KR100737083B1 - 퀸트플렉서 - Google Patents

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조정훈
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엘지이노텍 주식회사
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Abstract

본 발명에 의한 퀸트플렉서는 안테나로부터 수신되는 제3신호 대역의 임피던스를 조정하는 제1위상천이기; 상기 제1위상천이기와 연결되어 제2신호 대역의 임피던스를 조정하는 제2위상천이기; 상기 제1위상천이기와 연결되어 제1신호 대역의 임피던스를 조정하는 제3위상천이기; 상기 안테나와 연결되어 상기 제1신호 및 제2신호 대역의 임피던스를 조정하는 제4위상천이기; 상기 제2위상천이기와 연결되어 제1신호의 송수신신호를 분리하는 제1분리기; 및 상기 제3위상천이기와 연결되어 제2신호의 송수신신호를 분리하는 제2분리기를 포함하고, 상기 제2위상천이기 및 제3위상천이기는 스트립라인으로서, 상기 제1분리기 또는 제2분리기가 각 대역의 접합으로 인하여 임피던스 정합되는 경우, 상기 제1분리기 및 상기 제2분리기 상호간의 정합 소자로 동작되도록 설계함으로써 그 길이를 축소조정할 수 있다.
본 발명에 의하면, 새로운 매칭 기법을 사용하여, 집중소자를 배제하고 분포소자만을 사용하여 회로를 구성할 수 있고, 임피던스의 상호 연계성을 이용하여 분포소자의 사이즈를 감소시킬 수 있으므로, 초소형화된 퀸트플렉서를 제공할 수 있는 효과가 있다.

Description

퀸트플렉서{Quintplexer}
도 1은 종래의 트리플 밴드 이동통신단말기의 구성요소를 개략적으로 도시한 블록도.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 퀸트플렉서의 구성 요소가 소자로 구현된 경우를 도시한 회로블록도.
도 3은 기존의 퀸트플렉서의 경우 임피던스 매칭 기법을 예시적으로 도시한 스미스 차트.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 퀸트플렉서의 경우 임피던스 매칭 기법을 예시적으로 도시한 스미스 차트.
〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉
100: 본 발명에 의한 퀸트플렉서 110: 제1위상천이기
120: 제2위상천이기 130: 제1듀플렉서
140: 제3위상천이기 150: 제2듀플렉서
160: 제4위상천이기 170: GPS 필터
200: 안테나 300: PCS Tx처리부
400: PCS Rx처리부 500: DCN Tx처리부
600: DCN Rx처리부 700: GPS Rx처리부
본 발명은 듀얼 밴드 트라이 모드(Dual band Tri-mode) 단말기에 사용되는 퀸트플렉서에 관한 것이다.
현재, 이동통신단말기는 GPS(Global Position Service) 기능을 기본적인 기능으로 탑재하고 있으며, 가령 FCC의 E911에서는 이동통신단말기에 대하여 위치추적이 가능하도록 무선 측위, 즉 GPS 위성을 통한 위치추적 기능을 탑재하도록 권고하고 있다.
이에 따라, 세 개의 주파수 대역(PCS: 1850 ~ 1990㎒, GPS: 1570 ~ 1580㎒, DCN: 824 ~ 894㎒)을 처리할 수 있는 트리플 밴드(Triple-band) 방식이 이용되고 있다.
도 1은 종래의 트리플 밴드 이동통신단말기(10)의 구성요소를 개략적으로 도시한 블록도이다.
도 1에 의하면, 종래의 트리플 밴드 이동통신단말기(10)는 트리플렉서(Triplexer)(11), DCN 듀플렉서(Duplexer)(12), PCS 듀플렉서(13), GPS 쏘우필터(14), DCN 신호처리부(15), PCS 신호처리부(16), GPS 신호처리부(17)를 포함하여 구성된다.
먼저, 상기 트리플렉서(11)는 안테나로 수신된 DCN/PCS/GPS신호를 필터링하여 각각의 신호 대역으로 분리하고, 각 대역의 접합으로 인한 임피던스 매칭을 처 리하여 신호를 분리함에 있어서 다른 신호가 섞이지 않도록 임피던스를 조정한다.
또한, 상기 DCN 듀플렉서(12)는 고대역필터와 저대역필터를 구비하고, 상기 트리플렉서(11)로부터 전달된 DCN 신호를 송수신신호(송신신호: 824 ~ 849㎒, 수신신호: 869 ~ 896㎒)로 분리하여 상기 DCN 신호처리부(15) 또는 안테나로 전달한다.
또한, 상기 PCS 듀플렉서(13)는 고대역필터와 저대역필터를 구비하고, 상기 트리플렉서(11)로부터 전달된 PCS 신호를 송수신신호(송신신호: 1.85 ~ 1.91㎓, 수신신호: 1.93 ~ 1.99㎓)로 분리하여 상기 PCS 신호처리부(16) 또는 안테나로 전달한다.
또한, 상기 GPS 쏘우 필터(14)는 밴드패스필터(BPF: Band Pass Filter)이고, 상기 트리플렉서(11)로부터 전달된 GPS신호를 필터링하여 상기 GPS 신호처리부(17)로 전송한다.
일반적으로 상기 트리플렉서(11)가 프론트 엔드 모듈(FEM: Front End Module)로 구비될 경우 안테나로부터 수신되는 신호를 각각의 대역으로 분리하고, 임피던스 매칭을 통해 인접한 대역의 신호가 유입되지 않도록 개방점을 조정하는 역할을 구분하여 설계하는 것은 트리플렉서 모듈 사이즈를 소형화하는데 한계가 있다.
그리고, 다중밴드 다중 모드가 요구됨에 따라 RF 프로트 엔드 모듈은 듀얼 밴드 듀플렉서, GPS 필터, SP3T 소자 또는 트리플렉서 등이 집적화된 퀸트플렉서를 구비하는데, 이러한 퀸트플렉서의 집적화는 임베디드(Embedded) PCB에 수동소자를 집적하거나 LTCC 기술을 이용하여 구현할 수 있다.
그러나, 종래 트리플렉서의 경우 수동 부품(고대역 여파기, 저대역 여파기, LC 탱크 등)이 가지는 시정수값이 높으므로 각 부품을 기판 상에 내장하는 경우 많은 실장 영역을 차지하며 이는 집적화의 한계로 인식되고 있다.
이에, 집중 소자 대신 마이크로스트립 라인과 같은 분포 소자를 이용하여 퀸트플렉서를 구현함으로써 기판의 배치 설계를 단순화하고, 실장 부품의 수를 감소시킬 수 있도록 하는 기술이 제안된 바 있으나, 종래의 회로 매칭 기법에 의하면, 마이크로스트립 라인의 길이가 길어져 퀸트플렉서의 사이즈를 감소시키는데 크게 도움이 되지 않는 실정이다.
본 발명은 트리플렉서, 스위치 소자, 초크회로, LC탱크, 위상천이회로 등과 같은 단품 소자의 사용을 최대한 억제함으로써 삽입손실을 최소화시키고, 인접회로간 누설 전류를 최대한 억제함으로써 각 주파수 대역 신호가 상호 간섭없이 안정적인 신호로 유지되어 분리되며, 하나의 칩으로 구성되는 경우 소형화가 가능한 퀸트플렉서를 제공한다.
또한, 본 발명은 분포소자를 이용하여 인접 대역 신호를 분리하는 회로를 구현함에 있어서, 개선된 매칭 기법에 의하여 실장 영역 및 실장 부품이 최소화된 퀸트플렉서를 제공한다.
본 발명에 의한 퀸트플렉서는 안테나로부터 수신되는 제3신호 대역의 임피던스를 조정하는 제1위상천이기; 상기 제1위상천이기와 연결되어 제2신호 대역의 임 피던스를 조정하는 제2위상천이기; 상기 제1위상천이기와 연결되어 제1신호 대역의 임피던스를 조정하는 제3위상천이기; 상기 안테나와 연결되어 상기 제1신호 및 제2신호 대역의 임피던스를 조정하는 제4위상천이기; 상기 제2위상천이기와 연결되어 제1신호의 송수신신호를 분리하는 제1분리기; 및 상기 제3위상천이기와 연결되어 제2신호의 송수신신호를 분리하는 제2분리기를 포함하고, 상기 제2위상천이기 및 제3위상천이기는 스트립라인으로서, 상기 제1분리기 또는 제2분리기가 각 대역의 접합으로 인하여 임피던스 정합되는 경우, 상기 제1분리기 및 상기 제2분리기 상호간의 정합 소자로 동작되도록 그 길이가 조정된다.
이하에서 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 퀸트플렉서에 대하여 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 퀸트플렉서(100)의 구성 요소가 소자로 구현된 경우를 도시한 회로블록도이다.
도 2에 의하면, 본 발명의 실시예에 따른 퀸트플렉서(100)는 제1위상천이기(PSN; Phase Shift Network)(110), 제2위상천이기(120), 제3위상천이기(140), 제4위상천이기(160), 제1듀플렉서(130), 제2듀플렉서(150) 및 GPS필터(170)를 포함하여 이루어지는데, 상기 각 구성부들은 각각 다른 주파수 대역의 신호를 처리한다.
본 발명의 실시예에서 처리되는 신호는 DCN신호, PCS신호 및 GPS신호인 것으로 하며, PCS신호를 처리하는 상기 제1듀플렉서(130)는 PCS Tx처리부(300) 및 PCS Rx처리부(400)와 연결되고, DCN신호를 처리하는 상기 제2듀플렉서(150)는 DCN Tx처리부(500) 및 DCN Rx처리부(600)와 연결되며, 상기 GPS필터(170)는 GPS Rx처리 부(700)와 연결된다.
이하, 상기 제1듀플렉서(130)는 "PCS 듀플렉서"라 하고, 상기 제2듀플렉서(150)는 "DCN 듀플렉서"라 한다.
상기 안테나(200)는 트리플 밴드 대역의 주파수 신호, 즉 GPS신호, DCN신호 및 PCS신호를 수신하고, 안테나(200)를 통하여 수신된 신호는 제1위상천이기(110) 및 제4위상천이기(160)로 전달된다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제2위상천이기(120) 및 제3위상천이기(140)는 마이크로스트립 라인으로 구비되며, 상기 제1위상천이기(110) 및 제4위상천이기(160)는 가령, 인덕터 및 커패시터가 결합된 필터형 위상천이기로 구비될 수도 있으나, 제2위상천이기(120) 및 제3위상천이기(140)와 마찬가지로 마이크로스트립 라인으로 구비되는 것이 좋다.
각각의 위상천이기(110, 120, 140, 160)는 트리플 밴드 대역의 신호가 전달되면, 각 대역의 임피던스를 이동시켜 특정 대역의 신호에 대하여 그 뒷단의 소자들이 오픈 회로로 동작되도록 한다.
즉, 본 발명의 실시예에서 상기 위상천이기는 각각 해당 상기 PCS 듀플렉서(130), DCN 듀플렉서(150), GPS 필터(170)와 연동하여 특정신호 대역의 임피던스를 하이(High)로 조정함으로서 최종적으로 특정신호대역은 차단되고 원하는 신호를 수신할 수 있다. 예를 들면 제1위상천이기(110)는 PCS 듀플렉서(130), DCN 듀플렉서(150)와 연동하여 GPS신호대역의 임피던스를 하이로 조정하고, 제2위상천이기(120)는 PCS 듀플렉서(130)와 연동하여 DCN신호대역의 임피던스를 하이로 조정함 으로서 최종적으로 GPS신호와 DCN신호는 차단되고 PCS신호만 수신하게 된다.
이하 설명상 편의를 위하여, "위상천이기가 신호를 차단한다"는 표현을 사용하였다.
우선, 상기 제1위상천이기(110)는 GPS신호 대역의 임피던스를 부정합시켜서 GPS신호를 차단하고, PCS신호 및 DCN신호를 통과시킨다.
가령, 상기 제1위상천이기(110)는 860㎒의 주파수에 대해서 오픈 회로로 동작되기 위하여 위상이 150도로 정합될 수 있다.
상기 제2위상천이기(120)는 제1위상천이기(110)로부터 전달된 PCS신호 및 DCN신호 중 DCN신호를 상기 PCS 듀플렉서(130)와 연동하여 차단하고, 통과된 PCS신호는 PCS듀플렉서(130)를 통하여 필터링된 후 PCS Rx처리부(400)로 전달된다.
가령, 상기 제2위상천이기(120)는 1.88㎓의 주파수에 대해서 오픈 회로로 동작되기 위하여 위상이 110도로 매칭될 수 있다.
상기 PCS 듀플렉서(130)는 PCS Tx처리부(300) 및 PCS Rx처리부(400)와 연결되며, 최종적으로 전달된 PCS신호의 송수신 신호를 분리하여 전달하는데, PCS 수신신호(1.93 ~ 1.99㎓)는 PCS Rx처리부(400)로 전달하고, PCS 송신신호(1.85 ~ 1.91㎓)는 PCS Tx처리부(300)로부터 전달받아 제2위상천이기(120)로 전달한다.
PCS 송신신호의 경우, 수신신호와는 달리 여러 주파수 대역의 신호가 혼재된 상태가 아니므로 전술한 경로의 역으로 전달되며 안테나(200)를 통하여 송신될 수 있다.
상기 제2위상천이기(120) 및 제1위상천이기(110)는 수동소자(마이크로스트립 라인)로 구현되므로, 신호가 양방향으로 전달될 수 있다.
또한, 제3위상천이기(140)는 제1위상천이기(110)로부터 전달된 PCS신호 및 DCN신호 중 PCS신호를 DCN 듀플렉서(150)와 연동하여 차단하고, 통과된 DCN신호는 DCN 듀플렉서(150)를 통하여 필터링된 후 DCN Rx처리부(600)로 전달된다.
가령, 제3위상천이기(140)는 860㎒의 주파수에 대해서 오픈 회로로 동작시키기 위해서 위상이 100도로 매칭될 수 있다.
상기 DCN 듀플렉서(150)는 DCN Tx처리부(500) 및 DCN Rx처리부(600)와 연결되며, DCN신호의 송수신신호를 분리하여 전달하는데, DCN 수신신호(869 ~ 896㎒)는 DCN Rx처리부(600)로 전달하고 DCN 송신신호(824 ~ 849㎒)는 DCN Tx처리부(500)로부터 전달받아 제1위상천이기(110)로 전달한다.
상기 제3위상천이기(140)로 전달된 DCN 송신신호는, 수신신호와는 달리 여러 주파수 대역의 신호가 혼재된 상태가 아니므로, 제3위상천이기(140) 및 제1위상천이기(110)를 경유하여 안테나(200)를 통하여 송신될 수 있으며, 상기 제3위상천이기(140) 및 제1위상천이기(110) 역시 수동소자로 구현되므로 신호를 양방향으로 전달할 수 있다.
상기 DCN 경로와 PCS 경로는 동시에 동작되지 않으며 각 송신신호(Tx power)가 상대 대역에 주는 영향은 듀플렉서(130, 150)의 스퓨리어스(Spurious) 특성에 의하여 극복된다.
따라서, DCN 패쓰와 PCS 패쓰를 이루는 회로가 결합되기 위하여 듀플렉서(130, 150)는 상대 주파수 대역에 대하여 오픈회로로 매칭되어야 하며, 상기 제2 위상천이기(120) 및 제3위상천이기(140)가 이러한 매칭 기능을 수행하는 것이다.
상기 PCS 듀플렉서(130) 및 DCN 듀플렉서(150)는 전술한 바와 같이, PCS/DCN 송수신신호를 분리하여 양방향으로 전달하는데, 쏘우(SAW) 혹은 보우(BAW; Bulk Acoustic Wave) 기술을 적용하여 구현되며, 고대역필터(High Pass Filter)와 저대역필터(Low Pass Filter)를 포함하고, 주파수 분할 다중화 방식을 적용하여 (여러 주파수 신호가 동시에 혼재된)전체 신호를 주파수 스펙트럼이 중첩되지 않는 두 개의 주파수 대역으로 분리한다.
상기 고대역필터는 전달된 PCS/DCN 신호 중에서 상대적으로 고대역인 PCS/DCN 수신신호를 통과시키고, 상기 저대역필터는 저대역인 PCS/DCN 송신신호를 통과시킨다.
본 발명의 실시예에서, 상기 PCS 듀플렉서(130) 및 DCN 듀플렉서(150)는 보우(BAW; Bulk Acoustic Wave) 듀플렉서칩으로 구비될 수 있는데, 보우 듀플렉서는 인접된 대역의 주파수일수록 차단시키는 효과가 뛰어나다.
BAW 듀플렉서는 실리콘 기판 상에서 수직방향으로 공명 진동을 일으키는 압전 박막 필름(A1-N)을 약 2 마이크로 미터 높이의 에어갭 위에 이중 격자 구조로 연결시킨 BAW 필터 기술을 이용한 것으로서, RF 신호를 송신(TX) 및 수신(RX) 대역으로 분리시킨다.
또한, BAW 듀플렉서는 쏘우(SAW) 듀플렉서에 비하여 삽입 손실이 적고, 내전력성이 좋으며, 낮은 온도계수(TCF=-18ppm/K) 특성으로 보다 뛰어난 RF 신호 처리 특성을 가진다.
한편, 상기 제4위상천이기(160)는 GPS필터(170)와 연동하여 PCS신호와 DCN신호를 차단하며, 통과된 GPS신호는 GPS필터(170)를 통하여 잡음 성분 및 인접 대역의 잔여 성분 신호가 필터링된 후 GPS Rx처리부(700)로 전달된다.
본 발명의 실시에에서, 상기 GPS필터(170)는 쏘우 필터로 구비되는데, 쏘우 필터는 입력단의 압전 물체에 전기적 신호가 인가되면 이를 기계적 신호로 변환한 후 출력단에서 기계적 신호를 다시 전기적 신호로 변환 출력함으로써 설정된 GPS신호(1.57㎓)는 통과시키고 나머지 신호는 저지시킨다.
이러한 쏘우 필터는 출력 매칭 네트워크가 높은 임피던스 회로이므로 DCN신호 및 PCS신호를 차단하는 효과가 우수하고, 포토그라피 방식으로 제조되므로 소형 경박화가 가능한 장점이 있다.
즉, 상기 GPS필터(170)는 DCN 신호 및 PCS신호가 GPS신호로 유입되는 것을 방지하기 위하여, DCN/PCS 주파수 대역에서 높은 VSWR 특성을 가지도록 설계되며, 이렇게 설계된 GPS필터(170)는 대역 결합으로 인한 손실을 최소화 할 수 있다.
상기 GPS필터(170)에 의하여 추출된 GPS신호(1.575㎓)는 GPS Rx처리부(700)로 전달되고, GPS Rx처리부(700)는 필터링된 GPS 신호를 디코딩하여 위치정보를 생성한다.
이와 같이, 위상천이기(110, 120, 140, 160) 및 쏘우필터(170)만을 이용하여 신호를 처리함으로써(가령 LC탱크, 스위치 소자 등의 수를 최대한 제한함으로써), 신호 처리 패쓰 상에서 발생될 수 있는 신호 손실을 최소화할 수 있다.
즉, 본 발명의 실시예에 따르면, 신호가 손실될 수 있는 요인을 최소화하여 설계함으로써, 단품 소자가 사용되는 경우의 한계 특성을 극복하여 전체 회로 상 낮은 경로 손실을 가지는 퀸트플렉서를 구현할 수 있다.
상기 DCN Rx처리부(600)와 PCS Rx처리부(400)는 각각 DCN 수신신호와 PCS 수신신호를 디지털신호로 처리하고, 가령 멀티미디어 데이터로 재생시킬 수 있다.
또한, 상기 DCN Tx처리부(500)와 PCS Tx처리부(300)는 디지털 신호 상태인 DCN 송신신호와 PCS 송신신호를 아날로그 신호 상태인 베이스밴드신호 및 RF신호로 차례대로 변환한 후 각각 DCN 듀플렉서(150) 및 PCS 듀플렉서(130)로 전달한다.
도 3은 기존의 퀸트플렉서의 경우 임피던스 매칭 기법을 예시적으로 도시한 스미스 차트이고, 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 퀸트플렉서(100)의 경우 임피던스 매칭 기법을 예시적으로 도시한 스미스 차트이다.
이상에서 설명한 것과 같이, 상기 제2위상천이기(120)와 제3위상천이기(140)는 전달되는 신호의 위상을 변화시켜 해당 대역의 신호만이 통과되도록 하며, 또한 각각 PCS 듀플렉서(130) 및 DCN 듀플렉서(150)가 안테나(200)단과 임피던스 매칭이 되도록 매칭소자의 기능을 수행한다.
도 3을 참조하면, 기존의 임피던스 매칭 기법이 예시되어 있는데, 가령 어느 신호의 부하 임피던스 좌표점이 스미스 차트상의 "Z0=∞"인 점에 형성되면 이때의 회로는 신호 측면에서 오픈 회로로 동작되는 것을 의미하고, 부하 임피던스 좌표점이 스미스 차트상의 "Z0=0"인 점에 형성되면 이때의 회로는 신호 측면에서 쇼트 회로로 동작되는 것을 의미한다.
PCS 듀플렉서(130)의 경우 종래 매칭 기법에 의하면, DCN신호에 대하여 오픈 회로로 동작되기 위하여 상기 제2위상천이기(120)는 임피던스 좌표점을 "B"점에서 "C"점으로 위상이동시키는데, 이때, 표시된 점선에 대응되게 마이크로스트립 라인의 길이가 길게 형성된다.
따라서, PCB 기판에 실장하는 경우 제2위상천이기(120)는 상당히 큰 면적을 차지하게 된다(상기 "A"점은 통과 대역(Pass Band)인 PCS신호의 임피던스 부하점을 의미함).
한편, DCN 듀플렉서(150)의 경우 DCN 대역 내 임피던스의 정합을 위하여, 안테나 매칭 회로에 병렬 인덕터가 연결될 필요가 있는데, 가령, 마이크로스트립 라인만을 사용하여 도 3의 예시와 유사하게 위상을 돌리는 경우, 병렬 커패시터가 안테나(200) 단에 연결되어 임피던스 정합이 일어나는 지점과 만나게 된다.
상기 제3위상천이기(140)는 이 지점 상의 위상에 해당되는 길이의 마이크로스크립 라인으로 구현된다.
따라서, 상기 제3위상천이기(140)는 나머지 구간의 임피던스 매칭을 위하여 병렬 커패시터를 필요로 하게 되며, 본 발명에서는 상기 병렬 커패시터의 기능을 상기 제2위상천이기(120)로 구현하게 된다. 그러므로, 본 발명에 의하면, 커패시터를 별도로 구비할 필요없이 상기 제2위상천이기(120) 및 제3위상천이기(140)를 통하여 DCN 듀플렉서(150)와 안테나(200)단 사이를 임피던스 정합시킬 수 있다.
도 4를 참조하면, PCS 듀플렉서(130)의 경우 저지대역(Stop Band)인 DCN 신호의 임피던스 좌표(E)를, 도 3의 경우와는 달리, "F" 지점으로 이동시킴으로써(제 2위상천이기(120)의 길이가 조정됨으로써) PCS 듀플렉서(130)의 DCN 대역 임피던스가 DCN 듀플렉서(150)의 임피던스 매칭소자(병렬 커패시터)로 동작될 수 있도록 한다(상기 "D"점은 통과 대역(Pass Band)인 PCS신호의 임피던스 부하점을 의미함).
도 4에 점선으로 표시된 것처럼, 상기 제2위상천이기(120)는 종래보다 훨씬 짧게 형성될 수 있으며, 이렇게 마이크로스트립 라인의 길이가 짧게 형성되더라도 DCN신호를 차단하는 기능은 여전히 수행된다.
이상에서 구체적인 예를 들어 설명한 제2위상천이기(120) 및 제3위상천이기(140)를 이용한 새로운 매칭기법에 대하여 정리하면 다음과 같다.
첫째, 상기 제2위상천이기(120) 및 제3위상천이기(140)는 스트립라인으로서, 상기 PCS 듀플렉서(130) 또는 DCN 듀플렉서(150)가 각 대역의 접합으로 인하여 임피던스 매칭되는 경우, DCN신호 또는 PCS신호의 매칭 소자로 동작되도록 그 길이가 조정된다.
가령, 상기 제2위상천이기(120)는 DCN 듀플렉서(150)의 임피던스 정합을 위하여 제3위상천이기(140)의 위상 변이(병렬 커패시터가 요구되는 시점의 임피던스 좌표점으로의 변이)에 따라 그 길이가 조정되거나, 상기 제3위상천이기(140)는 PCS 듀플렉서(130)의 임피던스 정합을 위하여 제2위상천이기(120)의 위상 변이(병렬 커패시터가 요구되는 시점의 임피던스 좌표점으로의 변이)에 따라 그 길이가 조정될 수 있다.
둘째, 상기 제2위상천이기(120)가 DCN 듀플렉서(150)의 임피던스 정합을 위하여 길이가 조정되고, 상기 제3위상천이기(140)가 상기 PCS 듀플렉서(130)의 임퍼 던스 정합을 위하여 길이가 조정되는 경우, 상대 위상천이기의 변위를 고려하여 상기 제2위상천이기(120)와 제3위상천이기(140)는 상호 조합적으로 그 길이가 조정될 수 있다.
이와 같은 본 발명에 의한 임피던스 매칭 기법에 의하면, 인접 대역에 대하여 임피던스 부하점을 개방점으로 이동시키는 종래의 기법에 비하여, 현저히 짧은 마이크로스트립 라인으로 위상천이기(120, 140)를 구현할 수 있으며, 짧게 형성된 위상천이기(120, 140)를 이용하여 회로를 구성함으로써 집중소자를 구비하지 않고 초소형의 퀸트플렉서(100)를 구현할 수 있게 된다.
또한, 본 발명에 의한 퀸트플렉서(100)는 위상천이기(120, 140)가 짧게 형성되어 각 듀플렉서(130, 150)단과 안테나(200)단 사이의 임피던스 매칭이 구현될 수 있을 뿐만 아니라, PCS Tx처리부(300), PCS Rx처리부(400), DCN Tx처리부(500), DCN Rx처리부(600) 및 GPS Rx처리부(700)와 연결되는 각각의 포트가 가지는 반사계수 특성이 DCN/PCS/GPS 신호의 송수신 대역에서 명확하게 나타나며, 이는 해당 대역의 송수신단으로 전달되는 비율이 명확한 것으로서 상대 신호의 차단, 해당 신호의 통과 기능이 뚜렷이 수행됨을 의미한다.
이상에서 본 발명에 대하여 실시예를 중심으로 설명하였으나 이는 단지 예시일 뿐 본 발명을 한정하는 것이 아니며, 본 발명이 속하는 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성을 벗어나지 않는 범위에서 이상에 예시되지 않은 여러 가지의 변형과 응용이 가능함을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 본 발명의 실시예에 구체적으로 나타난 각 구성 요소는 변형하여 실시할 수 있는 것이다. 그리고 이러한 변형과 응용에 관계된 차이점들은 첨부된 청구 범위에서 규정하는 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
본 발명에 의하면, 새로운 매칭 기법을 사용하여, 집중소자를 배제하고 분포소자만을 사용하여 회로를 구성할 수 있고, 임피던스의 상호 연계성을 이용하여 분포소자의 사이즈를 감소시킬 수 있으므로, 초소형화된 퀸트플렉서를 제공할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 따른 퀸트플렉서에 의하면, 각 주파수 대역의 삽입손실을 최소화함으로써 단품 소자가 사용되는 경우의 한계를 극복하고, 전체적인 경로 손실을 감소시킴으로써 안정적으로 송수신 기능을 수행하는 RF 프론트 앤드 모듈을 구성할 수 있게 된다.
또한, 본 발명에 의하면, 분포소자를 이용하여 퀸트플렉서를 제작할 수 있으므로 저가격화 및 소형화를 실현할 수 있고, 부품을 기판 상에 용이하게 배치 설계할 수 있는 효과가 있다.

Claims (8)

  1. 안테나로부터 수신되는 제3신호 대역의 임피던스를 조정하는 제1위상천이기; 상기 제1위상천이기와 연결되어 제2신호 대역의 임피던스를 조정하는 제2위상천이기; 상기 제1위상천이기와 연결되어 제1신호 대역의 임피던스를 조정하는 제3위상천이기; 상기 안테나와 연결되어 상기 제1신호 및 제2신호 대역의 임피던스를 조정하는 제4위상천이기; 상기 제2위상천이기와 연결되어 제1신호의 송수신신호를 분리하는 제1분리기; 및 상기 제3위상천이기와 연결되어 제2신호의 송수신신호를 분리하는 제2분리기를 포함하고,
    상기 제2위상천이기 및 제3위상천이기는 스트립라인으로서, 상기 제1분리기 또는 제2분리기가 각 대역의 접합으로 인하여 임피던스 정합되는 경우, 상기 제1분리기 및 상기 제2분리기 상호간의 정합 소자로 동작되도록 그 길이가 조정되는 것을 특징으로 하는 퀸트플렉서.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제4위상천이기와 연결되는 필터를 포함하는 퀸트플렉서.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 위상천이기들 중 적어도 하나는
    스트립라인으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 퀸트플렉서.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 제1분리기, 상기 제2분리기 중 적어도 하나는
    고대역필터 및 저대역필터를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 퀸트플렉서.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 제2위상천이기 및 상기 제3위상천이기는 스트립라인을 포함하고,
    상기 제2위상천이기는 상기 제2분리기의 임피던스 정합을 위하여 상기 제3위상천이기의 위상 변이에 따라 그 길이가 조정되거나,
    상기 제3위상천이기는 상기 제1분리기의 임피던스 정합을 위하여 상기 제2위상천이기의 위상 변이에 따라 그 길이가 조정되는 것을 특징으로 하는 퀸트플렉서.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 제2위상천이기 및 상기 제3위상천이기는 스트립라인을 포함하고,
    상기 제2위상천이기 및 상기 제3위상천이기는 상대 위상천이기의 변위를 고려하여 상호 조합적으로 그 길이가 조정되는 것을 특징으로 하는 퀸트프렉서.
  7. 제 1항에 있어서, 상기 제1분리기, 상기 제2분리기 중 적어도 하나는
    쏘우(SAW) 듀플렉서 또는 보우(BAW) 듀플렉서를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 퀸트플렉서.
  8. 제 1항에 있어서, 상기 제1신호, 상기 제2신호 및 상기 제3신호는
    각각 GPS신호, DCN신호 및 PCS신호인 것을 특징으로 하는 퀸트플렉서.
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