KR100782224B1 - 라디오 주파수 전송을 위한 공진 파워 컨버터 및 방법 - Google Patents

라디오 주파수 전송을 위한 공진 파워 컨버터 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 신호 및 파워 변환을 위한 개선된 장치 및 방법을 제공함으로써 상기 요구를 만족시킨다. 본 발명의 제1태양에서, RF신호의 공진 파워 변환을 위한 개선된 장치가 개시디어 있다. 이 장치는 일반적으로 다수의 펄스를 발생시키는데 적합한 펄스입력소스; 이 펄스입력소스에 작동가능하게 결합된 공진기; 및 공진기의 출력에 작동가능하게 결합되고 다수의 RF 신호를 전송하는데 적합한 전송매체를 포함한다. 일실시형태에서, 공진기는 실질적으로 캐리어 주파수에서 또는 그 근처에서 공진주파수를 가지며, 그의 계속적인 전송을 위한 다수의 발생된 펄스의 적어도 일부분의 선택적 보강을 통해 에너지를 효율적으로 저장하는데 적합하다.
공진, 컨버터, 라디오주파수, 전송

Description

라디오 주파수 전송을 위한 공진 파워 컨버터 및 방법{RESORNANT POWER CONVERTER FOR RADIO FREQUENCY TRANSMISSION AND METHOD}
우선권주장
이 출원은 2002. 3. 4.자 출원된 미국 가특허출원번호 60/361,812호 "라디오 주파수 전송을 위한 공진 파워 컨버터 및 방법"의 우선권을 주장하는 것으로, 그 전체를 여기에 참고로 포함시켰다.
관련출원
이 출원은 여기에 첨부하여 동시에 존재하도록 출원된 동시소유 및 동시계속 미국특허출원번호 10/382,326호 "공진 파워 변환을 위한 코더 장치 및 방법"과 관련이 있고, 2002. 3. 4.자 출원된 동일 명칭의 미국 가특허출원번호 60/361,813호 의 우선권을 주장하는 것으로, 그들 전체를 여기에 참고로 포함시켰다.
발명의 분야
본 발명은 일반적으로 라디오 주파수 신호에 관한 것으로, 특히 라디오주파수(RF) 신호 전송, 수신, 및/또는 변조용 장치 및 방법에 관한 것이다.
관련기술의 설명
잘 알려져 있는 바와 같이, 소위 증폭기의 "PAE"(Power Added Efficiency)는 로드(load)에 전달된 파워 출력으로, 그러한 증폭을 생성하는데 요구되는 DC 입력 파워에 의해 분배된다. 일반적으로, 전형적인 CDMA 셀룰러 핸드셋에 대해 PAE는 최대 전송 파워 레벨에서 약 33%이고, 평균하여 10% 보다 적다. 그러므로, 33%의 PAE를 가지는 파워 증폭기가 1와트의 RF 파워를 산출하면, 3와트의 DC 배터리 파워를 필요로 하고, 그 프로세서에서 2와트의 열을 효과적으로 방산한다. 이것은 최적 용도의 배터리 파워보다 명백히 적다.
종래 RF 전송 시스템은 다음의 일련의 단계 중 하나 이상으로 이루어진 방법을 이용한다: (1) 디지털 데이터 스트림을 독립적으로 동상(in-phase) 및 쿼드러춰(quadrature) 벡터 쌍으로 변조하거나, 또는 진폭(amplitude)과 위상(phase) 벡터쌍으로 변조하고; 신호 변환 프로세서에서의 어느 정도 뒤에 수반하는 포인트에서 벡터들을 조합하는 단계; (2) 데이터 벡터들을 디지털방식으로 필터링하는 단계; (3) 필터링된 벡터들을 D/A변환을 통해 아날로그 형태로 변환하는 단계; (4) 각각의 상향변환(up-conversion) 단계에 대해 이미지 리젝트(reject) 필터링에 의해 수행된 RF오실레이터에 의해 하나 이상의 변조 단계를 통해 D/A 출력을 RF 신호 벡터들로 상향변환(up-converting)하는 단계; (5) 최종 상향변환단계(up-conversion stage)의 출력을 전치증폭(pre-amplifying)(또는 가변 게인 증폭(variable gain amplifying))하는 단계; (6) 전치증폭기 출력 신호를 파워 증폭기로 증폭하는 단 계, 여기서 증폭기는 일반적으로 클래스-A 또는 클래스-AB 타입인 것.
덴트(Dent) 등의 미국특허 제6,181,199호 "파워 IQ 변조시스템 및 방법"에는 신호 벡터들의 진폭이 클래스-C 또는 클래스-D 스위칭 파워 증폭기의 파워 서플라이를 진폭 변조하는데 사용되는 전술한 방법과 다른 RF 전송 방법이 개시되어 있고, 상기 증폭기는 입력 중의 하나로서 신호벡터의 위상 정보를 수신한다. 샌더(Sander) 등의 미국특허 제6,198,347호 "스위치 모드 RF 파워 증폭기용 구동회로"에는 증폭기 등의 구동 수단을 설명하고 있다. 전술한 케이스 중에서, 아날로그 RF 도메인으로 이미 변환된 신호는 로드(load)에 증폭된다.
어개지(Agazzi)와 노스워디(Norsworthy)의 미국특허 제5,333,309호 "ISDN 트랜스미터"에는 베이스밴드(baseband) 디지털 전화 전송용 디지털 데이터-시그마 모듈레이터 이용 수단이 개시되어 있다. 델타-시그마 모듈레이터 출력은 활성 아날로그 로우패스 필터(low-pass filter)에 연결되고,그리고 로우패스 필터는 활성 파워 증폭기를 구동하고, 이 할성 파워 증폭기는 ISDN 전화 전송라인을 구동한다. 그렇지만, 활성 파워 증폭기에 대한 요구 없이 직접 상기 라인을 구동하는데 충분한 파워를 발생하기 위한 전술한 개시에 교시된 수단은 없다. 또한, 설명된 시스템이 RF 패스밴드 전송 시스템보다는 오히려 저주파수 베이스밴드 전송 시스템인 것처럼, 전술한 개시는 파워를 RF 캐리어 주파수 로 변환하는 어떠한 수단을 제공하지 않는다.
피커레이넌(Pikkarainen) 등의 미국특허 제5,701,106호 "디지털 신호를 고주파수 아날로그 신호로 변조하기 위한 방법 및 모듈레이터"에는 중간 주파수에서 샘 플된 델타-시그마 디지털-아날로그 컨버터에 취하고 RF 캐리어 주파수에 대해 아날로그 도메인에서 상향변환을 위한 아날로그로 변환되는 (I,Q)에서 베이스밴드 디지털 신호를 개시하고 있다. 디지털 베이스밴드 신호를 RF 캐리어 주파수로 직접 상향 변환하는 수단도, DC 파워를 RF 캐리어 파워로 직접 변환하는 수단도 개시되어 있지 않다.
버터필드(Butterfield)의 미국특허 제6,321,075)호 "델타-시그마 디지털-아날로그 컨버터가 있는 하드웨어-에피션트 트랜스시버"는 (I,Q)에서의 델타-시그마 모듈레이터가 중간 주파수를 형성하기 위해 취해지고 아날로그 도메인에서 상향 변환이 RF 캐리어 주파수에 대해 아날로그로 변환되기 때문에 전술한 미국특허 제5,701,106호의 발명과 유사하다.
도 1a-1c는 전술한 다양한 종래기술 아키텍처의 예를 나타낸다.
케이저(Keyzer) 등의 IEEE 프레스 아티클 넘버 0-7803-6540, "밴드패스 델타-시그마 변조로 무선통신을 위한 RF 신호의 디지털 발생"은 스위칭 모드 파워 증폭기와 함께 사용된 밴드패스 델타-시그마 변조를 내포하고 있는 무선 트랜스미터를 설면한다. 케이저(Keyzer) 등의 "델타-시그마 변조를 사용하는 RF 펄스폭 변조 마이크로웨이브 신호의 발생", IEEE 출판 0-7802-7239, 2002년 5월.
CDMA 같은 풀-듀플렉스 주파수-분배 시스템에서, 트랜스미터와 리시버는 동시에 온(on)으로 될 수 있다. 트랜스미터가 온일때, 수신 밴드로 떨어질 수 있는 노이즈나 왜곡을 발생한다. IS-95, IS-95a, IS-98, 또는 IS-2000의 CDMA 스탠다즈를 사용하면, 리시브 밴드는 트랜스미트 밴드에서 80MHz 오프세트된다. CDMA 핸드 셋 트랜스미터에 사용된 전형적인 파워 증폭기는 리시브밴드에서 대략 -135dBm/Hz의 노이즈 밀도를 발생한다. 예들 들면, 북아메리카 PCS 오퍼레이션 밴드에 대해, 리시브 밴드는 트랜스미트 캐리어 주파수보다 더 높은 80MHz이다. 리시버의 감도가 떨어지는 것을 방지하기 위해, 트랜스미터에서 발생된 노이즈는 리시버의 열노이즈 플로어 아래의 레벨로 서프레스될 필요가 있다. 리시버의 열노이즈 플로어는 약 -174dBm/Hz이다. 그러므로, 파워 증폭기의 노이즈 플로어와 열노이즈 플로어 사이의 차이는 40dB보다 더 크다. 이런 노이즈 서프레션 레벨은 일반적으로 듀플렉서를 통해 성취되고, 그 구조와 오퍼레이션은 당업자에게 잘 알려져 있다. 듀플렉서는 3-포트 장치로서, 한 포트는 파워 증폭기의 출력에 연결되고, 다른 포트는 안테나에 연결되고, 또 다른 포트는 리시버의 입력에 연결된다.
풀-듀플렉스 트랜스시버에서 노이즈-셰이핑 인코더 사용에 특히 어려운 문제는 밴드의 출력이 발생되는 것이고, 이것은 리시브 밴드를 변조한다. 위에 설명된 케이저 인용은 이러한 문제를 시사하지만, (i) 그들의 개시된 어프로치가 사용되는 문제가 얼마나 엄격한지를 인식하지 못하거나, 또는 (ii) 실제 시스템에서 요건에 맞는 해결책을 제시하지 못한다. 케이저는 4배의 캐리어 주파수(Fc)에서 오퍼레이팅하는 세컨드-오더 밴드패스 델타-시그마 모듈레이터를 사용하지만, 이들 조건 하에서 인접 리시브밴드에서 노이즈 플로어를 고려하지 않는다. 이것의 어사이니(assignee)는 케이저의 밴드패스 델타-시그마 모듈레이터에 의해 발생된 양자와 노이즈를 측정할 목적으로 시뮬레이션을 수행하였다. 관련 스탠다드, 및 전형적인 핸드셋에 유용한 배터리 기술에 요구된 최대 파워 레벨에 관하여 보존적 가정이 이루 어졌다. 이러한 가정에 기초하여, 시뮬레이션 모델은 양자화 노이즈가 어떠한 아날로그 필러링이나 듀플레서 서프레션이 없이 안테나에서 -94dBm/Hz 정도인 것으로 구조되고 결정되었다. 이것은 이런 레벨의 양자화 노이즈를 -174dBm/Hz의 열레벨 아래로 서프레스하기 위해 80dB 이상의 필터링이 요구되는 것을 의미한다. 게다가, 80 dB의 서프레션은 단지 단일 주파수가 아니라 전체 리시버 밴드에 요구된다. CDMA의 북아메리칸 PCS 밴드를 예로 들면, 이 밴드폭은 60 MHz이고 1.93-1.99 GHz를 커버한다. 이런 전체 주파수 범위에 걸친 80 dB의 서프레션을 가지는 아날로그 RF 필터가 현재 최고 기술수준으로 존재한다면, 반드시 높은 삽입 손실을 갖고, 상당히 비싸지게 된다. 그러므로, 이런 어프로치를 사용하면 효율성과 경제성이 상충되게 된다. 그러므로, 리시버 밴드에서 노이즈를 서프레스하기 위한 보다 효율적이고 경제적인 해결책이 요구되고 있다.
케이저의 발명에 의해 처리되지 않은 다른 특히 어려운 문제점은 밴드패스 델타-시그마 모듈레이터의 매우 높은 표본비율에 관한 것이다. PCS 주파수에서, 카이저 스킴(scheme)은 거의 8GHz 에서 오퍼레이팅하는 델타-시그마 모듈레이터 안쪽의 산술 로직회로 및 레지스터를 필요로 한다. 휴대용 배터리-전원 PCS 핸드셋에서, 밴드패스 모듈레이터 로직에 대한 파워 소모는 이러한 기록시에 이용할 수 있는 실용적 반도체 기술에서 막대해진다. 그로므로, 델타-시그마 모듈레이터의 클럭 레이트(clock rate)를 감소할 필요가 있다.
케이저의 발명에 의해 처리되지 않은 또 다른 어려운 문제점은 실행되는 스위치모드 파워 증폭기와 아날로그 필터 사이의 인터페이스에 관한 것이다. 특히, 오퍼레이티드 스위치 모드 증폭기를 어떻게 만들 것인지에 대한 개시나 교시가 없고, 효율적으로 필터내로 구동이 제공되지 않는다. 게다가, 특정 커플링 아키텍처가 제시되거나 설명되지도 않았다. 그래서, 상당한 기술적 도전이 카이저에 의해 처리되지 않은 채로 남아 있다.
또한, 카이저는 어떠한 인터폴레이션 필터(interpolation filter), 또는 어떠한 특정 인터폴레이션 필터의 구현에 대한 아무런 가르침이나 암시도 없다.
노스워디 등이 저술한 "델타 시그마 데이터 변환"(IEEE 출판사, 1997. 챕터 9(292 페이지부터 시작)) 텍스트북에서 델타-시그마 데이터 전환에 대한 관련 논의가 있고, 밴드패스 델타-시그마 모듈레이터에 대한 문제를 다루고 있다. 밴드패스 델타-시그마 A/D 컨버터가 1990년대 초부터 중간주파수(IF) 디모듈레이션에 사용되었다. 그러나, 라디오 전송 또는 RF 파워 변환을 위한 델타-시그마 D/A 컨버터의 사용에 관한 개시가 제공되어 있지 않다.
전술한 바에 의해 명백한 것처럼, 델타-시그마 변조의 기본 개념의 응용이 전술한 문제점들에 대한 해결책을 제시하지는 못한다. 그러므로, 활성 증폭기를 부착하지도 않고, 그리고 먼저 RF 캐리어 주파수보다 적은 주파수에서 디지털 데이터 신호를 아날로그 도메인으로 변환하지 않고 디지털방식에 의해 신호를 RF 파워로 변환하는 개선된 장치 및 방법에 대한 요구가 있다. 그러한 개선된 장치 및 방법은 또한 고도의 파워 효율을 제공하여 파워 소모를 감소하고, 특히 무선 핸드셋의 배터리 수명을 증가시킨다.
본 발명은 신호 및 파워 변환을 위한 개선된 장치 및 방법을 제공함으로써 상기 요구를 만족시킨다.
본 발명의 제1태양에서, RF신호의 공진 파워 변환을 위한 개선된 장치가 개시디어 있다. 이 장치는 일반적으로 다수의 펄스를 발생시키는데 적합한 펄스입력소스; 이 펄스입력소스에 작동가능하게 결합된 공진기; 및 공진기의 출력에 작동가능하게 결합되고 다수의 RF 신호를 전송하는데 적합한 전송매체를 포함한다. 일실시형태에서, 공진기는 실질적으로 캐리어 주파수에서 또는 그 근처에서 공진주파수를 가지며, 그의 계속적인 전송을 위한 다수의 발생된 펄스의 적어도 일부분의 선택적 보강을 통해 에너지를 효율적으로 저장하는데 적합하다. 특히, 한 변형은 클럭 레이트(Fc/L1)에서 디지털 데이터를 수신하는 노이즈-셰이핑 인코더를 포함하는 디지털방식 액추에이트 공진 파워(digitally actuated resonant power: 이하, DARP라 함) 컨버터를 사용하고, 여기서 L1 은 캐리어 주파수(Fc)의 멀티플 또는 서브멀티플이고, 디지털 데이터를 인코딩한다. 공진기에 저장된 에너지를 수신하는 공진기에 결합된 로드 임피던스는 물론이고, DC에서 또는 그 근처에서 주파수를 가지는 파워 서플라이가 또한 제공된다. 차징 스위치(charging switch)는 노이즈-셰이핑 인코더, 파워 서플라이, 공진기, 및 클럭레이트 L2Fc 를 가지는 클럭에 결합되고, 여기서 L2 캐리어 주파수(Fc)의 멀티플이다. 차징스위치는 (i) 노이즈-셰이핑 인코더에서 인코드된 데이터를 수신하고, (ii) 파워 서플라이의 전압 또는 전류를 샘플하고, (iii) 파워서플라이 전압 또는 전류 샘플을 공진기에 전송하는데 적합하게 된다.
본 발명의 제2태양에서, 공진 파워 변환을 수행하는 개선된 방법이 개시되어 있다. 이 방법은 일반적으로 다수의 펄스를 발생시키고; 다수의 펄스의 적어도 일부를 선택적으로 보강하는데 적합한 공진기에 상기 펄스를 입력하고; 상기 펄스 부분을 선택적으로 보강하고; 전송매체로 선택적으로 보강된 신호를 전송하는 것을 포함한다.
본 발명의 제3태양에서, 노이즈-셰이핑 인코더 구현을 위한 개선된 전달 펑션(transfer function)은 그 펑션이 낮은 표본비율에서 오퍼레이팅하는 두 로우패스 인코더로 구현되도록 하는 것이 개시되어 있다.
본 발명의 제4태양에서, 개선된 노이즈 셰이핑 인코더 장치가 개시되어 있다. 일실시형태에서, 개선된 인코더 장치는 테이블 룩업 및 데이터-어드레스가능 메모리를 포함한다.
본 발명의 제5태양에서, 장치의 파워 게인을 콘트롤하는 개선된 방법 및 장치가 개시되어 있다. 일실시형태에서, 파워게인은 디지털 도메인에서 완전히 콘트롤된다. 제2실시형태에서, 게인은 디지털과 아날로그 수단의 조합에 의해 콘트롤된다.
본 발명의 제6태양에서, 개선된 차징 스위치 장치가 개시되어 있다. 일실시형태에서, 차징 스위치는 파워 소모를 현저히 감소하는 형태로 노이즈 셰이핑 인코더 로직과 동일한 반도체 기판 상에서 구현된다.
본 발명의 제7태양에서, 개선된 공진기와 트랜스포머 조합이 개시되어 있는 데, 이는 개선된 다이나믹 임피던스 터미네이션을 포함한다.
본 발명의 제8태양에서, 개선된 공진기 장치가 개시되어있고, 여기서 공진기는 듀플렉서의 일부로서 조합된다.
본 발명의 특징, 목적 및 이점이 도면과 함께 설명된 이하의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1a, 1b, 1c는 전형적인 종래의 RF 트랜스미터 및 파워 증폭 시스템의 일반적인 구성을 나타내는 기능적 블록 다이어그램이다.
도 2는 본 발명에 따른 예시적인 컨버터 장치의 일반적인 구성을 나타내는 기능적 블록 다이어그램이다.
도 2a는 도 2의 컨버터 장치의 예시적 구성을 나타내는 기능적 블록 다이어그램이다.
도3(도3a와 도3b)는 도 2의 컨버터 장치의 일실시형태를 나타내는 기능적 블록 다이어그램이다.
도 4는 도 2의 컨버터 장치의 다른 실시형태를 나타내는 기능적 블록 다이어그램이다.
도 5는 도 3(도3a와 도3b)의 노이즈 셰이핑 인코더에 입력하기 (a) 전, 및 (b) 후의 노이즈 스펙트럼을 나타낸 그래프.
도 6은 본 발명에 따른 써드-오더 노이즈 셰이핑 인코더와 관련있는 노이즈 트랜스퍼 펑션(풀 듀플렉스 트랜스시버)를 나타낸 그래프.
도 7은 도 3(도3a와 도3b)의 장치의 (a) 디지털 쿼드러춰(quadrature) 모듈레이터 전, (b) 디지털 쿼드러춰(quadrature) 모듈레이터 후이지만, 공진기 전, 및 (c) 공진기 후의 L1 = 1 및 L2 = 4 에 대한 제1노이즈 스펙트럼을 나타내는 그래프.
도 8은 도 3(도3a와 도3b)의 장치의 (a) 디지털 쿼드러춰(quadrature) 모듈레이터 전, (b) 디지털 쿼드러춰(quadrature) 모듈레이터 후이지만, 공진기 전, 및 (c) 공진기 후의 L1 = 2 및 L2 = 4 에 대한 제2노이즈 스펙트럼을 나타내는 그래프.
도 9는 도 3(도3a와 도3b)의 장치의 (a) 디지털 쿼드러춰(quadrature) 모듈레이터 전, (b) 디지털 쿼드러춰(quadrature) 모듈레이터 후이지만, 공진기 전, 및 (c) 공진기 후의 L1 = 1 및 L2 = 8 에 대한 제3노이즈 스펙트럼을 나타내는 그래프.
도 10은 공진기의 스위치쪽에 있는 터미네이션 네트워크의 예시적 구성을 나타내는, 도 2의 장치의 다른 실시형태의 기능적 블록 다이어그램.
도 11은 듀플렉서에 공진기를 포함시키는 예시적 스킴을 나타내는, 도 2의 장치의 다른 실시형태의 기능적 블록 다이어그램.
도 12는 스위치 엑시테이션의 짧은 시퀀스에 대한 본 발명의 예시적 공진기 구성의 타임-도메인 응답을 나타내는 그래프.
도 13은 1536 배 심볼 레이트(앞에서 논의된 바와 같이 서프레스된 이미지)에서 인터폴레이션(interpolation) 필터링의 최종 단계에서 예시적 스펙트럼 출력을 나타내는 그래프.
도 14는 스위치에 대한 입력에서, 인코더로부터 스펙트럼 출력을 나타내는 그래프.
도 15는 공진기의 예시적 주파수 응답을 나타내는 그래프.
도 16은 풀 측정가능 밴드 위의 공진기로부터 예시적 스펙트럼 출력을 나타내는 그래프.
도 17은 PCS 전송 밴드 위의 공진기로부터 예시적 스펙트럼 출력을 나타내는 그래프.
도 18은 80 MHz 오프셋으로 PCS 수신 밴드에 예시적 전송 리키지(leakage) 파워를 나타내는 그래프.
도 19는 공진기로부터 예시적 타임 도메인 출력을 나타내는 그래프.
도 20은 (i) 델타-시그마 변조 없이, 및 (ii) 델타-시그마 변조와 함께 이상적 케이스의 예시적 위상 응답을 나타내는 그래프.
도 21은 (i) 실제 생성-품질 GaAs MESFET 모델, 및 (ii) 이상적 스위치를 사용하는 본 발명의 예시적 스위치/공진기 회로의 캐덴스 디자인 시스템사의 SPICE 프로그램을 통해 발생된 시뮬레이션으로부터 타임 도메인 응답의 차이를 나타내는 그래프.
도면에서 같은 부품은 같은 도면부호로 표기하였다.
여기서 사용된 것처럼, 편의상 용어 "전송하다(transmit)", 전송(transmission)", "전송하는(transmitting)"은 적용할때 전송신호 및 수신 신호의 작용 모두에 관한 것으로 고려할 수 있다.
여시서 사용된 용어 "메모리(memory)"와 "저장장치(storage device)"는 RAM(예, SRAM, SDRAM, DRAM, SDRAM, EDR-DRAM, DDR), ROM(예, PROM, EPROM, EEPROM, UV-EPROM), 마그네틱 버블 메모리, 옵티칼 메모리, 내장형 플래시 메모리 등을 포함하지만 이들에 한정되는 것은 아닌 데이터 또는 정보를 저장하는 수단을 포함하는 것을 의미한다.
다음 설명은 무선 RF 핸드셋(예, 셀룰러폰)에 대하여 주로 캐스트하고 있지만, 본 발명은 특정 무선 방법, 공기 인터페이스, 또는 아키텍처, 또는 무선 응용에 대한 것에 한정되는 것은 아니라는 것을 알아야 한다. 본 발명은 여기에 설명된 어떠한 제한과 모순이 없고, 어떤 종류의 비무선 시스템과 동일한 결과로 적용될 수 있다.
도 2 및 2a에 대하여 설면하면, 본 발명의 공진 파워 컨버터의 일반적인 형태가 설명된다. 도 2에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 장치(200)는 펄스 입력 소스(202)로서 생각될 수 있고 그의 출력은 공진기(204)의 입력에 결합되고, 공진기의 출력은 로드 또는 트랜스미션 수단(206)(예, 무선안테나, 트랜스미션 라인 등)에 결합된다. 본 발명의 공진기의 특정 성질이 이어서 보다 상세하게 설명되다. 도 2의 구성(실제, 본 발명의 개시된 다른 모든 실시형태)의 매우 유익한 어트리뷰트는 증폭기가 요구되는 것은 아니고, 오히려 공진기(204)가 초고효율 파워 서플라이로서 효과적으로 작용한다. 이것은 파워 증폭기를 가지는 종래 디자인과 관련있는 비용, 복잡성 등을 제거할 뿐만 아니라 명백히 증가된 효율을 제공하고, 따라서 RF 장치의 파워 소모에 큰 임팩트를 가진다.
도 2a는 도 2의 일반화된 모델에 의거하여 DARP(디지털방식 액추에이트 공진 파워) 장치(220)를 나타낸다. 이 장치(220)는 도 2의 펄스 데이터 소스(202)이 일부로서 노이즈 셰이핑 인코더(222) 및 차징 스위치(224)를 포함한다.
도 3(도3a와 도3b)에 관하여 설명하면, 전술한 도 2의 것을 기초로 한 아키텍처(300)는 디지털 데이터가 패스밴드 변조되고, 그리고 나서 라디오 주파수에서 안테나 또는 전송 라인 같은 로드 임피던스에 전송되는 것이다. 디지털 데이터는 관심 밴드 밖의 노이즈를 푸싱하는 양자화 노이즈를 스펙트럼으로 셰이프하는 하나 이상의 노이즈-셰이핑 인코더(302)에 결합된다. 노이즈 셰이핑 인코더(302)의 출력은 하나 또는 몇개이 비트 와이드이고, 인코더의 출력워드비율은 RF 캐리어 주파수(Fc)의 멀티플 또는 서브멀티플(L1)이다. 인코더(302)의 출력은 적어도 하나의 차징 스위치(304)에 결합된다. 그러한 차징 스위치는 이하에 보다 상세하게 설명하는 바와 같이, 전자기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 잘 알려진 많은 다른 구성을 포함한다. 차징 스위치(304)의 목적은 DC 파워 서플라이 전압 VDC(또는 다른 저주파수 파워 서플라이)를 샘플링하는 것이고 그리고 RF 캐리어 주파수(Fc)의 포지티브 위상 또는 Fc 180 전기적각도의 역위상에서 공진기(306)의 내부 캐패시턴스에 빠르게(예, 동시에) 스위치 차지(charge)하는 것이다. 공진기의 캐패시턴스가 차지된 후, 전류가 공진기의 인덕턴스를 통해 흐르기 시작하고, 공진기는 Fc 에서 오실레이트하기 시작한다. 공진기(306)는 예시된 실시형태에서, 입력에 의해 공진기에 보여진 바와 같이, 공진기(306)이 출력에서 로드 임피던스 ZL (309)을 효과적으로 멀티플라이하기 위한 고-Q 공진기라고 생각된다. 로드 임피던스(309)는 다른 형태의 임피던스가 대체되어도, 안테나, 전송 라인 또는 다른 유사한 형태로 된다. 차징 수위치(304)는 Fc 의 포지티브 위상 또는 역위상에서 공진기에 계속해서 액추에이트한다. 노이즈 셰이핑 인코더(302)의 출력 샘플들 {ik, qk} 는 각 샘플링 순간에 차징 스위치 샘플들의 값을 결정한다.
노이즈 셰이핑 인코더(302)는 두 로우패스 인코더(도 3(도3a와 도3b))로서, 단일 밴드패스 인코더(4006)(도 4)로서, 또는 다른 동등한 구성에서 구현된다. 파워 소모가 주요 관심이고 클럭 주파수가 "이용가능한" 반도체 기술(여기서, "이용가능한"은 기술 상태에 의해 제한된, 또는 타켓 코스트, IC 오퍼레이팅 전압, 다이 사이즈 등의 다른 강제에 의해 제한된 이용가능함을 의미한다)의 상한 근처에 있는 적용에서, 더 높은 클럭 주파수에서 밴드패스 인코더에 대향된 것처럼 더 낮은 클럭 주파수에서 두 로우패스 인코더처럼 노이즈 셰이핑 인코더를 구현하는데 분명한 장점이 된다.
본 발명의 노이즈 셰이핑 인코더는 노이즈 셰이핑 인코딩이 디지털 데이터의 알려진 한정된 상태의 발전에서 오프라인에 대해 구현되는 테이블 룩업 펑션으로서 실행된다. 예를 들면, 그 결과는 데이터 어드레스가능 메모리 또는 저장장치에 저장된다. 많은 다른 옵션이 존재한다. 그러한 구성과 옵션은 신호 프로세싱 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 알 수 있고 이해할 수 있고, 따라서 여기서 더이상 설명하지 않는다.
이제 도 3(도3a와 도3b) 및 도 4의 실시형태를 보다 상세하게 설명한다. 충분한 캐퍼빌러티를 가지는 DSP, RISC 프로세서, CISC 프로세서, ASIC 등을 포함하는 디지털 프로세서(310) 초기에, 디지털 데이터 스트림은 두 직교 신호 벡터로 분리된다: Fb 의 심볼 레이트(rate)에서 동상(in-phase) 벡터(I) 및 쿼드러춰(quadrature) 벡터(Q). 디지털 데이터는 시프트 키잉(예, π/4 QPSK, FSK, GFSK, GMSK 등), 진폭 변조(예, QAM 등) 따위를 포함하지만, 이들에 한정되는 것은 아닌 알려진 모듈레이트 포맷 타입 중 하나로 될 수 있다. 이들 지정이 독단적이라는 것이 인식될 지라도, 바이너리 데이터는 "하나(one)" 상태에 대해 1 및 "제로(zero)" 상태에 대해 -1로 처리된다. 디지털 인터폴레이션 필터(312)는 심볼에 채널 필터링을 제공하고, 제로 인터심볼 인터퍼런스를 제공하는 상승 코사인 필터 패밀리 같은 알여진 심볼 필터 타입 중 하나로 될 수 있다. IS-2000 같은 많은 특정 데이터 트랜스미션 스탠다드에 대해, 심볼 필터링이 상술되어 있다. 하여튼, 심볼 필터링은 디지털 인터폴레이션 필터(312)에 의해 실행된 전체 필터링 내에 내포될 수 있다. 필터(312)는 또한 비율 (Fc/L1)/Fb 에 의해 표본비율을 증가시킨다. 여기서, Fc 전송될 RF 신호의 캐리어 주파수이다. 바람직한 실시형태에서, L1=1이고, 이는 로우패스 노이즈-셰이핑 인코더(302)가 캐리어 주파수 Fc 와 같은 표본비율에서 오퍼레이팅하는 것을 의미한다. 인코더 로직(302)의 파워 소모를 낮추기 위해 인코더(12)의 샘플링비율을 낮추는 것이 바람직하고, 그러므로 L1=2, 또는 흥미있는 원하는 밴드에서 더 큰 양자화 노이즈를 희생하여 더 큰 것이 선택될 수 있다. 실제로, 전체 인터폴레이션비 (Fc/L1)/Fb 가 여전히 큰 수로 될 것이다. IS-2000 스탠다드에 대한 실시예로서, 심볼레이트 Fb 가 1.23 MHz 이면 그리고 캐리어 주파수 Fc 가 1.88 GHz 이면, 그리고 L1 = 1 이면, 전체 인터폴레이션 비는 대략 1529.945와 같다. 분명히, 다른 주파수가 선택되고, 다른 인터폴레이션 비가 초래된다. 일반적으로, 캐리어 레이트와 심볼 레이트 사이의 인터폴레이션은 정수로 될 필요가 없을 것이고, 베이스밴드 심볼 클럭은 캐리어 블록에 대하여 완전히 독립적인(알맞지 않는) 소스에서 유래한다. 여러가지 양립할 수 있는 기술이 프랙셔널(fractional)-N 합성 페이스록(phaselock) 루프를 포함하지만 이에 한정되지 않는 프랙셔널 샘플 레이트 변환을 수행하기 위한 기록시에 존재한다. 프랙셔널 데시메이션(fractional decimation)과 인터폴레이션을 적용하는 모든 디지털 기술이 본 발명의 범위와 아키텍처에 적절하게 적용된다. 예를 들면 리더(reader)는 참고로 여기에 포함된 헨첼 등의 "소프트웨어 라디오를 위한 샘플 레이트 변환", IEEE 컴뮤니케이션 매거진, 2000년 8월, p142-150에 대해 언급한다. 비동기 클럭을 동기화하는 많은 다른 잘 알려진 기술이 당업자에 의해 본 발명에 적용될 수 있다.
도 3(도3a와 도3b)의 디지털 인터폴레이션 필터(312)는 멀티플리케이션 레이트와 복잡성을 완화함으로서 구현 비용 및 파워 소모를 감소할 목적으로 둘 이상의 단계의 인터폴레이션을 교차하는 인터폴레이션 비 (Fc/L1)/Fb 를 분배하는데 사용된다. 멀티-레이트 디지털 필터의 디자인은 문헌에 잘 알려져 있고, 델타 시그마 컨버터에 적용된 그러한 기술은 또한 잘 알려져 있고, 예를 들면, 노스워디 등의 "델타-시그마 데이터 컨버터", IEEE 프레스, 1997의 챕터 13에서 볼 수 있고, 참고로 여기에 포함시켰다. 예를 들면, IS-2000을 위한 심볼레이트 필터를 고려하고, 전체 인터폴레이션 필터가 세개의 주요 섹션으로 분배되게 한다. 인커밍 심볼에서 오퍼레이팅하는 제1필터가 다음의 콘스트레인트(constraint)를 갖게 한다: FIR 구조; 8배 심볼레이트에서 오퍼레이팅; 0.48배 심볼레이트의 패스밴드 컷오프 주파수; 1dB이하의 패스밴드 리플; 0.6배 심볼레이트의 스톱밴드 컷오프 주파수; 최소 60 dB의 스톱밴드 감쇠. 이들 콘스트레인트는 잘 알려진 레메즈 변경 알고리즘을 사용하여 발견된 적어도 160 탭을 가지는 FIR 필터를 초래할 것이다. 인터폴레이션 필터링의 제2단계는 적어도 70dB로 서프레스된 8배 심볼레이트의 멀티플에서 이미지를 생성하는, 24의 오버샘프링 비를 가지는 신크-큐빅(sinc-cubic) 필터로 될 수 있다. 인터폴레이션 필터링의 제3단계는 단순히 적어도 50dB로 서프레스된 8*24=192배 심볼레이트의 멀티플에서 이미지를 생성하는, 8인 오버샘프링 비를 가지는 제로-오더 홀드로 된다. 그러므로, 이들 세 필터단계 모두의 오버샘플링 비를 멀티플라이하면, 8*24*8=1536을 갖게되며, 전체 오버샘플링 비 (Fc/L1)/Fb 가 효율적으로 얻어진다. 프랙셔널 샘플링비율 컨버터는 캐리어 레이트에 대한 베이스밴드 심볼 레이트를 동기화하기 위해 하나 이상의 인터폴레이션 단계에 포함된다. 이 실시형태가 인터폴레이션 필터(312)를 얻는 효율적인 하나의 방법을 설명하고 있지만, FIR 필터 대신 IIR 필터로 대체하고, 더 많거나 더 적은 인터폴레이션 필터링 단계를 만들고, 다른 상대적 인터폴레이션 비를 선택하고, 인터폴레이션 비를 낮추기 위해 더 큰 L1 값을 선택하는 것을 포함하지만 이들에 한정하는 것은 아닌 그 기술분야에 통상의 지식을 가진자가 알 수 있고 만들 수 있는 다른 대체물이 있다는 것을 알 것이다.
인터폴레이터(312)의 출력은 노이즈 셰이핑 인코더(302)의 입력에 결합된다. 이들 인코더들은 도 3(도3a와 도3b)의 실시형태에서 로우패스 인코더를 I와 Q로 분리되고, 디지털 쿼드러춰 모듈레이터(316)에 의해 효과적으로 업컨버트되고 조합되어, 밴드패스 신호로 된다. 쿼드러춰 모듈레이터(316) 다음의 밴드패스 인코더는 도 4의 구성에 나타낸 것처럼, 쿼드러춰 모듈레이터 전의 두 로우패스 인코더(302)를 대체할 수 있다. 각각의 실시형태에서, 로우패스 인코더는 인터폴레이터(312)에서의 신호 에너지가 베이스밴드에 보존되도록 디자인 된다. 도 5는 (a) 인코딩 전, 및 (b) 인코더(302)의 출력에서의 스펙트럼을 나타낸다. 도 5의 회색 음영부(510)는 인코딩 프로세스에서 유래하는 양자화 노이즈를 나타낸다. 인코더는 양자화 노이즈를 형성하지만, 대부분의 노이즈가 Fb/2 와 (Fc/L1)/2 사이의 바깥쪽에 놓이고, 바람직하게는 0과 Fb/2 사이의 관심 밴드 안쪽의 상대적으로 높은 신호-노이즈 비를 초래하도록 밴드 밖의 양자화 노이즈를 효과적으로 푸시한다.
앞에서 서술한 바와 같이, 양자화 노이즈(캐리어 주파수 부근의 샘플링 주파수에서 오퍼레이팅하는 전형적인 노이즈 셰이핑 인코더에 의해 발생된 노이즈)는 풀-듀플렉스 트랜스시버의 인접 수신 밴드에서 매우 높은 레벨을 생성한다. 이것은 노이즈가 적절하게 제거되지 않으면 심한 열화(degradation)를 나타낸다. 여기에 설명된 하나의 해결책은 양자화 노이즈가 서프레션을 필요로 하는 선택된 주파수에서 인코더 노이즈 전달 펑션의 하나 이상의 제로를 위치시키는 것을 요구한다. 세컨드-오더 로우패스 델타-시그마 모듈레이터의 가장 간단한 형태가 아래의 노이즈 전달 펑션(NTF )를 갖는다:
Figure 112004040113153-pct00001
이것은 z=1, 또는 0 Hz에서 두 제로를 나타낸다. 제로는 NTF를 다음과 같이 표현함으로써 0 Hz에서 다른 주파수로 변형될 수 있다:
Figure 112004040113153-pct00002
예시에서 처럼, 원하는 제로가 ±80 MHz 이면, 인코더의 샘플링 레이트는 1.88 GHz이다. 그러면 NTF는 아래와 같이 된다:
Figure 112004040113153-pct00003
어사이니에 의해 실행된 시뮬레이션은 양자화 노이즈가 80 MHz ± Fb/2에서 0 Hz에서 두 제로를 가지는 세컨드-오더 로우패스 모듈레이터의 스탠더드 버젼과 비교해서 추가로 36 dB를 서프레스하는 것을 나타낸다. 그러나, 트레이드오프는 몇몇 종류의 멀티플라이어가 2에 의해 멀티플라이를 구현하는 간단한 시프트 대신,계수를 충족시키는 로직 내에 포함되어야 한다는 것이다. 이 NTF는 0 Hz에서 더이상 무한 서프레션을 가지며, 심볼 밴드 에지 ±Fb/2에서 제한된 서프레션을 가진다. 그럼에도 불구하고, 그것은 그러한 특징이 수용될 수 있거나 요망되는 특정 적용에서 여전히 매우 유용하다.
전형적인 써드-오더 인코더는 단일 제로가 0 Hz에서 위치되고, 그 제로가 ±80 MHz에서 전과 같이 유지되도록 구성된다. 인코더 안정성을 유지하기 위하여, 폴이 제로에 더하여 NTF에 위치된다. 이것은 초기에 카운터-인튜이티브(counter-intuitive)인 것 같지만, 노이즈 셰이핑 필터가 양자화된 피드백 루프 내에 효가적으로 포함된다는 것을 알게될 것이다. 안정한 하이-오더 델타-시그마 모듈레이터의 디자인 상의 포괄적 처리가 그 기술분야에 잘 알려져 있고, 그 예시가 노스워디 등의 텍스트북 델타-시그마 데이터 컨버터(IEEE 프레스, 1997)의 챕터 4 및 5에서 볼 수 있다.
1.88 GHz의 샘플링 레이트를 나타내고, ±80 MHz와 0 Hz에서 제로를 가지는 전형적인 써드-오더 노이즈 셰이핑 인코더는 다음 관계식으로 주어진 NTF를 가진다:
Figure 112004040113153-pct00004
이 인코더에 대한 NTF는 도 6에 나타나 있다. 시뮬레이션은 80 MHz ± Fb/2 에서 양자화 노이즈가 0 Hz 에서 두 제로를 가지는 스탠더드 세컨드-오더 로우패스 모듈레이터와 비교하여 추가 26 dB를 서프레스한 것을 나타낸다. 이것은 0 Hz 에서 ±80 Hz로 이동한 제로를 갖는 세컨드-오더 모듈레이터와 비교할때 대략 10 dB 더 적은 서프레션이다. 그러나, 이 써드-오더 모듈레이터는, 0 Hz에서 제로이기 때문 에, 심볼 밴드 에지 ±Fb/2 에서 우수한 서프레션의 이점을 가진다. 그렇지만, 트레이드오프는 적어도 하나의 멀티플라이어가 적어도 하나의 계수를 구현하는 로직 내에 포함될 필요가 있는 것이다. 시뮬레이션은 폴 위치를 콘트롤하는 계수가 라운드오프 에러로 인해 인코더의 안정성과 성능에 너무 민감한 것이 아니라는 것을 나타내고, 간단한 선택이 폴 위치를 z- 평면에 구현하는데 발견될 수 있고, 예를 들어단순한 시프트-애드 스킴으로 구현되는 짧은 계수 워드 길이를 나타낸다. 많은 경우에 주의깊게 선택된 계수 멀티플리케이션의 구현을 위해 필요한 엑스트라 로직 이 상대적으로 자명하다. 리더(reader)는 디지털 델타-시그마 모듈레이터의 구현에 대한 기술을 나타내는 전술한 모스워디 등의 텍스트북의 챕터 10에 언급되어 있다.
이런 전형적인 서드-오더 모듈레이터의 아웃오브밴드 게인은 1.57이고, 이것은 안정성을 위한 최대 아웃오브밴드 게인이 1.5 또는 그보다 약간 큰 것으로 제시된 전술한 노스워디 등이 택스트북 챕터 4에 따르면, 1-비트 양자화를 위한 상대적으로 안정한 것을 의미한다. 이 예는 샘플링 레이트, 폴과 제로의 위치 및 인코더의 오더를 포함하지만 이에 한정되는 것은 아닌 다양한 대체물들이 만들어질 수 있듯이, 설계될 수 있는 많은 노이즈 셰이핑 인코더 중 하나이다.
유사하게, 로우패스-밴드패스 변형 z →-z2 를 사용하는 밴드패스 델타-시그마 모듈레이터는 두 로두패스 델타-시그마 모듈레이터(I에 하나, Q에 하나) 대신 대체될 수 있고, 상기 예의 디자인은 원하면 직접 변형될 수 있고, 도 4에서 밴드패스 노이즈 셰이핑 인코더(406)의 실시형태로서 사용된다. 밴드패스 델타-시그마 모듈레이터의 디자인에 대한 종합 처리는 전술한 노스워디 등의 교재 제9장에서 볼수 있다.
노이즈 셰이핑 인코더(302)는 1-비트 또는 멀티-비트(n-비트) 양자화에 사용된다. 이상적으로, 인코더(302)는 스펙트럼에서 스퓨리어스 톤이 없어야 하고, 종종 인코더를 디더하는 것이 필요하다. 디더 델타-시그마 모듈레이터 상의 종합 처리는 전술한 노스워디 등의 교재 제3장에서 볼 수 있고, 여기서, 디더 멀티비트 노이즈 셰이핑 인코더를 위한 안정성 기준 테스트가 제공된다(p.130-131). 바람직한 특징은 양자화 노이즈가 화이트인 것을 보장하는 완전히 디더된 퀀티저를 가지는 것이다. 여기서 사용된, 용어 "완전히 디더된 퀀티저"는 디더가 완전히 하나의 양자화 인터벌을 스팬하는 것을 말한다. 예를 들어, 삼진 인코드 퀀티저에 대해 출력 레벨이 {1, 0, -1}이면, 대응 임계값은 {-0.5, 0.5}이고, 디더 인터벌도 또한 {-0.5, 0.5}이고, 디더 제너레이터는 이들 외부 한계 사이에 슈도-랜덤을 형성한다. 디더는 인코더의 내부 퀀티저의 입력에 산술적으로 가산된다. 때때로 퀀티저를 완전히 디더하는 것이 바람직하지만, 이것은 인코더의 사용가능한 다이나믹 범위를 제한하고, 안정성을 감소시킨다. 사실상 모두 알려진 노이즈 셰이핑 인코더에 대해, 완전히 디더된 퀀티저는 멀티비트 양자화를 요구할 것이다.
만일 인코더(302)가 {1, 0, -1}의 삼진 양자화 를 사용하면, 그리고 코더가 퍼스트 오더 이면, 그리고 퀀티저가 {-0.5, 0.5}로 완전히 디더되면 인커밍 신호의 안정한 입력 범위는 {-0.5, 0.5}이다. 이러한 놀랍고 훌륭한 결과는 명백한 실용적 함축성을 갖는다. 특히, 이 예시에서 인코더 밖에서 오는 최대 펄스 밀도는 0.5이 다. 디더 범위가 전체 양자화 인터벌을 커버하지 못하도록 제한되면, 입력 다이나믹 범위가 증가된다. 그러나, 이상적 채널 톤과 스파이크는 양자화 노이즈 스펙트럼을 보여준다.
전술한 CDMA-베이스 실시예에서, 세컨드-오더 인코더 또는 써드-오더 인코더가 어떻게 특정 시스템 요건에 맞게 디자인될 수 있는지를 나타냈다. TDMA 시스템(GSM을 포함), 또는 덜 엄중한 아웃오브밴드 노이즈 요건을 갖는 다른 시스템에 대해, 퍼스트-오더 인코더를 사용하는 것이 가능하다. 리시버와 트랜스미터가 동시에 온(on)이 아닌 TDMA 같은 시스템에서, 관심 전송 밴드 바깥쪽 양자화 노이즈의 서프레션은 거의 임계적이 아니다. 사실상, 보다 더 자명한 델타-시그마 모듈레이터가 사용된다. 가장 간단한 알려진 델타-시그마 모듈레이터는 퍼스트 오더 모듈레이텨이다. 밴드 밖의 너무 예리하게 증가하는 양자화 노이즈를 유지하기 위하여, 인코더(302)가 가능한 가장 낮은 오더가 되도록 고려하는 이유가 있다. 퍼스트 오더 델타-시그마 모듈레이터는 1980년대 초에 세컨드-오더 및 하이어-오더 모듈레이터의 발명 이후 대체로 회피되어 왔다. 거의 모든 알려진 상업적 응용에서, 퍼스트-오더 모듈레이터는 많은 실용적 시스템 디자인에서 사실상 사용할 수 없게된 스퓨리어스 톤의 하이 레벨의 고유한 발생 때문에 회피된다. 퍼스트-오더 인코더는 양자화 노이즈가 단지 9 dB/옥타브에서 올라가게 하지만, 세컨드-오더 인코더의 노이즈는 15 dB/옥타브에서 올라갈 것이고, 서드-오더 인코더의 노이즈는 21 dB/옥타브에서 올라갈 것이다. 패시브 공진기(도 10, 11)는 아웃오브밴드 양자화 노이즈를 감쇄해야만 하고, 그 공진기는 가능한 낮은 삽입 손실을 유지하기 위하여 로우-오더 특성을 가져야 한다. 예를 들어, 싱글-섹션 밴드패스 공진기는 각 공진주파수에서 6dB/옥타브의 감쇠를 갖는다. 공진기로부터 6 dB 감쇠로 양자화 노이즈에서 9 dB/옥타브 상승에 맞게되면 양자화 노이즈가 3 dB/옥타브 상승하게 할 것이다. 오버샘플링 비가 2048이면, 3 dB/옥타브에서 11옥타브이 순수 상승이 있고, 이는 너무 많은 아웃오브밴드 노이즈로 되고 엔드-시스템에 대한 스펙트럼 요건에 맞지 않는다. 그러므로, 아웃오브밴드 양자화 노이즈를 감소하는 다른 수단이 샘플-앤드-홀드 인터폴레이터(318)(도 3(도3a와 도3b))에 도입되고, 이는 DC 및 4Fc 의 멀티플에서 스펙트럼 제로를 도입하고, 공진기 단독으로부터 부적당한 감소 문제를 효율적으로 경감시키고, 드라마틱 레이트에서 아웃오브밴드 에너지를 롤링오프한다.
도 3(도3a와 도3b)과 관련하여 다시 설명하면, 노이즈 셰이핑 인코더(302)의 출력은 샘플-앤드-홀드 인터폴레이터(318)의 입력과 결합되고, L1 과 L2 의 제품의 인터폴레이션 비를 가진다. 샘플-앤드-홀드 인터폴레이터(318)의 목적은 디지털 쿼드러춰 모듈레이터(316)의 모듈레이션 주파수로 노이즈 셰이핑 인코더의 출력 샘플레이트를 인터페이스하는 것이다.
도 3(도3a와 도3b)의 DARP 컨버터 장치의 오퍼레이션 및 작용을 설명하는데 도움이 되는 몇몇 실시예들을 이하에 서술한다.
실시예 1
도 3(도3a와 도3b)의 실시형태를 다시 설명하면, 우리는 L1=1 및 L2=4 를 선택한다. 우리는 또한 I-모듈레이터와 Q-모듈레이터를 구동하는 cos() 및 sin() 아규먼트 안쪽에 위상 오프셋 θ= 0을 설정한다. 데이터 샘플 {ik}은 동상 인코더(302a)에서 오는 k번째 샘플이고, 마찬가지로, 데이터 샘플 {qk}은 쿼드러춰 인코더(302b)에서 오는 k번째 샘플이다. 캐리어 주파수 Fc 보다 4배 더 높은 레이트 4Fc 에서 클럭을 사용하면, 인코더로부터의 샘플은 효과적으로 샘플되고 k번째 샘플이 도달하기 전에 4배의 연속된 인터폴레이터(318)에 의해 유지된다. I-모듈레이터 및 Q-모듈레이터(320)는 효과적인 산술적 멀티플라이어이다. 각각의 멀티플라이어는 두 입력과 하나의 출력을 가진다. I-모듈레이터(320a)는 인터폴레이터(318a)로부터 동상(in-phase) 샘플을 수신하고, 주기적 시퀀스 {1, 0, -1, 0}를 수신하고, 이는 트리고노메트릭 오퍼레이션 cos(2πn/4)의 결과이고, 캐리어 주파수 Fc 의 동상 버젼이 캐리어 사이클당 4 샘플을 가진다. 동일하게, Q-모듈레이터(320b)는 인터폴레이터(318b)로부터 쿼드러춰 샘플을 수신하고, 주기적 시퀀스 {0, 1, 0, -1}를 수신하고, 이는 트리고노메트릭 오퍼레이션 sin(2πn/4)의 결과이고, 캐리어 주파수 Fc 의 쿼드러춰 버젼이 캐리어 사이클당 4 샘플을 가진다. 이들 오퍼레이션의 결과는 I-모듈레이터(320a)의 출력에서 {ik, 0, -ik, 0}의 형성이고, Q-모듈레이터(320b)의 출력에서 {0, qk, 0, -qk}의 형성이다. 그러므로, Fc 에서 모든 동상 인코더 샘플 {ik}은 4Fc 에서 4-위상 패킷 {ik, 0, -ik, 0}으로 변형되고, Fc 에서 모든 쿼드러춰 인코더 샘플 {qk}은 4Fc 에서 4-위상 패킷 {0, qk, 0, -qk}으로 변형된다. 그러면 콤바이너(324)는 매 캐리어 사이클, 또는 Fc 의 주기마다 데이터 시퀀스 {ik, qk, -ik, -qk} 를 생성한다. 노이즈 셰이핑 인코더(14)가 이진 양자화에 속박되면, 캐리어 사이클 마다 4개의 가능한 데이터 시퀀스가 있다: {1, 1, -1, -1}, {1, -1, -1, 1}, {-1, -1, 1, 1}, {-1, 1, 1, -1}. 이들 데이터 시퀀스 중 각각은 4개의 가능한 신호 배열 포인트 중 하나를 나타낸다. 패스밴드 데이터 트랜스미션 및 위상 시프트 키잉(PSK) 신호 배열 상의 종합 처리를 위해, 리더(reader)는 기틀린 등의 텍스트 데이터 커뮤니케이션즈 프린시플즈(플레넘 프레스, 1992, 챕터 5, p.325 부터)를 참조한다.
실시예 2
전술한 실시예 1에서 처럼, L1=1 및 L2=4 이다. 그러나 이 타임 위상 오프셋 θ=π/4 는 I-모듈레이터와 Q-모듈레이터를 구동하는 cos() 및 sin() 아규먼트 안쪽에 설정된다. 위상 오프셋을 π/4 로 세팅하는 것은 일부 경우에 중요하다. 특히, IS-95, IS-95a, IS-98, 및 IS-2000의 CDMA 스탠더드는 모듈레이션 모드로서 π/4 오프셋을 요구한다. 제로 오프셋에 반대되는 π/4 오프셋 QPSK를 사용하는 것이 피크-에버리지(peak-to-average)를 감소하는 이점을 가지며, 그렇지 않으면 크레스트 팩터(crest factor)로서 알려진 것이 당해 기술분야에 통상의 지식을 가진 자에게 잘 알려져 있다. 데이터 샘플 {ik}은 동상 인코더(302a)에서 오는 k번째 샘플이 고, 마찬가지로, 데이터 샘플 {qk}은 쿼드러춰 인코더(302b)에서 오는 k번째 샘플이다. 캐리어 주파수 Fc 보다 4배 더 높은 레이트 4Fc 에서 클럭을 사용하면, 인코더로부터의 샘플은 효과적으로 샘플되고 k번째 샘플이 도달하기 전에 4배의 연속된 인터폴레이터(318)에 의해 유지된다. I-모듈레이터(320a) 및 Q-모듈레이터(320b)는 효과적인 산술적 멀티플라이어이다. 각각의 멀티플라이어는 두 입력과 하나의 출력을 가진다. I-모듈레이터(320a)는 인터폴레이터(318a)로부터 동상(in-phase) 샘플을 수신하고, 주기적 시퀀스 {1, -1, -1, 1}를 수신하고, 이는 트리고노메트릭 오퍼레이션 cos(2πn/4 + π/4)의 결과이고, 캐리어 주파수 Fc 의 동상 버젼이다. 동일하게, Q-모듈레이터(320b)는 인터폴레이터(318b)로부터 쿼드러춰 샘플을 수신하고, 주기적 시퀀스 {1, 1, -1, -1}를 수신하고, 이는 트리고노메트릭 오퍼레이션 sin(2πn/4 + π/4)의 결과이고, 캐리어 주파수 Fc 의 쿼드러춰 버젼이다. (우리는 여기서 cos() 및 sin() 아규먼트의 기호를 채용하였고,
Figure 112004040113153-pct00005
멀티플라이어, π/4 오프셋의 결과를 무시하는 것에 주의한다) 이들 오퍼레이션의 결과는 I-모듈레이터(320a)의 출력에서 {ik, -ik, -ik, ik}의 형성이고, Q-모듈레이터(320b)의 출력에서 {qk, qk, -qk, -qk}의 형성이다. 그러므로, Fc 에서 모든 동상 인코더 샘플 {ik}은 4Fc 에서 4-위상 패킷 {ik, -ik, -ik, ik}으로 변형되고, Fc 에서 모든 쿼드러춰 인코더 샘플 {qk}은 4Fc 에서 4-위상 패킷 {qk, qk, -qk , -qk}으로 변형된다. 그러면 콤바이너(324)는 {(ik+qk), (-ik+qk), (-ik-qk ), (ik-qk)} 를 생성한다.
노이즈 셰이핑 인코더(14)가 이진 양자화에 속박되면, 캐리어 사이클 마다 4개의 가능한 데이터 시퀀스가 있다: {2, 0, -2, 0}, {0, 2, 0, -2}, {-2, 0, 2, 0}, {0, -2, 0, 2}. 이것은 제로로 되는 다른 모든 샘플의 삽입이 효율적으로 되게 하고, 공진기와 스위치가 샘플 히트 사이에 레스트하거나 세틀하게 하고, 스위치-공진기 인터페이스에서 인터-심볼 인터페이스의 가능성을 감소시킨다.
실시예 1 및 2에 대한 스펙트럼 관계는 도 7에 그래프로 나타낸다.
실시예 3
실시예 2에서와 같이, L1=1, L2=4, 및 θ=π/4 이다. 그러나, 삼진 양자화는 노이즈 셰이핑 인코더(302) 내에서 사용된다. 그러므로, 캐리어 사이클마다 9개의 가능한 데이터 시퀀스가 있고, 배열 맵은 다음의 I-Q 좌표에서 9개의 심볼 포인트의 직사각형 배열을 구성한다: (1,0), (1,1), (0,1), (-1,1), (-1,0), (-1,-1), (0,-1), (-1,-1), 및 (0,0). 배열맵 상의 이들 9개의 심볼 포인트에 대응하는 9개의 가능한 데이터 시퀀스는 다음과 같다: {1, -1, -1, 1}, {2,0,-2,0}, {1, 1, -1, -1}, {0,2,0,-2}, {-1, 1, 1, -1}, {-2,0,2,0}, {-1, -1, 1, 1}, {0,-2,0, 2}, {0,0,0,0}
실시예 4
이 경우, L2=2, 그러나 다른 모든 파라미터는 실시예 2와 동일하다, 즉 L1=4, 및 θ=π/4 이다. 이것은 두 팩터에 의해 인코더(302)의 샘플링 레이트를 Fc/2로 효율적으로 낮추고, 샘플/홀드 인터폴레이션 비 L1L2=8을 만들어, 샘플/홀드 인터폴레이터(318)의 출력 레이트가 전과 같이 4Fc 로 되도록 한다. 그러므로, 하나의 새로운 데이터 샘플 {ik} 또는 {qk}는 디지털 쿼드러춰 모듈레이터(316)의 8 클럭 사이클 마다 노이즈 셰이핑 인코더(302)에 의해 생성된다. 이 오퍼레이션의 결과는 I-모듈레이터(320a)의 출력에서 한 열에 두번 {ik, -ik, -ik, ik }의 형성이고, Q-모듈레이터(320b)의 출력에서 한 열에 두번 {qk, qk, -qk, -qk}의 형성이다. 그러므로, Fc/2 에서 모든 I-인코더 샘플 {ik}은 4Fc 의 레이트에서 I-모듈레이터(320a)의 출력에서 8-위상 패킷 {ik, -ik, -ik, ik, ik, -ik, -ik, ik}으로 변형되고, Fc/2 에서 모든 Q-인코더 샘플 {qk}은 4Fc 의 레이트에서 Q-모듈레이터(320b)의 출력에서 8-위상 패킷 {qk, qk, -qk, -qk, qk, qk, -qk, -qk}으로 변형된다. 그러면 콤바이너(324)는 일렬에 두 번 {(ik+qk), (-ik+qk), (-ik-q k), (ik-qk)} 를 생성한다. 노이즈 셰이핑 인코더(302)가 이진 양자화에 속박되면, 캐리어 사이클 마다 4개의 가능한 데이터 시퀀스가 있다: {2, 0, -2, 0, 2, 0, -2, 0}, {0, 2, 0, -2, 0, 2, 0, -2}, {-2, 0, 2, 0, -2, 0, 2, 0}, {0, -2, 0, 2, 0, -2, 0, 2}.
이 실시예에 대한 스펙트럼 관계는 도 8에 그래프로 나타낸다.
실시예 5
본 발명은 노이즈 셰이핑 인코더에서 어떤 길이 위상 패킷 또는 어떤 수의 양자화 레벨을 사용하여 실행될 수 있다는 것을 알 것이다. 예를 들면, 캐리어 사이클 당 8개의 위상 상태를 원하면, L1=1, L2=8로 설정하고, 양자화 레벨의 수는 이진수로 설정하고, 디지털 쿼드러춰 모듈레이터(316)와 차징 스위치(304)는 모두 8Fc 에서 오퍼레이트하게 설정할 수 있다. 이 실시예의 스펙트럼 관계는 도 9에 그래프로 나타낸다.
샘플/홀더 인터폴레이션(318)의 작용은 Fc 의 멀티플에서 스펙트럼 제로를 위치시키는 도 7(a)에 묘사된 것처럼 나타내기 위해 스펙트럼 상에 신크(x) 펑션으로 위치한다. 쿼드러춰 모듈레이터(320)의 작용은 도 7(b)에 묘사한 것처럼, 패스밴드가 Fc 에서 중심된 스펙트럼을 효율적으로 시프트한다. 다른 두 바람직한 실시예는 도 9과 9에서 볼 수 있다. 도 8에서, L1=2, L2=4, 반면에 도 9에서 L1=1, L2=8.
몇몇 가능한 실시예가 제시되었지만, 많은 다른 파라미터의 조합이 본 발명의 범위 내에서 가능하다. 그러므로, 본 발명의 전술한 실시예에 한정되는 것은 아니라는 것을 알아야 한다. 인터폴레이션 비, 위상 패킷 길이, 샘플링레이트, 배치 맵 등의 다른 조합에 대한 추가적인 실시예들은 본 명세서에 기재된 실시예들로부터 당업자가 용이하게 변형할 수 있다.
여기에 참고로 포함된, 2002. 3. 4.자 출원된 동일 명칭의 미국 가특허출원번호 60/361,813호의 우선권을 주장하는 것으로, 여기에 첨부하여 동시에 존재하도록 출원된 동시소유 및 동시계속 미국특허출원번호 10/382,326호 "공진 파워 변환을 위한 코더 장치 및 방법"에 상세하게 기술된 디더 스킴 및 장치가 본 발명과 일관되게 사용된다는 것을 알아야 한다. 이런 디더(dither) 방법 및 장치는 여기에 기술된 것을 포함하여 어떤 오더(즉, "nth" 오더를 통한 것)의 어떤 타입의 인코더에 적용되고, 2, 4, 8, 또는 2의 논파워(non-power)를 포함하는 1 보다 더 큰 데시메이션 팩터를 이용한다. 쿼드러춰 모듈레이터(320)의 출력은 콤바이너(324)와 쿼드러춰에서 합해지고, 대응하는 스위치(304)에 패스된다. 다른 프로세스(0.18 미크론 또는 0.1 미크론 등)가 대체될 수 있지만, 0.35-미크론 기술로 그 기술분야에서 잘알려진 타입의 GaAs MESFET 스위치가 사용된다. GaAs 반도체 웨이퍼 주조에서 실제 측정된 트랜지스터와 관련된 장치 모델이 시뮬레이션 기초로서 여기서 사용되었다. 스피드, 파워, 효율 요건이 흥미있는 선택을 하게 할 때 갈륨 비소(GaAs) MESFET 또는 PHEMT 스위치가 일반적으로 사용된다. 그러나, 바람직한 실시형태의 스위치(304)가 많은 유용한 기술 중 하나에서 구현되고, 본 발명은 GaAs 스위치 기술에 제한되지는 않는다. 예를 들면, 특정 응용에 스피드, 파워 및 효율 요건어ㅔ 맞는 보완적 산화물 금속 반도체(CMOS) 스위치가 유용하고, 또한 비용면에서도 바람직하다.
본 발명은 FET 장치 타입에 제한 되는 것은 아니다. 예를 들면, 바이폴라 스위치는 FET 대신에 본 발명의 일부 적용에 충분하게 된다. 따라서, 도 3(도3a와 도3b)의 스위치(304)는 간단한 이상적 스위치 모드로 나타낸다.
GaAs MESFET가 그들의 높은 전자 모빌리티와 다른 현저한 물리적 특성에 기인하여 유효한 고속 파워 스위치를 만드는 것이 그 기술분야에 통상의 지식을 가잔 자에게 잘 알려져 있지만, CMOS에서 그 기술의 외부 한계가 푸시되면 GHz-속도 로직이 극히 파워 소모적이고, 여기서 전류모드 로직이 속도 요건에 합당하게 하는 것이 요구된다는 것을 알 것이다. GaAs MESFET 로직이 기술 한계의 맨끝단에서CMOS 보다 훨씬 적은 파워-딜레이 프러덕트를 갖지만, GaAs 기술은 일반적으로 본 발명의 발표시에 디지털 프로세싱 로직(도 3(도3a와 도3b)의 프로세서(310)의 것과 같은)에 대한 테너블 선택(tenable choice)을 고려하지 않는다. 또한, GHz 속도에서 고속 클럭 온오프 칩을 취하는 것이 높은 CV2F 파워 손실 팩터에 기인하는 심한 파워 소모적이 될 수 있다. 이전에는, 이들 문제는 명확한 해답이 없이 어려운 딜레마에 처해 있었다.
본 발명의 이점은 이들 문제, 즉 낮은 파워 소모 및 비용을 처리한 스위치 해결책을 통한 수단이 되었다. 그러한 파워-효율성 및 비용-효율성 문제는 모놀리딕 GaAs 칩에 인코더(302)와 차징 스위치(304)를 통합하는 것을 포함한다. 그 기술분야에 통상의 지식을 가진 자는 GaAs 및 III-V족 화합물 반도체가 RF 스피드에서 오퍼레이팅하는 RF 파워증폭기 및 스위치에 아주 적합하다는 것을 알 것이다. 실리콘 게르마늄(SiG) 및 인듐 인(InP) 같은 다른 반도체 기술은 적합하고, 다른 것들은 RF 로직 및 파워 통합 이점을 제공하는 오버타임을 나타낸다. 그러나, 도 3(도3a와 도3b) 또는 4의 저속 로직회로는 CMOS에서 쉽게 구현될 수 있지만, 병렬-직력 인터페이스와 직렬-병렬 인터페이스 조합이 저속 CMOS 로직과 고속 GaAs 인코더 로직(302) 및 스위치(304) 사이에 이용될 수 있다.
그러므로, 본 발명은
"하이브리드" GaAs 및 CMOS 구성(즉, GaAS 상의 도 3(도3a와 도3b)의 장치의 특정 부분과 CMOS 에서 장치의 다른 부분)의 사용을 포함하는 여러가지 다른 구성을 고려하고 있다. 예를 들면, 일 실시형태에서, 노이즈 셰이핑 인코더(302), 샘플-홀드 인터폴레이터(318), 디지털 쿼드러춰 모듈레이터(316), 및 차징 스위치(304)를 포함하는 RF 컴퍼넌트는 하나 이상의 GaAs 장치에 배치되지만, 데이터 프로세서(310)와 제1 인터폴레이터(312)는 병렬-직렬 및 직렬-병렬 인터페이스를 통해 GaAs 장치에 결합된 분리된 CMOS 장치에 배치된다. 장치(300)의 여러 컴퍼넌트들에 대한 GaAs 및 CMOS를 사용하는 다른 배열은 본 발명과 일관되게 사용된다.
도 4에 나타낸 스위치(304)는 푸시-풀 구성 같은 많은 스탠더드 구성으로 구성된다. 도 3(도3a와 도3b)에서, 스위치(304)는 발룬 트랜스포머(balun transformer)(308)를 통해 공진기(306)에 결합되고, 이는 차동단일단부 컨버터(differential-to-single-ended converter)이다. 트랜스포머(308) 및/또는 공진기(306)는 자기적으로 결합된 트랜스포머, 결합된 마이크로스트립 또는 스트립라인 트랜스포머, 동축세라믹 공진기 또는 헬리컬 공진기에 제한되지는 않지만 이들을 포함하는 많은 다른 형태로 구성된다. 트랜스포머(308)는 또한 원하는 공진기(306)의 특성의 일부 또는 전부를 포함하고 있다. 프랜스포머(308) 및 공진기(306)의 중심 공진 주파수는 Fc 에서 설정된다. 공진기는 상대적으로 높은 언로드(unloaded) Q-팩터를 갖는 것이고, 그래서 그 에너지 저장 능력이 높고 매우 적은 파워가 프로세스 중에 소비된다. 예를 들면, Fc 는 1.88GHz와 같다면, 그리고 트랜스미터의 원하는 밴드폭이 100 MHz이면, 로드 Q는 1880/100=18이다. 공진기의 효율 손실이 5%이면, 언로드 Q는 18/0.05=360이다. 공진기의 생성 스펙트럼 입력 및 출력은 도 7(c), 8(c), 9(c)에 도시되어 있다. 공진기는 노이즈 셰이핑 인코더(302)에서 허용가능한 레벨로 아웃오브밴드 양자화 노이즈를 효율적으로 제거한다.
다른 실시형태에서, 트랜스포머(308)와 공진기(306)는 헬리컬 공진기와 조합된다. 헬리컬 공진기는 그 기술분야에서 잘 알려져 있고, 그에 대한 정보는 라디오 엔지니어용 레퍼런스 데이터, 5판, 저작권 호워드 더블유. 샘즈 앤드 컴퍼니(ITT), 페이지 22-28 내지 22-30에서 찾아 볼 수 있다. 스위치(304)와 헬리컬 공진기(306) 사이의 결합은 프로브, 루프, 또는 애퍼춰 결합이다. 다른 방법들이 본 발명에서 성공적으로 사용되는 것을 알고 있지만, 특히 유용한 커플링 방법은, 위상과 역위상 극성이 쉽게 얻어질 수 있기 때문에, 루프 커플링이다.
도 4는 스위치/트랜스포머/공진기 인터페이스의 등가회로 다이어그램을 나타낸다. 스위치는 공진기의 등가 캐패시터 CT 를 차등적으로 충전하도록 구성될 수 있다. 공진기의 등가 캐패시터 CT 는 제로 상태의 기간동안 공진기의 등가 인덕터 LT 에 의해 정류된다(극성이 바뀐다). 커플링은 권선비 N을 갖는 트랜스포머로서 묘사된다. 입력 커플링에 대해, 트랜스포머는 두 대향 위상 일차 권선과 하나의 이차 권선을 갖는 Ni 로서 묘사되고, 출력 커플링에 대해, 트랜스포머는 하나의 일차 권선과 하나의 이차 권선을 갖는 No 로서 묘사된다. 유효 권선비 Nk 는 스위치가 클로즈된 때에 스위치가 CT 에 충전 요구량을 공급할 수 있도록 권선비의 제곱으로서 임피던스를 트랜스폼한다.
공진기(306) 다음에, 로우패스 필터, 트랜스미트/리시브(T/R) 스위치, 또는 듀플렉서를 포함하지만 이들에 한정되는 것은 아닌 구성요소들의 조합이 안테나 커넥션(309) 전에 또는 그 일부로서 선택적을 사용된다. 예를 들면, 도 11은 주어진 응용에 요구된 펑셔낼리티를 제공하는데 요구된 구성요소들을 감소시킴으로서 효율을 개선하고 비용을 절약하는 효율성 있는 형태로 듀플렉서(1102) 내의 공진기(309)와 트랜스포머(308)의 통합을 도시한다.
공진기와 트랜스포머 밴드폭에 관하여, IS-95, IS-95a, IS-98, 및 IS-2000은 1.85-1.91 GHz에서 60 MHz를 커버하는 북아메리칸 PCS 트랜스미트 밴드를 포함한다. 트랜스포머(308)와 공진기(306)가 고정된 튜닝을 가지면, 몇몇 이유로 60MHz보더 더 넓은 주파수 응답을 만드는 것이 바람직하다: (1) 최소 밴드 에지에서 삽입 손실을 유지하는 것; (2) 관심 주파수 밴드에 위상 시프트와 반사계수가 너무 많이 변화하게 하는 것. 보다 협대역 공진기가 허용되거나, 또는 공진기가 자동으로 플라이(fly)로 켜질 수 있는 응용에서, 이들 문제들은 어느 정도 완화되고, 노이즈 셰이핑 인코더로부터 더 많은 양의 양자화 노이즈의 아웃어브밴드 리젝션이 생기고, 클리너와 코히어런트 출력, 스위치로부터 원하는 밴드로 에너지를 전달하는 더 많은 효율과 넌코히어런트 여기에 소모된 더 적은 에너지를 제공한다. 그러나, 더 좁은 공긴기 밴드폭은 증가된 효율의 이익을 부분적으로 헛되게 하는 삽입손실을 너무 크게 유지하기 위해 더 큰 언로드 Q를 요구한다.
트랜스포머(308) 및/또는 공진기(306)는 스위치(304) 밖에서 오는 데이터에 의해 180도 마다 캐리어 주파수 Fc 의 포지티브하게(피크에서) 그리고 네가티브하게(밸리에서) 충전된다. 시간-도메인 플롯(도 12)은 이런 개념을 나타낸다. 이 작용은 에너지가 시간적으로 부적절한 때에 공진기를 충전하여 소모되는 것이 아니라, 가장 효율적인 작용만이 진폭과 위상이 매우 느리게 변할 때, 또는 인코더가 높은 펄스 밀도를 가질때의 기간 동안 발생하는 것을 확실히 한다. 보다 빠른 모듈레이션의 변경 또는 낮은 펄스 밀도는 보다 빈번한 역위상 또는 공진기의 방전을 초래한다.
일부 적용에서, 진폭과 파워 레벨 콘트롤은 디지털 데이터 경로에서 디지털 게인을 간단히 충전함으로써 순수하게 디지털 패션으로 실행될 수 있다. 인터폴레이터(312) 전의 디지털 프로세서(310)에서 가장 낮은 샘플레이트에서 실행된다. 또한, 인터폴레이션 필터(312) 중에 또는 후에 실행된다. CDMA IS-95 또는 CDMA 2000에 대해, 핸드셋의 출력 파워 레벨은 적어도 80 dB 이상으로 변화할 수 있다.
디지털 파워 레벨 스킴에 자유도로서 아날로그 파워 콘트롤을 추가하는 적어도 두가지의 분명한 잇점이 있다. 인코더(302)의 특징에 의존하면, 모든 디지털 방식에서 출력 파워를 변화하기 위한 다이나믹 범위가 충분하지 않고 특히 CDMA에서 시스템 스탠더드에 의해 요구된 아웃오브밴드 에너지 서프레션에 합치된다. 두번째로, 도 3(도3a와 도3b)에 나타낸 시스템의 효율은 DC 바이어스가 낮은 파워레벨에서 변화하거나 단계적으로 감소하게 함으로서 크게 개선되고, 유용한 범위의 오퍼레이션에서 스위치를 유지하는데 충분한 바이어스를 제공한다. DC-DC 컨버터의 디자인은 그 기술분야에서 잘 알려져 있고 실용화되어 있고, 따라서 여기서는 더 이상의 설명을 하지 않는다.
DC 바이어스 컨트롤 이외에, 디지털방식으로 콘트롤된 스위치의 온 더 플라이 디바이스 사이즈 스케일링(on-the-fly device-size scaling)이 추가적인 파워 콘트롤을 제공하는데 사용된다. 하나는 함께 작업하는 아날로그와 디지털 개념을 통합하는 세미 디지털 메카니즘으로서 이것을 생각한다. 스위치가 전압 제한 장치라기 보다는 오히려 전류제한 장치로서 오퍼레이팅하는 것으로 가정하면, 스우치의 전류가 장치 영역에 비례하기 때문에 이들은 높은 파워 레벨에서와 같이 크게 될 필요는 없다. 낮은 파워 레벨에서 더 적은 전류가 요구되므로, 장치 영역도 더 적다.
그러므로, 여기에 설명된 바와 같이 DARP 컨버터에서 파워 게인 콘트롤은 응용에서 요구된 트레이드오프에 따라 순수하게 디지털로 또는 디지털과 아날로그의 조합으로 될 수 있다.
스위치(304a, 304b)가 오픈되었을 때의 기간 동안 특히 긴 제로 스트링이 디 지털 쿼드러춰 모듈레이터(316) 밖으로 나올때의 기간동안 온더프라이(on-the-fly) 다이나믹 임피던스 터미네이션을 제공하는 것이 바람직하다. 이 경우에, 별도 터미네이션 스위치(1002)(도 10)가 DC 블로킹 캐패시터인 허수부분(imaginary part), 및 그 값이 트랜스포머(308)를 조사하는 구동 포인트 임피던스와 동일한 몇몇 종류의 레지스터인 실수부분(real part)으로 이루어진 터미네이션 네트워크(1004)를 활성화하기 위해 효율적으로 스위치온 될 수 있다. 이 터미네이션 네트워크의 장점은 차징 스위치(304)에 의해 보여진 바와 같이 이상적으로 예측된 공진기의 선형 시간-인배리언트 작용(linear time-invariant behavior)을 방해하는 것으로부터 로드 임피던스(309)에서 원치않는 반사를 유지하는 것이다.
본 발명은 직사각형 또는 카테시안(Cartesian) I-Q 좌표 시스템 표시로 처리되었지만, 이런 동일 개념이 직사각형 형태 대신 폴라 형태로 구현될 수 있어서, I 및 Q 벡터가 도 3(도3a와 도3b) 또는 4의 장치의 신호 프로세싱 경로의 일부 포인트에서 크기와 위상의 폴라 형태로 컨버트되는, 디지털 커뮤니케이션 시스템 기술분야에 통상의 지식을 가진 자에게 자명하다. 또한, 노이즈 셰이핑 인코더가 크기 벡터에서 수행될 수 있고, I 및 Q 벡터 단독 보다는 오히려 위상 벡터에서 수행될 수 있다. 스위치(304)는 양자화 노이즈 셰이프 위상 정보로부터 구동될 수 있고, 클래스-E 증폭기 디자인 기술에서 알려진 '엔벨로프 레스토레이션(envelope restoration)' 기술은 크기나 엔벨로프를 포함하는 DC 파워 서플라이를 모듈레이트하는데 적용될 수 있다는 것을 알 것이다. 엔벨로프의 신호 밴드폭은 여기에 설명된 심볼-레이트 인터폴레이션 필터에 의해 설정된 심볼 밴드폭과 동일하고, 그래서 엔벨로프 정보는 위상정보 보다 더 느린 레이트에서 변화될 수 있다. 그러므로, 본 발명의 조합에 기초하여, 그리고 유효한 클래스-E 증폭기 디자인 및 엔벨로프 레스토레이션 기술에 관련된 알려진 기술에 기초하여 다른 실시형태가 쉽게 얻어질 수 있고, 그러한 실시형태가 직사각형 좌표-베이스 실시예 몇몇 장점을 가진다. 그러한 폴라 기술이 그 기술분야에 알려져 있기 때문에, 그들은 여기에 개시하거나 상세하게 설명할 필요 없이 위에 설명한 바와 같이 본 발명의 기본적인 다른 실시형태라고 생각된다.
도 13-20은 본 발명의 다양한 태양의 추가적인 MATLAB 시뮬레이션 출력을 제공한다.
도 13은 1536 배 심볼 레이트에서 인터폴레이션(interpolation) 필터링의 최종 단계의 스펙트럼 출력을 나타낸다.
도 14는 스위치(304)에 대한 입력에서, 인코더(302)의 스펙트럼 출력을 나타낸다. 본 발명에서 미리 설명된 서드-오더 모듈레이터는 이 출력을 발생하는 기초로서 사용되었다.
도 15는 공진기(306)의 주파수 응답을 나타낸다.
도 16은 풀 측정가능 밴드 위의 공진기(306)의 스펙트럼 출력을 나타낸다.
도 17은 PCS 전송 밴드 위의 공진기(306)의 스펙트럼 출력을 나타낸다.
도 18은 80 MHz 오프셋으로 PCS 수신 밴드에 전송 리키지(leakage) 파워를 나타낸다.
도 19는 공진기(306)의 타임 도메인 출력을 나타낸다.
도 20은 델타-시그마 변조 없이, 그리고 델타-시그마 변조와 함께 이상적 케 이스의 위상 응답을 나타낸다.
도 21은 이상적 스위치 시뮬레이션과 비교해서, 실제 생성-품질 GaAs MESFET 모델을 사용하는, 어사이니에 의해 실행된 스위치/공진기 회로의 캐덴스(SPICE) 시뮬레이션으로부터 타임 도메인의 차이를 나타낸다.
스위치/공진기 인터페이스보다 앞선 본 발명의 디지털 프로세싱 블록의 MATLAB 시물레이션으로부터 프리-프로세스된 실제 CDMA 파형, 및 스위치용 입력 자극은 시물레이션과 분석을 위한 케던스에 들어갔다.
본 발명은 방법의 상세한 단계에 의해 설명되거나 발명의 방법을 수행하기 위해 구비되는 장치의 요소에 의해 설명되는 것을 알 수 있다, 그러한 상세한 설명은 보다 광의의 의미의 발명을 설명한 것이고 특별한 적용인 경우 필요에 따라 변경될 수 있다. 발명의 단계 및 구성요소는 필요하지 않거나 선택적일 수 있다. 여기에서 개시되는 실시예는 여러가지 실시 가능한 예 중에서 당업자의 이해를 돕기 위하여 가장 바람직한 실시예를 선정하여 제시한 것일 뿐, 본 발명의 기술적 사상이 반드시 이 실시예에만 의해서 한정되거나 제한되는 것은 아니고, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위내에서 다양한 변화와 부가 및 변경이 가능함은 물론, 균등한 타의 실시예가 가능함을 밝혀 둔다.

Claims (24)

  1. 다수의 펄스를 발생시키는데 적합한 펄스입력소스;
    이 펄스입력소스에 작동가능하게 결합되고 캐리어 주파수에서 또는 그 근처에서 공진주파수를 가지는 공진기; 및
    공진기의 출력에 작동가능하게 결합되고 다수의 RF 신호를 전송하는데 적합한 전송매체를 포함하고,
    여기서, 상기 공진기는 다수의 발생된 펄스의 일부분이 선택적으로 보강되는데 적합하게 되어 파워 컨버터의 효율을 최적화하도록 하는 공진 파워 컨버터.
  2. 클럭 레이트(Fc/L1)에서 디지털 데이터를 수신하고, 여기서 L1은 캐리어 주파수(Fc)의 멀티플이고 디지털 데이터를 인코딩하는 것인 노이즈-셰이핑 인코더;
    DC에서 또는 그 근처에서 주파수를 가지는 파워 서플라이;
    상기 캐리어 주파수(Fc)에서 또는 그 근처에서 공진주파수를 가지는 공진기;
    상기 공진기에 저장된 에너지를 수신하는 상기 공진기에 결합된 로드 임피던스; 및
    상기 노이즈-셰이핑 인코더, 파워 서플라이, 공진기, 및 클럭 레이트 L2Fc 를 가지는 클럭에 결합되고, 여기서 L2 는 캐리어 주파수(Fc)의 멀티플인 차징 스위 치(charging switch)를 포함하고,
    상기 차징스위치는
    (i) 노이즈-셰이핑 인코더에서 인코드된 데이터를 수신하고,
    (ii) 파워 서플라이의 전압 또는 전류를 샘플하고,
    (iii) 파워서플라이 전압 또는 전류 샘플을 공진기에 전송하는데 적합하게 된 것을 특징으로 하는 디지털방식 액추에이트 공진 파워(DARP) 컨버터.
  3. 다수의 펄스를 발생시키는데 적합한 펄스입력소스;
    이 펄스입력소스에 작동가능하게 결합되고 공진주파수를 가지는 공진기;
    공진기에 작동가능하게 결합되고 무선장치의 리시버 회로의 리시브 밴드 내에 한 주파수에서 양자화 노이즈를 서프레스하도록 구성되는 노이즈-셰이핑 인코더 장치; 및
    공진기의 출력에 작동가능하게 결합되고 다수의 RF 신호를 전송하는데 적합한 전송매체를 포함하는 무선장치의 트랜스미터에 사용하기 위한 공진 파워 컨버터.
  4. 삭제
  5. 데이터를 필터링하고;
    인코딩 작용에 의해 발생된 양자화 노이즈가 관심 주파수 밴드 바깥쪽에 분배되도록 데이터를 인코딩하는 것을 포함하는 RF 디렉트-컨버젼 트랜스미터에서 다수의 데이터를 프로세싱하는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 필터링 및 인코딩 작용 전에 데이터를 제1 및 제2 컴퍼넌트에 분할하는 것을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제6항에 있어서, 제1 및 제2 컴퍼넌트에 분할하는 작용은 I 및 Q 컴퍼넌트로 분할하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    제1 및 제2 모듈레이트 신호를 형성하기 위해 인코드된 제1 및 제2 컴퍼넌트를 쿼드러춰 모듈레이팅하고,
    상기 신호를 조합하는 것을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제5항에 있어서, 인코딩 작용 전에 필터된 데이터를 쿼드러춰 모듈레이팅하는 것을 추가로 포함하는 방법.
  10. 제9항에 있어서, 필터링 및 모듈레이팅 작용 전에 데이터를 제1 및 제2 컴퍼넌트에 분할하고, 인코딩 전에 쿼드러춰 모듈레이트되고 필터된 신호를 조합하는 것을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 데이터 프로세싱용 제1 컴퍼넌트; 및
    RF 신호 발생용 제2 컴퍼넌트를 포함하고,
    여기서 상기 제1 컴퍼넌트는 상기 제2 컴퍼넌트가 렌더링되는 제2 프로세스와는 다른 제1 프로세서에서 렌더링되고,
    적어도 하나의 제1 컴퍼넌트 및 적어도 하나의 제2 컴퍼넌트 사이에 직렬-병렬 인터페이스와 병렬-직렬로직을 갖는 디지털 파워 컨버터 아키텍처.
  12. 제11항에 있어서, 제1 프로세스는 CMOS를 포함하고, 제2 프로세스는 III-V족 화합물 반도체 프로세스를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 파워 컨버터 아키텍처.
  13. 제11항에 있어서, 제1 컴퍼넌트는 디지털 프로세서를 포함하고, 제2 컴퍼넌트는 모듈레이터와 노이즈 셰이핑 인코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 파워 컨버터 아키텍처.
  14. 제13항에 있어서, 제1 컴퍼넌트는 CMOS 장치에 배치되고, 제2 컴퍼넌트는 GaAs 장치에 배치되는 것을 특징으로 하는 디지털 파워 컨버터 아키텍처.
  15. 삭제
  16. 입력신호를 수신하는 제1 공진기;
    제1공진기의 출력에서 신호를 수신하고 여기에 작동가능하게 결합되고 리시버에 제2출력을 발생시키는 제2 공진기; 및
    RF 신호의 전송 및/또는 수신을 촉진하는데 적합한 제1 및 제2 공진기 사이에 배치된 로드 임피던스를 포함하는 디렉트-컨버젼 RF 회로에 유용한 트랜스시버 듀플렉서 아키텍처.
  17. 제16항에 있어서, 입력신호를 발생시키는데 적합한 제1 공진기의 입력에 결합되는 트랜스포머를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 아키텍처.
  18. 제16항에 있어서, 아키텍처는 디렉트-컨버젼 아키텍처의 일부이고, 제1 및 제2 공진기는 캐리어 주파수에서 또는 그 근처에서 오퍼레이트하는 것을 특징으로 하는 아키텍처.
  19. 제1항에 있어서, 패시브 공진기는 공진기의 출력에서 로드 임피던스를 멀티플라이 하는데 적합한 하이-Q 패시브 공진기를 포함하는 것을 특징으로 하는 파워 컨버터.
  20. 제1항에 있어서, 상기 컨버터는 트랜스미터를 포함하고, 또한 리시버와 관련있는 주파수 밴드 바깥쪽 양자화 노이즈를 어트리뷰트하는데 적합한 노이즈 셰이핑 인코더를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 파워 컨버터.
  21. 다수의 펄스를 발생시키는데 적합한 펄스입력소스; 및
    이 펄스입력소스에 작동가능하게 결합되고 캐리어 주파수에서 또는 그 근처에서 공진주파수를 가지는 공진기를 포함하고,
    여기서 상기 펄스 입력 소스는 다수의 로우패스 인코더를 가지는 노이즈 셰이핑 인코더를 추가로 포함하고, 다수의 로우패스 인코더는 밴드패스 펑셔낼리티를 제공하는 것을 특징으로 하는 공진 파워 컨버터.
  22. 동상(I) 및 쿼드러춰(Q) 신호를 각각 프로세스하는데 적합한 제1 및 제2 인터폴레이터를 포함하고, 상기 제1 및 제2 인터폴레이터는 각각 제1 및 제2 파라미터의 프러덕트를 포함하는 인터폴레이션 비를 가지는 것을 특징으로 하는 노이즈 셰이프 디렉트 컨버젼 트랜스미터.
  23. 제22항에 있어서, 제1 및 제2 파라미터는 L1 및 L2를 포함하고, 인터폴레이터는 1,0 또는 -1,0 이외의 상태에 따른 모듈레이션에 더 적합하게 되는 것을 특징으로 하는 트랜스미터.
  24. 제3항에 있어서, 노이즈 셰이핑 인코더 장치는 적어도 한 주파수에서 하나 또는 그 이상의 감쇠 구성요소들을 배치하는데 적합한 것인 공진 파워 컨버터.
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