230的資料取樣xl與來自天線 232的資料取樣x2然後提供給乘法器256，供計算權重里4勺應用。乘法器256是輸出標示；的路徑1的一評估值。單元240 和242的操作是類似與分別路徑2、和路徑3有關單元238操作。用以計算在每個路徑基礎上的組合器權重之方法能以硬體、軟體、及/或韌體執行。在單元238、240、242中的每個模組操作能以一數位信號處理器、或其他處理單元實施。用以計算無線通訊系統組合器權重的一方法300是在圖 -40 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐） 1229514 A7 B7 五、發明説明（38 ) 13描述。MS是在步驟302接收一傳輸信號。接收的信號是轉換成數位領域，以形成資料取樣。從資料取樣，MS可計算考慮所有接收天線的一相互關聯性。請即持續參考圖13，它是如圖12提供的一共同路徑的多重天線相互關聯性。在步驟306，接收器可計算如圖12所示每個天線ET0TAL的信號預期值。在計算自動關聯矩陣的所有元件方面，接收器然後可建立一特定路徑接收信號的自動關聯矩陣Rxx。自動關聯矩陣是在圖12提供。在步驟310 , 接收器可計算接收信號的雜訊關聯性矩陣。雜訊關聯性矩陣是等於自動關聯矩陣減去一簽入矩陣，其中簽入矩陣是透過空間簽入乘以它的Hermitian值而形成。最後，接收器可計算特定路徑的權重。基本上，方法200可計算關聯性，以評估一雜訊自動關聯矩陣與想要的信號。此MMSE方法可透過矩陣反轉而計算每個路徑組合器權重的MMSE 。計算的權重然後可用來從接收器所有接收天線的耙式接收器指狀物組合信號路徑。此外，一 SNR評估是根據想要的信號簽入與MMSE權重而計算。SNR評估可用於比率及/或功率控制。LLRs可根據SNR 評估與MMSE組合信號路徑而計算，其中LLRs是提供給通道解碼器電路（未在圖中顯示）。在具PN傳佈與Walsh覆蓋的CDMA系統中，時常可合理假設與不同路徑有關的干擾是在所有天線上沒有關聯性，而是與相同路徑有關的干擾是在不同天線上有關聯性。隨著此假設，可分開計算該等L路徑之中每一者的組合器權 -41 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 1229514 A7 B7 五、發明説明（39 ) 重；如此，可如圖12B所述反轉L個不同ΑχΑ矩陣。此計算是該等L路徑之中每一者的空間MMSE權重，即是在不同路徑上的無關聯性干擾的空間MMSE。結果的自動關聯矩陣的一具體實施例是在圖12Β描述，其中每個路徑在自動關聯矩陣的對角線上具有一較小的矩陣。雖然仍然比MRC方法更複雜，但是這些小矩陣較比一完全矩陣更容易處理及反轉，如此可將問題減少到L(A X Α)矩陣反轉。請即重新參考圖9，對於具兩天線與每個天線L個靶式指狀物的一接收器而言，假設與不同路徑有關的干擾是無關聯性。對於第I路徑而言，可透過計算下式而計算2x1複雜組合向量;: 只Jj£/· (17) 當CDMA系統包括PN傳佈與Walsh覆蓋時，基帶處理器會先PN解傳佈，然後Walsh解覆蓋適應性插入及或排列第( 天線與第I天線的基帶取樣，以產生區段率取樣Za I[n]。空間簽入是從接收取樣對應N區段導頻間隔的導頻滤波計算：

_ Cu "1 4+V-1 - 77 §z>1 N (18) 接收化號自動關聯矩陣是如下示從N個區段導頻間隔e 算本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 裝訂

@7^ 1229514 A7 B7

五、發明説明（40 {& eL·. I k^N^\ iV »a*S〜[〇]去 ^^[n]4[n】 ^ nmlf (19) 雜訊自動關聯矩陣然後是透過從接收信號自動關聯矩陣減去空間簽入的外部乘積而計算·· ^nnj ^yyJ *" )' (20) 雖然Rnn，i是被反轉，以計算組合器權重，但是亦可平均或從連續導頻猝發濾波Rnn I，然後反轉結果的平均或過濾的矩陣。若要反轉2x2 Rnw及計算第Ϊ路徑的MMSE組合器權重，且利用簡單結果：

a b -1 _ 1 r· ， C 一 b •b. C- ^•c-|i|2 -6· a - J (21) 如此可有效率計算矩陣反轉。 (22) 下式計算第I路徑的SNR是可能的 SNRf =^0,. 隨著在路徑之間的無關聯性雜訊的假設，總SNR然後可透過下式加總提供： SNR = ^ SNR, (23) MMSE組合信號路徑可透下式提供： yW = Σ Σ (WcJ ΜΪ ^aj im] · MW (24) 提供給通道解碼器的LLRs是根據方程式（15)計算的SNR 與方程式（24)計算的組合信號路徑。 -43 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(21〇χ297公釐) 1229514 A7 B7 五、發明説明（41 ) 考慮區段率取樣是以下式提供的另L具體實施例： (25) 其中是代表零平均與單元變化的2度空間白雜訊’而且ujn]是代表透過第I耙式指狀物所追蹤的pN擴展資料。此模型會發生，其中所有干擾路徑與其他基地台信號是透過L個耙式指狀物追蹤。假設pn傳佈資料是在所有路徑E{ul [n]}=〇與無關聯性E{Ul[n]Up[m]卜δι ρδιη η，然後接收的信號自動關聯矩陣於所有路徑是相同的，即是：

p»i L 2^Jl

(26) 雜訊自動關聯矩陣RniU會於每個路徑而產生不同，因為路徑的提供是依每個方程式（20)減去。在此具體實施例中’可透過評估〇\來計算每個路徑的空間mmSE係數，及计算所有指狀物的空間簽入Μ，7。注意，如果處理追縱所 ^2 ί 有想要與干擾多路徑，便不需評估方程式（19)的離開對角線項。评估一接收信號的該等上面詳細方法之中每一者是利用各種假設。MRC方法是個別考慮所有雜訊。此一假設可特別適用在一語音通訊系統，其中信號與導頻比是較高。在一 CDMA或擴展頻譜類型系統中，可合理假設另一使用者能以雜訊處理。然而，在一資料通訊系統中，此假設不是始終正確。因此，一 MMSE方法可在一 HDR環境提供更正 -44 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公爱) 1229514 A7 B7 五、發明説明（42 ) 確與有效率。對照MRC方法，MMSE方法是在每個通道上執行，而且考慮在每個接收天線上接收的所有能量。MMSE 方法是使用全功率導頻來訓練適應性濾波器，然後將結果值運用在接收的資料。MMSE方法可改善C/Ι評估，因此允許更正確與有效率的資料率控制、DRC決定。MMSE亦可改善權重與結果信號評估。類似MRC方法，MMSE方法是假設雜訊是獨立的。 III·遠成一 CDMA類型導頻的MMSE 應用空間MMSE方法以決定一系統的組合器權重是想要的，其中導頻是與例如路由信號的其他信號傳輸同時發生。在cdma2000類型系統中，導頻信號是持續傳導，而是與路由資訊共用發射器的功率。在導頻信號不是時間閘控，即是不是劃時多工的此一系統中，導頻能量的擷取不是簡單的。一範例是CDMA類型系統，其具有一導頻信號，或發射器與接收器已知的其他信號，即是非時間閘控，亦是，與其他信號時間多工。在此擴展頻譜系統可適用的另一具體實施例能透過考慮上述方程式（23)而實施，即是，取代：

Rnn =Rxx - S · SH (27) 且： ΣΚ,Γ I /v-1 (28) cov(^) = —-

\ J 其中L是空間簽入。協立差項是類似雜訊Rnn的自關聯 -45 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐） 1229514 A7 B7 五、發明説明（43 ) 性，方程式右邊的第一項是類似信號的自動關聯性。方程式右邊的第二項係包括表示導頻信號相關能量與其他通道能量比的一第一項，及表示一更正項的一第二項。如方程式（28)的提供，X是取樣值，m是一時間索引，d是一資料符號，而且N是Walsh瑪的長度。方程式（28)的協力差是根據解散佈之前的信號關聯性。解散佈信號是以下式提供： - [”】· Afe【沒]· ✓Λ Q \ 空間簽入是透過解散佈及解覆蓋導頻通道而計算，即是，對於一 CDMA系統而言，是透過濾波導頻信號或其他已知信號，而且是以下式提供： 1 iv-l «·Λ (30)

裝其中對於導頻通道而言，Ι==〇。若要決定此關聯性，可考慮下列預期值： ·么[饥】"] (31) 且注意：W · ^[^]]=： δϊχ · SKJI. (32) 其中P是PN碼’ 1是與卩]^碼有關的使用者索引，j是wals 碼的索引，且δ是定義成：如果i=j則δί」=ΐ ,否則等於〇。 x(t)的值是依下列展開： 1(〇 = Ρί[η].£. +v(r) (33) (34) -46 -

訂

線 1229514 A7 B7 五、發明説明（44 ) 其中i是使用者或發射器索引，即是，具與每個發射器有關唯一 PN碼的CDMA系統的PN碼索引，i是接收器索引，即是，具指定給接收器Walsh碼的CDMA系統中的Walsh碼索引，η是一時間索引，d是使用者i的第J通道的資料符號，w 是使用者i的第J通道的Walsh碼，p是於使用者i所有通道相同的PN碼，以是通道的空間簽入，其中£i於一使用者i的所有通道j是相同。該等通道J之中一者是對應導頻通道。最後項是對應雜訊。注意，在一具體實施例中，對於一前向鏈路而言FL，系統I是對應一基地台，且J是對應Walsh通道。在另一具體實施例中，對於一反向鏈路RL系統而言， I是對應一行動台，而且J是對應行動台所傳輸的並聯Walsh 通道。根據方程式（34)的關係，資料取樣是定義成： = (35) 其中®是表示捲積。此外，透過取代，方程式（53)可變成：占(ο ; Σ Σ Σ《j ·〜w * a w ·〔 ·的-r,· -巧)+说） * > « (36) 其中 q⑴=h(t)® h*(-t)與 z(t)=v(t)® h*(-t)。在此，Tc是區段週期，且Tk是第k路徑的補償。取樣定義如此可減少成： 2Ck[m] = x(mTc + xk) (37) 或： = -q(mTc-nTc -tt) + z(mTc +Tk) f / · (38) 其中m是時間索引。 -47 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐） 1229514 五、發明説明（45 回到方程式（3 1)，下列關係可取得： f,E[xk[myxk[m]Hb^ci 'ΣΚ|%ΛΤσ2/ 嫌-〇 1 J (39) 其中Ν是W祕瑪的長度，且σ2是相異於白雜訊。透過假設 q(mTVnTc)=〇 V m#n，如下所示，·eVu ^ithN σ2/+Σ^ *ΣΚΓ · ya〇 (40) 其中方程式（40)和（39)的不同誤差更正項人第1^使用者的第I子通道的組合器權重然後可如下提供：迮u = covb·/)丨 1五心^1 · (41) 考慮導頻相對能量與其他項的一調整項應用，結果： Μ ^*.0 裝 (42) 其是提供組合器權重的反覆定義，即是，組合器權重解決。組合器權重解決是解散佈信號與空間簽入的協力差矩陣乘積。透過方程式（42)的應用，用以決定組合器權重的空間 MMSE方法可應用在系統，其中導頻是與例如路由信號的其他信號同時傳輸。 iy.全矩睐反轉大體上’對於具a天線與每個天線有l個靶式指狀物的一系統而言’指定MMSE組合器權重需要計算AL複雜權重 (一是用於每個路徑的每個天線）^考慮天線a與路徑1的第η 個接收複雜取樣而言，其中這些取樣是透過一適應性插入訂線 -48 - 本纸張尺度適用中s s家襟準(CNS) Μ規格(21G χ 297公爱) 1229514 A7 B7 五、發明説明（46 ) 及/或輸入基代處理器的I/Q基帶取樣流的排列而計算。在一具體實施例中，取樣x[m]能以CDMA區段率（例如 1.2288Mcps)或更高（例如2xl.2288Mcps)產生，而傳輸的資料符號y[n]是在區段率。與第I路徑排列的區段率取樣是如下式提供： xa,i = sa>1[n]y[n] + na,,[n] (43) 其中Sajn]是想要的信號複雜振幅，y[n]是傳輸符號流，且najn]是包含所有其他額外雜訊（與干擾）項。選取取樣η 的AL組合器權重Waj以形成符號評估是想要的：刺=W)·〜W · ;:ι β=ι ) 透過形成接收取樣與組合器權重的長度AL欄向量，可將方程式（41)重寫如下： x[n] = s[n]y[n] + n[n] (45) 及將方程式（42)重窝成如下： x[n] 9 (46) 其中（)Η是表示接合轉換。假設通道與干擾是足夠慢改變，接收信號的統計不會在一導頻猝發期間改變。在這些假設下，可將方程式（31)重寫成如下示： iW = £yW + n[n]. (47) (ALxl)想要的信號信號向量是定義為£=[。透過計算 (ALxAL)雜訊自動關聯矩陣Rnn，組合器權重向量的MMSE 選擇可如下示重寫： w=Relmmc (48) -49 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐) 裝訂

線 1229514 A7 B7 五、發明説明（47 ) 根據方程式（3 1 )，雜訊自動關聯矩陣可依下式計算： ^ = ε[χ·xH J^-E\x]E\xfl\^e\x^xh\-cch 因此，只要Rnn與込的正確評估及透過ALxAL矩陣的反轉，可決定MMSE組合器權重。此外，MMSE組合器輸出的SNR(即是，C/Ι)可如下式計算·· SNR = wH c (50) 在終端設備上計算的此SNR測量可於反相傳輸鏈路上用來將功率控制與比率控制資訊從終端設備傳輸給基地台。 V.適應性演箕法決定上述組合器權重的各種不同方法可產生有關在一接收器上接收雜訊與干擾的各種假設。根據另一具體實施例，信號評估是使用一以MMSE為主之動態演算法，例如最小均方根LMS、或循環最小均方跟RLS，以獲得一組權重，而無需在不同指狀物之間的關聯性做任何假設。換句話說，該方法係包括在路徑上的雜訊關聯性。此方法會導致一組權重達成比透過MRC演算法達成的較高SINR。具體實施例係採用以例如IS-856前向鏈路的全功率傳輸的一時間閘控導頻的CDMA波形，而不管每個指狀物的特殊處理，耙式接收器操作的最後步驟係包括組合指狀物輸出，以產生最後符號評估。下列信號模型適用於組合器前的一特定指狀物的輸出，且能以下式提供： xf(k)= cf(k)y(k)+ nf(k) (51) 其中； -50 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 x 297公釐) 1229514 A7 B7 五、發明説明（48 ) f是耙式接收器的指狀物索引，f=l到F ; k是暫時索引，雖然在另一具體實施例它可表示任何其他取樣率，但是其係表示時間區段率的空間取樣； y(k)是想要的符號； n(k)是干擾，其中n(k)是與y(k)無關聯性，且 cf(k)可視為在指狀物f的時間補償上的通道增益。注意，此模型通常可運用在各種情況。雜訊關聯性矩陣是如下式提供：

RwW = e{n(Jc 讽 k)H] (52) 其中： N(k)是透過項nf(k)形成的一向量，其中f=l，...，F， 'n\(ky N(k)= .... 〇 n2(k) E{}是統計預期值運算子。組合運算可視為在權重組與來自F指狀物取樣組之間的一簡單複雜内部乘積：

Hk)= W(k)H X(k) (53) 其中 X是在第k瞬間上透過每個指狀物的取樣形成F度空間複雜向量； W是權重F度空間複雜向量； ()H是表示複合與轉換。 y(k)的組合評估SINR是： -51 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 1229514 A7 B7 五、發明説明（49 ) SINR{k)^

WikfR^kWW (54) 在C(k)是包含通道係數的F度空間複雜向量，即是簽入，其如下式提供：、1W· c(k)=…。 _c2(々)_ 最大化方程式（54)的權重組是如下式提供： ^^MRnn(k)Ylc(k) (55) 注意，通道增益向量與雜訊關聯性矩陣是因時間索引k 而定。然而，在多數實際節況（即是，發射器/接收器、多路徑輪廓等的不同速度），這些量的緩慢變化是與區段率有關。事實上，對於數個區段的不變假設是平常的。透過此方法的應用，及去掉向量的時間索引，結果的MMSE權重是與k無關。 W = Rnn^C (56) 傳統MRC方法是透過使用一導頻序列而可避免此反轉，該導頻序列具有已知的符號，以獲得c的評估與Rnn的對角線項，即是，在每個指狀物輸出上的個別雜訊變化。隨著此資訊與假設，Rnn的非對角線項皆是零，指狀物f的組合器權重能以下式計算：， wi (57) 其中a2wA Rnn的第f對角線元件。只有當如果指狀物的偏移很大，非對角線矩陣元件是零的假設會有效。當指狀 -52 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 1229514 A7 __B7 五、發明説明（50 ) 物變成接近時，此假設會變得更不正確。在將指狀物彼此接近放置以收集多路徑能量的一些通道中，方程式（55)的 MRC組合器權重應用將會導致實質上的效率降低。為了改善操作，放棄此假設而根據權重向量計算的一動態演算法使用一均方根誤差、MSE方法是想要的。有各種解決方程式（56)的不同方式，例如直接矩陣反轉、LMS演算法、RLS演算法、與這些變化。直接矩陣反轉是考慮路徑的雜訊關聯性與沒有假設的全自動關聯矩陣《直接矩陣反轉是決定權重值的最正確方法’然而’直接矩陣反轉需要複雜與複雜矩陣運算，而增加處理時間與消耗大量處理功率。另一方法是簡化假設或使用適應性演算法或組合，以允許快速解決矩陣反轉問題。一些方法是比其他更適於一數位接收器實施。在向量c與干擾n向量是無關聯性的假設下，解決方程式 (56)從解決SINR效率觀點是類似下述解決方程式（58)，因為兩解決只是常數不同： W = Rxx'1 c (58) 其中

Rxx(k)= E{X(k)X(k)H} (59) 透過根據與未知資料劃時多工的已知導頻序列而使用 RLS演算法計算w，適應性演算法可在導頻猝發期間改變濾波器係數，而且權重將於資料解調變保持常數，以產生未知符號的評估。換句話說，權重是在導頻猝發上訓練，且訓練的權重可用於處理路由。 -53 - 餅a本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公爱） 1229514 A7 B7 五、發明説明（51 ) 注意，另一具體實施例可應用其他循環演算法，用以決定均方根誤差、與實施這些演算法的另一方法。RLS演算法是在根據它的重要值而在每個導頻符號上循環更新評估 &(k)、輸入資料、知道符號、與矩陣，且演算法亦保持更新： ^(* + 1) A~lP(k)X(k) l^X^X{k)H P{k)X{k) (60) A W(k + l) =W(*) - K{k + l)(W(k)H X(*+1) - y(k + l))m (62) Ρ(λ4·1) = r1 - r1 K{k+i)x +ΐ)Η p(k) (63) 其中 P是大約類似協力差矩陣反轉的F X F複雜矩陣， K是運用在權重計算重複的一F xl複雜欄向量增益項，及 λ是小於或等於1的實數。符號*是表示複合。 Κ()是如方程式（60)所示運用在權重更新的增益項。增益項Κ〇演算法的歷史性增益因素的λ函數，該歷史性增益可決定透過演算法所維護的許多過去反覆資訊。在適應性情況下，組合係數向量&(k)將可收斂成方程式 (58)定義的W。模擬顯示用以選取組合器權重的此MMSE方法可提供MRC方法的重要效率優點。當指狀物是在一些區段中的空間，及/或在一特定指狀物的干擾主要元件起源於多路徑而不是增加熱雜訊或其他使用者干擾時，增益會特別明顯。在圖15A、15B和15C描述的一具體實施例中，一 RLS演算 -54 · 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 1229514

頻參考y(k)。評估單元610是透過組合在每個路徑上接收的仏號而處理從耙式接收器606、608接收的信號。每個路徑是在與來自其他路徑的權重信號组合之前權重。這些組= 器權重的調整是使用RLS演算法執行。評估單元61〇^使; 已知為優先順序的一信號而訓練組合器權重。評估單元6ι〇的輸出是評估Hn)與接收信號的許估。另一具體實施例是實施不同的適應性演算法，用以決定組合器權重，其中= 算法是尋求在評估信號與傳輸信號之間的最小均方根誤如此，上述各種方法是用以決定組合器權重。每個方法是根據一特定系統的設計與資源需求而尋找應用。一成本取捨存在於精確與計算複雜度之間。上述各種不同方法與無線系統是提供改善的精確度，而減少計算的複雜度。雖然各種不同具體實施例是參考一 CDMA類型擴展頻譜通訊系統描述，但是觀念可應用在·不同的擴展頻譜類型系統、及其他類型通訊系統。上述的方法與演算法能以硬體、軟體、韌體、或組合實施。例如，透過使用一非時間閘控導頻的MMSE方法，用以解決組合器權重的方程式能以=體執行，或使用一數位信號處理器Dsp來執行計算。同樣地^ 適應性演算法能以一電腦可讀媒體儲存的電腦可讀指令形式的軟體實施。例如-DSP核心的中央處理單元的操作能執行指令及反應提供信號評估。另—具體實施例能實施例如一應用特殊積體電路ASIC^〇硬體。在技藝中熟謂此技者可了解到資訊與信號能使用各種 • 57 -

A7 B7

1229514 五、發明説明（不同技術之中任—者表示。例如，上述參考的資料、指令、命令、貝訊、信號、位元、符號、與區段能以電壓、電流、電磁，、磁場或粒子、光學場或粒子、或任何組合表示。熟，日此技者可了解到與在此揭示具體實施例描述的各種不同說明邏輯方塊、模組、電路、與演算法步驟能以電子硬體、電腦軟體、或組合實施。為了要清楚描述硬體與軟體的互換性，各種不同說明的元件、方塊、模组、電路: 入步驟疋從他們的功能觀點描述。此功能以硬體或軟體實施是因整個系統的特殊應用與設計限制*定。熟讀此技者能以每個特殊應用的不同方式實施描述的功能，但是此實施決定不致於達背本發明的範圍。與在此揭7F具體實施例描述的各種不同說明的邏輯方塊、模组、與電路能以一般目的處理器、一數位信號處理器（DSP)、一應用特殊積體電路（ASIC)、一場可程式閘控排列（FPGA)或其他可程式邏輯裝置、非連續閘控或電晶體邏輯、非連續硬體元件、或執行在此描述功能任何組合實施或執行。一般目的處理器可以是一微處理機，或者，處理器可以是任何傳統處理器、控制器、微控制器、或狀態機器。一處理器亦能以計算裝置的組合實施，例如一 DSp及一微處理機、複數個微處理機、與一 DSP核心有關的一或多個微處理機、或任何其他此結構組合的計算裝置组合實施β 根據在此揭示具體實施例描述的方法或演算法步驟能以一處理器所執行的硬體或轉體模組器、或兩組合直接實 -58 - 本紙乐尺度適用中國國家標準(CNS) Α4規格(210X297公釐)

A7 B7 1229514 五、發明説明（56 ) 施。一軟體模組可儲存在RAM記憶體、快閃記憶體、ROM 記憶體、EPROM記憶體、EEPROM記憶體、暫存器、硬碟、一可移除磁碟、一 CD-ROM、或在技藝中已知的任何其他形式儲存媒體。一儲存媒體是耦合到處理器，此處理器可從儲存媒體讀取資訊、及寫入資訊。或者，儲存媒體可以是處理器的一整體部分。處理器與儲存媒體可是在ASIC。 ASIC是在一使用者終端設備。或者，處理器與儲存媒體能以一使用者終端設備的非連續元件存在。揭示具體實施例的先前描述的提供允許在技藝中熟諳此技者製造或使用本發明。這些具體實施例的各種不同修改對於在技藝中熟諳此技者是顯然的，而且在此定義的一般原理可運用在其他具體實施例，而不致於違背本發明的精神或範圍。因此，本發明並未局限於在此顯示的具體實施例，而是符合在此揭示原理與新特徵。 -59 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)

Claims

Α8 Β8

10385號專利申請案中文申言青專利範圍替換本(ξ)3年六、申請專利範圍 1· 一種用以決定在一組合器中應用的組合器權重之方法，琢組合咨包含於一無線通訊系統中，該無線通訊系統具有複數個接收天線，且各耦合到一靶式接收器，及該組合為用以組合來自各靶式接收器的靶式指狀物之信號，該方法包含： υ 接收一訊框，該訊框係包含一第一類型符號之取樣及一第二類型符號之取樣；透過使用一適應性演算法的第一類型符號的取樣而決定該組合器權重；及使用该組合器權重而處理該第二類型符號之取樣。 2. 如申請專利範圍第丨項之方法，其中該適應性演算法係一循環最小平方演算法。 3. 如申請專利範圍第2項之方法，其中該決定係包含：使用具有複數個接頭之一橫向濾波器而濾波第一類型符號的取樣’其中該等組合器權重係運用在複數個接頭。 4. 如申請專利範圍第3項之方法，其中該決定係進一步包含：決足在想要的符號與該第一類型符號的濾波取樣之間之一誤差’其中該誤差係用來決定組合器權重。 5. 如申請專利範圍第2項之方法，其中該決定係包含：以至少一先前組合器權重之函數反覆計算一組合器權重，而且一接收的信號係包含該第一類型符號。 6·如申請專利範圍第5項之方法，其中對於反覆k而言，該計算一組合器權重W()係如下式提供：本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公¢) 1229514 A8 …' 八 ^ B8 C8 〜^— __ D8 申凊專利範圍 w(k+l)= W(k)- K(k+l)WH(k)X(k+l)-y(k+l) 其中Κ()係用在權重反覆之一增益，χ()係接收資料，且 y()係想要的資料。 •如申請專利範圍第6項之方法，其中該增益K〇是如下式計算： K(k+1)= 入-1 P(k)X(k) \^X-XX{k)H P{k)X{k) 其中λ係小於或等於1之演算法歷史性增益因素，該歷史性增益因素係決定由該演算法所維護之過去反覆量。 8· 一種無線裝置，其係包含：一天線；一革e式接收器，其係摘合到天線；一信號評估單元，其係耦合到該第一接收器，其係包含：一檢向遽波器’用以產生在該天線上接收一信號之符號評估；及一權重單元，其係耦合到該橫向濾波器，其操作係根據一適應性演算法而調整該橫向濾波器之權重。 9·如申請專利範圍第8項之裝置，其中該適應性演算法係一循環最小平方演算法。 10·如申請專利範圍第9項之裝置，其中該權重單元可透過在裝置已知的時間閘控信號上執行該適應性演算法而調整該橫向濾波器之權重。 -2 - 514 第091110385號專利申請案中文圖式替換頁(93年9月）带盡一一^丨 ^葙^澇， ^緣々Μ外 n___η h 1500 1M 涵7 ΛΙ76 m η__η 【72 Γ\170 涵6 160 152 161^ η 164 150 -67 -