KR100658260B1

KR100658260B1 - 전자석장치의 구동장치

Info

Publication number: KR100658260B1
Application number: KR1020047010149A
Authority: KR
Inventors: 코이치 우에키; 기미타다 이시카와
Original assignee: 후지 덴키 홀딩스 가부시키가이샤
Priority date: 2001-12-26
Filing date: 2002-12-25
Publication date: 2006-12-14
Also published as: US20050047052A1; WO2003056581A1; DE10297610T5; TW200301496A; JP2003199348A; JP4075374B2; KR20040073519A; CN1306529C; TWI253667B; CN1608299A; US7042692B2

Abstract

종래에는 전압검출회로(14)를 통해 AC 전원이 제로 부근인 영역에 무통전기간을 형성해 두고, 이 기간의 직후에 신속히 여자 코일 전류를 복구하도록 FET(17)가 수차례의 스위칭 주기 동안 온상태를 계속하여 여자 코일 전류가 급상승하였다. 본 발명의 과제는, 이로 인해 발생되는 전자석장치의 소음을 억제하는 데 있다.

본 발명에서는 무통전기간에 이어지는 소정 기간 동안, 저항(18) 부분의 여자 코일전류의 검출전압에, 단안정회로(20) 출력(V2)의 저항(19) 부분의 분압값이 바이어스 전압으로서 가해져 IC(11)에 검출되고, IC(11)는 무통전기간의 직후로부터 고정 스위칭 주기로 FET(17)를 온/오프 구동시켜 여자 코일의 급상승을 방지함으로써 상기 과제를 해결하고 있다.

Description

전자석장치의 구동장치{ELECTROMAGNETIC APPARATUS DRIVE APPARATUS}

본 발명은, 전자석장치의 여자 코일에 인가되는 구동전류를, 그 전원을 개폐하는 스위칭 수단의 단속에 의해 정전류 제어하여 전자석장치의 에너지 절약을 도모한 전자석장치의 구동장치에 관한 것이며, 특히 스위칭 수단의 단속에 기초하여 전자석장치로부터 발생되는 소음을 감소시키도록 한 전자석장치의 구동장치에 관한 것이다.

전자석장치의 여자 코일에 대해 스위칭 수단을 단속시켜 통전하도록 함으로써 전자석장치에서의 에너지 절약을 도모할 수 있다. 본 발명에 가까운 종래기술로는 본 출원인에 의한 선원발명인 일본 특허 제 2626147호에서 설명된 기술이 있다.

상기 선원발명에 따른 기술은, 전자석장치의 여자 코일에 대한 통전을 단속시킨 펄스 신호로 스위칭 수단을 통해 구동하는 스위칭 제어회로를 포함하며, 상기 전자석장치의 여자 코일과 교류전원 사이에 삽입된 무접점 릴레이(contactless relay)의 주 스위칭소자를 온/오프시킴으로써 전자석장치를 투입/릴리즈(release)하는 것에 있어서, 상기 무접점 릴레이내의 주 스위칭소자가 자기 유지 전류 이하가 되는 전원전압이 제로부근인 영역에서, 상기 스위칭 제어회로로부터 출력되는 단속시킨 펄스 신호의 주기보다 긴 소정의 시간만큼 무통전상태로 함으로써, 무접점 릴레이에 오프명령을 가하더라도 무접점 릴레이의 교류로가 통전을 지속하여, 전자석장치가 릴리즈 불능이 되는 것을 방지하는 것이다.

도 4는 상기 선원발명의 기술을 계승하여, 전자석장치의 여자전류를 정전류 제어하여 전자석장치의 에너지 절약화를 더욱 도모하도록 한 종래의 전자석장치에 있어서의 구동장치에 대한 회로 구성의 예를 도시한 것이다. 또한, 도 5는 도 4 에 도시된 전류모드(current mode)형 PWM 제어 IC(11) 내부의 원리적인 구성을 도시한 것이고, 도 9는 도 4의 주요부의 동작파형을, 도 10은 도 4에 도시된 전압검출회로(14)의 동작파형을 각각 도시한 것이다.

도 4에서, 도면부호 4는 다이오드 브릿지(2)의 직류출력측에 접속된 전자접촉기와 같은 전자석장치의 여자 코일(간단히, MC라고도 함)이고, 도면부호 1은 다이오드 브릿지(2)에 대한 AC 전원의 입력을 개폐하는 무접점 릴레이로서, SSR(Solid State Relay의 약어)이라고도 불리우며, 이 회로에서는 무접점 릴레이(1)를 온/오프시켜 전자석장치를 투입/릴리즈한다.

여기서, T1, T2는 교류전원이 접속되는 입력단자이며, 무접점 릴레이(1)의 출력단자(T3, T4)는 상기 입력단자(T1, T2)에 직렬로 접속되어 있다.

무접점 릴레이(1)는 입력단자(T5, T6)에 직류전원(E)이 스위치(SW0)를 통해 접속되는 동시에, 포토트리악 커플러(PC;phototriac coupler)의 발광 다이오드(PD)가 접속되어 있다.

포토트리악 커플러(PC)의 포토트리악(PTr)에는 주 트리악(TR)이 병렬로 접속 되고, 주 트리악(TR)의 게이트와 한쪽의 단자 사이에는 저항(R11)이 접속되어 있으며, 또한, 주 트리악(TR)에 병렬로 커패시터(C10)와 저항(R10)으로 이루어진 스너버회로(snubber circuit)가 접속되어 있다.

무접점 릴레이(1)의 출력단자(T4)와 교류전원의 입력단자(T2) 사이에는 상기 다이오드 브릿지(2)가 접속되고, 상기 다이오드 브릿지(2)의 직류출력단자에는, 상기한 전자석장치의 여자 코일(MC;4)과, 여자 코일(4)의 전류(Imc)를 제어하는 주 스위칭소자로서의 파워 MOSFET(17)와, 여자 코일(4)의 전류(Imc)를 검출하기 위해 파워 MOSFET(17)의 소스측에 삽입된 전류검출저항(18;저항값을 R18이라고 함)과의 직렬회로가 접속되어 있다. 그리고, 상기 직렬회로에 커패시터(3)가 병렬로 접속되며, 여자 코일(4)에 플라이휠(flywheel) 다이오드(5)가 병렬로 접속되어 있다.

또한, 다이오드 브릿지(2)의 직류출력단자에는, 저항(6)과 제너 다이오드(9)의 직렬회로와, 저항(7), 베이스가 저항(6)과 제너 다이오드(9)와의 접속점에 접속된 트랜지스터(8), 커패시터(10)의 직렬회로가 접속되고, 이러한 회로는 전류모드형 PWM 제어 IC(11)의 전원단자(VIN)에 공급되는 정전압의 전원회로를 구성하고 있다. 또, 상기 PWM은 Pulse Width Modulation(펄스폭 변조)의 약어이다.

또한, 다이오드 브릿지(2)의 직류출력단자에는, 분압(voltage-dividing) 저항(12, 13)의 직렬회로가 접속되며, 상기 저항(12)과 저항(13)의 접속점의 전압(14a)은, AC 전원의 전압이 제로 부근에 도달했음을 검출하기 위한 전압검출회로(14)에 입력되어 있다.

상기 전압검출회로(14)는 도 10에 도시한 바와 같이, AC 전원의 양파 정류전 압(double rectified voltage)이 실현되는, 다이오드 브릿지(2)의 직류출력단자간의 전압을 분압 저항(12, 13)에 의해 분압된 전압(14a)이, 소정의 저전압 검출레벨(VL0)을 밑도는 기간(t1) 동안에는 H레벨, 기간(t1) 이외에서는 L레벨의 전압(V1)을 출력하여 전류모드형 PWM 제어 IC(11)의 피드백 입력단자(FB)에 가한다.

또, 상기 저전압 검출레벨(VL0)은 기간(t1)이, 후술하는 PWM 펄스(Vout)의 출력주기(T)보다 길어지도록 설정되어 있다. 또한, 다이오드 브릿지(2)의 직류출력단자 사이에 설치된 커패시터(C3)는, 다이오드 브릿지(2)의 직류측 부하전류에서 고주파 성분에 대한 전원으로 기능하는 것으로서, 그 용량이 작기 때문에, 다이오드 브릿지(2)의 직류출력단자간의 전압 파형은 거의 AC 전원의 전압변화에 추종하는 양파 정류전압 파형이 된다.

전류모드형 PWM 제어 IC(11)의 OUT 단자로부터 출력되는 PWM 제어펄스(간단히 PWM 펄스라고도 함;Vout)는 파워 MOSFET(17)의 게이트에 입력되고, 전류검출저항(18)의 양단에 발생되는 전류검출전압(=(저항(18)의 저항값(R18))×(여자 코일(4)의 전류(Imc)))은 저항(19)을 통해 전류모드형 PWM 제어 IC(11)의 전류검출단자(CS)에 입력되어 있다. 또, 상기 단자(CS)에 대한 입력전압을 Vcs로 한다.

도면부호 15와 16은 각각, 전류모드형 PWM 제어 IC(11)의 PWM 펄스의 주기를 결정하기 위한 타이밍 저항(timing resistor)과 타이밍 커패시터(timing capacitor)로서, 타이밍 저항(15)은 IC(11)의 기준전압(본 예에서는 5V)의 출력단자(Vref)와 IC(11)의 타이밍 저항/용량접속단자(RT/CT) 사이에 접속되고, 타이밍 커패시터(16)는 IC(11)의 상기 단자(RT/CT)와 다이오드 브릿지(2)의 음극단자 사이에 접속되어 있다. 또, 본 도면에는 도시되지 않은 IC(11)의 접지단자(GND;도 5 참조)는 다이오드 브릿지(2)의 음극단자에 접속되어 있다.

이 경우에 전류모드형 PWM 제어 IC(11)로서는, 스위칭 전원의 전압을 그 부하전류를 제어하면서 정전압 제어하는 스위칭 전원용 전류모드형 PWM 제어 IC를 유용(流用)하고 있으며, 본 예에서는 특히 스위칭 전원의 부하가 클 때, 구체적으로는 후술하는 에러 앰플리파이어(error amplifier) 출력전압(Vcomp)이 소정값을 초과하였을 때, 상기 IC가 정전류 제어를 수행하는 성질을 이용하고 있다.

다음으로, 도 4 및 도 9를 참조하면서, 도 5에 의거하여 전류모드형 PWM 제어 IC(11)의 정전류 제어에 관한 기능을 설명한다.

도 5에서, IC(11)의 전원단자(VIN)로 공급되는 전압이 IC(11)의 정상 동작이 가능한 전압(본 예에서는 16V)에 도달되면, 저전압 로크아웃(lock-out)회로(UVL1)의 잠금이 해제되고, 5V 밴드갭 기준전압 레귤레이터(REG)가 온(on)되어 전원단자(VIN)로 공급되는 전압으로부터 5V의 기준전압(Vref)을 생성하여, IC(11)의 단자(Vrcf)로 출력하는 이외에, IC(11)내의 필요한 각 소자에 공급한다.

또한, 레귤레이터(REG)가 출력하는 기준전압(Vref)이 4.7V 이상이 되면, 또 하나의 저전압 로크아웃회로(UVL2)의 잠금도 해제되어 OR 회로(G2)의 출력, 즉 NOR 회로(G1)의 입력 중 하나가 "L"이 되고, NOR 회로(G1)에 의해 구동되는 토템폴(totem pole) 출력회로(TTP)로부터의 PWM 펄스(Vout)의 출력을 정지시키는 조건 중 하나가 해제된다.

반대로, 이러한 해제가 행해지기까지는 적어도 PWM 펄스(Vout)의 출력은 정지되며, PWM 펄스(Vout)를 게이트 입력으로 하는 파워 MOSFET(17)는 오프상태(off state)로 유지된다.

발진기(OSC;oscillator)는, PWM 펄스(Vout)의 출력주기(T)를 정하는 삼각파(W1)를 생성한다. 즉, 발진기(OSC)를 구성하는 비교기(CP1)의 출력이 "L"일 때, 마찬가지로 발진기(OSC)를 구성하는 반도체 스위치(SW1, SW2)는 오프되고, 비교기(CP1)의 (-) 입력단자에는 삼각파(W1)의 상한 전압인 2.8V가 입력된다. 그리고, 외부의 타이밍 커패시터(16)는 타이밍 저항(15)을 통해 기준전압(Vref)에 의해 충전된다.

타이밍 커패시터(16)의 충전전압은 IC(11)의 타이밍 저항/용량접속단자(RT/CT)를 지나 비교기(CP1)의 (+) 입력단자에 입력되어 모니터링된다.

그러다가, 타이밍 커패시터(16)의 충전전압이 2.8V를 상회하게 되면 비교기(CP1)의 출력은 "H"로 반전된다. 이에 따라, 반도체 스위치(SW1, SW2)는 온이 되고 비교기(CP1)의 (-) 입력단자의 전압은 삼각파(W1)의 하한 전압인 1.2V로 전환됨과 동시에, IC(11)의 단자(RT/CT)에 정전류원(IS1)이 접속되어 타이밍 커패시터(16)는 방전을 개시한다.

다음으로, 타이밍 커패시터(16)의 전압이 1.2V를 밑돌게 되면, 다시 비교기(CP1)의 출력은 "L"로 반전되고, 타이밍 커패시터(16)의 전압은 상승으로 전환되는데, 이와 같이 하여 연속적인 삼각파(W1)가 생성된다.

이때 비교기(CP1)로부터 출력되는 사각형 펄스로 이루어진 발진출력(oscillation output;W2)은 래치 세트 펄스생성회로(LS;latch set pulse generation circuit)에 입력되고, 펄스생성회로(LS)는, 발진출력(W2)의 상승 타이밍마다 수염형태의 래치 세트 펄스(P1)를 생성하여, NOR 회로(G1) 및 RS 플립플롭으로 이루어진 전류검출래치(FF)의 세트 입력단자(2)에 인가한다.

상기 래치 세트 펄스(P1)의 입력에 의해, 전류검출래치(FF)의 반전출력(QB;상기 QB의 B는 「바(bar)」를 의미함)은 "L"로 되고, 이 때 NOR 회로(G1)의 전체 입력이 "L"이 되기 때문에, 토템폴 출력회로(TTP)의 출력, 즉, IC(11)의 OUT 단자로부터 출력되는 PWM 펄스(Vout)는 H 레벨로 되며, 외부의 파워 MOSFET(17)를 온으로 스위칭한다.

상기 PWM 펄스(Vout)의 H 레벨 상태, 즉 파워 MOSFET(17)가 온인 상태는, 이후 전류검출래치(FF)가 리셋되어 그 반전출력(QB)이 "H"로 될때까지 계속된다.

전류검출래치(FF)의 입력단자(R)에 대한 리셋신호는, CS 비교기(CP2)의 출력으로서 인가되며, 상기 비교기(CP2)의 출력은, 파워 MOSFET(17)가 온이 됨으로써, 전류검출단자(CS)의 전압(Vcs), 즉 CS 비교기(CP2)의 (+) 입력단자의 전압이 점증하여 CS 비교기(CP2)의 (-) 입력단자의 전압(Vcsn)을 상회하는 시점에 발생된다.

그러나, 도 4에서 전압검출회로(14)는, 상술한 바와 같이 AC 전원전압이 제로 부근인 기간(t1)에만 IC(11)의 피드백 입력단자(FB)에 가하는 전압(V1), 즉 에러 앰플리파이어(EA)의 (-) 입력단자의 전압을 H 레벨로 하고, 기간(t1) 이외에는 L 레벨로 하고 있다.

또, 본 예에서는, 전압(V1)의 H 레벨은 에러 앰플리파이어(EA)의 (+) 입력단자의 전압(2.5V)보다 높은 전압인 것으로 하고, 전압(V1)의 L 레벨은 거의 0V인 것으로 한다.

따라서, 기간(t1)에서는, 에러 앰플리파이어(EA)의 출력전압(에러전압이라고도 함;Vcomp)은 적어도 1.4V 이하가 되고, 이에 따라 CS 비교기 (-) 입력단자전압(Vcsn)은 거의 0V가 되는 반면, 기간(t1) 이외에서는 에러전압(Vcomp)은 적어도 4.4V 이상이 되고, 이에 따라 CS 비교기의 (-) 입력단자전압(Vcsn)은 상한치인 1V의 제너 전압으로 고정된다.

따라서, 기간(t1) 이외에서는, 파워 MOSFET(17)가 온으로 된 후, 여자 코일 전류(Imc)가 증가함으로써, 전류검출저항(18)의 전압, 즉 IC(11)의 전류검출단자(CS)의 전압(CS 단자전압이라고 함;Vcs)이 점증하여, CS 비교기의 (-) 1V 입력단자전압(Vcsn)에 도달하고, CS 비교기(CP2)가 전류검출래치(FF)를 리셋하는 동작이 수행된다.

이때의 전류검출래치(FF)가 세트된 후 리셋되기까지의 시간, 즉 PWM 펄스(Vout)의 펄스폭(H 레벨인 기간), 다시 말해 파워 MOSFET(17)가 온으로 되어 있는 기간은, 해당 온 기간의 개시시점의 여자 코일(4)의 전류(Imc)가 작을 때에는 길어지며, 마찬가지로 여자 코일 전류(Imc)가 증가하여 설정값(즉, CS 비교기의 1V (-) 입력단자전압(Vcsn)에 대응되는 값)에 가까울수록 짧아진다. 이와 같이 하여 여자 코일(4)의 전류(Imc)에 대한 PWM 제어에 의한 정전류 제어가 이루어진다.

한편, 기간(t1)에서는, CS 비교기의 (-) 입력단자의 전압(Vcsn)이 0V이기 때 문에, PWM 펄스(Vout)의 펄스폭, 즉 파워 MOSFET(17)가 온인 기간은 도 5의 동작으로부터는 0이 되어야 하지만, 실제로는 불감대(non sensitivity zone)에 들어감으로써 PWM 펄스(Vout)는 출력되지 않고, 파워 MOSFET(17)는 오프 상태인 채로 된다.

다음으로, 도 9를 주로 참조하면서 도 4의 전체적인 동작에 대해 다시 설명한다.

현재, 교류전원의 입력단자(T1, T2)에 교류전원이 접속되고, 무접점 릴레이(1)의 입력단자(T5, T6) 사이에 제공된 스위치(SW0)가 온이 된다면, 무접점 릴레이(1)의 포토트리악 커플러(PC)가 온이 되므로 주 트리악(TR)의 게이트에 전류가 흘러 주 트리악(TR)이 턴 온되고, 다이오드 브릿지(2)에 교류입력전압이 인가된다.

커패시티(10)는 상기 다이오드 브릿지(2)에 의해 전파정류된 전압이 제너 다이오드(9)의 제너 전압을 초과하기까지는 트랜지스터(8)를 통해 충전되며, 다이오드 브릿지(2)의 전파정류전압이 제너 다이오드(9)의 제너 전압을 초과하면, 커패시터(10)는 거의 제너 다이오드(9)의 제너 전압에 상당하는 전하를 축적하여 정전압화된다.

상기 커패시터(10)의 전압은 전류모드형 PWM 제어 IC(11)의 전원단자(VIN)에 입력되어 IC(11)의 정상 동작을 개시시키고, 전압검출회로(14)의 출력전압(V1), 즉 IC(11)의 피드백 입력단자(FB)의 전압이 L 레벨인 기간에는 상술한 IC(11)의 동작에 의해 파워 MOSFET(17)의 PWM 제어에서의 온/오프에 의한 여자 코일(4) 전류(Imc)의 정전류 제어가 이루어진다.

즉, IC(11) 내의 래치 세트 펄스(P1)가 출력되는 주기(T)마다 H 레벨의 PWM 펄스(Vout)가 출력되어 파워 MOSFET(17)가 온이 되고, 여자 코일(4)에는 전류검출저항(18)을 통해 다이오드 브릿지(2)의 전파정류전압이 인가되어, 여자 코일(4)의 전류(Imc)는 증가된다. 이 때, 여자 코일 전류(Imc)의 증가 기울기는, 주로 그 시점에서의 전파정류전압의 순시값과 여자 코일(4)의 인덕턴스에 의해 정해진다.

그리고, 여자 코일 전류(Imc)의 증가에 의해 전류검출저항(18)의 전압(R18×Imc), 즉 IC(11)의 CS 단자전압(Vcs)이, IC(11) 내의 CS 비교기의 1V (-) 입력단자전압(Vcsn)에 도달되면 PWM 펄스(Vout)는 L 레벨로 되어 파워 MOSFET(17)는 오프되며, 여자 코일(4)의 전류(Imc)는 플라이휠 다이오드(5)로 흐름을 전환하여 여자 코일(4)과 다이오드(5)로 환류(flowing back)하면서 감쇠되어 간다. 이러한 전류 감쇠의 시정수는, 여자 코일(4)의 인덕턴스와 환류로의 저항에 의해 정해진다.

다음으로, 파워 MOSFET(17)가 온이 되면, 여자 코일 전류(Imc)는 다시 상승으로 전환된다.

이러한 동작 중에서 무접점 릴레이(1)의 스위치(SW0)가 온이 된 직후에는, 1회의 래치 세트 펄스(P1) 출력주기(T) 기간에서는 여자 코일 전류(Imc)가 성취되지 않고, 이에 따라 전류검출저항(18)의 전압, 즉 IC(11)의 CS 단자전압(Vcs)이 1V에 도달되지 않기 때문에, 도 9의 시간축을 확대한 부분에 도시한 바와 같이, IC(11) 내의 전류검출래치(FF)가 리셋되지 않고 파워 MOSFET(17)는 실질적으로 온인 상태를 유지한다.

그리고, 래치 세트 펄스(P1)의 출력주기(T)가 복수회 경과된 후, 여자 코일 전류(Imc)가 성취되어 CS 단자 전압(Vcs)이 1V에 도달한 시점(도 9의 예에서는 시점 τc) 이후에, 주기(T)마다 파워 MOSFET(17)의 온/오프 동작이 수행되어, 여자 코일 전류(Imc)가 거의 일정한 값으로 유지되게 되므로, 여자 코일(4)의 에너지 절약화가 도모된다. 상기 여자 코일 전류(Imc)의 성취에 의해 전자석장치, 본 예에서는 전자개폐기가 닫혀된다.

AC 전원전압이 제로 부근이 되는 기간(t1)에서는 상술한 바와 같이 파워 MOSFET(17)는 오프상태로 유지된다. 이 기간(t1)은 파워 MOSFET(17)의 온/오프 주기(T)보다 크며, 무접점 릴레이(1)의 주 트리악(TR)의 턴 오프시간보다 길게 선택되어 있다.

여기서 무접점 릴레이(1)의 입력 스위치(SW0)가 온이 된 상태라면, 도 9에 도시한 바와 같이, 이 기간(t1)에서 여자 코일 전류(Imc)는 비교적 크게 감쇠하고, 기간(t1) 이후에는 무접점 릴레이(1)의 주 트리악(TR)이 다시 통전되기 때문에, 주기 T라는 복수의 주기들을 포함하는 파워 MOSFET(17)의 온 기간(tr)동안, 주기(T)마다 파워 MOSFET(17)가 온/오프 동작하도록 이행된다.

한편, 무접점 릴레이(1)의 입력 스위치(SW0)가 개방된 경우에는, 그 개방 후에 최초로 도래하는 기간(t1)에서 무접점 릴레이(1)의 주 트리악(TR)이 턴 오프되고, 이후, 다이오드 브릿지(2)의 정류출력전압은 소멸되며, 여자 코일(4)의 전류(Imc)는 플라이휠 다이오드(5)로 흐름을 전환한 상태에서 감쇠하면서 소멸된다. 그리고, 이렇게 감쇠하는 동안에 전자석장치가 릴리즈된다.

또, 전자석장치가 투입되는 초기시점과 투입 후의 전자석장치의 수용기간에는, 실제로는 도면에 도시되지 않은 수단에 의해 전류검출저항(18)의 값이 전환되도록 구성되어 있으며, 전자석장치의 수용기간에서는 투입의 초기시점보다 여자 코일 전류(Imc)를 더욱 작게 하여 에너지 절약화를 도모하도록 하고 있다. 그리고, 도 9에 도시된 파형은 전자석장치의 수용기간의 예를 도시하고 있다.

또한, 엄밀하게는 도 9에 도시된 CS 단자전압(Vcs)의 시간축 확대부(기간(tr))에서 일점쇄선으로 도시한 바와 같이 래치 세트 펄스(P1)가 존재하는 매우 짧은 기간 동안, IC(11) 내의 NOR 회로(G1)의 출력이 "L"이 되고, 이에 따라 PWM 펄스(Vout)가 L레벨로 되며, 파워 MOSFET(17)는 일순간 오프가 되지만, 파워 MOSFET(17)에는 턴 오프 지연이 있기 때문에 온상태를 유지한다.

그러나, 도 4에 도시한 장치에는 다음과 같은 문제점이 있다. 즉, 도 9의 설명에서 기술한 바와 같이 전자석장치의 수용기간 동안, 무접점 릴레이(1)의 주 트리악(TR)의 무통전기간에서 AC 전원전압의 제로 교차점을 사이에 둔 상기된 기간(t1)인 통전기간으로 이행되면, 여자 코일(4)의 전류(Imc)가 무통전기간(t1)에서 설정값보다 매우 저하되어 있기 때문에, 전류모드형 PWM 제어 IC(11)는 통상적인 스위칭 주기(T)에 비해 매우 긴 기간(tr) 동안, 실질적으로 온인 상태로 PWM 펄스(Vout)를 출력하고, 여자 코일 전류(Imc)가 설정전류(전자석장치의 유지전류)에 도달되면, 즉 CS 단자전압(Vcs)이 CS 비교기의 1V (-) 입력단자전압(Vcsn)에 도달되면, PWM 펄스(Vout)를 오프한다.

이 기간(tr;이하 PWM 펄스(Vout) 또는 파워 MOSFET(17)의 연속 온기간이라고 도 함)에서의 여자 코일 전류(Imc)의 변화량은, 이 기간 이후의 안정된 전류 맥동 부분의 전류 변화량에 비해 한자릿수 정도 크기 때문에, 전자석장치의 흡인력의 변동이 크며, 전자석장치로부터 소음이 발생한다는 문제점이 있었다.

본 발명의 과제는, 무통전기간(t1)을 가짐으로써 전자석장치의 릴리즈를 확실히 가능케 하는 동시에, 전자석장치의 여자 코일 전류의 PWM 제어에 의한 정전류 제어에 의해 에너지 절약을 도모하고, 전자석장치의 수용상태에서 발생하는 소음을 감소시킬 수 있는 전자석장치의 구동장치를 제공하는 데 있다.

상기의 과제를 해결하기 위해 청구항 1에 기재된 전자석장치의 구동장치는, 전자석장치의 여자 코일(4)에 대한 통전을 단속시킨 펄스 신호(PWM 펄스(Vout))로 스위칭 수단(파워 MOSFET(17))을 통해 구동하는 스위칭 제어회로(전류모드형 PWM 제어 IC(11))를 가지며, 상기 스위칭 제어회로는 오프상태에 있는 상기 스위칭 수단을, 소정 주기(T)로 생성되는 턴 온의 타이밍 중 최초로 도래하는 턴 온 타이밍에 온상태로 하고, 온상태에 있는 상기 스위칭 수단을, 상기 여자 코일의 전류 검출값(CS 단자 전압(Vcs))이 소정의 전류 설정값(CS 비교기(CP2)의 (-) 입력단자전압(Vcsn), 본 예에서는 1V)에 도달한 타이밍에 오프상태로 하도록 상기 펄스 신호를 단속시키는 것이며, 상기 전자석장치의 여자 코일과 교류전원 사이에 삽입된 무접점 릴레이(1)의 주 스위칭 소자(주 트리악(TR))를 온/오프시킴으로써 전자석장치를 투입/릴리즈하는 구동장치이며, 상기 무접점 릴레이내의 주 스위칭 소자가 자기 유지 전류 이하가 되는 전원전압이 제로 부근인 영역(기간(t1))을, (전압검출회로(14)를 통해) 상기 소정 주기보다 긴 소정의 시간만큼 무통전상태로 하는 전자석자치의 구동장치에 있어서, 적어도 상기 무통전상태인 시간에 이어지는 소정 기간(t2) 동안, 상기 전류 검출값 또는 전류 설정값에 소정의 바이어스 신호를 중첩시켜, 상기 스위칭 제어회로가, 상기 스위칭 수단을 상기 소정 주기마다 온/오프시키도록, 상기 펄스 신호를 단속하도록 한다.

또한, 청구항 2에 기재된 전자석장치의 구동장치는, 청구항 1에 기재된 전자석장치의 구동장치에 있어서,

상기 바이어스 신호를, (단안정회로(monostable circuit;20) 등을 통해) 소정 레벨의 지속신호(단안정회로 출력전압(V2)의 분압값(저항(19) 전압) 등)로 한다.

또한, 청구항 3에 기재된 전자석장치의 구동장치는, 청구항 1에 기재된 전자석장치의 구동장치에 있어서,

상기 바이어스 신호를, (단안정회로(20), AND 회로(23) 등을 통해) 상기 스위칭 수단이 온상태에 있을 때에만 존재하는 소정 레벨의 신호(AND 회로 출력전압(V3)의 분압값(저항(19) 전압) 등)로 한다.

또한, 청구항 4에 기재된 전자석장치의 구동장치는, 청구항 3에 기재된 전자석장치의 구동장치에 있어서, 상기 바이어스 신호에 대해, (저항(22) 등을 통해) 상기 스위칭 수단을 온상태로 하는 상기 펄스 신호를 이용한다.

또한, 청구항 5에 기재된 전자석장치의 구동장치는, 청구항 1에 기재된 전자석장치의 구동장치에 있어서, 상기 바이어스 신호를, 레벨이 시간과 함께 감소하는 소정의 파형을 갖는 신호로 한다.

본 발명의 작용은 다음과 같다,

즉, 스위칭 수단(파워 MOSFET(17))을, 소정 주기(T)의 동기신호(래치 세트 펄스(P1))를 이용한 PWM 제어에 의해 단속시켜 정전류 제어되는 전자석장치의 여자 코일과, AC 전원과의 사이에 삽입된 무접점 릴레이의 주 스위칭 소자를 온/오프시킴으로써, 전자석장치를 투입/릴리즈하는 구동장치에 있어서,

무접점 릴레이에 오프명령을 가하더라도 무접점 릴레이의 주 스위칭 소자가 통전을 계속하여 전자석장치가 릴리즈 불능이 되는 것을 방지하기 위해, AC 전원전압이 제로 부근인 영역에 형성된 무통전기간(t1)에 이어지는 적어도 소정 기간(t2) 동안, 전류 검출값 또는 전류 설정값에 소정의 바이어스 신호를 중첩시킴으로써, 스위칭 수단이, 온상태에 들어간 상기 소정 주기(T)의 해당 주기 내에서 외관 상, 반드시 여자 코일의 전류가 설정값에 도달하는 형태가 되어 오프상태로 전환되도록 하고, 스위칭 수단이 무통전기간의 직후부터 소정 주기(T)로 온/오프하여, 여자 코일 전류를 설정값까지 완만하게 증가시키도록 하는 것이다.

도 1은 본 발명의 제 1 실시예로서의 구성을 도시한 회로도.

도 2는 본 발명의 제 2 실시예로서의 구성을 도시한 회로도.

도 3은 본 발명의 제 3 실시예로서의 구성을 도시한 회로도.

도 4는 도 1 내지 도 3에 대응되는 종래의 회로도.

도 5는 도 1 내지 도 4 중에 도시된 전류모드형 PWM 제어 IC(11) 내부의 원 리적인 구성을 도시한 회로도.

도 6은 도 1의 주요부의 동작을 도시한 파형도.

도 7은 도 2의 주요부의 동작을 도시한 파형도.

도 8은 도 3의 주요부의 동작을 도시한 파형도.

도 9는 도 4의 주요부의 동작을 도시한 파형도.

도 10은 도 1 내지 도 4 중에 도시된 전압검출회로(14)의 동작을 설명하기 위한 파형도.

*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명*

1 : 무접점 릴레이(SSR)

SWO : 무접점 릴레이의 입력측 스위치

PC : 무접점 릴레이의 포토트리악 커플러

TR : 무접점 릴레이의 주 트리악

2 : 다이오드 브릿지

3 : 커패시터

4 : 전자석장치의 여자 코일(MC)

Imc : 여자 코일(4)의 전류

5 : 플라이휠 다이오드

6, 7 : 저항

8 : 트랜지스터

9 : 제너 다이오드

10 : 커패시터

11 : 전류모드형 PWM 제어 IC

12, 13 : 분압저항

14 : 전압검출회로

14a : 전압검출회로(14)의 입력전압

V1 : 전압검출회로(14)의 출력전압

15 : 타이밍 저항

16 : 타이밍 커패시터

17 : 파워 MOSFET

18 : 전류검출저항

R18 : 전류검출저항(18)의 저항값

19 : 분압저항

20 : 단안정회로

V2 : 단안정회로(20)의 출력전압

21, 22 : 분압저항

23 : AND 회로

V3 : AND 회로(23)의 출력전압

CS : IC(11)의 전류검출단자

Vcs : IC(11)의 전류검출단자(CS)의 입력전압=(IC(11) 내의 CS 비교기의 (+) 입력단자전압)

FB : IC(11)의 피드백 입력단자

RT/CT : IC(11)의 타이밍 저항/용량접속단자

Vref : IC(11)의 기준전압 출력단자

VIN : IC(11)의 전원단자

OUT : IC(11)의 PWM 펄스 출력단자

Vout : PWM 펄스

EA : IC(11) 내의 에러 앰플리파이어

Vcomp : 에러 앰플리파이어(EA)의 출력(에러전압)

OSC : IC(11) 내의 발진기

LS : IC(11) 내의 래치 세트 펄스생성회로

P1 : 래치 세트 펄스

CP2 : IC(11) 내의 CS 비교기

Vcsn : CS 비교기의 (-) 입력단자전압

FF : IC(11) 내의 전류검출래치

G1 : IC(11) 내의 NOR 회로

TTP : IC(11) 내의 토템폴 출력회로

(제 1 실시예)

도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 전자석장치의 구동장치에 대한 회로구성을 도시한 것이며, 도 6은 전자석장치가 수용상태에 있을 때의 도 1의 주요부에 대한 동작파형을 도시한 것이다. 여기서, 도 1은 도 4에 대응되며, 도 6은 도 9에 대응된다.

도 1에서는 도 4에 반해, 전압검출회로(14)의 출력단에 입력단이 접속된 단안정회로(20)와, 상기 단안정회로(20)의 출력단과 전류모드형 PWM 제어 IC(11)의 전류검출단자(CS) 사이에 접속된 저항(21)이 추가되어 있다. 도 6에 도시한 바와 같이, 단안정회로(20)는 AC 전원전압의 제로 교자점을 사이에 둔 무통전기간(t1)에 전압검출회로(14)가 출력하는 H 레벨의 전압(V1)의 하강에 의해 트리거 되며, 전압(V1)의 하강 시점으로부터 래치 세트 펄스(P1)의 주기 T의 복수주기를 포함하는 기간(t2) 동안, H 레벨의 전압(V2)을 출력한다.

무통전기간(t1)에 이어지는 이 기간(t2)은, 도 9의 PWM 펄스(Vout)의 실질적인 온 기간, 즉 파워 MOSFET(17)의 연속적인 온 기간(tr)보다 길게 선택되어 있다.

단안정회로(20)의 출력전압(V2)은 저항(21, 19)과 전류검출저항(18)에 의해 분압되고, 도 4의 경우와 비교하면, 전류모드형 PWM 제어 IC(11)의 전류검출단자(CS)에 가해지는 전압(CS 단자전압;Vcs)에는, 기간(t2) 동안, 전압(V2)에 의한 저항(19)과 저항(18)의 분압성분이 부가된다. 단, 전류검출저항(18) 값(R18)은, 저항(19) 값에 비해 충분히 작기 때문에, 이 분압성분은 거의 저항(19)의 전압이 된다.

따라서, 도 6의 점선부분으로 도시한 바와 같이, 기간(t2)에서 CS 단자전압(Vcs)은 PWM 펄스(Vout)의 H 레벨 기간, 즉 파워 MOSFET(17)가 온인 기간에는 거의 여자 코일(4)의 전류(Imc)에 의한 전류검출저항(18)의 전압(Imc×R18) 과, 단안정회로 출력전압(V2)의 분압성분으로 이루어진 저항(19)의 전압의 중첩전압이 된다.

본 발명에서는 기간(t2)에서도 래치펄스(P1)의 출력주기(T)마다, 상기 중첩전압으로 이루어진 CS 단자전압(Vcs)이 IC(11) 내의 CS 비교기(CP2)의 (-) 입력단자의 전압(Vcsn; 본 실시예에서는 1V)에 도달하도록 구성되어 있다.

따라서, 무통전기간(t1)에 이어지는 이 기간(t2)에도 파워 MOSFET(17)는 래치펄스(P1)의 출력주기(T)마다 온/오프를 반복하게 되고, 여자 코일(4)의 전류(Imc)는 작은 맥동을 반복하면서 설정값까지 증대되기 때문에, 전자석장치의 소음이 감소된다.

(제 2 실시예)

도 2는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 전자석장치의 구동장치에 대한 회로구성을 도시한 것이며, 도 7은 전자석장치가 수용상태에 있을 때의 도 2의 주요부의 동작파형을 도시한 것이다. 여기서도 도 2는 도 4에 대응되며, 도 7은 도 9에 대응된다.

도 2에서는 도 4에 반해, 전류모드형 PWM 제어 IC(11)의 PWM 펄스 출력단자(OUT)와 전류검출단자(CS) 사이에 저항(22)이 부가되어 있다.

도 2의 회로에서는 H 레벨의 PWM 펄스(Vout)가 출력될 때마다, 상기 PWM 펄스(Vout)의 전압이 저항(22, 19) 및 전류검출저항(18)에 의해 분압된다.

따라서, 이 경우도 거의 PWM 펄스(Vout) 전압의 저항(19)에 가해지는 분압성분과 여자 코일(4)의 전류(Imc)에 의한 전류검출저항(18)의 전압(Imc×R18)의 중첩 전압이 IC(11)의 전류검출단자(CS)에 부가되는 CS 단자전압(Vcs)이 된다.

도 2의 회로에서도 도 7에 도시한 바와 같이, 무통전기간(t1)에 이어지는 기간에, 래치펄스(P1)의 출력주기(T)마다, 상기 중첩전압으로 이루어진 CS 단자전압(Vcs)이 IC(11) 내에 있는 CS 비교기(CP2)의 1V (-) 입력단자전압(Vcsn)에 도달되도록 구성되며, 여자 코일 전류(Imc)는 작은 맥동을 반복하면서 설정값까지 증대된다.

(제 3 실시예)

도 3은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 전자석장치의 구동장치에 대한 회로구성을 도시한 것이며, 도 8은 전자석장치가 수용상태에 있을 때의 도 3의 주요부에 대한 동작파형을 도시한 것이다. 여기서 도 3은 도 1에 대응되며, 도 8은 도 6에 대응된다.

도 3에서는 도 1에 반해, 단안정회로(20)와 저항(21) 사이에, 단안정회로(20)의 출력부가 한쪽 입력단자에 접속된 AND 회로(23)가 삽입되고, AND 회로(23)의 다른 쪽의 입력단자는 전류모드형 PWM 제어 IC(11)의 PWM 펄스 출력단자(OUT)에 접속되어 있다.

도 3에 도시된 회로에서는 도 8에 도시된 바와 같이, 무통전기간(t1)에 이어지는, 단안정회로(20)의 출력(V2)이 H 레벨로 되는 기간(t2)에서, H 레벨의 PWM 펄스(Vout)가 출력되고 있을 때에만, AND 회로(23)의 출력전압(V3)이 H 레벨로 되고, 상기 출력전압(V3)에 의한 저항(19) 부분의 분압전압과 여자 코일 전류(Imc)에 의한 전류검출저항(18)의 전압(Imc×R18)의 중첩전압이 거의 CS 단자전압(Vcs)이 된 다.

따라서, 도 8에서는 도 6과 비교하면, PWM 펄스(Vout)가 H 레벨, 즉 파워 MOSFET(17)가 온으로 되어 있는 기간의 동작은 도 6과 동일하지만, PWM 펄스(Vout)가 L 레벨, 즉 파워 MOSFET(17)의 오프기간에는 CS 단자전압(Vcs)이 존재하지 않게 된다. 이에 따라, 파워 MOSFET(17)가 오프되어야 하는 기간에 노이즈 등으로 인해 잘못하여 온으로 되는 것을 방지할 수 있다.

또, 이상의 실시예에서는, 무통전기간(t1)에 이어지는 적어도 소정의 기간 동안, 전류검출저항(18)의 전압, 즉 여자 코일(4) 전류의 검출전압에 저항(19)의 전압으로서의 양의 바이어스 전압을 중첩시키는 예를 설명하였는데, 그 대신에, IC(11) 내의 CS 비교기(CP2)의 (-) 입력단자전압(Vcsn), 즉 여자 코일(4) 전류의 설정값에 음의 바이어스 전압을 중첩하도록 하여도 동일한 효과를 얻을 수 있음은 명백하다.

또한, 상기 바이어스 전압을, 예컨대 부하된 저항에 의해 방전되어 가는 커패시터의 전압과 같이 그 크기가 시간과 함께 감소하는 파형의 전압으로 해도 되며, 이것도 본 발명에 포함된다.

스위칭 수단의 단속에 의해 정전류 제어되는 전자석장치의 여자 코일과 AC 전원 사이에 삽입된 무접점 릴레이의 주 스위칭소자를, 전자석장치를 릴리즈해야 할 때 확실히 턴 오프시기키 위해, AC 전원전압이 제로 부근인 영역에 무통전기간을 형성한 전자석장치의 구동장치에 있어서, 종래에는 무통전기간 직후의 기간에서는, 무통전기간에 설정값으로부터 크게 감쇠한 여자 코일의 전류를 신속히 설정값으로 되돌리기 위해 스위칭 수단이 수차례의 스위칭 주기 동안, 온상태로 유지되며, 여자 코일 전류가 급상승하여 설정값에 도달된 후, 고정 스위칭 주기의 단속으로 이행하였기 때문에 전자석장치에 소음이 발생하였다.

그러나, 본 발명의 의하면, 적어도 무통전기간에 이어지는 소정의 기간 동안, 전류 검출값 또는 전류 설정값에 소정의 바이어스 신호를 중첩시킴으로써, 온상태로 된 해당 스위칭 주기(정주기로 이루어짐) 내에서 명백히, 반드시 여자 코일의 전류가 설정값에 도달하는 형태가 되어 오프상태로 전환되도록 스위칭 수단이 무통전기간의 직후로부터 소정의 스위칭 주기로 온/오프되도록 하였기 때문에, 복잡한 제어회로를 이용하지 않고도, 무통전기간의 직후에도 여자 코일 전류는 급격히 상승하지 않게 되므로, 전자석장치의 소음을 억제할 수 있다.

Claims

전자석장치의 여자 코일에 대한 통전(通電)을 단속시킨 펄스 신호로 스위칭 수단을 통해 구동하는 스위칭 제어회로를 가지며,

상기 스위칭 제어회로는, 오프(off) 상태에 있는 상기 스위칭 수단을, 주기(T)를 가지고 생성되는 턴 온 타이밍(turn-on timing) 중 최초로 도래하는 턴 온 타이밍에 온(on)상태로 하고, 온상태에 있는 상기 스위칭 수단을, 상기 여자 코일의 전류 검출값이 전류 설정값에 도달한 타이밍에 오프상태로 하도록 상기 펄스 신호를 단속시키며,

상기 전자석장치의 여자 코일과 교류전원 사이에 삽입된 무접점 릴레이의 주 스위칭 소자를 온/오프시킴으로써 상기 전자석장치를 투입/릴리즈하는 구동장치이며,

상기 무접점 릴레이내의 주 스위칭 소자가 자기 유지 전류 이하가 되는 전원전압이 제로 부근인 영역에서, 상기 주기(T)보다도 긴 시간만큼 무통전상태로 하는 전자석장치의 구동장치에 있어서,

적어도 상기 무통전상태인 시간에 이어지는 기간 동안, 상기 전류 검출값 또는 전류 설정값에 바이어스 신호를 중첩시키고, 상기 스위칭 제어회로가, 상기 스위칭 수단을 상기 주기(T)마다 온/오프시키도록, 상기 펄스 신호를 단속하는 전자석장치의 구동장치.
제 1항에 있어서,

상기 바이어스 신호가 일정 레벨의 지속신호인 전자석장치의 구동장치.
제 1항에 있어서,

상기 바이어스 신호가 상기 스위칭 수단이 온상태에 있을 때에만 존재하는 일정 레벨의 신호인 전자석장치의 구동장치.
제 3항에 있어서,

상기 바이어스 신호에, 상기 스위칭 수단을 온상태로 하는 상기 펄스 신호를 이용하는 전자석장치의 구동장치.
제 1항에 있어서,

상기 바이어스 신호가 시간에 따라 레벨이 감소하는 파형을 갖는 신호인 전자석장치의 구동장치.