CN113809925A

CN113809925A - 功率转换器和用于功率转换器的控制器及其操作方式

Info

Publication number: CN113809925A
Application number: CN202110623310.9A
Authority: CN
Inventors: 黄新年
Original assignee: Champion Microelectronic Corp
Current assignee: Champion Microelectronic Corp
Priority date: 2020-06-16
Filing date: 2021-06-04
Publication date: 2021-12-17
Also published as: US20230198419A1; US11606040B2; US20210399646A1

Abstract

一种包括功率转换器的电源，功率转换器具有变压器、配置为通过变压器的初级绕组从电源电压汲取电流的低侧开关和配置为用于将变压器的初级绕组耦合至缓冲电容器的高侧开关。控制器被配置为通过生成驱动信号来控制功率转换器，该驱动信号控制高侧开关和低侧开关的断开和闭合。控制器被配置为根据取决于诸如输入电压和负载功率消耗的操作条件的各种操作模式来选择性地控制高侧开关。操作模式可以包括，例如，在一系列开关周期的每个周期中，高侧开关闭合然后断开一次的模式，以及在一系列开关周期的每个周期中高侧开关闭合然后断开两次的操作模式。

Description

功率转换器和用于功率转换器的控制器及其操作方式

本申请要求2020年6月16日提交的美国临时申请第63/039,728号的优先权，其全部内容通过引用并入本文。

技术领域

本发明涉及功率转换器的领域。更具体地，本发明涉及功率转换器和用于功率转换器的控制器。

背景技术

离线式电源从交流(AC)电源接收电力，并提供可用于为负载供电的电压调整的直流(DC)输出。示例性离线式电源包括功率因数校正(PFC)级和DC至DC功率转换器级。PFC级接收AC输入信号，执行整流并保持从AC电源汲取的电流与AC电压基本同相，从而电源对AC电源表现为电阻性负载。DC至DC转换器级接收PFC级的整流输出，并生成可用于为负载供电的电压调整的DC输出。可以使用诸如全桥整流器和平滑电容器之类的电压整流器来代替PFC级，在这种情况下，DC至DC级可以接收来自电压整流器的整流电压作为其输入。在任何一种情况下，DC至DC级的输入通常都比DC至DC级的输出具有更高的电压，并且调整程度更宽松。

反激式功率转换器(或更简单地说，反激式转换器)可以用于DC至DC功率转换器中。反激式转换器采用变压器，该变压器将能量从反激式转换器的输入传递到其输出，并在反激式转换器的输入和输出之间提供电隔离。通过闭合开关，在变压器初级绕组两端施加输入电压，例如PFC级或整流器的整流输出电压；结果，初级绕组电流流动并且变压器中的磁通量增加，从而将能量存储在变压器中。当开关断开时，电压被移除，并且初级绕组电流下降，同时磁通量下降。结果，在变压器的次级绕组中感应出电流。该感应电流为输出电容器充电，以产生用于为负载供电的输出电压。

电源可以经受各种输入电压和负载条件。重要的是，此类电源必须高效运行以最小化用电量。因此，需要一种用于电源的改进技术，其适应不同的操作条件并实现高效的操作。进一步需要用于采用反激式功率转换器的电源的这种技术。

发明内容

根据一个实施例，一种电源包括具有变压器的功率转换器，配置为通过变压器的初级绕组从电源电压汲取电流的低侧开关和配置为将变压器的初级绕组耦合至缓冲电容器的高侧开关。控制器被配置为通过生成驱动信号来控制功率转换器，该驱动信号控制高侧开关和低侧开关的断开和闭合。控制器被配置为根据取决于诸如输入电压和负载功率消耗的操作条件的各种操作模式来选择性地控制高侧开关。操作模式可以包括，例如，在一系列开关周期的每个周期中高侧开关闭合然后打开一次的模式，以及在一系列开关周期的每个周期中高侧开关闭合然后打开两次的操作模式。

本文公开了这些和其他实施例。

附图说明

关于本发明的特定示例性实施例描述了本发明，并相应地参考附图，其中：

图1示出了根据本发明实施例的两级、离线式电源的示意框图；

图2示出了根据本发明实施例的适用于DC至DC转换器的反激式转换器；

图3示出了根据本发明实施例的处于高线、轻负载操作模式(在本文中也称为“第一”操作模式)中的反激式转换器的电压波形；

图4示出了根据本发明的实施例的处于替代的高线、轻负载操作模式(在本文中也称为“第二”操作模式)中的反激式转换器的电压波形；

图5示出了根据本发明的实施例的处于另一替代的高线、轻负载操作模式(在本文中也称为“组合”的第一和第二操作模式)中的反激式转换器的电压波形；

图6示出了根据本发明的实施例的处于又一替代的高线、轻负载操作模式(在本文中也称为“第三”操作模式)中的反激式转换器的电压波形；

图7示出了根据本发明实施例的处于高线、重负载操作模式(本文中也称为“第一”操作模式)中的反激式转换器的电压波形；

图8示出了根据本发明实施例的处于替代的高线、重负载操作模式(在本文中也称为“组合”的第二和第三操作模式)中的反激式转换器的电压波形；

图9示出了根据本发明实施例的处于低线、轻负载操作模式(本文中也称为“第三”操作模式)的反激式转换器的电压波形；

图10示出了根据本发明的实施例的处于替代的低线、轻负载操作模式(在本文中也称为“组合”的第一和第二操作模式)中的反激式转换器的电压波形；

图11示出了根据本发明的实施例的处于替代的低线、轻负载操作模式(在本文中也称为“组合”第二和第三操作模式)中的反激式转换器的电压波形；

图12示出了根据本发明的实施例的处于低线、重负载操作模式(在本文中也称为“第三”操作模式)中的反激式转换器的电压波形；

图13示出了根据本发明实施例的反激式转换器的开关频率与输入功率的关系图；

图14示出了根据本发明实施例的反激式转换器和控制电路；

图15示出了根据本发明的实施例的用于DC至DC转换器的控制器集成电路；

图16示出了根据本发明实施例的用于反激式转换器的高侧驱动器控制电路；

图17示出了根据本发明实施例的用于反激式转换器的低侧驱动器控制电路；

图18示出了根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的差分信号转换器；

图19示出了根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的振荡器；

图20示出了根据本发明的实施例的用于反激式转换器的控制电路中的比较器；以及

图21示出了根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的计时器。

具体实施方式

本发明涉及功率转换器和用于功率转换器的控制器及其操作方式。转换器可以是例如离线式开关电源中采用的反激式功率转换器。根据本发明的实施例，功率转换器在变压器初级侧上采用两个同步操作的晶体管开关。晶体管开关中的第一个将变压器初级绕组耦合到接地节点，并且在本文中称为“低侧”开关。两个晶体管开关中的第二个经由缓冲电容器将变压器的初级绕组耦合至输入电源电压，在本文中称为“高侧”开关。在反馈回路中控制低侧开关的开关(即断开和闭合)，以在变压器次级侧产生调整的DC输出电压。为了使功率转换器的效率最大化，例如与低侧开关同步地控制高侧开关的开关。在本文中，效率是指功率从功率转换器的输入到其输出的传输。

根据本发明的实施例，提供了一种用于功率转换器的控制器。控制器被配置为控制具有变压器、低侧开关和高侧开关的功率转换器。低侧开关通过变压器的初级绕组从输入电源电压汲取电流。当低侧开关断开时，来自变压器初级绕组的能量通过高侧开关传输至缓冲电容器。高侧开关也可用于使缓冲电容器放电。控制器控制低侧开关和高侧开关的断开和闭合，以生成调整的输出电压。

根据本发明的实施例，低侧开关通常根据以下条件操作：(1)频率控制模式，其中在频率控制模式反馈回路中控制开关频率以调整输出电压；(2)电流控制模式，其中，在电流控制模式反馈回路中控制每个开关周期的变压器初级绕组中的峰值电流，以调整输出电压。

根据本发明的实施例，高侧开关以通常与低侧开关同步的方式操作，尽管该同步操作可以在任何时刻根据几种同步操作模式中的一种进行。在某些情况下，高侧开关可能会被暂时禁用(即保持打开或“关闭”状态)。在低侧开关和高侧开关之间的节点处产生电压(V_L)。在每个开关周期中，低侧开关断开后，V_L的电平会上升，然后V_L的电平最终会从其峰值下降。

根据高侧开关的第一操作模式的实施例，当电压V_L上升并且等于或非常接近于缓冲电容器上的电压电平时，高侧开关闭合。缓冲电容器上的该电压电平通常与输入电压V_IN的电平加上缓冲电容器两端的电压V_CSN的电平相同。高侧开关的闭合使缓冲电容器放电。当V_L的电平降至V_IN的电平时，高侧开关可以断开。这表明缓冲电容器已放电。

根据高侧开关的第二操作模式的实施例，在电压V_L已从其峰值下降并且等于或非常接近等于缓冲电容器上的电压电平之后，高侧开关闭合，缓冲电容器上的电压电平通常与输入电压V_IN的电平加上缓冲电容器两端的电压V_CSN的电平相同。高侧开关的闭合使缓冲电容器放电。当V_L的电平降至V_IN的电平时，高侧开关可以断开。这表明缓冲电容器已放电。第一和第二操作模式都可以在高侧开关在零伏开关条件下操作的情况下执行。与第二操作模式相比，在第一操作模式下在每个开关周期中较早闭合高侧开关。这是因为在第一操作模式下，当高侧开关闭合时，V_L的电平上升，且在第二操作模式下，当高侧开关闭合时，V_L的电平从其峰值下降。

根据高侧开关的第二操作模式的替代，在高侧开关闭合之前，首先允许V_L的电平振荡一个或多个振荡周期。与上述第二操作模式一样，当电压V_L等于或非常接近缓冲电容器上的电压电平时，高侧开关闭合，缓冲电容器上的电压电平通常等于输入电压V_IN的电平加上缓冲电容器两端的电压V_CSN的电平。当V_L的电平降至V_IN的电平时，高侧开关可以断开，这表明缓冲电容器已经放电。

可以例如在以下操作高侧开关的情况下操作开关电源：根据第一操作模式；根据第二操作模式；或同时根据第一和第二操作模式。当同时执行第一操作模式和第二操作模式时，当低侧开关保持断开时，高侧开关闭合并断开，然后闭合并断开。换句话说，对于低侧开关的每个周期，高侧开关循环导通然后关断两次。

根据高侧开关的第三操作模式的实施例，在至少高侧开关的断开不参考或响应于对V_L的电平的监视的情况下，闭合然后断开高侧开关。在这种操作模式中，当电压V_L等于或非常接近缓冲电容器上的电压电平时，高侧开关可以闭合。然而，然后可响应于固定或可调持续时间脉冲的电平转变而断开高侧开关，而无需考虑V_L的电平。在每个开关周期的低侧开关闭合期间，产生该脉冲。脉冲信号的生成和持续时间的精确定时可以由开关电源的控制器控制。例如，当反激式转换器的输入电压降至预定输入电压阈值以下或在轻载条件下，可以进入这个第三种操作模式。还是在高侧开关的另一种操作模式中，高侧开关保持断开或关断，而高侧开关晶体管的体二极管执行无源整流。例如，当反激式转换器的输入电压降至预定输入电压阈值以下或在轻载条件下，也可以进入此操作模式。

可以例如在以下操作高侧开关的情况下操作开关电源：根据第一操作模式；根据第二操作模式；根据第三操作模式；或根据多种操作模式一起使用。当两种操作模式一起执行时(例如，第一和第二模式或第二和第三模式)，当低侧开关保持断开时，高侧开关闭合并断开，然后闭合并断开。换句话说，对于低侧开关的每个周期，高侧开关循环导通然后关断两次。

术语“连续导通模式”或“CCM”是指功率转换器的变压器的初级绕组中的电流在连续的开关周期中连续流动。术语“非连续导通模式”或“DCM”是指在每个开关周期的一段时间(即“死区”时间)内，允许变压器初级绕组中的电流降至零。术语“临界导通模式”或“CRM”是指在CCM和DCM操作模式之间的边界处或附近的操作。换句话说，在CRM期间，允许正好在电流再次上升之前初级绕组中的电流降至零。

CRM中的操作在高负载条件期间是有用的，以实现高效率。但是，当负载降低时，维持调整的输出电压所需的初级绕组中的电流电平也会降低。结果，在较低负载电平下的操作趋向于恢复为DCM。输入电压的电平也会影响操作。例如，当输入电压较高时，DCM中的“死区”持续时间趋于增加，而当输入电压较低时，DCM中的“死区”持续时间趋于减小。输入电压电平可以根据AC线路电压的电平而变化。例如，不同的国家采用了不同的AC线电压电平作为各自的标准。负载也会影响输入电压电平。例如，从AC电源汲取的电流增加会降低其电压电平。

在一个实施例中，在轻载条件下，根据DCM操作开关电源。在轻载条件下，可以在频率控制模式反馈回路中操作开关电源，以调整输出电压。另外，在轻载条件下，例如可以根据高侧开关的第一操作模式或根据高侧开关的第二操作模式或根据高侧开关的第一和第二操作模式两者(第一和第二模式可共同操作)或根据高侧开关的第二和第三操作模式(第二和第三模式可共同操作)来操作高侧开关。

在实施例中，在重载条件下，根据CRM操作开关电源。在重载条件下，开关电源可以在电流控制模式反馈回路中工作以调整输出电压。另外，在重载条件下，例如可以根据高侧开关的第二操作模式或根据第三操作模式或根据高侧开关的第一和第二模式两者(第一和第二模式可共同操作)来操作高侧开关。

在一个实施例中，在负载电平在轻负载条件和重负载条件之间的过渡负载条件下，开关电源优选地在具有迟滞的频率控制模式反馈回路和电流控制模式反馈回路之间转换其操作。此外，在过渡负载条件下，开关电源可以在DCM或CRM中运行。这也可以根据迟滞来进行，使得过渡负载下的操作可以取决于电源是否恰好在过渡负载下操作之前以DCM或CRM进行操作。类似地，在过渡负载条件下，优选根据高侧开关的一种或多种操作模式来操作高侧开关，其中高侧开关恰好在过渡负载下进入操作之前进行操作。

图1示出了根据本发明实施例的两级、离线式电源100的示意框图。如图1所示，第一级102具有耦合到交流(AC)源的输入。第一级102对AC输入信号执行整流。第一级102还可以执行功率因数校正(PFC)，在这种情况下，第一级102还保持从AC源汲取的电流与AC电压基本同相，从而电源100表现为对AC电源的电阻性负载。PFC级可以用电压整流器代替，例如全桥整流器和平滑电容器。

第一级102产生宽松调整的电压V_DC，该电压作为输入提供给DC至DC转换器104。使用输入电源V_DC，DC至DC转换器级104产生电压调整的DC输出V_O，其可用于为负载供电。V_DC的电平优选地处于比DC至DC转换器级104的输出V_O更高的电压并且被比其更宽松地调整。第一级102的输出V_DC的标称电平可以是：例如大约380伏的DC，而DC至DC转换器级104的电压调整的输出V_O可以是例如大约15.0伏的DC。输入电压V_AC可以具有不同的电平和频率，具体取决于可用性。例如，在美国，通常可获得为60赫兹的120伏，而在中国，通常可获得为50赫兹的220伏。

图2示出了根据本发明实施例的反激式转换器150。反激式转换器150适用于开关电源的DC至DC转换器，例如图1的DC至DC转换器104。反激式转换器150从电源V_IN接收输入电压，电源V_IN可以是整流器输出或PFC级输出V_DC或可以从其他来源(例如电磁干扰(EMI)滤波器)接收。

如图2所示，输入电压源V_IN耦合到电容器C_SN的第一端子和变压器T₁的初级绕组的第一端子。电容器C_SN用作缓冲电容器。在电容器C_SN两端形成如图2所示的具有极性的电压V_CSN。变压器T₁的初级绕组的第二端子耦合到开关SW₁(“低侧”开关)的第一端子和开关SW₂(“高侧”开关)的第一端子。在低侧开关SW₁、高侧开关SW₂以及在变压器T₁的初级绕组的第二端子之间的节点处形成电压V_L。开关SW₁的第二端子耦合到第一接地节点。开关SW₂的第二端子耦合到电容器C_SN的第二端子。开关SW₁由信号LOWOUT控制，而开关SW₂由信号HIGHOUT控制。

低侧开关SW₁和高侧开关SW₂各自优选地由对应的功率MOSFET实现。因此，示出了与开关SW₁和SW₂中的每一个相关联的体二极管。

变压器T₁的次级绕组的第一端子耦合到齐纳二极管D₁的阳极。二极管D₁的阴极耦合到电容器C₁的第一端子。变压器T₁的次级绕组的第二端子耦合到电容器C₁的第二端子并且耦合到第二接地节点。第一接地节点和第二接地节点优选地彼此电隔离。

通过断开和闭合开关SW₁和SW₂来操作反激式转换器150。变压器T₁将能量从反激式转换器150的输入传递到其输出，并在反激式转换器150的输入和输出之间提供隔离。在操作中，当开关SW₁闭合(开关“接通”)时，电压源V_IN施加在变压器T₁的初级绕组两端。结果，初级绕组中的电流和变压器T₁中的磁通量增加，从而将能量存储在变压器T₁中。然后，当断开开关SW₁(将开关转到“关断”)时，初级绕组中的电流和磁通量下降。结果，在变压器T₁的次级绕组中感应出电流，该电流对电容器C₁充入电能，以产生用于为负载供电的输出电压V_O。

可以通过调整开关SW₁的开关占空比(例如，通过控制峰值输入电流)、开关SW₁的开关频率或两者来控制传递到负载的功率的电平。控制占空比在本文中称为峰值电流控制，而控制开关频率在本文中称为频率控制。

当开关SW₁断开并且开关SW₂处于闭合位置(开关SW₂为“导通”)时，变压器T₁的初级绕组中的电流可以通过开关SW₂到达缓冲电容器C_SN。可替代地，当开关SW₁断开并且开关SW₂处于断开位置(开关SW₂为“关断”)时，变压器T₁的初级绕组中的电流可以通过开关SW₂的体二极管到达缓冲电容器C_SN。根据缓冲电容器C_SN相比于V_L电平的电压电平，闭合开关SW₂还可以对缓冲电容器C_SN进行放电。

在典型的开关周期中，优选地控制高侧开关SW₂，使得当低侧开关SW₁闭合(导通)时，高侧开关SW₂断开(关断)。然后，当开关SW₁断开(关断)并且来自变压器T₁的能量转移到输出电容器C₁时，电压V_L将变得等于或几乎等于电容器C_SN处的电压。在这些条件下，开关SW₂可以短暂地闭合(导通)。因此，开关SW₂可以在零伏开关(ZVS)条件下操作。闭合开关SW₂可使V_L的电平等于V_IN+V_CSN的电平。然后，一旦V_L和V_IN+V_CSN基本相等，就可以断开开关SW₂(关断)。在开关SW₂断开之后电压V_L下降，使得当开关SW₁闭合时，其两端的电压可以为零或接近零。因此，开关SW₁也可以在零伏开关(ZVS)条件下操作。然后重复该循环。如上所述，根据ZVS而对开关SW₁和SW₂的操作可能是有利的，但并非总是必要的。

总而言之，在典型的开关周期期间，低侧开关SW₁关断；然后，在再次导通低侧开关SW₁之前，先导通高侧开关SW₂然后将其关断。然后重复该循环(即SW₁关断、SW₂导通、SW₂关断、SW₁导通、SW₁关断、...)。因此，在每个低侧开关SW₁导通事件之前，将高侧开关SW₂导通然后关断一次(或者两次，如本文所述的)。同样，对于低侧开关SW₁的每个周期，高侧开关SW₂导通然后关断一次(或两次)(同时低侧开关SW₁关断)。换句话说，开关SW₁和SW₂中的每一个先接通然后关断，当另一个开关关断时。

在一个实施例中，开关SW₁和SW₂均在ZVS下操作。在其他实施例中，开关SW₁和SW₂不在ZVS下操作或部分在ZVS下操作。例如，根据本发明的实施例，在取决于V_IN的电平的时刻，断开高侧开关SW₂。在这种情况下，开关SW₂可以在非ZVS条件下断开，因为它在V_L的电平等于V_IN+V_CSN之前或之后断开。在另一个示例中，高侧开关SW₂可以响应于固定的或可调的持续时间脉冲信号而断开，如在此更详细地描述的；在这种情况下，开关SW₂可能无法完全按照ZVS操作。

反激式转换器150具有谐振开关频率。谐振频率取决于反激式转换器150的物理特性，包括变压器T₁的初级绕组的电感值以及开关SW₁和SW₂的寄生电容。当开关SW₂闭合时，这引入了缓冲电容器C_SN的电容，因此在开关SW₂闭合时有效地改变了反激式转换器150的瞬时谐振频率。

耦合到变压器T₁的次级绕组的二极管D₁作为续流二极管工作，允许变压器T₁的次级绕组中的电流为电容器C₁充电，并防止电容器C₁通过变压器T₁放电。二极管D₁可以替代地由与开关SW₁和SW₂同步操作的开关(同步整流)代替。

取决于操作条件，可以根据各种操作模式来执行开关，特别是高侧开关SW2的开关。这些操作条件可以包括例如输入电压和负载。在实施例中，AC输入电压可以分为两个范围：“高”和“低”。在这种情况下，可以将220伏AC输入视为在“高”范围内(此处“高”范围也称为“高线”)，而可以将120伏AC输入视为在“低”范围内(“低”范围在本文中也称为“低线”)。低输入电压范围和高输入电压范围之间的分界线可以在120至220伏AC之间(例如，约170伏AC)。同样，负载可以分为两个范围：“轻”和“重”。负载是指电源为其提供功率的负载所要求的功率电平。本文所述的电源可以向具有多种功率需求的负载提供功率，包括负载在不同时间可以要求不同的功率电平。

总之，输入电压和负载功率操作条件的变化可能导致至少四个不同的可能操作“区域”：(1)高线和轻负载；(2)高线和重负载；(3)低线和轻负载；(4)低线和重负载。通过响应于这些操作条件而改变操作模式，可以提高电源的效率。虽然描述了输入电压和负载功率的两个范围，但显然可以提供其他范围。例如，负载可以是“轻”、“中等”和“重”，而非轻负载和重负载。类似地，可以为输入电压提供一个或多个另外的范围。如本文所解释的，还可以提供操作的过渡“区域”以在上述操作区域之间进行过渡。

图3示出了根据本发明的实施例的在高线轻负载操作模式(在本文中也称为“第一”操作模式)中的反激式转换器的电压波形。该波形代表两个开关周期的V_L电平。如图3所示，开关SW₁在时刻t₀闭合(导通)，使得V_L的电平基本上为零伏。这导致电流在变压器T₁的初级绕组中流动，该电流为变压器T₁的初级绕组充入能量。然后在时刻t₁断开开关SW₁(关断)。结果，V_L的电平迅速上升到高于V_IN的电平。电流然后可以流过开关SW₂的体二极管，而来自变压器T₁的能量在变压器T₁的次级绕组中感应出电流，该电流为输出电容器C₁充电。然后，当电压V_L上升并且等于V_IN+V_CSN或几乎等于V_IN+V_CSN时，开关SW₂在时刻t₂闭合(导通)。这倾向于使V_L的电平与V_IN+V_CSN的电平相等，从而使电容器C_SN放电。然后，在时刻t₃，开关SW₂断开(关断)。当V_L的电平等于或几乎等于V_IN的电平时，开关SW₂可以断开。然后，电压V_L下降，然后再次上升，并根据转换器初级侧的谐振频率振荡。并且，在时刻t₄，开关SW₁闭合(导通)。这使得当电流再次在变压器T₁的初级绕组中流动时V_L的电平下降到零伏，并且重复上述开关周期。如上所述，由于开关SW₂两端的电压在闭合和断开时为零或接近零，因此高侧开关SW₂基本上在ZVS下工作。

在图3中还示出了信号“READYHIGHON”的信号波形。在本发明的实施例中，为了使开关SW₂闭合，信号READYHIGHON必须是逻辑高电压。因此，信号READYHIGHON为逻辑高电压的时间段是高侧开关SW₂可以闭合的时间的“窗口”。换句话说，信号READYHIGHON为开关SW₂闭合提供了“许可”。如本文所述，信号READYHIGHON可以用于确定开关SW₂的操作模式。如图3所示，READYHIGHON的电平最初是逻辑低电压，这意味着开关SW₂不具有闭合的许可。然而，在t₁和t₂之间的时间内，READYHIGHON的电平转变为逻辑高电压，这给了开关SW₂闭合的许可。如上所述，当电压V_L等于V_IN+V_CSN时，开关SW₂在时刻t₂闭合。然后，在时刻t₃，开关SW₂断开。在时刻t₃之后不久，信号READYHIGHON转变为逻辑高电压。

图4示出了根据本发明的实施例的替代的处于高线轻负载操作模式(在本文中也称为“第二”操作模式)中的反激式转换器的电压波形。图4的波形表示两个开关周期的V_L电平。如图4所示，开关SW₁在时刻t₀最初闭合(导通)，使得V_L的电平基本上为零伏。这导致电流在变压器T₁的初级绕组中流动，该电流为变压器T₁的初级绕组充入能量。然后开关SW₁在时刻t₁断开(关断)。结果，V_L的电平迅速上升到高于V_IN的电平。电流然后可以流过开关SW₂的体二极管，而来自变压器T₁的能量在变压器T₁的次级绕组中感应出电流，该电流为输出电容器C₁充电。然后，电压V_L可以根据转换器的谐振频率开始振荡。然后，当电压V_L下降并且等于V_IN+V_CSN或几乎等于V_IN+V_CSN时，高侧开关SW₂在时刻t₂短暂闭合(导通)。这使V_L的电平与V_IN+V_CSN的电平相等，从而使电容器C_SN放电。然后在时刻t₃，当V_L等于或接近等于V_IN时，开关SW₂断开(关断)。并且，在时刻t₄，开关SW₁再次闭合(导通)。这导致V_L的电平下降到零伏，而电流又在变压器T₁的初级绕组中流动，并且开关周期重复。

因为当开关SW₂闭合时电压V_L优选等于或接近等于V_IN+V_CSN，所以开关SW₂可以在零伏开关(ZVS)条件下闭合。并且，由于当开关SW₂断开时电压V_L等于或接近等于V_IN，因此开关SW₂可以在ZVS条件下断开。通过与ZVS同步控制高侧开关SW₂，通过例如避免由非ZVS开关引起的损耗，可以提供更高效的操作，并且允许以更高的开关频率进行操作，这也往往会提高反激式转换器的效率。

在图4中还示出了信号READYHIGHON的信号波形。与图3相反，图4的READYHIGHON信号直到V_L的电平上升到超过V_IN+V_CSN的电平并开始振荡后才许可开关SW₂闭合。更具体地说，在图4中，READYHIGHON的电平刚好在时刻t₂之前转变为逻辑高电压，然后在时刻t₃之后不久转变为逻辑低电压。因此，通过相比于图3延迟信号READYHIGHON的激活，与图3(其示出了“第一模式”)相比，这导致开关SW₂在图4中的(如在“第二模式”中)的开关周期中稍后闭合。但是，在图3和图4中，在信号READYHIGHON提供的时间“窗口”内，闭合和断开开关SW₂的精确定时可取决于监视V_L的电平以维持ZVS。

图4所示的V_L波形假设开关SW₂的闭合被延迟，使得电压V_L趋于振荡。更具体地，图4示出了在时刻t₂处闭合开关SW₂之前发生的两个振荡。在本文中，这被称为“谷值开关”。显而易见的是，只要在V_L等于或几乎等于V_IN+V_CSN的时刻闭合开关SW₂，就可以在维持零伏开关的同时发生更多或更少的振荡。例如，一旦下降的电压V_L首先等于V_IN+V_CSN，或者几乎等于V_IN+V_CSN，就可以闭合开关SW₂。在本文中，这被称为“准谐振”或“第一丘状”开关。在任一情况下，如果在V_L等于或几乎等于V_IN+V_CSN的时刻闭合开关SW₂，则可以维持零伏开关。为了调整输出电压，反激式转换器150可以根据诸如开关频率，负载条件，分量值等的条件来选择性地根据准谐振开关或谷值开关进行操作。这些可能性可以通过调节信号READYHIGHON的电平转换的定时来实现。

图5示出了根据本发明的实施例的在另一替代的高线、轻负载操作模式(在本文中也称为“组合的”第一和第二操作模式)中操作的反激式转换器的电压波形。图5的波形表示两个开关周期的V_L电平。如图5所示，开关SW₁在时刻t₀最初闭合(导通)，因此V_L的电平基本上为零伏。这导致电流在变压器T₁的初级绕组中流动，该电流为变压器T₁的初级绕组充入能量。然后在时刻t₁断开开关SW₁(关断)。结果，V_L的电平迅速上升到高于V_IN的电平。然后，当电压V_L上升并且等于V_IN+V_CSN或几乎等于V_IN+V_CSN时，开关SW₂在时刻t₂闭合(导通)。这使V_L的电平与V_IN+V_CSN的电平相等，从而使电容器_CSN放电。然后，在时刻t₃，开关SW₂断开(关断)。当V_L的电平等于V_IN的电平时，开关SW₂可以断开。然后，电压V_L下降，然后再次上升，并根据转换器初级侧的谐振频率振荡。因此，当开关SW₁闭合时，开关SW₂根据如上所述的结合图3所述的第一操作模式进行操作。

参照图5，在开关SW₂闭合(在时刻t₂处)然后断开(在时刻t₃处)之后，V_L的电平下降，然后可能开始振荡。当V_L的电平下降并且等于或非常接近等于电压V_IN+V_CSN时，则在同一开关周期内开关SW₂可以第二次闭合。这示出于图5中的时刻t₄处。然后，在相同的开关周期中，开关SW₂可以第二次断开。如图的时刻t₅处所示，此时V_L的电平等于V_IN的电平。开关SW₂的该第二循环因此可以根据开关SW₂的第二操作模式，如以上结合图4所述。当低侧开关SW1保持断开时，高侧开关SW2的第二次循环发生。因此，在低侧开关SW₁的每个开关周期期间，高侧开关SW₂闭合和断开两次。

图5还示出了信号READYHIGHON的信号波形。该波形示出了两个时间窗口，在该两个时间窗口中，开关SW₂在每个开关周期期间被许可闭合。如图3所示，当信号READYHIGHON在时刻t₂之前不久转变为逻辑高电压时，第一窗口开始。当信号READYHIGHON在时刻t₃之后不久转变为逻辑低电压时，第一窗口结束。该第一窗口与图3的窗口相当。当信号READYHIGHON在时刻t₄之前不久转变为逻辑高电压时，第二窗口开始。当信号READYHIGHON在时刻t₅之后不久转变为逻辑低电压时，第一窗口结束。该第二窗口与图4的窗口相当。因此，如图5中的两个时间窗口所示，在低侧开关SW₁的每个开关周期期间，开关SW₂被许可闭合和断开两次。另外，每个窗口内对开关SW₂的这两个周期中的每个周期的精确定时可以基于监视V_L，并且因此，可以在两个周期中保持ZVS。

图5的电压波形示出了在每个开关周期中第二次闭合开关SW₂时开关SW₂的谷值开关操作。图5显示了在闭合开关SW₂之前发生的五个振荡。显而易见的是，在闭合开关SW₂之前，可能发生更多或更少的振荡。例如，在两次振荡的情况下，开关SW₂可以如图3所示地闭合。根据图5的实施例，在每个开关周期的低侧开关SW₁保持断开的部分期间，高侧开关SW₂闭合和断开两次。高侧开关SW₂可以在V_L的电平上升时第一次闭合，并且可以在V_L的电平从其峰值下降之后第二次闭合。替代地或另外地，高侧开关SW₂可以在V_L的电平振荡一个或多个周期之前第一次闭合，并且可以在V_L的电平振荡之后第二次闭合。这些可能性可以通过调节信号READYHIGHON的电平转换的定时来实现。

如图5所示，在时刻t₅，开关SW₁闭合(导通)。这导致V_L的电平下降到零伏，同时电流再次流向变压器T₁的初级绕组。然后重复开关循环。

图6示出了根据本发明的实施例的在另一替代的高线轻负载操作模式(在本文中也称为“第三”操作模式)中的反激式转换器的电压波形。第三操作模式在某种程度上类似于高侧开关SW₂的第一操作模式(其在图3中示出)，因为可以以类似的方式来闭合高侧开关SW₂。然而，在第三操作模式中，断开高侧开关SW₂而无需参考或需要监视V_L的电平。在这种操作模式下，当低侧开关SW₁保持闭合时，可以响应于固定或可调持续时间脉冲信号(例如，信号READYHIGHON)的电平转换而断开高侧开关。

更特别地，还在图6中示出的信号READYHIGHON可以用于控制断开高侧开关SW₂的精确定时。与图3和图4中的信号READYHIGHON形成的时间窗口不同，信号READYHIGHON形成的时间窗口在V_L的电平等于V_IN的电平之前关闭。因此，当信号READYHIGHON转变为逻辑低电压时，这个窗口的关闭导致开关SW₂立即打开。换句话说，READYHIGHON信号优先于图3和图4中V_L与V_IN的比较的发生。在图6所示的第三种操作模式下高侧开关SW₂闭合的时间段的持续时间可通过控制READYHIGHON脉冲的持续时间是可调整的。通常，在该第三操作模式下高侧开关SW₂闭合的时间段的持续时间也通常短于在第一操作模式下高侧开关SW₂闭合的持续时间(图3)。

如图6所示，信号READYHIGHON在时刻t₂之前不久转变为逻辑高电压。然后，一旦V_L的电平等于或非常接近等于电压V_IN+V_CSN，就可以闭合开关SW₂。这发生在时刻t₂。信号READYHIGHON在时刻t₃转变为逻辑低电压。这使得高侧开关SW₂在时刻t₃立即断开。因此，开关SW₂在t₂和t₃之间的时间段期间保持闭合。图6所示的时间段t₂-t₃的持续时间可以取决于V_IN的电平。例如，图6可以代表V_IN的最高预期电平，例如380伏DC。但是，可以根据V_IN的电平来调节这个时间段。例如，当V_IN低于380伏DC(例如240伏DC)时，READYHIGHON电平可以更快地转变为逻辑低电压，并且开关SW₂可以在开关周期中更快地断开，从而移动时刻t₃以更靠近t₂并缩短t₂和t₃之间的时间段的持续时间。时间段t₂-t₃的缩短的量可以与V_IN电平的变化成比例。

如本文中所解释的，开关SW₂优选地根据图6所示的第三操作模式在ZVS下闭合。然而，开关SW₂可以在非ZVS条件下断开。在非ZVS条件下断开高侧开关SW₂有助于在这种条件下通过不使缓冲电容器C_SN(图2)完全放电来提高效率。

在高侧开关的第三操作模式的替代方案中，高侧开关SW₂保持截止，而高侧开关晶体管SW₂的体二极管仍执行整流。这可以通过在整个开关周期内将READYHIGHON的电平保持为逻辑低电平来实现。

在第三种操作模式的另一种替代中，关闭高侧开关SW₂可以响应于信号READYHIGHON并且与V_L的电平无关。这可以通过在改变V_L的电平之前转变READYHIGHON的电平来实现，否则将导致高侧开关SW₂闭合。

图7示出了根据本发明的实施例的在高线、重负载操作模式(在本文中也称为“第一”操作模式)中的反激式转换器的电压波形。该波形代表两个开关周期的V_L电平。如图7所示，开关SW₁在时刻t₀闭合(导通)，使得V_L的电平基本上为零伏。这导致电流在变压器T₁的初级绕组中流动，该电流为变压器T₁的初级绕组充入能量。然后在时刻t₁断开(关断)开关SW₁。结果，V_L的电平迅速上升到高于V_IN的电平。电流然后可以流过开关SW₂的体二极管，而来自变压器T₁的能量在变压器T₁的次级绕组中感应出电流，该电流为输出电容器C₁充电。然后，当电压V_L已经上升到等于V_IN+V_CSN，或几乎等于V_IN+V_CSN时，在时刻t₂，开关SW₂闭合(导通)。这倾向于使V_L的电平与V_IN+V_CSN的电平相等，从而使电容器C_SN放电。V_L的电平逐渐下降。然后，在时刻t₃，开关SW₂断开(关断)。当V_L的电平等于或几乎等于V_IN的电平时，开关SW₂可以断开。电压V_L继续更快地下降。并且，在时刻t₄，开关SW₁闭合(导通)。这使得V_L的电平下降到零伏，同时电流再次在变压器T₁的初级绕组中流动，并且重复上述开关周期。尽管较重的负载可能影响V_L的最终波形，但该模式下的操作与图3的操作相当。

图7示出了信号READYHIGHON在时刻t₂前不久转变为逻辑高电压，然后信号READYHIGHON在时刻t₃之后不久转变为逻辑低电压。因此，闭合和断开高侧开关SW₂的精确定时可以通过监视V_L来确定。

图8示出了根据本发明的实施例的在替代的高线、重负载操作模式(在本文中也称为“组合”操作模式)中的反激式转换器的电压波形。图8的波形表示两个开关周期的V_L电平。如图8所示，开关SW₁在时刻t₀最初闭合(导通)，因此V_L的电平基本上为零伏。这导致电流在变压器T₁的初级绕组中流动，该电流为变压器T₁的初级绕组充入能量。然后在时刻t₁断开开关SW₁(关断)。结果，V_L的电平迅速上升到高于V_IN的电平。然后，当电压V_L上升并且等于V_IN+V_CSN或几乎等于V_IN+V_CSN时，开关SW₂在时刻t₂闭合(导通)。这使V_L的电平与V_IN+V_CSN的电平相等，从而使电容器C_SN放电。然后，在时刻t₃，开关SW₂断开(关断)。

图8还示出了信号READYHIGHON。在此，信号READYHIGHON在时刻t₂之前不久转变为逻辑高电压。这允许通过监视V_L来确定闭合高侧开关SW₂的精确定时。因此，可以根据ZVS关闭SW₂。信号READYHIGHON在时刻t₃转变为逻辑低电压，这导致高侧开关SW₂立即断开，而与V_L的电平无关。因此，在非ZVS条件下，高侧开关SW₂可以在时刻t₃断开。

电压V_L然后下降，然后再次上升，并根据转换器的初级侧的谐振频率振荡。参照图8，在开关SW₂闭合(在时刻t₂)然后断开(在时刻t₃)之后，V_L的电平下降并且可能也开始振荡。在时刻t₄之前不久，READYHIGHON的电平转换为逻辑高电压。当V_L的电平下降并且等于或非常接近等于电压V_IN+V_CSN时，则在此同一开关周期内开关SW₂可以第二次闭合。这在图8中的时刻t₄示出。然后，在相同的开关周期内开关SW₂可以第二次断开。这显示于图中的V_L的电平等于V_IN的电平的时刻t₅。在时刻t₅之后不久，READYHIGHON的电平转换为逻辑低电压。当低侧开关SW₁保持断开时，这个高侧开关SW₂的第二次循环发生。因此，在低侧开关SW₁的每个开关周期期间，高侧开关SW₂被打开和闭合两次。与第三操作模式一样，高侧开关SW₂的第一周期可以通过信号READYHIGHON终止(而非通过监视V_L)。高侧SW₂的第二周期基于监视V_L的电平而终止。

因此，类似于图5，图8的READYHIGHON信号显示了两个时间窗口，在该两个时间窗口内，许可开关SW₂在每个开关周期内闭合。当信号READYHIGHON在时刻t₂之前不久转变为逻辑高电压时，第一窗口开始。然而，与图5不同，第一窗口优选地结束于信号READYHIGHON在时刻t₃转变为逻辑低电压时。该第一窗口与图6的窗口(第三模式)相当。当信号READYHIGHON在时刻t₄之前不久转变为逻辑高电压时，第二窗口开始。当信号READYHIGHON在时刻t₅之后不久转变为逻辑低电压时，第一窗口结束。该第二窗口与图4的窗口(第二模式)相当。因此，如图8中的两个时间窗口所示，在低侧开关SW₁的每个开关周期期间，开关SW₂被许可循环(即，闭合和断开)两次。

图9示出了根据本发明的实施例的处于低线、轻负载操作模式(在本文中也称为“第三”操作模式)中的反激式转换器的电压波形。高侧开关SW₂的这种操作模式与图6的操作模式相当。在这种操作模式中，高侧开关SW₂基于监视V_L的电平而闭合，然后在不参考或监视V_L的电平而断开。在这种操作模式下，当低侧开关SW₁保持闭合时，高侧开关响应于固定或可调持续时间脉冲信号(例如，信号READYHIGHON)而断开。如结合图6的示例性波形所解释的，图9所示的时间段t₂-t₃的持续时间可以取决于V_IN的电平。并且，如图9所示，信号READYHIGHON刚好在时刻t₂之前转变为逻辑高电压。高侧开关SW₂在时刻t₂断开。然后，在时刻t₃，信号READYHIGHON转变为逻辑低电压，这使得开关SW₂立即断开。因此，开关SW₂可以在非ZVS条件下断开。

在高侧开关的这种操作模式的替代方案中，高侧开关SW₂保持截止，同时高侧开关晶体管SW₂的体二极管执行整流。这可以通过在开关周期的持续时间内保持READYHIGHON信号来实现。

图10示出了根据本发明实施例的在替代的低线、轻负载操作模式(在本文中也称为“组合”的第一和第二操作模式)中的反激式转换器的电压波形。高侧开关SW₂的这种操作模式与图5的操作模式相当。图10的波形表示两个开关周期的V_L电平。如图10所示，开关SW₁在时刻t₀最初闭合(导通)，因此V_L的电平基本上为零伏。这导致电流在变压器T₁的初级绕组中流动，该电流为变压器T₁的初级绕组充入能量。然后在时刻t₁断开(关断)开关SW₁。结果，V_L的电平迅速上升到高于V_IN的电平。然后，当电压V_L上升并且等于V_IN+V_CSN或几乎等于V_IN+V_CSN时，开关SW₂在时刻t₂闭合(接通)。这使V_L的电平与V_IN+V_CSN的电平相等，而使电容器C_SN放电。然后，在时刻t₃，开关SW₂断开(关断)。当V_L的电平等于V_IN的电平时，开关SW₂可以断开。然后，电压V_L下降，然后再次上升，并根据转换器初级侧的谐振频率振荡。

在开关SW₂闭合(在时刻t₂)然后断开(在时刻t₃)之后，V_L的电平下降并且可能也开始振荡。当V_L的电平下降并且等于或非常接近等于电压V_IN+V_CSN时，则在同一开关周期内开关SW₂可以第二次闭合。这在图10中的时刻t₄处显示。然后，在相同的开关周期中，开关SW₂可以第二次断开。这在图中的t₅处显示，此时V_L的电平等于V_IN的电平。当低侧开关SW₁保持断开时，该高侧开关SW₂的第二次循环发生。因此，在低侧开关SW₁的每个开关周期期间，高侧开关SW₂被断开和闭合两次。

图10还示出了信号READYHIGHON的信号波形。该波形示出了两个时间窗口，在该两个时间窗口中，开关SW₂在每个开关周期期间被许可闭合。如图3和图5所示，当信号READYHIGHON在时刻t₂之前不久转变为逻辑高电压时，第一窗口开始。当信号READYHIGHON在时刻t₃之后不久转变为逻辑低电压时，第一窗口结束。当信号READYHIGHON在时刻t₄之前不久转变为逻辑高电压时，第二窗口开始。当信号READYHIGHON在时刻t5之后不久转变为逻辑低电压时，第一窗口结束。因此，如图10中的信号READYHIGHON提供的两个时间窗口所示，在低侧开关SW₁的每个开关周期期间，开关SW₂被许可闭合和断开两次。另外，每个窗口内对开关SW₂的这两个周期中的每个周期的定时可以基于监视V_L，因此，可以在两个周期中保持ZVS。

图10示出了在闭合开关SW₂之前发生的五次振荡。显而易见的是，在闭合开关SW₂之前，可能发生更多或更少的振荡。

图11示出了根据本发明实施例的在替代的低线、轻负载操作模式(本文中也称为“组合”第二和第三操作模式)中的反激式转换器的电压波形。图11与图10的不同之处在于，图11中的信号READYHIGHON在时刻t₃转换为逻辑低电压，其导致高侧开关SW₂立即断开。因此，根据非ZVS条件，开关SW₂可以在时刻t₃断开。在图11中，信号READYHIGHON在时刻t₂之前转变为逻辑高电压，从而可以基于监视V_L的电平并根据ZVS来闭合开关SW₂。与图10相似，信号READYHIGHON在时刻t₄之前转变为逻辑高电压，并在时刻t₅之后回到逻辑低电压。因此，在开关SW₂的第二周期中用于打开和闭合开关SW₂的精确定时可以基于监视V_L的电平并且在ZVS条件下。

图12示出了根据本发明的实施例的处于低线、重负载操作模式(在本文中也称为“第三”操作模式)中的反激式转换器的电压波形。高侧开关SW₂的这种操作模式与图6和9的相当。在这种操作模式中，高侧开关SW₂被断开而无需参考或监视V_L的电平。在这种操作模式下，当低侧开关SW₁保持闭合时，高侧开关SW₂可以替代地响应于固定或可调持续时间脉冲信号(例如信号READYHIGHON)的电平变化而断开。在这种操作模式下高侧开关闭合的持续时间通常比高侧开关在其他操作模式下闭合的持续时间短(例如图3)。如图12所示，信号READYHIGHON在时刻t₂之前不久转变为逻辑高电压。然后，一旦V_L的电平等于或非常接近等于电压V_IN+V_CSN，然后可以闭合开关SW₂。这发生在时刻t₂。信号READYHIGHON在时刻t₃转变为逻辑低电压。这使得高侧开关SW₂立即断开。因此，开关SW₂在t₂和t₃之间的时间段期间保持闭合。如结合图6和9的示例性波形所解释的，图12所示的时间段t₂-t₃的持续时间可以取决于V_IN的电平。

在高侧开关的这种操作模式的替代方案中，高侧开关SW₂保持断开，而高侧开关晶体管的体二极管仍执行整流。这可以通过在开关周期的持续时间内保持READYHIGHON信号来实现。

图13示出了根据本发明实施例的反激式转换器的开关频率与输入功率的关系图。开关频率f_sw绘制在纵轴上，而由反馈误差信号V_EAO(例如，图14)测量的输入功率绘制在横轴上。如图13所示，反激式转换器可以根据负载功率在不同的操作区域中操作：(1)非常轻的负载的操作区域10；(2)轻负载操作区域12；(3)过渡负载操作区域14；(4)重负载操作区域16。虽然基于负载示出了四个操作区域10、12、14和16，但是显然可以实现更多或更少的区域。

当反馈误差信号V_EAO小于低阈值(例如0.75伏)时，这表明负载非常轻。在该操作区域10中，反激式转换器可以以“突发”或“反冲”模式进行操作。在这种模式下，(开关SW₁和SW₂的)开关可以在开关的“突发”之间暂停，以提高效率。一旦V_EAO的电平上升到低阈值以上，反激式转换器就进入轻负载操作区域12。在该区域12中，反激式转换器可以工作在频率控制模式下，其中在反馈回路中调制(低侧开关SW₁)的开关频率以调整输出电压V_O。一旦V_EAO的电平超过中值阈值(例如2.0伏)，然后反激式转换器进入过渡负载区域14。在该区域14中，频率控制模式下的操作可以继续进行，直到V_EAO的电平超过高阈值(例如2.5伏)为止。

一旦V_EAO的电平超过高阈值(例如2.5伏)，则反激式转换器进入操作16的重载区域。在该区域16中，开关频率被钳位到预定值f_clamp且反激式转换器进入电流控制模式。在电流控制模式下，由电流感测信号Isense(例如，图14)感测的每个开关周期(在变压器T₁初级绕组中)的峰值电流电平在反馈回路中被控制以调整输出电压V_O。随着功率电平的上升，如图13中区域14和16中的向下倾斜线所示，可以额外地降低开关频率。当功率电平接近满负载时，仍然最好主要通过电流控制反馈回路来执行电压调整。

如图13所示，开关频率与功率的关系曲线是不连续的。当从频率控制过渡到电流控制时(例如，当V_EAO升至2.5伏以上时)，开关频率突然增加，同时变压器初级绕组中的峰值电流减小。相反，当从电流控制过渡到频率控制时(例如，当V_EAO降至2.0伏以下时)，开关频率突然降低，同时变压器初级绕组中的峰值电流增加。在两种模式下，均采用负反馈来调整输出电压V_O。因此，重要的是，反激式转换器的运行在频率和电流控制模式之间转换时保持稳定。

图13的开关频率与功率的关系曲线显示了频率控制和电流控制之间的过渡中的迟滞现象。也就是说，一旦V_EAO的电平上升到2.5伏以上，并且开关转换器从频率控制模式转换到电流控制模式，则V_EAO的电平必须降至2.0伏以下才能返回到频率控制模式。同样，一旦V_EAO的电平降到2.0伏以下，并且开关转换器从电流控制模式转换到频率控制模式，那么V_EAO的电平必须上升到2.5伏以上才能返回到电流控制模式。显而易见的是，2.0伏和2.5伏的过渡电平是示例性的，并且可以选择不同的电平。

仍然参考图13，在非常轻负载区域10和轻负载区域12中，反激式转换器优选地根据DCM操作。在这些负载条件下(例如，在图13的区域10和12中)，可以根据高侧开关SW₂的第一操作模式(如图3)或根据第二操作模式(如图4)或根据高侧开关SW₂的第一和第二操作模式(如图5一起操作第一和第二模式)或根据第三模式操作(如图6)。例如，可以实验性地根据可获得最高的总体效率并避免对缓冲电容器C_SN过度充电的模式在上述操作模式中进行选择。例如，上述替代方案可以假设存在“高线”条件。但是，在低线和轻负载条件下，可以预期第三模式(如图9)或组合的第一模式和第二模式(如图10)可能是最佳的。在低线条件和轻负载条件下，操作可以根据组合的第二和第三模式(如图11)。

在一个实施例中，在重负载条件下(例如，在图13的区域16中)，开关电源优选根据CRM进行操作。在重负载和“高线”条件下，例如，可以根据高侧开关SW₂的第一操作模式(如图7所示)或根据组合的操作模式(如图8所示)来操作高侧开关。在重负载和“低线”条件下，例如，可以根据高侧开关SW₂的第三种操作模式来操作高侧开关(如图12所示)。

在实施例中，在其中负载电平在轻负载条件和重负载条件之间的过渡负载条件下(如图13的区域14中)，开关电源可以在DCM或CRM中运行。开关电源是以DCM还是CRM运行例如可以取决于进入区域14之前的操作是DCM还是CRM。更具体地，如果进入区域14之前的操作是DCM，则可以在区域14中继续DCM操作直到误差信号超过2.5伏。相反，如果在进入区域14之前的操作是CRM，则可以在区域14中继续CRM操作直到误差信号降到2.0伏以下。而且，在过渡负载条件下，高侧开关优选地根据高侧开关的第二操作模式(如图4或5所示)进行操作。类似地，过渡区域14中的操作模式可以保持与进入过渡区域14之前的操作模式相同，直到负载功率越过过渡区域14的相对侧为止。更具体地，存在于区域16中的操作模式可以继续进入区域14，直到负载功率跨入区域12。相反，存在于区域12中的操作模式可以继续进入区域14，直到负载功率跨入区域16。

图3至图12的波形同样适用于电流控制和频率控制模式，尽管时间比例会根据操作模式而改变。

图14示出了根据本发明的实施例的反激式转换器150和控制电路。在图14中示出了图2的反激式转换器150以及控制电路的实施例和第二输出级的实施例。图14的反激式转换器150和控制电路优选地被配置为控制高侧开关SW₂和低侧开关SW₁。特别地，“低驱动器”控制器152产生控制(即，打开和闭合)低侧开关SW₁的信号LOWOUT。如本文所述，低驱动器控制器152可以在反馈回路中使用频率控制和/或峰值电流控制来控制开关SW₁，以便调整输出电压V_O。低驱动器控制器152优选地还产生本文所述的信号READYHIGHON。如本文所述，“高侧驱动器”控制器154基于所监视的V_L和V_IN的电平以及基于信号READYHIGHON来生成信号HIGHOUT，该信号HIGHOUT控制(即，打开和闭合)高侧开关SW₂。

如图14所示，电阻分压器和光耦合网络156耦合到反激式转换器150的输出，并包括电阻器R₁、R₂和R₃、电容器C₂、光电二极管P_1A和并联稳压器U₁。光电二极管P₁A光学耦合到光电晶体管P_1B。光电晶体管P_1B耦合到补偿电阻器R₄和电容器C₃。在补偿电阻器R₄和电容器C₃两端产生电压信号V_EAO。信号V_EAO表示误差信号(V_O的电平与V_O的期望的电平之间的差)，并且还表示反激式转换器150的输入功率的电平。信号V_EAO与输出电压V_O电隔离，并且代替地参考变压器T₁初级侧的接地电平。

变压器T₁可以包括第二次级绕组。如图14所示，变压器T₁的第二次级绕组的第一端子耦合到二极管D₂的阳极。二极管D2的阴极耦合到电容器C₄的第一端子。变压器T₁的第二次级绕组的第二端子耦合到电容器C₄的第二端子并且耦合到第一接地节点。电容器C₄两端形成电压V_CC，并且电压V_CC可用于为反激式转换器150的控制电路供电。电阻分压器包括电阻器R₅和R₆，并生成代表V_CC的电平的电压信号ZCD。信号ZCD也代表V_L的电平。

同样如图14所示，电容器C_VL的第一端子耦合到高侧开关SW₂和低侧开关SW₁之间的节点。电容器C_VL的第二端子耦合到第一接地节点。电容器C_VL趋于使V_L信号波形平滑。另外，电流感测电阻器R_SENSE耦合在晶体管开关SW₁的第二端子与第一接地节点之间。在电阻器R_SENSE两端形成电流感测信号I_SENSE。

低驱动器控制器152接收信号ZCD、I_SENSE、V_EAO以及振荡器信号OSC作为输入，并使用这些信号生成信号LOWOUT来控制晶体管开关SW₁，如本文所述。信号V_EAO代表负载功率，并用于基于峰值电流控制或开关频率控制来调整反馈回路中的输出电压。信号I_SENSE代表变压器T₁中的电流，并用于控制开关期间变压器初级绕组中的峰值电流。振荡器信号OSC用于控制开关的定时。信号ZCD代表V_L的电平，并用于导通开关SW₁。

低驱动器控制器152产生差分信号READYHIGHON，高驱动器控制器154使用该差分信号READYHIGHON来控制晶体管开关SW₂，如本文所述。信号READYHIGHON通知高驱动器控制器154它可以(即具有许可)导通开关SW₂，尽管高驱动器控制器154通常确定导通开关SW₂的定时。信号READYHIGHON优选为差分信号，因为低驱动器控制器152和高驱动器控制器154优选具有不同的接地参考节点。特别地，低驱动器控制器152参考第一接地节点，而高驱动器控制器154优选地使用电压V_L作为其接地参考。

同样如图14所示，第一高压电阻器R_HV1的第一端子耦合到电容器C_SN的第二端子。电阻器R_HV1的第二端子耦合到高驱动器控制器154。这为高驱动器控制器154提供了代表电压V_CSN的信号CS。第二高压电阻器R_HV2的第一端子耦合到输入电压V_IN。电阻器R_HV2的第二端子耦合到高驱动器控制器154。电容器C_RVIN优选地与电阻器R_HV2并联耦合。这为高驱动器控制器154提供了代表电压V_IN的信号R_VIN。电容器C_RVIN有助于平滑信号R_VIN，尤其是在轻负载情况下。电压V_L信号也耦合到高驱动器控制器154。高驱动器控制器154使用信号R_VIN、CS、V_L和READYHIGHON来产生信号HIGHOUT，该信号HIGHOUT控制(即，断开和闭合)开关SW₂，如本文中所解释的。例如，当V_L大于V_IN并且CS基本上等于V_L时，高驱动器控制器154导通开关SW₂。开关SW₂通常保持接通，直到V_L基本上等于V_IN，然后将开关SW₂断开，但是，如本文所述，开关SW₂导通和断开的时刻也可以取决于其他因素，例如输入电压V_IN的电平。当信号READYHIGHON被去激活时，开关SW₂也可以被断开。

同样在图14中示出，电压V_CC可以用作为低驱动器控制器152的元件供电的电源。电压V_BOOT可以用作为高驱动器控制器154的元件供电的电源。电压V_BOOT可以通过例如经由二极管从V_CC汲取电流来获得，电压V_BOOT然后为电容器C_VBOOT充电。电压V_BOOT还可以用于指示功率转换器150的负载电平，如本文中所解释的。

示例性的开关周期如下执行。低侧开关SW₁接通。然后，一旦达到变压器T₁的初级绕组中的峰值电流，如电流感测信号I_SENSE所示，低侧开关SW₁就关断。峰值电流取决于V_EAO的电平：(1)当V_EAO小于阈值(例如2.5伏)时，反激式转换器处于频率控制模式，并且峰值电流实质上是一个固定值(尽管峰值电流优选地随着V_EAO的下降而逐渐减小，以提高效率并抑制突发模式下的可听噪声)；(2)当V_EAO大于阈值(例如2.5伏)时，然后反激式转换器处于电流控制模式，且峰值电流取决于V_EAO(并且开关频率被钳位)。一旦低侧开关SW₁断开，电压V_L便飞升，最终达到高于输入电压V_IN的电平。然后，低侧驱动器152激活向高侧驱动器154发送READYHIGHON信号。在取决于开关频率和其他因素的时刻，READYHIGHON信号被激活。在接收到READYHIGHON信号之后，高侧驱动器154确定V_L比V_IN大适当的余量，并且响应于该确定，高侧驱动器154接通高侧开关SW₂。高侧开关SW₂保持接通一段时间，例如直到V_L的电平下降到V_IN的电平，或者直到信号READYHIGHON被去激活为止，此时，高侧驱动器154关闭高侧开关SW₂。如本文中所解释的，也可以根据V_IN的电平来调整高侧驱动器154断开高侧开关SW₂的时刻。更具体地，通过取决于V_IN电平的量，高侧开关SW₂可以在V_L下降到V_IN电平之前断开。当V_L的电平降为零时，低侧开关SW1可以再次接通。

对于第三操作模式(例如，图6、8、9和11-12)，READYHIGHON信号可以用作脉冲信号，高驱动器154用来断开高侧开关SW₂。例如，高驱动器154可以被配置为仅基于信号READYHIGHON来打开开关SW₂，而不参考或监视V_L的电平。在该模式下，高侧开关SW₂可以在预定时间段或可调整时间段内保持断开。例如，高侧开关SW₂可以在取决于监视的R_VIN的电平(并且因此取决于V_IN的电平)的时间闭合。在这种情况下，脉冲信号的持续时间取决于V_IN的电平。另外，可以通过调整电阻器R_HV2的电阻值来调整脉冲信号的持续时间。在该“第三”操作模式中，低驱动器控制器152可以产生READYHIGHON信号，而高驱动器控制器154可以不使用V_L的电平来控制高侧开关SW₂的断开。因此，由低驱动器控制器152而不是高驱动器控制器154来控制断开开关SW₂的定时。低驱动器控制器152通过启动READYHIGHON脉冲信号来实现这一点，然后高驱动器154使用READYHIGHON脉冲信号来断开驱动器SW₂。对高侧开关SW₂的这种间接控制可以导致非ZVS操作，但是具有改善的效率。

高侧开关的第三操作模式的替代方案，其中高侧开关晶体管SW₂的体二极管仍在执行整流的同时高侧开关SW₂保持截止，可以由被配置为仅在信号READYHIGHON被激活(即逻辑高电压)时才打开开关SW₂的高驱动器154类似地实现。然而，在该替代性第三操作模式中，低驱动器152可以保留READYHIGHON信号，从而使高驱动器154将高侧开关SW₂保持断开。在这种情况下，高侧开关SW₂的体二极管无源地进行整流。因此，该替代的第三模式操作也可以由低驱动器控制器152启动。

图15示出了根据本发明实施例的用于DC至DC转换器的控制器集成电路(IC)。在优选实施例中，IC控制器被实现为IC封装200，其包括作为第一单片IC芯片的低驱动器控制器152和作为第二单片IC芯片的高驱动器154，两者均包括在相同的18引脚IC封装中。在一个实施例中，开关SW₂被集成到高驱动器控制器154IC芯片中。而且，在一个实施例中，电阻器R_HV1和R_HV2被包括在IC封装中。电阻器R_HV1和R_HV2之一或两者可以集成到高驱动器控制器154IC芯片中。此外，电阻器R_HV2可以部分地集成到高驱动器控制器154IC芯片中。如本文所述，两个IC芯片中的每个具有不同的接地参考。两个芯片之间的通信是通过差分信号READYHIGHON进行的。

图15显示了分配给18个引脚中的每个引脚的信号：

不使用引脚2、引脚4和引脚14，它们被标记为“N/C”或“无连接”。二极管连接在引脚13和引脚16之间。OTP可以是一个过热保护引脚，该引脚为外部热敏电阻提供电流，然后可以将其上的电压与参考(例如1.0伏)进行比较，以检测出过温情况。V_SSD是接地引脚。进入保护模式后，可以使用复位引脚RESET来复位封装的IC。可以通过将RESET引脚拉至小于参考电压(例如2.5伏)的电压来完成复位。

图16示出了根据本发明的实施例的高驱动器154的控制电路。比较器158将代表输入电源电压V_IN的信号R_VIN与分别由电流源160和162生成的一对参考电流I₁和I₂进行比较。电流源160和162耦合到V_L作为参考电压。在一个实施例中，电流I₁被设置为2μA(2微安)，而电流I₂被设置为60μA(60微安)。例如，为了补偿高频操作期间的信号路径延迟，可以另外调节比较器158的输入处的信号。

比较器158的输出是逻辑信号I_LIMIT。当比较器158从R_VIN接收的电流的电平在I₁和I₂的电平之间时，I_LIMIT是第一逻辑电平，否则，I_LIMIT是第二逻辑电平。信号I_LIMIT用于控制导通高侧开关SW₂的定时。更具体地，R_VIN电流电平必须在I₁和I₂的电平之间，以便在开关周期期间接通高侧开关SW₂(并且必须激活信号READYHIGHON)。因此，比较器158是窗口比较器，其输出指示R_VIN电流信号是否在I₁和I₂的电平之间。比较器158确定V_L比V_IN大适当的余量，并且响应于该确定，高侧驱动器154接通高侧开关SW₂。因此，由比较器158实现的比较窗口确定导通SW₂的时刻(在图3和图4中的时刻t₂处示出)。提供比较窗口有助于抵消与高信号变化率相关的噪声影响，并适应R_VIN电阻R_VH2的寄生电容(图2)，并避免在V_IN和V_L彼此交叉时(当一个上升时，另一个下降，反之亦然)改变I_LIMIT的逻辑电平。

比较器158的输出被反相器164反相以形成逻辑信号I_LIMIT-bar。信号I_LIMIT-bar经由逻辑“或”门165耦合到与非门166的输入、触发器FF₁的反相设置输入S-bar、与非门168的输入、以及触发器FF₂的反相设置输入S-bar。信号I_LIMIT耦合到触发器FF₃的反相设置输入S-bar。触发器FF₃的输出Q耦合到单触发电路170的输入。单触发电路170的反相输出耦合到触发器FF₂的反相复位输入R-bar。触发器FF₂的反相输出Q-bar耦合到与非门166的输入。

信号READYHIGHON耦合至与非门166的输入、触发器FF₁的第一反相复位输入R₁-bar、延迟器172的输入、以及与非门168的输入。反相的欠压锁定信号U_VLO-bar耦合到触发器FF₃的第一反相复位输入R₁-bar，并耦合到触发器FF₁的第二反相复位输入R_s-bar。触发器FF₁的输出Q耦合至与非门168的输入。延迟器168的输出耦合至与非门168的输入。

与非门166的输出耦合到触发器FF₄的第一反相设置输入S₁-bar。与非门168的输出耦合到触发器FF₄的第二反相设置输入S₂-bar。触发器FF₄的输出Q耦合到与门174的输入。门174的反相输出耦合到触发器FF₃的第二反相复位输入。门174的非反相输出形成信号HIGHOUT。所生成的信号HIGHOUT用于控制开关SW₂。

信号R_VIN也由比较器176与电流I₃比较。电流I₃由可调电流源178生成。电流源178耦合到作为参考电压的V_L。电流I₃根据V_IN的电平进行调节。比较器176的输出耦合到与非门180的第一输入。信号HIGHOUT耦合到与非门180的第二输入。与非门180的输出耦合到与非门182的第一输入。反向欠压锁定信号U_VLO-bar耦合到与非门182的第二输入。与非门182的输出耦合到触发器FF₄的反相复位输入R-bar和采样/逻辑电路184的第一输入。

信号R_VIN耦合到采样/逻辑电路184的第二输入。与非门182生成信号高侧关断(High Side Off)，采样/逻辑电路184使用该信号对V_IN进行采样。更具体地，每次高侧开关SW₂被关断(即断开)时，采样电路优选地等待大约250至300纳秒的延迟时间，然后采样V_IN的电平。因此，大约在V_L等于零伏时采样。可以对V_IN的连续采样取平均值，以确保所监视的V_IN的电平不会快速变化。采样/逻辑电路184生成代表V_IN电平的信号～V_IN(稳态)。该信号用于生成电流I₃，电流I₃也代表V_IN的电平。

如图3-5、7、8和10所示，图16的元件检测V_L的电平以控制SW₂的开关。信号READYHIGHON通知高驱动器控制器154它可以(即具有许可)导通开关SW₂。然后，高驱动器控制器154确定导通开关SW₂的定时：当V_L达到V_IN的电平(如信号I_LIMIT所示)时，高驱动器控制器154导通开关SW₂。

触发器FF₁和延迟块172用于延迟导通开关SW₂，以避免过早地导通开关。在欠压情况下，U_VLO信号禁止开关。

开关SW2保持导通，直到根据比较器176进行的比较将开关SW₂关断为止。更具体地，当V_IN偏置一定量以基本上等于V_L时，开关SW₂关断(断开)，该偏置量由～V_IN(稳态)的电平指示。比较器176优选地执行其与迟滞的比较，以避免在比较器176的输入信号电平的交叉处其输出的电平的多次改变。

如图16所示，电压源V_BOOT可以耦合到采样/逻辑电路184的第三输入。这可以用于确定功率转换器150是处于轻负载还是重负载条件下。例如，可以将V_BOOT调整到大约15伏DC。当V_BOOT上升到高于15伏的阈值电平时，表明有轻负载。相反，当V_BOOT降至低于15伏的阈值电平时，这表明负载不再为轻载。根据本发明的实施例，当转换器150处于轻负载条件下时，可以禁用基于V_IN的电平来断开开关SW₂的功能。更具体地，当V_BOOT的电平高于阈值时，可以使基于～V_IN(稳态)的电平对电流I₃的调节等于零。当发生这种情况时，比较器176可以将V_IN的电平(如R_VIN所表示)与V_L的电平进行比较，以确定何时断开开关SW₂。在这些条件下，开关SW₂可以在ZVS下断开。另外，当V_IN的电平处于最大阈值(例如380伏DC)时，基于～V_IN的电平(稳态)对电流I₃的调节也可以等于零。但是，当V_BOOT的电平高于阈值(而V_IN的电平低于其最大阈值)时，电流I₃的电平可以代表V_IN的电平，以使得开关SW₂部分地基于所监测的V_IN(即～V_IN(稳态))的电平来断开。

采样/逻辑电路184还可用于确定高侧驱动器控制器154何时进入第三操作模式。更具体地，采样/逻辑电路184可以使用R_VIN和V_BOOT信号来进行该确定，因为那些信号分别代表输入电压和负载功率。信号高侧脉冲使能(HIGH SIDE PULSE ENABLE)被激活以指示高侧驱动器控制器154已经进入第三操作模式。该信号被施加到逻辑或门165，该逻辑或门165优先于高驱动器控制器154对接通开关SW₂的定时的确定。相反，响应于接收到READYHIGHON信号而指示开关SW₂接通和/或断开。显而易见的是，高侧驱动器154可以确定是否以另一种方式进入第三模式。这可以包括例如以另一种方式监视输入电压和负载功率和/或旁路V_L感测而以另一种方式接通开关SW₂。可替代地，不需要产生信号高侧脉冲使能。在这种情况下，可以省略逻辑或门165，并且可以将信号I_LIMIT-bar耦合到逻辑与非门166。在这种情况下，为了闭合高侧开关，信号I_LIMIT-bar和信号READYHIGHON必须都是激活的。

图17示出了根据本发明的实施例的低驱动器152的控制电路。如图17所示，低驱动器152包括电流控制部分186、频率控制部分188、计时器部分190、开关逻辑192和开关驱动器194。

在低驱动器152的电流控制部分186内，信号V_EAO被耦合到比较器196的第一输入。比较器196的第二输入接收第一参考电压(例如2.5伏)，而比较器196的第三输入接收第二参考电压(例如2.0伏)。比较器196通过将信号V_EAO与第一和第二参考电压进行比较来生成信号“V_EAO＞2.5v-bar”；当V_EAO上升到第一参考电压以上时，信号“V_EAO>2.5v-bar”被激活；当V_EAO下降到第二参考电压以下时，信号“V_EAO>2.5v-bar”去激活。因此，比较器196执行其与迟滞的比较。比较器196确定低驱动器控制器152是基于峰值电流控制还是基于频率控制来执行开关。当V_EAO上升至2.5伏以上时，通过峰值电流控制进行开关；当V_EAO下降到2.0伏以下时，通过频率控制进行开关。因此，“V_EAO>2.5v-bar”的逻辑电平确定开关是基于峰值电流控制还是基于频率控制。

信号I_SENSE被耦合到第一放大器198的输入和耦合到第二放大器200的输入。例如，放大器198可以具有的增益为15，而放大器200可以具有例如增益为7.5。放大器198的输出经由开关S₁耦合到比较器202的第一输入。放大器200的输出经由开关S₂耦合到比较器的第一输入。信号V_EAO耦合到比较器CMP4的第二输入。信号“V_EAO>2.5v-bar”被耦合以控制开关S₂并经由反相器204控制开关S₁。因此，取决于信号“V_EAO>2.5v-bar”，开关S₁和S₂中的一个被闭合而另一个被断开。因此，取决于V_EAO的电平，放大器198和200的输出选择性地耦合到比较器202的第一输入。比较器202的输出耦合到开关逻辑192的输入。

根据电流控制，具有较高增益的放大器198是激活的，以便放大通过比较器202进行与V_EAO的比较中I_SENSE的效果。根据频率控制，放大器200是激活的，其采用较低的增益以减小在比较中I_SENSE的影响，其使得频率控制部分188主要控制开关。

在低驱动器152的频率控制部分188内，信号I_SENSE被耦合到放大器206的输入。放大器206可以具有例如增益为7.5。放大器206的输出耦合到比较器208的第一输入。比较器的第二输入耦合到参考电压，该参考电压可以是例如大约2.5伏。比较器208的输出耦合到开关逻辑178的输入。

电流控制部分186和频率控制部分188经由开关逻辑192控制在每个开关周期内关断低侧开关SW₁的定时。

低驱动器152的计时器部分190控制开关频率以及在每个开关周期导通低侧开关SW₁的定时。计时器部分190还生成信号HON，该信号HON用于生成信号READYHIGHON(见图18)。信号READYHIGHON由高驱动器控制器154用来控制开关SW₂以用于高侧开关SW₂的第一和第二操作模式，并且还用于生成脉冲信号以用于高侧开关SW₂的第三操作模式。在计时器部分190内，信号V_EAO耦合到振荡器210的第一输入。来自比较器196的信号“V_EAO>2.5v-bar”耦合到振荡器210的第二输入。振荡器210产生一个周期性斜坡信号，其耦合到计时器/逻辑块212的输入。

计时器/逻辑块212生成逻辑信号HON和逻辑信号ONSET，它们耦合到开关逻辑192。信号HON由低驱动器控制器152(图14)使用以生成用于高驱动器控制器154的信号READYHIGHON。对于峰值电流控制，该信号HON以固定间隔生成。信号ONSET用于导通低侧开关SW₁。例如，可以针对每个开关周期重置3.33微秒的计时器；计时器到期前500纳秒，信号HON被激活。并且，在计时器到期时，并且一旦ZCD大于零，则可以激活信号ONSET。一旦激活了ONSET，则可以在信号ZCD的谷值时闭合低侧开关SW₁(因为ZCD表示V_L)，以便在零伏开关(ZVS)条件下操作开关SW₁。500纳秒的差异确保HON在ONSET之前被激活。

信号ZCD与低侧驱动器控制器152参考相同的接地电平。信号ZCD也代表V_L的电平。因此，信号ZCD被低侧驱动器控制器152用作V_L的代表，以便在ZVS条件下操作开关SW₁。

对于电流控制，而不是3.33微秒的固定计时器间隔，例如，该计时器间隔根据V_EAO的电平而变化。因此，计时器间隔会影响用于调整反馈回路中的输出电压的开关频率。

3.33微秒的计时器间隔对应于用于300kHz的峰值电流控制的开关频率。在实施例中，通过适当选择定时分量，可以将开关频率f_clamp钳位在500kHz、300kHz、145kHz或一些其他所选择的频率。

开关逻辑192的输出耦合到驱动器194。驱动器194生成信号LOWOUT。

在开关SW₁和SW₂的开关周期期间，一旦断开低侧开关SW₁后，V_L的电平立即上升到V_IN的电平以上。在轻负载条件下，存储在变压器T₁的初级侧的能量不能有效地传递到其次级侧。因此，在每个开关周期中，缓冲电容器C_SN中存储的能量会增加，从而能量变得过度充电缓冲电容器C_SN，从而在断开低侧开关SW₁时V_L的电平会上升到过高的电平。通过在开关周期中较早地接通高侧开关SW₂，可以减轻轻负载条件的这些影响。因此，根据本发明的实施例，在某些轻负载条件下，高侧开关SW₂在开关周期中比以其他方式接通更早地接通。类似地，当输入电源电压V_IN处于高电平时，这也会导致缓冲电容器C_SN过度充电。这也可以通过在开关周期中较早导通高侧开关SW₂来减轻。当输入电压V_IN处于高电平时，使用频率控制来控制开关，而不是使用电流控制，也可以帮助减轻这些问题。因此，根据本发明的实施例，在某些高输入电压条件下使用频率控制。

在实施例中，比较器214被包括在图17的电流控制部分186中，该比较器214将信号R_VIN的电平(代表电压V_IN)与参考进行比较。如图17所示，信号R_VIN可以通过分压器逐渐降低，该分压器包括电阻R₁₁和R₁₂。将逐渐降低后的电压代表V_IN的电平，并与参考电压V_REF2比较。当该比较指示V_IN的电平大于阈值(例如，226伏DC)时，比较器214的输出禁用比较器196。结果，开关S₁断开并且开关S₂闭合，因此放大器200是激活的。这使得由反激式转换器控制电路的频率控制部分188主要控制开关，而不是由电流控制部分186主要控制开关。因此，反激式转换器的控制器在检测到电源电压条件时(例如，当V_IN大于226伏DC的阈值时)以频率控制模式操作。

在实施例中，图17中的计时器部分190包括比较器216。比较器216被配置为将代表V_IN(在电阻器R₁₁和R₁₂之间的节点处)的电平的逐渐降低的电压与参考电压V_REF3进行比较。当该比较表明V_IN的电平低于阈值时，比较器216的输出产生信号LOWLINE，该信号LOWLINE被耦合到计时器212。作为响应，计时器/逻辑212可以产生在此讨论的脉冲信号，然后，该脉冲信号被用于生成信号HON，低驱动器152根据高侧开关SW₂的第三操作模式使用信号HON来生成READYHIGHON。

图18示出了根据本发明的实施例的用于反激式转换器的控制电路中的差分信号转换器300。差分信号转换器300将单端信号HON转换为差分逻辑信号READYHIGHON。逻辑信号HON耦合到第一反相器302的输入。第一反相器302的输出耦合到第二反相器304的输入并控制MOSFET M₅。第二反相器304的输出被耦合以控制MOSFET M₆。MOSFET M₇和电流源306与MOSFET M₅串联耦合。MOSFET M₈和电流源308与MOSFET M₆串联耦合。电流源310与MOSFET M₉和MOSFET M₁₀串联耦合。参考电流流经MOSFET M₉和M₁₀。取决于HON的电平，信号HON激活MOSFET M₅或M₇中之一。取决于MOSFET M₅或M₇中的哪一个是激活的，参考电流在MOSFET M₈或MOSFET M₇中是镜像的。差分信号READYHIGHON的状态取决于MOSFET M₅或M₇中的哪一个是激活的。因此，转换器300将逻辑信号HON转换为差分逻辑信号READYHIGHON。

图19示出了根据本发明的实施例的用于反激式转换器的控制电路中的振荡器。图19示出了图15的振荡器190的附加细节。如图19所示，信号V_EAO经由开关S₃耦合到放大器AMP₁的第一输入。通过开关S₄将例如2.5伏的参考电压耦合到放大器AMP₁的第二输入。放大器AMP₁的第三输入耦合到可调电阻器R_OSC1的第一端子和电阻器R_OSC2的第一端子。放大器AMP₁的输出耦合到MOSFET M₁₁的控制端子。MOSFET M₁₁的输出端子耦合到电阻器R_OSC1的第一端子和电阻器R_OSC2的第一端子。电阻器R_OSC1的第二端子通过开关S₅耦合到接地节点。电阻器R_OSC2的第二端子通过开关S₆耦合到接地节点。

电源电压V_CC耦合至MOSFET M₁₂的输入端子和MOSFETM₁₃的输入端子。MOSFETM₁₂的输出端子耦合至MOSFETM₁₂的控制端子、MOSFETM₁₃的控制端子以及MOSFETM₁₁的输入端子。MOSFETM₁₃的输出端子耦合至可调电容器C_T的第一端子，耦合至比较器CMP₆的第一输入端子(反相)以及耦合至比较器CMP₇的第一输入端子(非反相)。可调电容器C_T的第二端子耦合到接地节点。比较器CMP₆的第二输入端子耦合到参考电压Vrefh。比较器CMP₇的第二输入端子耦合到参考电压Vrefl。比较器CMP₆的输出耦合到触发器FF₅的反相设置输入S-bar。比较器CMP₇的输出耦合到触发器FF₅的反相复位输入R-bar。触发器FF5的输出Q被耦合以控制开关S₇。开关S₇耦合到电容器C_T两端。

开关S₃和S₅由信号“V_EAO>2.5v”控制，而开关S₄和S₆由逻辑信号“V_EAO>2.5v-bar”控制。因此，当V_EAO大于2.5伏阈值时，开关S₃和S₅闭合，而开关S₄和S₆断开。当V_EAO低于2.0伏阈值时，开关S₄和S₆闭合，而开关S₃和S₅断开。如本文中所解释的，信号“V_EAO>2.5v”及其反向“V_EAO>2.5v-bar”是利用迟滞产生的。

振荡器190在电容器C_T两端生成周期性的斜坡信号RTCT。晶体管M₁₂和M₁₃形成电流镜，使得通过晶体管M₁₃的电流为电容器C_T充电。当电容器C_T两端的电压达到Vrefh时，通过闭合开关S₇使电容器C_T放电直到电容器C_T两端的电压下降到Vrefl以下。然后断开开关S₇。

斜坡信号RTCT的频率根据逻辑信号“V_EAO>2.5v”的状态而改变。更特别地，当V_EAO小于2.0伏时(信号“V_EAO>2.5v”为逻辑“0”)，反激式转换器以频率控制模式工作，在该模式下，开关频率取决于V_EAO的电平。这是通过闭合开关S₃来实现的，以便V_EAO耦合到放大器AMP₁，该放大器AMP₁相对于V_EAO的电平导通MOSFET M₁₁。因此，MOSFET M₁₂和M₁₃的电流镜中的电流电平受V_EAO的电平影响，而V_EAO的电平又影响电容器C_T的充电速率和斜坡信号RTCT的频率。斜坡信号RTCT的频率与反激式转换器的开关频率相同。因此，在该频率控制模式下，在反馈回路中控制开关频率以调整输出电压，其中开关频率取决于V_EAO。

除非V_EAO上升到2.5伏以上，否则频率控制模式将继续。当V_EAO升至2.5伏以上并且信号“V_EAO>2.5v”变为逻辑“1”时，接着关断开关S₃，闭合开关S₄，这将固定的参考电压耦合到放大器AMP₁的输入，以便使为电容器C_T充电的电流基本恒定。这导致反激式转换器的开关频率基本恒定。在这种模式下，电流在反馈回路中被控制以调整输出电压。

斜坡信号RTCT的频率以及反激式转换器的开关频率取决于C_T的值以及电阻R_OSC1和R_OSC2。在电流控制模式下，开关S₆闭合，使得电阻器R_OSC2影响开关频率，而开关S₅关断，使得电阻器R_OSC1不影响开关频率。在频率控制模式下，开关S₆断开，从而电阻R_OSC2不再影响开关频率，而开关S₅闭合，从而电阻R_OSC1确实影响开关频率。

选择C_T、R_OSC1和R_OSC2的值，以便适当地设置频率控制模式下的标称开关频率以及电流控制模式下的基本固定的开关频率。另外，电阻器R_OSC1和电容器C_T的值可以优选地例如通过激光或保险丝修整而微调，以确保在频率控制和电流控制模式之间有平稳的过渡。为此，最好将电阻器R_OSC1并入图15所示的IC封装中。

振荡器的组件选择可以包括首先为电阻器R_OSC2选择一个值，该值设置钳位频率f_clamp。然后，修整优选地位于低驱动器控制器IC 152内部的电容器C_T，以微调钳位频率。最后，修整内部电阻器R_OSC1，该电阻器也优选地位于低驱动器控制器IC 152内部，以在电流控制和频率控制操作模式之间的转换时微调开关频率。

图20示出了根据本发明的实施例的用于反激式转换器的控制电路中的比较器。可以使用图20的比较器代替图15的频率模式控制部分174中所示的比较器CMP₅。如图10和14所示，比较器接受信号I_SENSEx7.5作为输入，其与2.5伏参考电压进行比较以生成信号OFF。信号OFF用于断开主开关SW₁。图20的比较器还接受信号V_EAO作为输入。信号V_EAO降低了参考电压的有效电平，从而更快地生成了信号OFF，从而降低了开关频率。这对于减少突发模式下的开关噪声很有用。

图21示出了根据本发明的实施例的计时器/逻辑的实施例。可以用图21的计时器/逻辑218代替图17的计时器212。如图21所示，计时器/逻辑218接受“负载条件(LoadCondition)”信号和“输入条件(Input Condition)”信号(在本文中对应于LOWLINE信号)，还有振荡器信号OSC作为输入。计时器/逻辑218使用这些信号来生成本文所述的信号HON和ONSET。负载条件和输入条件信号是二进制的(即，每个具有两种可能的状态，例如真/假或零/一)，并分别指示电流负载何时轻和输入电压V_IN何时高。因为信号V_EAO指示负载，所以负载条件信号可以等效于逻辑信号“V_EAO>2.5v–bar”。

与图17的计时器212相似，图21的计时器218产生逻辑信号HON和逻辑信号ONSET，它们耦合到开关逻辑178。信号HON用于生成用于高驱动器控制器154的信号READYHIGHON。对于频率控制，信号HON和ONSET以取决于由振荡器信号OSC的频率确定的开关频率的间隔生成。例如，可以为每个开关周期重置具有可变持续时间的计时器。该持续时间将根据开关频率而变化。特定频率的持续时间可以是例如3.33微秒。在计时器到期之前的瞬间，信号HON被激活。HON激活发生于计时器到期之前的时间量也取决于开关频率，但也取决于负载条件和输入条件的信号的电平，以便在开关周期中更早地导通高侧开关SW₂。例如，当开关频率导致计时器持续时间为3.33微秒时，在正常情况下，激活可能会在计时器到期前500纳秒发生。但是，如果“负载状况”和“输入状况”信号之一或两者都指示轻负载状况或高输入电压状况，则可以调节持续时间(例如，增加到1000纳秒或1.0微秒)，以在开关周期中较早地接通激活信号HON，因此也在开关周期中较早地接通开关SW₂。

如本文中所说明，信号HON可用于产生信号READYHIGHON，其由高驱动器控制器154(图14)使用以控制高侧开关SW₂的操作模式。因此，低驱动器控制器152可以确定高侧开关SW₂的操作模式(例如，如本文所述的“第一”模式、“第二”模式、“第三”模式或其组合)。更具体地，低驱动器控制器152的计时器/逻辑218可以确定高侧开关SW₂的操作模式。

提供本发明的前述详细描述是出于说明的目的，而不是穷举性的或将本发明限制于所公开的实施例。因此，本发明的范围由所附权利要求书限定。

Claims

1.一种被配置为控制功率转换器的控制器，所述功率转换器具有变压器，用于通过所述变压器的初级绕组从电源电压汲取电流的低侧开关和用于将所述变压器的初级绕组耦合至缓冲电容器的高侧开关，其中，所述控制器被配置为生成驱动信号，该驱动信号在一系列开关周期的每个周期中控制低侧开关的断开和闭合一次以形成调整的输出电压，以及其中所述控制器被配置为根据以下方式选择性地控制所述高侧开关：

在一系列开关周期的每个周期中高侧开关闭合然后断开一次的操作模式；以及

在一系列开关周期的每个周期中高侧开关闭合然后断开两次的操作模式。

2.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述控制器被配置为控制执行DC至DC功率转换的反激式转换器。

3.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述控制器被配置为控制所述功率转换器，使得由在所述变压器的次级绕组中感应的电流形成输出电压，以及其中，在反馈回路中调整所述输出电压。

4.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述控制器被配置为根据输送给负载的功率水平在所述一系列开关周期的每个周期中所述高侧开关闭合然后断开一次的操作模式与在所述一系列开关周期的每个周期中所述高侧开关闭合然后断开两次的操作模式之间进行选择。

5.根据权利要求4所述的控制器，其中，所述控制器被配置为：当输送到所述负载的功率电平为低时，选择在所述一系列开关周期的每个周期中所述高侧开关闭合然后断开两次的操作模式。

6.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述控制器被配置为监视在所述低侧开关与所述高侧开关之间的节点处生成的第一电压，以确定用于闭合和断开所述高侧开关的时刻。

7.根据权利要求6所述的控制器，其特征在于，其中，所述一系列开关周期的每个周期中所述高侧开关闭合然后断开一次的所述操作模式被选择时，当所述第一电压的电平下降时，所述高侧开关闭合。

8.根据权利要求6所述的控制器，其特征在于，其中，所述一系列开关周期的每个周期中所述高侧开关闭合然后断开一次的所述操作模式被选择时，当所述第一电压的电平上升时，所述高侧开关闭合。

9.根据权利要求6所述的控制器，其中，所述高侧开关根据零伏开关而闭合。

10.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述控制器被配置为根据能够作为功率转换器的输入所使用的线路电压的电平在所述一系列开关周期的每个周期中所述高侧开关闭合然后断开一次的操作模式与所述一系列开关周期的每个周期中所述高侧开关闭合然后断开两次的操作模式之间进行选择。

11.一种开关电源，包括：根据权利要求1所述的控制器；以及功率转换器，其包括所述变压器、所述低侧开关、所述高侧开关和所述缓冲电容器。

12.一种被配置为控制功率转换器的控制器，所述功率转换器具有变压器，用于通过所述变压器的初级绕组从电源电压汲取电流的低侧开关和用于将所述变压器的初级绕组耦合至缓冲电容器的高侧开关，其中在所述低侧开关和所述高侧开关之间的节点处产生第一电压，以及其中所述控制器被配置为生成驱动信号，所述驱动信号控制所述低侧开关的断开和闭合以形成调整的输出电压，以及其中

所述控制器被配置为在以下模式中选择性地操作：

基于所述电源电压与所述第一电压的比较，在一系列开关周期的每个周期中，所述高侧开关闭合的模式，以及

在一系列开关周期的每个周期中，所述高侧开关保持断开，从而由所述高侧开关的体二极管对通过所述高侧开关的电流进行无源整流的模式，

以及其中，所述控制器被配置为根据电源电压或负载功率的电平在操作模式之间进行选择。

13.根据权利要求12所述的控制器，其中，所述控制器被配置为控制执行DC至DC功率转换的反激式转换器。

14.根据权利要求12所述的控制器，其中，所述控制器被配置为控制所述功率转换器，使得由在所述变压器的次级绕组中感应的电流形成输出电压，以及其中，在反馈回路中调整所述输出电压。

15.根据权利要求12所述的控制器，其中，所述控制器包括高侧驱动器控制器，所述高侧驱动器控制器被配置为控制所述高侧开关，其中信号通知所述高侧驱动器控制器所述高侧驱动器控制器具有允许闭合所述高侧开关的许可。

16.根据权利要求15所述的控制器，其中，所述控制器包括低侧驱动器控制器，所述低侧驱动器控制器被配置为控制所述低侧开关，以及其中，所述低侧驱动器控制器和所述高侧驱动器控制器具有不同的接地参考电压，以及其中，通知所述高侧驱动器控制器所述高侧驱动器控制器具有闭合所述高侧开关的许可的所述信号由所述低侧驱动器通过差分信号传送到所述高侧驱动器控制器。

17.一种开关电源，包括：根据权利要求12所述的控制器；以及功率转换器，其包括所述变压器、所述低侧开关、所述高侧开关和所述缓冲电容器。

18.一种被配置为控制功率转换器的控制器，所述功率转换器具有变压器，用于通过所述变压器的初级绕组从电源电压汲取电流的低侧开关和用于将所述变压器的初级绕组耦合至缓冲电容器的高侧开关，其中在所述低侧开关与所述高侧开关之间的节点处生成第一电压，以及其中所述控制器被配置为生成驱动信号，所述驱动信号控制所述高侧开关的断开和闭合以形成调整的输出电压，

所述控制器被配置为在以下模式中选择性地操作：

响应于脉冲信号，在一系列开关周期的每个周期中，所述高侧开关闭合的模式，

并且其中所述控制器根据电源电压或负载功率的电平在操作模式之间进行选择。

19.根据权利要求18所述的控制器，其中，所述控制器被配置为控制执行DC至DC功率转换的反激式转换器。

20.根据权利要求18所述的控制器，其中，所述控制器被配置为控制所述功率转换器，使得由在所述变压器的次级绕组中感应的电流形成输出电压，以及其中，在反馈回路中调整所述输出电压。

21.根据权利要求18所述的控制器，其中，所述控制器包括：低侧驱动器控制器，其被配置为控制所述低侧开关；以及高侧驱动器控制器，其被配置为控制所述高侧开关，其中，所述低侧驱动器控制器和所述高侧驱动器控制器具有不同的接地参考电压，以及信号通知所述高侧驱动器控制器所述高侧驱动器控制器具有闭合所述高侧开关的许可，所述信号由所述低侧驱动器通过差分信号传送到所述高侧驱动器控制器。

22.根据权利要求18所述的控制器，其中，所述脉冲信号的持续时间确定所述高侧开关闭合的持续时间。

23.根据权利要求22所述的控制器，其中，所述脉冲信号的持续时间确定所述高侧开关闭合的持续时间。

24.根据权利要求18所述的控制器，其中，所述脉冲信号的持续时间取决于所述电源电压的电平。

25.根据权利要求24所述的控制器，其中，所述脉冲信号的持续时间能够通过调整电阻器值调节。

26.一种开关电源，包括：根据权利要求18所述的控制器；以及功率转换器，其包括所述变压器、所述低侧开关、所述高侧开关和所述缓冲电容器。