KR100703203B1 - 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치 및 그 방법 - Google Patents

직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명은, 데이터를 소정의 코드를 이용하여 직접 시퀀스 확산 대역 방식으로 확산시킨 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 역확산하기 위해, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호로부터 상기 코드를 추출하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치에 있어서, 소정의 표본 추출 비율로, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 이산 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환기; 상기 이산 신호를 소정 길이로 복수회 윈도윙(windowing)하는 직/병렬 변환기; 상기 윈도윙된 각각의 이산 신호에 대해 임의의 이산 시간 지연을 이용하여 3차 상관함수값을 구하는 3차 상관부; 상기 3차 상관부로부터 출력되는 복수의 3차 상관함수값 각각에서 상기 데이터에 의한 데이터 의존성을 제거하는 데이터 의존성 제거부; 상기 데이터 의존성 제거부로부터 출력되는 데이터 의존성이 제거된 복수의 상관함수값의 평균값을 구하는 평균값 연산기를 포함한다.
직접 시퀀스 확산 대역 신호, 3차 상관, 데이터 의존성, PN 코드

Description

직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치 및 그 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DETECTING CODE OF DIRECT SEQUENCE SPREAD SPECTRUM SIGNAL}
도 1은 본 발명의 일실시형태에 따른 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치의 블록 구성도이다.
도 2의 (a) 및 (b)는 3차 상관함수값의 일례를 각각 3차원 및 2차원으로 도시한 도면이다.
도 3은 이산 표본의 수를 증가시켰을 때의 3차 상관함수값의 일례를 도시한 도면이다.
도 4의 (a) 및 (b)는 본 발명의 노이즈 특성 개선을 설명하기 위한 그래프이다.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*
11: 아날로그/디지털 변환기 12: 직/병렬 변환기
13: 3차 상관부 14: 데이터 의존성 제거부
15: 평균값 연산기 16: 대역판단기
17: PN 코드 길이 측정기 18: PN 코드 인식기
본 발명은 직접 시퀀스 확산 대역(direct sequence spread spectrum) 신호의 코드 검출 장치 및 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, CDMA 통신 시스템에서 3차 상관 함수를 이용하여 PN 코드에 대한 정보가 존재하지 않는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 PN 코드를 검출할 때, 잡음과 데이터의 영향을 감소 시킬 수 있는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치 및 방법에 관한 것이다.
근래에, 국내 무선 이동통신 방식으로 적용된 CDMA 방식의 통신 시스템은, 도청이 곤란하고 방해 전파에도 강한 특징으로 인해 군사용으로 주로 사용되어 온 주파수 대역 확산 통신 기술을 이용한 것이다. 이 주파수 대역 확산 통신은, 송신기 측에서 송신하고자 하는 데이터를 소정의 코드를 이용하여 코드화함으로써 상기 데이터의 대역을 확산시켜 확산 대역 신호를 생성하여 송신하고, 수신기 측에서는 수신된 확산 대역 신호에 상기 코드를 이용하여 역확산시킴으로써 데이터를 복구하는 방식으로 운용된다.
일반적으로, 상업용으로 사용되고 있는 CDMA 방식의 통신 시스템에서는 수신기가 송신된 확산 대역 신호의 PN 코드에 대한 정보를 알고 있으므로, 이를 바탕으로 수신 신호를 역확산시켜 원하는 정보를 수신한다. 그러나 군용통신이나 주파수 사용 영역 관리(spectrum surveillance)의 경우, 수신된 확산 대역 신호가 수신기가 알고 있는 넓은 대역폭 내에 존재한다고 가정하고, 수신된 확산 대역 신호에 사용된 PN 코드에 대한 정보 없이 상기 수신 확산 대역 신호로부터 PN 코드를 검출함으로써, 상기 수신 확산 대역 신호로부터 데이터를 얻어야 한다.
이와 같이, 확산 대역 신호가 갖는 LPI(Low Probablility of Interception) 특성에도 불구하고 PN 코드에 대한 정보 없이 확산 대역 신호로부터 데이터를 추출하기 위해 PN 코드를 검출하기 위한 많은 연구가 진행되어 왔다.
종래에 제안된 바 있는 PN 코드 검출 방법으로는, 방수 수신기(interception receiver) 또는 래디오미터(radiometer) 수신기를 이용하는 방법과, 가드너(Gardner)의 순환정상성(cyclostationarity)을 이용한 방법과, 고차 통계적 신호처리 기법이 있다.
상기 방수 수신기 또는 래디오미터 수신기를 이용한 종래의 방법은 PN 코드의 검출 성능이 매우 열악한 단점이 있다.
가드너에 의해 제안된 방법은 확산 대역 신호에서 코드가 반복되는 특징인 순환정상성을 이용한 것으로, 상기 방수 수신기 또는 래디오미터 수신기를 이용한 검출 방법에 비해 상대적으로 양호한 검출 성능을 나타내지만, 확산 대역 신호의 존재 여부에 대해서만 확인이 가능하며, 수신된 확산 대역 신호로부터 PN 코드를 정확하게 추출할 수 없는 단점이 있다.
반면, 고차 통계적 신호처리 기법을 적용하면, 확산대역 신호의 존재 여부 뿐만 아니라 확산 대역 신호로부터 PN 코드를 추출해 낼 수 있는 장점을 갖는다. 이 고차 통계적 신호처리 기법의 대표적인 형태로는, 3차 상관함수(Triple Correlation Function: TCF)를 이용하는 방법이 있다.
이하, 3차 상관함수를 이용하여 PN 코드를 추출하는 종래의 기법을 설명한다.
하기 수학식 1은 3차 상관함수를 나타낸다.
Figure 112006096146927-pat00042
상기 수학식 1에서, mi는 임의의 PN 코드,
Figure 112005061152251-pat00002
은 mi에 의해 확산된 확산 대역 신호의 표본화된 이산 신호, τ1 및 τ2는 이산 시간 지연, N은 상관에 사용된 이산 표본의 수이다.
상기 수학식 1에 제시된 것과 같은 3차 상관함수에 의해 연산된 3차 상관함수값은 모든 τ1 및 τ2에 대해서 1 또는 -1/N의 값을 갖는다. 여기서, 1은 PN 코드에 대한 3차 상관함수의 최고값(peak value)이다. 임의의 이산 시퀀스에 대한 3차 상관함수 연산 결과는 PN 코드의 3차 상관함수가 갖는 최고값 패턴이 전혀 존재하지 않는다. 따라서, 수신 이산 신호의 3차 상관함수 결과가 갖는 이상적인 최고값 패턴과 비교함으로써 주어진 대역폭 내에 확산 대역 신호가 존재하는 지의 여부를 확인할 수 있다.
이와 같이, 3차 상관함수값을 이용하여 확산 대역 신호가 존재하는지 확인한 후 PN 코드의 길이를 검출한다. 상기 3차 상관함수값은 연산에 사용되는 N(상관에 사용된 이산 표본의 수)을 충분히 크게 하였을 때, 일정한 간격을 가지고 반복되는 반복 패턴이 존재한다. 이러한 반복적인 패턴의 주기가 바로 PN 코드의 길이가 된다.
이어, 상기 3차 상관함수의 최고값이 존재하는 경우에 대한 이산 시간 지연 순서쌍 (τ1, τ2)을 이용하여 PN 코드를 검출할 수 있다. 상기 3차 상관함수의 최고값이 존재하는 경우에 대한 이산 시간 지연 순서쌍 (τ1, τ2)을 구할 수 있다. 이 때 순서쌍을 최고값 위치(peak location)라고 하며, 최고값 위치의 집합은 하기 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112005061152251-pat00003
상기 수학식 2의 집합
Figure 112005061152251-pat00004
는 임의의 PN 코드 mi의 값을 바탕으로 결정되는 것으로, 이는 PN 코드마다 서로 다르게 사전 설정되어 있으므로, PN 코드를 구분할 수 있게 된다.
이상에서 설명한 것과 같은, 종래의 PN 코드 검출 기법은, PN 코드에 대한 사전 정보가 없는 확산 대역 신호에서 PN 코드를 검출하는데 적용할 수 있으나, 상기 3차 상관함수값은 잡음에 크게 영향을 받으며, 특히 PN 코드를 이용하여 확산된 데이터에 의해 크게 영향을 받으므로 신뢰성이 떨어지는 문제점을 갖는다.
본 발명은 전술한 종래기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로, 그 목적은, CDMA 시스템에서, 3차 상관 함수를 이용하여 PN 코드에 대한 정보가 존재하지 않는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 PN 코드를 검출할 때, 잡음과 데이터의 영향을 감소 시킬 수 있는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치를 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은, CDMA 시스템에서, 3차 상관 함수를 이용하여 PN 코드에 대한 정보가 존재하지 않는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 PN 코드를 검출할 때, 잡음과 데이터의 영향을 감소 시킬 수 있는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법을 제공하는데 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 기술적 구성으로서, 본 발명은,
데이터를 소정의 코드를 이용하여 직접 시퀀스 확산 대역 방식으로 확산시킨 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 역확산하기 위해, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호 로부터 상기 코드를 추출하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치에 있어서,
소정의 표본 추출 비율로, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 이산 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환기;
상기 이산 신호를 소정 길이로 복수회 윈도윙(windowing)하는 직/병렬 변환기;
상기 윈도윙된 각각의 이산 신호에 대해 임의의 이산 시간 지연을 이용하여 3차 상관함수값을 구하는 3차 상관부;
상기 3차 상관부로부터 출력되는 복수의 3차 상관함수값 각각에서 상기 데이터에 의한 데이터 의존성을 제거하는 데이터 의존성 제거부;
상기 데이터 의존성 제거부로부터 출력되는 데이터 의존성이 제거된 복수의 상관함수값의 평균값을 구하는 평균값 연산기를 포함하여,
상기 평균값 연산기로부터 출력되는 평균 상관함수값이 최대가 되는 이산 시간 지연 순서쌍의 집합을 이용하여, 상기 확산 대역 신호의 확산에 사용된 코드를 검출하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치를 제공한다.
CDMA 시스템에서, 상기 코드는, PN(Psuedo Noise) 코드인 것이 바람직하다.
본 발명의 바람직한 실시형태에서, 상관함수 최고값의 반복적인 패턴을 참고 하여 코드의 길이를 검출하기 위해서, 상기 직/병렬 변환기가 윈도윙하는 이산 신호의 길이는 상기 코드 길이의 적어도 2배이다.
본 발명의 일실시형태에서, 상기 3차 상관부는, 하기 수학식 3에 따라 윈도윙된 이산 신호로부터 각각 3차 상관함수값을 연산한다.
Figure 112006096146927-pat00043
상기 수학식 3에서,
Figure 112005061152251-pat00006
는 3차 상관함수값, L은 3차 상관에 사용된 이산 표본의 길이, mi는 임의의 PN 코드,
Figure 112005061152251-pat00007
는 mi에 의해 확산된 확산 대역 신호의 표본화된 이산 신호 중 k번 째 윈도윙 된 이산 신호, τ1 및 τ2는 임의의 이산 시간 지연이다.
본 발명의 일실시형태에서, 코드를 검출하고자 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호가 BPSK 방식으로 변조된 신호인 경우, 상기 데이터 의존성 제거부는, 상기 3차 상관부로부터 출력되는 각각의 3차 상관함수값의 절대값을 제곱하여 각각 출력하는 것이 바람직하다.
본 발명의 일실시형태는, 상기 평균값 연산기로부터 출력되는 평균 상관함수값의 최고값 패턴과, 이상적인 최고값 패턴과 비교하여 대역 내에 확산 대역 신호가 존재하는지 판단하는 대역 판단기; 상기 평균값 연산기로부터 출력되는 평균 상관함수값의 최고값이 반복되는 반복 패턴을 이용하여 코드의 길이를 측정하는 코드 길이 측정기; 및 상기 평균값 연산기로부터 출력되는 평균 상관함수값이 최대가 되는 이산 시간 지연 순서쌍의 집합을 이용하여, 상기 확산 대역 신호의 확산에 사용된 코드를 검출하는 코드 인식기를 더 포함할 수 있다.
상기 다른 목적을 달성하기 위한 기술적 구성으로서, 본 발명은,
데이터를 소정의 코드를 이용하여 직접 시퀀스 확산 대역 방식으로 확산시킨 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 역확산하기 위해, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호로부터 상기 코드를 추출하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법에 있어서,
소정의 표본 추출 비율로, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 이산 신호로 변환하는 단계;
상기 이산 신호를 소정 길이로 복수회 윈도윙(windowing)하는 단계;
상기 윈도윙된 각각의 이산 신호에 대해 임의의 이산 시간 지연을 이용하여 3차 상관함수값을 구하는 단계;
상기 복수의 3차 상관함수값 각각에서 상기 데이터에 의한 데이터 의존성을 제거하는 단계;
상기 데이터 의존성이 제거된 복수의 상관함수값의 평균값을 구하는 단계를 포함하는 단계; 및
상기 평균값 연산기로부터 출력되는 평균 상관함수값이 최대가 되는 이산 시간 지연 순서쌍의 집합을 이용하여, 상기 확산 대역 신호의 확산에 사용된 코드를 검출하는 단계를 포함하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법을 제공한다.
상기 본 발명의 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치와 마찬가지로, CDMA 시스템에서, 상기 코드는 PN(Psuedo Noise) 코드이다. 더하여, 상기 윈도윙하는 단계에서, 윈도윙되는 이산 신호의 길이는, 상기 코드 길이의 적어도 2배인 것이 바람직하다.
또한, 상기 3차 상관함수값을 구하는 단계는, 상기 수학식 3에 따라 윈도윙된 이산 신호로부터 각각 3차 상관함수값을 연산하는 단계이다.
또한, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호가 BPSK 방식으로 변조된 신호인 경우, 상기 데이터 의존성을 제거하는 단계는, 상기 3차 상관부로부터 출력되는 각각의 3차 상관함수값의 절대값을 제곱하여 각각 출력하는 단계인 것이 바람직하다.
본 발명의 바람직한 실시형태는, 상기 코드를 검출하는 단계에서, 평균값 연산기로부터 출력되는 평균 상관함수값이 최대가 되는 이산 시간 지연 순서쌍의 집합에 해당하는 코드가 존재하지 않는 경우, 상기 표본 추출 비율 및/또는 상기 윈 도윙되는 이산신호의 길이 및/또는 윈도윙 회수를 재설정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시형태는, 상기 평균값을 구하는 단계에서 출력되는 평균 상관함수값의 최고값 패턴과, 이상적인 최고값 패턴과 비교하여 대역 내에 확산 대역 신호가 존재하는지 판단하는 단계; 및 상기 평균값을 구하는 단계에서 출력되는 평균 상관함수값의 최고값이 반복되는 반복 패턴을 이용하여 코드의 길이를 측정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이 때, 상기 확산 대역 신호가 존재하는지 판단하는 단계에서, 확산 대역 신호가 존재하지 않는 것으로 판단된 경우, 상기 표본 추출 비율 및/또는 상기 윈도윙 되는 이산신호의 길이 및/또는 윈도윙 회수를 재설정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 코드의 길이를 측정하는 단계에서, 상기 평균 상관함수값의 최고값이 반복되는 반복 패턴이 존재하지 않는 경우, 상기 표본 추출 비율 및/또는 상기 윈도윙 되는 이산신호의 길이 및/또는 윈도윙 회수를 재설정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 다양한 실시형태를 보다 상세하게 설명한다. 그러나, 본 발명의 실시형태는 여러 가지 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 이하 설명되는 실시형태로 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 실시형태는 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위해서 제공되는 것이다. 따라서, 도면에 도시된 구성요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일실시형태에 따른 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치의 블록 구성도이다. 도 1에 도시된 실시형태는, CDMA 시스템에서 PN 코드를 이용하여 확산된 확산 대역 신호에 대하여 설명한다. 그러나, 본 발명이 PN 코드 이외의 다른 코드에 의한 확산 대역 신호에도 적용될 수 있다는 점은 당업자에게 자명할 것이다.
도 1을 참조하면, 본 발명에 따른 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치는, 아날로그/디지털 변환기(11), 직/병렬 변환기(12), 3차 상관부(13), 데이터 의존성 제거부(14) 및 평균값 연산기(15)를 포함하여 구성된다. 이에 더하여, 대역판단기(16), PN 코드 길이 측정기(17) 및 PN 코드 인식기(18)를 더 포함하여 구성될 수 있다.
상기 아날로그/디지털 변환기(11)는, 소정의 표본 추출 비율로, 수신되는 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 이산 신호(
Figure 112005061152251-pat00008
)로 변환한다. 수신되는 직접 시퀀스 확산 대역 신호(
Figure 112005061152251-pat00009
)는, 송신기 측에서 전달하고자 하는 데이터를, 소정 의 코드를 이용하여 직접 시퀀스 확산 방식으로 확산시킨 신호이다. 이 신호가 채널을 통해 전달되기 위해서는 변조되어 아날로그 신호 형태로 송신되므로, 수신기 측에서는 아날로그 상태의 신호가 수신된다. 따라서, 상기 아날로그/디지털 변환기(11)에 의해 아날로그 신호가 소정의 표본 추출 비율(sampling rate)로써 이산 신호로 변환된다. 이 변환된 이산 신호는 송신기 측에서 송신한 데이터를 확산시킨 신호이다.
상기 직/병렬 변환기(12)는, 상기 아날로그/디지털 변환기(11)에 의해 출력되는 이산 신호를 소정 길이로 복수회 윈도윙(windowing)하여, 윈도윙된 이산신호(
Figure 112005061152251-pat00010
,
Figure 112005061152251-pat00011
, ...,
Figure 112005061152251-pat00012
)로 출력 한다. 즉, 상기 직/병렬 변환기(12)는 직렬로 입력되는 신호를 소정 길이로 분할하여 병렬로 출력한다. 이 때, 상관함수 최고값의 반복적인 패턴을 참고하여 코드의 길이를 검출하기 위해서, 상기 직/병렬 변환기가 윈도윙하는 이산 신호의 길이는 상기 코드 길이의 적어도 2배이상이어야 한다.
본 발명은 종래 기술과 달리, 입력되는 대역 확산된 이산 신호를 소정 길이로 윈도윙한 후 각각의 윈도윙된 이산 신호에 대해 3차 상관 함수값을 구하고, 이를 다시 평균하는 것을 특징으로 한다. 따라서, 윈도윙된 이산 신호의 일부에서 잡음에 의하여 3차 상관함수값이 정확하게 산출되지 못하더라도, 이 잡음에 의한 영향을 감소시킬 수 있게 된다.
상기 3차 상관부(13)는, 상기 윈도윙된 각각의 이산 신호에 대해 임의의 이산 시간 지연을 이용하여 3차 상관함수값을 구한다. 상기 3차 상관부(13)는 윈도윙된 복수의 이산 신호에 대해 각각 3차 상관함수값을 구하는 제1 내지 K 상관기(13-1 내지 13-K)를 포함할 수 있다. 각 상관기는 각각으로 입력되는 이산 신호에 대해 하기 수학식 3을 이용하여 3차 상관함수값을 연산한다.
[수학식 3]
Figure 112006096146927-pat00044
상기 수학식 3에서,
Figure 112005061152251-pat00014
는 3차 상관함수값, L은 3차 상관에 사용된 이산 표본의 길이, mi는 임의의 PN 코드,
Figure 112005061152251-pat00015
는 mi에 의해 확산된 확산 대역 신호의 표본화된 이산 신호 중 k번 째 윈도윙 된 이산 신호, τ1 및 τ2는 임의의 이산 시간 지연이다. 상기 직/병렬 변환기(12)에 의해 윈도윙된 총 K개의 이산 신호 각각은 상기 수학식 3에 의해 각각 3차 상관함수값이 산출된다.
상기 데이터 의존성 제거부(14)는, 상기 3차 상관부(13)로부터 출력되는 복수의 3차 상관함수값 각각에서 상기 데이터에 의한 데이터 의존성을 제거한다. 상기 데이터 의존성 제거부(14)는, 상기 3차 상관부(13)에 포함된 복수의 상관기(13- 1 내지 13-K)에서 출력되는 각각의 상관함수값에서 데이터 의존성을 제거하는 제1 내지 K 데이터 의존성 제거기(14-1 내지 14-K)를 포함한다. 데이터를 고려하고 잡음이 포함된 수신 신호에 대한 3차 상관함수 값은 -0.6에서 0.6 사이의 다양한 값을 갖게된다. 그러나, PN 코드의 3차 상관함수값은 오직 1과 -1/N 만을 가져야 하므로 데이터가 PN 코드에 의해 확산된 확산 대역 신호의 3차 상관함수값을 이용해서는 확산대역 신호의 존재 유무를 검출하기 어렵다. 이를 해결하기 위해 상기 데이터 의존성 제거부(14)를 이용하여 데이터의 의존성을 제거함으로써 PN 코드 검출의 신뢰성을 높일 수 있다.
예를 들어, 상기 이산 신호가 송신기 측에서 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식으로 변조된 신호인 경우, 상기 데이터 의존성 제거부(14)는, 상기 3차 상관부(13)로부터 출력되는 각각의 3차 상관함수값의 절대값을 제곱하여 각각 출력한다. BPSK 변조된 신호에서는 3차 상관함수값의 절대값을 제곱하면, 데이터 의존성이 제거되는 것으로 알려져 있다. 즉, BPSK 변조된 신호에서 데이터 의존성을 제거하기 위해 상기 데이터 의존성 제거부는 하기 수학식 4와 같은 연산을 한다.
Figure 112005061152251-pat00016
여기에서, g(x)는 데이터 의존성을 제거하기 위한 함수이다. 본 상세한 설명에서는 BPSK 변조된 일례에 대해서 설명하고 있으나, 다른 변조 방식을 사용한 경 우에는 해당 변조 방식에 상응하는 데이터 의존성 제거식을 적용할 수 있을 것이다.
상기 평균값 연산기(15)는, 상기 데이터 의존성 제거부(14)로부터 출력되는 데이터 의존성이 제거된 복수의 상관함수값의 평균값을 구한다. 즉, 상기 평균값 연산기(15)는, 하기 수학식 5를 이용하여 상기 데이터 의존성 제거부(14)로부터 출력되는 데이터 의존성이 제거된 각각의 3차 상관함수값 전체의 평균을 산출한다.
Figure 112006096146927-pat00045
상기 대역판단기(16)는, 상기 평균값 연산기(15)로부터 출력되는 평균 상관함수값의 최고값 패턴과, 이상적인 최고값 패턴과 비교하여 대역 내에 확산 대역 신호가 존재하는지 판단한다.
도 2의 (a) 및 (b)는 3차 상관함수값의 일례를 각각 3차원 및 2차원으로 도시한 도면이다. 도 2의 (a) 및 (b)를 참조하면, 상기 3차 상관함수값은 일부의 τ1 및 τ2 순서쌍에서 1의 값을 가지며, 나머지의 경우 -1/N의 값을 갖는다. 즉, 상술한 바와 같이, PN 코드를 이용한 확산 신호의 경우, 상기 수학식 3에 제시된 3차 상관함수에 의해 연산된 3차 상관함수값은 모든 τ1 및 τ2에 대해서 1 또는 -1/N의 값을 갖는다. 여기서, 1은 PN 코드에 대한 3차 상관함수의 최고값(peak value)이다. 임의의 이산 시퀀스, 즉 PN 코드를 이용하여 확산된 것이 아닌 이산 신호에 대한 3차 상관함수 연산 결과는 도 2의 (a)와 같은 PN 코드의 3차 상관함수가 갖는 최고값 패턴이 전혀 존재하지 않는다. 따라서, 수신 이산 신호의 3차 상관함수 결과가 갖는 이상적인 최고값 패턴과 비교함으로써 주어진 대역폭 내에 확산 대역 신호가 존재하는 지의 여부를 확인할 수 있다.
상기 대역판단기(16)는, 별도의 연산과정을 통해 상기 평균값 연산기(15)에처 출력되는 데이터 의존성이 제거된 3차 상관함수값을 변환하여, 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00018
)과 비교하고, 상기 연산에 의한 상관함수값의 변환값이 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00019
)보다 큰 경우, 확산 대역 신호가 존재하는 것으로 판단하는 방식으로 동작할 수 있다. 이 때, 상기 연산에 의한 상관함수값의 변환값이 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00020
)보다 작으면, 상기 아날로그/디지털 변환기(11)에 표본 추출 비율(sampling rate)를 변동시키도록 지시할 수 있다. 이는 표본 추출이 정밀하지 못하여 확산 대역 신호를 검출하지 못하는 경우가 발생할 수 있기 때문이다. 또한, 상기 연산에 의한 상관함수값의 변환값이 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00021
)보다 작은 경우, 상기 직렬/병렬 변환기(12)에 윈도윙 길이(L) 또는 윈도윙 회수(K)를 변동시키도록 지시할 수 있다. 이는, 상기 표본 추출 비율을 변동시키는 경우와 마찬가지로, 윈도윙 길이(L) 나 윙도윙 회수(K)가 짧거나 부족하여 확산 대역 신호를 검출하지 못하는 경우가 발생할 수 있기 때문이다.
상기 PN 코드 길이 측정기(17)는, 상기 평균값 연산기(15)로부터 출력되는 평균 상관함수값의 최고값이 반복되는 반복 패턴을 이용하여 코드의 길이를 측정한다. 도 3은 이산 표본의 수를 증가시켰을 때의 3차 상관함수값의 일례를 도시한 도면이다. 도 3에 나타난 바와 같이, 상관함수값 계산에 사용되는 표본의 수(L)을 충분히 증가시킨 경우, 일정한 주기로 최고값이 나타나는 패턴이 반복되는 것을 확인할 수 있다. 이러한 반복적인 패턴의 주기가 PN 코드의 길이가 된다. 도 3은 L=70인 경우, 3차 상관함수의 최고값이 나타나는 패턴을 2차원적으로 도시한다. 도 3에서는 3차 상관함수의 최고값이 31을 주기로 반복되는 패턴을 보이므로, PN 코드의 길이는 31임을 알 수 있다.
상기 PN 코드 길이 측정기(17)는, 상기 대역 판단기(16)와 마찬가지로, 상기 평균값 연산기(15)에처 출력되는 데이터 의존성이 제거된 3차 상관함수값을 변환하여, 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00022
)과 비교하고, 상기 연산에 의한 상관함수값의 변환값이 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00023
)보다 큰 경우, PN 코드의 길이를 검출할 수 있다. 이 때, 상기 연산에 의한 상관함수값의 변환값이 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00024
)보다 작으면, 상기 아날로그/디지털 변환기(11)에 표본 추출 비율(sampling rate)를 변동시키도록 지시 할 수 있다. 이는 표본 추출이 정밀하지 못하여 PN 코드의 길이를 검출하지 못하는 경우가 발생할 수 있기 때문이다. 또한, 상기 연산에 의한 상관함수값의 변환값이 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00025
)보다 작은 경우, 상기 직렬/병렬 변환기(12)에 윈도윙 길이(L) 또는 윈도윙 회수(K)를 변동시키도록 지시할 수 있다. 이는, 상기 표본 추출 비율을 변동시키는 경우와 마찬가지로, 윈도윙 길이(L) 나 윙도윙 회수(K)가 짧거나 부족하여 PN 코드의 길이를 검출하지 못하는 경우가 발생할 수 있기 때문이다.
상기 PN 코드 인식기(18)는, 상기 평균값 연산기(15)로부터 출력되는 평균 상관함수값이 최대가 되는 이산 시간 지연 순서쌍의 집합을 이용하여, 상기 확산 대역 신호의 확산에 사용된 코드를 검출한다.
전술한 바와 같이, 3차 상관함수의 최고값이 존재하는 경우에 대한 이산 시간 지연 순서쌍 (τ1, τ2)을 이용하여 PN 코드를 검출할 수 있다. 상기 3차 상관함수의 최고값이 존재하는 경우에 대한 이산 시간 지연 순서쌍 (τ1, τ2)을 구할 수 있다. 이 때 순서쌍을 최고값 위치(peak location)라고 하며, 최고값 위치의 집합은 하기 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112005061152251-pat00026
상기 수학식 2의 집합
Figure 112005061152251-pat00027
는 임의의 PN 코드 mi의 값을 바탕으로 결정되는 것으로, 이는 PN 코드마다 서로 다르게 사전 설정되어 있으므로, PN 코드를 구분할 수 있게 된다.
상기 PN 코드 인식기(18)는, 상기 PN 코드 길이 측정기(17) 및 상기 대역 판단기(16)와 마찬가지로, 상기 평균값 연산기(15)에처 출력되는 데이터 의존성이 제거된 3차 상관함수값을 변환하여, 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00028
)과 비교하고, 상기 연산에 의한 상관함수값의 변환값이 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00029
)보다 큰 경우, PN 코드를 검출하는 방식으로 동작할 수 있다. 이 때, 상기 연산에 의한 상관함수값의 변환값이 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00030
)보다 작으면, 상기 아날로그/디지털 변환기(11)에 표본 추출 비율(sampling rate)를 변동시키도록 지시할 수 있다. 이는 표본 추출이 정밀하지 못하여 PN 코드를 검출하지 못하는 경우가 발생할 수 있기 때문이다. 또한, 상기 연산에 의한 상관함수값의 변환값이 소정의 임계값(
Figure 112005061152251-pat00031
)보다 작은 경우, 상기 직렬/병렬 변환기(12)에 윈도윙 길이(L) 또는 윈도윙 회수(K)를 변동시키도록 지시할 수 있다. 이는, 상기 표본 추출 비율을 변동시키는 경우와 마찬가지로, 윈도윙 길이(L) 나 윙도윙 회수(K)가 짧거나 부족하여 PN 코드를 검출하지 못하는 경우가 발생할 수 있기 때문이다.
본 발명은, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치에 의해 구현될 수 있는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법도 제공한다. 본 발명에 따른 방법을 상기 도 1을 참조하여 설명한다. 상기 본 발명에 따른 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치의 설명을 통해 설명된 기술 내용과 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
먼저, 아날로그/디지털 변환기(11)에서, 소정의 표본 추출 비율로, 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 이산 신호로 변환한다.
이어, 직/병렬 변환기(12)에서, 상기 이산 신호를 소정 길이로 복수회 윈도윙(windowing)한다.
이어, 3차 상관부(13)에서, 상기 윈도윙된 각각의 이산 신호에 대해 임의의 이산 시간 지연을 이용하여 3차 상관함수값을 구한다. 상기 3차 상관부(13)는 윈도윙된 각각의 이산 신호를 이용하여 3차 상관함수값을 구하는 복수의 상관기(13-1 내지 13-K)가 포함한다.
이어, 데이터 의존성 제거부(14)에서, 상기 복수의 3차 상관함수값 각각에서 상기 데이터에 의한 데이터 의존성을 제거한다. 상기 데이터 의존성 제거부(14)는 각각의 3차 상관함수값에서 데이터 의존성을 제거하는 복수의 데이터 의존성 제거기(14-1 내지 14-K)를 포함한다.
이어, 평균값 연산기(15)에서, 상기 데이터 의존성이 제거된 복수의 상관함수값의 평균값을 구한다.
이어, 대역 판단기(16)에서, 상기 평균 상관함수값의 최고값 패턴과, 이상적 인 최고값 패턴과 비교하여 대역 내에 확산 대역 신호가 존재하는지 판단한다. 이 때, 확산 대역 신호가 존재하지 않는 것으로 판단된 경우, 상기 표본 추출 비율 및/또는 상기 윈도윙 되는 이산신호의 길이 및/또는 윈도윙 회수를 재설정하고, 다시 상기의 단계를 반복할 수 있다.
이어, 상기 대역 판단기(16)에서, 대역 내에 확산 대역 신호가 존재하는 것으로 판단한 경우, PN 코드 길이 측정기(17)에서, 상기 평균 상관함수값의 최고값이 반복되는 반복 패턴을 이용하여 코드의 길이를 측정한다. 이 때, 상기 평균 상관함수값의 최고값이 반복되는 반복 패턴이 존재하지 않는 경우, 상기 표본 추출 비율 및/또는 상기 윈도윙 되는 이산신호의 길이 및/또는 윈도윙 회수를 재설정하고, 전술한 단계를 반복 수행하게 할 수 있다.
이어, 상기 PN 코드 길이 측정기(17)에서, 상기 평균 상관함수값의 최고값이 반복되는 반복 패턴을 이용하여 코드의 길이를 측정하는데 성공하면, 상기 평균 상관함수값이 최대가 되는 이산 시간 지연 순서쌍의 집합을 이용하여, 상기 확산 대역 신호의 확산에 사용된 코드를 검출함으로써 PN 코드에 대한 정보를 갖지 않는 확산 대역 신호로부터 PN 코드의 검출이 종료된다.
도 4의 (a) 및 (b)는 본 발명의 노이즈 특성 개선을 설명하기 위한 그래프이다. 도 4의 (a)는 SNR(Signal to Noise Ratio)이 -9dB인 경우 검출 확률을 도시한 그래프이며 도 4의 (b)는 SNR이 -5dB인 경우 검출 확률을 도시한 그래프이다. 이다.
두 그래프 공히 데이터를 포함하지 않는 경우(즉, 순수한 PN 코드에 대해), 가장 우수한 검출 성능을 나타낸다(41a, 41b). 반면, 두 그래프에서 윈도윙 회수(K)가 200인 경우(42a, 42b), 그 보다 적은 윈도윙 회수(43a, 43b)에 비해 우수한 검출 성능을 나타낸다.
즉, 도 4의 (a) 및 (b)에 도시된 그래프를 참조하면, 윈도윙 회수(K)를 증가시킬수록 데이터의 영향을 감소시켜 데이터를 포함하지 않는 이상적인 검출 성능에 근접하게 됨을 알 수 있다. 즉, 본 발명에 의해 데이터의 영향을 감소시킬 수 있음을 알 수 있다.
더하여, 노이즈가 존재하는 환경에서도, 윈도윙 회수(K)를 증가시키면 데이터 이상적인 검출 성능에 근접함으로써 노이즈에 의한 영향도 제거할 수 있음을 알 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면, 수신된 확산 대역 신호를 다수회 윈도윙하고 이 윈도윙 된 복수의 확산 대역 신호의 3차 상관함수값을 구함으로써, 확산 대역 신호에 포함된 잡음 및 데이터에 의한 PN 코드 검출의 성능 저하를 방지할 수 있는 효과가 있다.
이를 통해, PN 코드를 포함하지 않는 신호로부터 PN 코드를 검출하는데 있어 신뢰성을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.

Claims (15)

  1. 데이터를 소정의 코드를 이용하여 직접 시퀀스 확산 대역 방식으로 확산시킨 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 역확산하기 위해, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호로부터 상기 코드를 추출하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치에 있어서,
    소정의 표본 추출 비율로, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 이산 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환기;
    상기 이산 신호를 소정 길이로 복수회 윈도윙(windowing)하는 직/병렬 변환기;
    상기 윈도윙된 각각의 이산 신호에 대해 임의의 이산 시간 지연을 이용하여 3차 상관함수값을 구하는 3차 상관부;
    상기 3차 상관부로부터 출력되는 복수의 3차 상관함수값 각각에서 상기 데이터에 의한 데이터 의존성을 제거하는 데이터 의존성 제거부;
    상기 데이터 의존성 제거부로부터 출력되는 데이터 의존성이 제거된 복수의 상관함수값의 평균값을 구하는 평균값 연산기를 포함하여,
    상기 평균값 연산기로부터 출력되는 평균 상관함수값이 최대가 되는 이산 시간 지연 순서쌍의 집합을 이용하여, 상기 확산 대역 신호의 확산에 사용된 코드를 검출하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 코드는,
    PN(Psuedo Noise) 코드인 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 직/병렬 변환기가 윈도윙하는 이산 신호의 길이는,
    상기 코드 길이의 적어도 2배인 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 3차 상관부는,
    하기 수학식 3에 따라 윈도윙된 이산 신호로부터 각각 3차 상관함수값을 연산하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치.
    [수학식 3]
    Figure 112006096146927-pat00046
    (
    Figure 112006096146927-pat00033
    는 3차 상관함수값, L은 3차 상관에 사용된 이산 표본의 길이, mi는 임의의 PN 코드,
    Figure 112006096146927-pat00034
    는 mi에 의해 확산된 확산 대역 신호의 표본화된 이산 신호 중 k번 째 윈도윙 된 이산 신호, τ1 및 τ2는 임의의 이산 시간 지연)
  5. 제1항에 있어서,
    상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호가 BPSK 방식으로 변조된 신호인 경우,
    상기 데이터 의존성 제거부는,
    상기 3차 상관부로부터 출력되는 각각의 3차 상관함수값의 절대값을 제곱하여 각각 출력하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 평균값 연산기로부터 출력되는 평균 상관함수값의 최고값 패턴과, 이상적인 최고값 패턴과 비교하여 대역 내에 확산 대역 신호가 존재하는지 판단하는 대역 판단기;
    상기 평균값 연산기로부터 출력되는 평균 상관함수값의 최고값이 반복되는 반복 패턴을 이용하여 코드의 길이를 측정하는 코드 길이 측정기; 및
    상기 평균값 연산기로부터 출력되는 평균 상관함수값이 최대가 되는 이산 시간 지연 순서쌍의 집합을 이용하여, 상기 확산 대역 신호의 확산에 사용된 코드를 검출하는 코드 인식기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치.
  7. 데이터를 소정의 코드를 이용하여 직접 시퀀스 확산 대역 방식으로 확산시킨 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 역확산하기 위해, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호로부터 상기 코드를 추출하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법에 있어서,
    소정의 표본 추출 비율로, 상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 이산 신호로 변환하는 단계;
    상기 이산 신호를 소정 길이로 복수회 윈도윙(windowing)하는 단계;
    상기 윈도윙된 각각의 이산 신호에 대해 임의의 이산 시간 지연을 이용하여 3차 상관함수값을 구하는 단계;
    상기 복수의 3차 상관함수값 각각에서 상기 데이터에 의한 데이터 의존성을 제거하는 단계;
    상기 데이터 의존성이 제거된 복수의 상관함수값의 평균값을 구하는 단계를 포함하는 단계; 및
    상기 평균값 연산기로부터 출력되는 평균 상관함수값이 최대가 되는 이산 시 간 지연 순서쌍의 집합을 이용하여, 상기 확산 대역 신호의 확산에 사용된 코드를 검출하는 단계를 포함하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 코드는,
    PN(Psuedo Noise) 코드인 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법.
  9. 제7항에 있어서, 상기 윈도윙하는 단계에서 윈도윙하는 이산 신호의 길이는,
    상기 코드 길이의 적어도 2배인 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법.
  10. 제7항에 있어서, 상기 3차 상관함수값을 구하는 단계는,
    하기 수학식 3에 따라 윈도윙된 이산 신호로부터 각각 3차 상관함수값을 연산하는 단계인 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법.
    [수학식 3]
    Figure 112006096146927-pat00047
    (
    Figure 112006096146927-pat00036
    는 3차 상관함수값, L은 3차 상관에 사용된 이산 표본의 길이, mi는 임의의 PN 코드,
    Figure 112006096146927-pat00037
    는 mi에 의해 확산된 확산 대역 신호의 표본화된 이산 신호 중 k번 째 윈도윙 된 이산 신호, τ1 및 τ2는 임의의 이산 시간 지연)
  11. 제7항에 있어서,
    상기 직접 시퀀스 확산 대역 신호가 BPSK 방식으로 변조된 신호인 경우,
    상기 데이터 의존성을 제거하는 단계는,
    상기 3차 상관부로부터 출력되는 각각의 3차 상관함수값의 절대값을 제곱하여 각각 출력하는 단계인 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 장치.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 코드를 검출하는 단계에서, 평균값 연산기는 평균 상관함수값이 최대가 되는 이산 시간 지연 순서쌍의 집합에 해당하는 코드가 존재하지 않는 경우,
    상기 표본 추출 비율 또는 상기 윈도윙되는 이산신호의 길이 또는 윈도윙 회수를 재설정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법.
  13. 제7항에 있어서,
    상기 평균값을 구하는 단계에서 출력되는 평균 상관함수값의 최고값 패턴과, 이상적인 최고값 패턴과 비교하여 대역 내에 확산 대역 신호가 존재하는지 판단하는 단계; 및
    상기 평균값을 구하는 단계에서 출력되는 평균 상관함수값의 최고값이 반복되는 반복 패턴을 이용하여 코드의 길이를 측정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 확산 대역 신호가 존재하는지 판단하는 단계에서, 확산 대역 신호가 존재하지 않는 것으로 판단된 경우,
    상기 표본 추출 비율 또는 상기 윈도윙 되는 이산신호의 길이 또는 윈도윙 회수를 재설정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 코드의 길이를 측정하는 단계에서, 상기 평균 상관함수값의 최고값이 반복되는 반복 패턴이 존재하지 않는 경우,
    상기 표본 추출 비율 또는 상기 윈도윙 되는 이산신호의 길이 또는 윈도윙 회수를 재설정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 대역 신호의 코드 검출 방법.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190020458A (ko) * 2017-08-21 2019-03-04 국방과학연구소 확산 대역 신호 판별 장치 및 방법

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
BRPI0721441B1 (pt) * 2007-03-12 2018-10-30 Incard Sa método e aparelho para detectar correlações entre padrões de sinal
US8300675B2 (en) * 2009-05-13 2012-10-30 Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By The Minister Of Industry, Through The Communications Research Centre Canada Spreading code acquisition for direct sequence spread spectrum signals
US8442442B2 (en) * 2009-10-29 2013-05-14 Alcatel Lucent Methods for assigning scrambling codes and reducing interference in telecommunications networks
US8837644B2 (en) * 2012-06-29 2014-09-16 Blackberry Limited Method and apparatus of cross-correlation with application to channel estimation and detection
CN105095232B (zh) * 2014-04-29 2019-06-25 联想(北京)有限公司 一种信息处理方法及电子设备
CN106817326B (zh) * 2016-12-23 2020-06-23 杭州电子科技大学 多用户周期长短码直扩信号的伪码盲估计方法
CN108306655B (zh) * 2018-01-29 2020-09-11 哈尔滨工程大学 一种基于数据库匹配的水声直扩信号m序列盲估计方法
CN114268341B (zh) * 2021-12-21 2024-02-13 中国航天科工集团八五一一研究所 基于循环平稳特性的直接序列扩频信号伪码速率估计方法

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1605262A (en) * 1977-05-25 1986-12-17 Emi Ltd Representing the position of a reference pattern in a pattern field
SG90052A1 (en) * 1999-05-28 2002-07-23 Oki Techno Ct Singapore Pte A cdma receiver
JP3638107B2 (ja) * 1999-12-09 2005-04-13 Ｋｄｄｉ株式会社 スペクトル拡散信号復調装置
US7184457B2 (en) * 2000-02-28 2007-02-27 Texas Instruments Incorporated Spread spectrum path estimation
US7312753B2 (en) * 2003-10-29 2007-12-25 Nec Corporation Mobile terminal positioning system
KR100651505B1 (ko) * 2004-08-30 2006-11-29 삼성전자주식회사 직접시퀀스 부호분할다중접속 통신시스템에서 다중 경로환경에서의 코드 추적 장치 및 방법
US7738537B2 (en) * 2005-09-14 2010-06-15 Novatel Inc. Apparatus for and method of determining quadrature code timing from pulse-shape measurements made using an in-phase code

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"3차 상관 추정치를 이용한 직접 시퀀스 확산대역 신호의 검출" 한국통신학회논문지 ('04-8, Vol.29)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190020458A (ko) * 2017-08-21 2019-03-04 국방과학연구소 확산 대역 신호 판별 장치 및 방법
KR102159265B1 (ko) * 2017-08-21 2020-09-23 국방과학연구소 확산 대역 신호 판별 장치 및 방법

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