KR100651073B1 - 개량된 서보기구 제어 시스템 및 방법 - Google Patents

개량된 서보기구 제어 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

거의 모든 유형의 서보기구 제어 시스템에 적용가능한, 서보기구를 제어하는 개량된 방법. 본 발명의 방법은 이득이 가변되도록 함(16)으로써 디지털 피드백 센서(20)를 사용하는 서보기구 제어 시스템의 성능을 개량시킨다. 본 발명의 방법에 의해 허용되는 가변 이득(16)은 더 정밀한 제어 및 더 나은 실행을 가능하게 한다.
서보기구 제어 시스템, 가변 이득, 피드백 루프, 비례제어, 적분제어, 미분 제어, 오차신호

Description

개량된 서보기구 제어 시스템 및 방법{IMPROVED SERVOMECHANICAL CONTROL SYSTEM AND METHOD}
본 발명은 서보기구 및 제어 시스템에 관한 것이며, 보다 상세하게는 속도 및 위치 트래킹오차 정보를 따라, 이동중 자동적인 서보 루프 파라미터 조정을 특징으로 하는 신규의 서보기구 제어 시스템 및 방법에 관한 것이다.
지난 몇 년 사이에, 모터 구동 기술은 아날로그로부터 디지털 제어로 전환되었고, 설계 방법에서의 이러한 변화는 소음을 더 잘 방지하게 하고 저렴한 비용으로 AC 및 DC 모터를 정교하게 구동할 수 있게 하였다. 전기 모터에 적용되는 폐루프 서보기구 제어 시스템은 커맨드 신호 및 제어되는 출력사이의 차이를 나타내는 오차 신호를 발생시키는 오차 검출기 및 오차 신호를 증폭시키는 제어기를 포함하는 어떤 기본적인 요소들을 포함하는 피드백 루프로서 배열설치된다. 오차 검출은 시스템의 상태를 측정하기 위해 사용되는 피드백 센서의 사용에 기초하고, 그 측정된 값을 제어 시스템으로 피드백한다. 예를 들어, 전기 모터 제어의 경우에, 모터 샤프트에 설치된 위치 피드백 디바이스는 위치 정보를 제공한다. 모터 제어에 대한 또 다른 방법은 전류의 제어에 관한 것이다. 많은 다른 제어 시스템이 이러한 방법을 사용하여 설계될 수 있다.
서보기구 제어 시스템의 과도 분석은 시스템 성능에 관한 정확한 기본적인 개념을 정의하고, PID(비례-적분-미분) 제어는 이러한 개념에 기초한다. 이러한 시스템의 설계에 영향을 미치는 일반적인 문제점들은 폐루프 피드백 시스템에서의 교란에 대한 응답속도, 허용될 수 있는 오버슈트의 양, 및 시스템이 평형상태에 도달한 후에 얻어지는 정상오차에 관한 것이다.
임의의 서보기구 제어 시스템 설계에서, PID 제어의 도입은 오프슈트(offshoot)를 최소화하고, 시스템 불안정을 야기하는 진동을 방지하는 한편 양호한 응답속도를 달성하는 것을 억제한다. 따라서, 잘 설계된 서보기구 제어 시스템을 달성하는 것은 동시에 정확하고 자동적이고 지속적이며 순시적인 성능을 달성할 필요를 고려할 때 어렵다. 정밀한 제어가 목표이고, 그것을 달성하는 방법은 주어진 오차에 대한 응답의 진폭을 증가시키는 단계를 포함하며, 이것은 더 신속한 응답을 달성하지만, 그와 함께 진동 문제가 나타난다.
그러므로, 장치 및 그것의 작동을 과도하게 복잡하지 않게 하고, 서보기구를 위한 제어의 정밀도를 개량시키는 방법을 제공하는 것은 바람직하다.
따라서, 서보기구의 PID 제어 및 응답속도에 관련된 종래기술의 문제점들을 극복하고 서보기구를 제어하는 개량된 방법을 제공하는 것이 본 발명의 주요 목적이다.
본 발명에 따라서,
원하는 물리적 양을 나타내는 커맨드 신호를 발생시키는 단계;
상기 커맨드 신호에 따른 상기 물리적 양을 출력하기 위해 피구동 요소를 구동시키는 단계;
상기 출력된 물리적 양을 측정하고 그 측정된 물리적 양을 상기 커맨드 신호와 비교하는 단계;
상기 커맨드 신호 및 상기 측정된 출력사이의 차이를 나타내는 오차 신호를 발생시키는 단계; 및
상기 오차 신호를 0 값에까지 감소시키는 방식으로 상기 피구동 요소를 구동시키기 위해 가변 이득을 갖는 피드백 루프에 상기 오차 신호를 제공하는 단계를 포함하고, 상기 가변 이득은 상기 오차 신호의 절대값 및 상기 커맨드 신호의 절대값에 관련된 함수에 따라 제공되는 개량된 서보기구 제어 방법이 제공된다.
본 발명의 방법은 거의 모든 유형의 서보기구 제어 시스템에 적용가능하다. 일반적인 적용에서, 피드백 값을 제어 시스템에 제공하기 위해, 시스템의 상태를 변화시키는 수단을 제공하는 액추에이터 및 시스템의 상태를 측정하는 수단을 제공하는 피드백 센서를 사용하여 시스템의 상태를 제어하는 것이 유용하다. 이러한 유형의 시스템의 실예는 샤프트상에 장착된 위치 피드백 디바이스를 갖는 전기 모터의 서보기구 제어; 위치 피드백 디바이스를 갖는 유압 피스톤에 의해 작동되는 기계; 전기 모터에서의 전류의 제어; 보일러내에서의 수위의 제어; 항공기 날개플랩 위치 시스템과 같은 항공 장비의 제어; 화학공정플랜트에서의 밸브 제어등을 포함한다.
본 발명의 방법은 트래킹오차, 즉 제어되는 변수의 원하는 상태 및 실제 상태사이의 차이를 감소시키기 위해 이러한 모든 유형의 시스템에 적용가능하다. 그것은 또한 응답속도를 증가시켜 시스템이 주어진 정밀도내에서 새로운 상태값에 도달하는데 필요한 시간을 감소시킨다. 더욱이, 그것은 제어 정밀도를 증가시키는데, 즉 그것은 외부 섭동에 의해 유도된 트래킹오차를 감소시킨다.
본 발명의 방법의 특징은 디지털 피드백 센서를 사용하는 서보기구 제어 시스템의 성능을 향상시킨다. 디지털 피드백 센서를 사용할 때 제한된 이득을 갖는 종래의 시스템과는 달리, 본 발명의 방법은 섭동이 발생할 때 또는 속도가 증가될 때와 같이 필요할 때만 이득을 증가시킴으로써 이득이 가변되게 할 수 있다.
예를 들어, 광학 인코더와 함께 전기 모터를 사용하는 위치 제어 시스템과 같은 종래 시스템에서, 인코더의 이산 성질은 매우 낮은 속도에서 시스템의 최대 루프 이득을 감소시킨다. 낮은 속도에서, 인코더에 근거하여 감지되는 속도는정확하지 않고, 루프 이득을 증가시킬 때 평형 위치의 주변에 강한 진동을 생성하게 된다. 본 발명의 방법은 가변 이득을 허용하여 더 정밀한 제어를 가능하게 한다.
본 발명의 다른 특징 및 장점은 다음의 도면 및 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1은 단순화된 서보기구 제어 시스템의 개략블록도,
도 2a-b는 본 발명의 방법에 따른 도 1의 시스템을 제어하는 방법의 플로우차트.
도 1을 참조하면, 예를 들어, 시스템 액추에이터로서 전기 모터를 사용하는 위치 제어를 제공하는 애플리케이션에서 단순화된 서보기구 제어 시스템(10)의 개략도가 도시되었다. 제어 시스템(10)은 커맨드 위치 발생기(12), 오차 검출기(14), 제어기(16), 액추에이터(18), 및 위치 피드백 장치(20)를 갖는 폐루프 피드백을 포함한다. 제어기(16)는 라플라스 변환으로 표현되는, PID 제어 루프의 형태로 쓰여진 제어 방정식으로 도시되었다. 도 1에 도시된 제어 변수는 다음과 같이 정의된다.
C 시스템이 도달하도록 명령된 위치인 커맨드 위치
Vc 위치 커맨드의 속도인 커맨드 속도
E 전기 모터의 샤프트 각과 같은, 시스템의 현 위치인 실제 위치
Figure 112001013166798-pct00001
위치오차 = (커맨드 위치) - (실제 위치)
I 피드백 액추에이터 값(예를 들어, 전기 모터의 전류)
대부분의 종래 시스템에서, 제어 방정식은 다음과 같은 PID 제어 루프 형태로 쓸 수 있다.
I = Ki*∫
Figure 112006045166642-pct00002
*dt + Kp*
Figure 112006045166642-pct00003
+ Kd*d
Figure 112006045166642-pct00004
/dt (1)
많은 변화, 추가 및 더 복잡한 알고리즘이 존재하는데, 대부분이
Ki 적분 피드백 계수
Kp 비례 피드백 계수
Kd 미분 피드백 계수
로 정의되는 동일한 기본적인 파라미터(PID 계수)를 갖는다.
대부분의 경우에 방정식은 다른 포맷으로 쓰여지지만 수학적 변형에 의해 동일한 방법으로 쓰일 수 있는데, 간혹 추가항을 갖는다. 방정식을 나타내는 일반적인 기술은 라플라스 변환을 사용하는데, 여기에서 F(s)는 도 1에 도시된 바와 같이, 물리적 시스템의 전달 함수를 나타낸다.
본 발명의 원리에 따라서, 서보기구 제어의 개량된 방법은 방정식(1)의 동일한 형태를 사용하지만, 방정식의 파라미터는 여기에 더 설명되는 바와 같이, 특정 방법으로 조정될 수 있다.
본 발명에 대한 제어의 개량된 방법에서 사용된 알고리즘을 설명하기 위해, 다음의 설명부분은 제어 변수, 개량된 제어 방법에 대한 제어 변수의 관계 및 효과에 대하여 정의한다.
1) Kg는 제어 루프의 이득을 변화시키기 위해 사용되는 변수로서 정의된다. 이 변수는 PID 방정식(1)의 이득에 영향을 미친다. 본 발명의 방법에서, 이러한 변수는 위치오차 및 커맨드 속도의 조합된 함수이다. 커맨드 속도 0 및 위치오차 0에서, Kg는 1, 즉 PID 계수는 변화되지 않는다. 이동중 커맨트 속도 및 위치오차 값은 증가한다. 그다음, Kg는 위치오차를 감소시키기 위해 시스템이 강하게 반응하게 할 증가된 값으로 변화될 것이다.
2) t_KgPar는 위치오차에 관한 Kg의 변화율을 설정하는 계수로서 정의된다. 이러한 계수는 주어진 시스템에 대한 고정된 값으로 주어지고, 그것은 Kg 및 위치오차사이의 관계를 정의한다.
3) nKd는 커맨드 속도에 관한 Kg의 변화율을 설정하는 계수로서 정의된다. 이러한 계수는 주어진 시스템에 대한 고정된 값으로서 주어지고, 그것은 Kg 및 커맨드 속도사이의 관계를 정의한다.
4) MinSpeed는 주어진 시스템에 대한 고정된 값으로서 주어지고, 그것은 Kg에 영향을 주는 최소 커맨드 속도(Vc)를 정의한다. 커맨드 속도(Vc)가 MinSpeed 보다 충분히 아래에 있을 때, Kg는 커맨드 속도(Vc)에 독립적이게 된다. 커맨드 속도가 MinSpeed를 초과할 때, Kg는 커맨드 속도와 함께 점진적으로 증가하게 된다.
5) MaxKg는 Kg에 대한 상한으로서 정의된다. 커맨드 속도 및 위치오차로 인한 Kg의 변화는 그 최대값까지 제한된다.
6) KgFilter는 Kg에 대한 수정을 지연시키는 파라미터로서 정의된다. Kg가 감소하고 있을 때 피드백 반응을 지속하기 위해, 저역 타임 필터는 Kg에 대한 감소를 지연시킨다. Kg가 증가하고 있을 때 아무 필터도 적용되지 않는다.
상기 정의에서, 다음 방정식은 본 발명의 제어 방법에 따라 나타낼 수 있고, 서보기구 제어 시스템에 인가된 피드백의 양(여기서는 적분 피드백)을 나타낸다.
I = ∫+ Kp*Kg*Kg*ε + Kd*Kg*d
Figure 112006045166642-pct00005
/dt (2)
여기서 ∫는 다음과 같이 정의된다.
∫(t+dt)=∫(t)+dt*Kii*Kg*Kg*Kg*
Figure 112006045166642-pct00006
+dt*Kip*Kg*Kg*d
Figure 112006045166642-pct00007
/dt (3)
Kii 및 Kip는 다음과 같이 나타낸다(여기서 |
Figure 112001013166798-pct00008
|는
Figure 112001013166798-pct00009
의 절대값을 나타낸다).
|
Figure 112001013166798-pct00010
|＞0 이고 d|
Figure 112001013166798-pct00011
|/dt＞0 이라면 [Kii = Kis, Kip = Kiv]
그렇지 않으면 [Kii = Ki, Kip = 0].
Kg는 다음 공식으로 계산된다: Kg의 초기값, Kg = 1 (4)
TKg = f(|
Figure 112001013166798-pct00012
|,|Vc|) (5)
여기서 Tkg는 Kg를 결정하는 함수이고, f는 유한 최대값 및 1의 포지티브 최소값을 갖는 위치오차|
Figure 112006045166642-pct00013
| 및 커맨드 속도|Vc|의 그로잉함수(growing function)이다. 이러한 공식들을 따르는 많은 수학 함수 또는 값의 테이블은 f를 위해 선택될 수 있고, 더 바람직한 실시예를 위해 다음 함수가 선택되었다.
Tkg1 = {nKd*|Vc| + MinSpeed}/{|Vc| + MinSpeed} + t_KgPar*|
Figure 112006045166642-pct00014
| (6)
여기서 TKg1 함수는 TKg에 대한 바람직한 실시예이다.
TKg＞MaxKg라면, TKg = MaxKg (7)
Tkg＞Kg 라면 Kg = TKg (8)
그렇지 않으면, Kg(t + dt) = Kg(t) + KgFilter*dt*(TKg - Kg(t)) (9)
본 발명의 제어 방법에 따라, 상기 제어 방정식(1)-(9)는 다음의 함수를 제공한다.
(1) Kg의 함수:
피드백 파라미터는 Kg에 의해 증가된다. 평형상태에서, 즉 위치오차가 작고, 속도가 낮을 때, 일반적으로 원활한 작동이 요구되고, 그러한 경우에, 피드백 이득을 제한하여 제어 시스템내의 진동을 방지하는 것이 바람직하다. 저속에서 피드백 이득을 제한하는 또 다른 이유는 대부분의 제어 시스템이 마찰, 피드백 디바이스의 디지털 특성, 기어의 백래시 및 다른 물리적인 제한성으로 인해, 안정 상태에서 비선형적인 동작을 하기 때문이다. 많은 경우에, 이러한 물리적 제한성은 안정 상태에서 제어 시스템의 최대 피드백 이득을 제한한다. 그러나, 이동중, 훨씬 더 큰 피드백 이득이 허용될 수 있다.
본 발명의 방법의 원리에 따라, Kg는 이동중 이득을 변화시킬 수 있고, Kg 공식(상기 방정식(4)-(9))에서의 커맨드 속도 및 위치오차 변수의 특정 조합은 제어 시스템내에 진동을 도입하지 않고 이득을 변화시키는 실제적인 방법을 제공한다.
또한, Kg의 값은 각각의 피드백 파라미터에 대한 다른 수학적 지수에까지 상승하고, 이것은 MaxKg보다 작은 범위에서의 모든 Kg 값에 대해 제어 루프 안정성을 유지한다.
(2) Kis, Kiv의 함수:
종래 시스템에서, 적분 피드백은 위치오차 적분에 비례한다. 적분 피드백 이득이 증가되면, 오버슈트의 문제가 나타나고 시스템 불안정이 얻어진다. 본 발명의 범위에서는, 위치오차가 감소하고 있을 때 적분 값이 위치오차로 인한 섭동을 보상하기 위해 충분한 값에 도달하는 것이 관찰되었다. 그러나, 종래 시스템에서, 이 적분항이 계속 증가하고, 위치오차가 최종적으로 0으로 돌아올 때, 이 적분항은 너무 큰 값을 갖고 오버슈트의 원인이 된다. 이것이 적분 피드백 이득에 제한을 두는 주요 이유이다.
본 발명에 따르면, 위치오차가 증가하면 적분 피드백 항이 빠르게 증가하지 만, 위치오차가 감소하면 천천히 증가한다(또는 Ki=0일 때 정지한다). 이것은 오버슈트의 원인을 제거하여 적분 피드백 이득은 10배 보다 더 큰 값을 가질 수 있다.
이와 유사하게, 본 발명의 방법은 이러한 접근을 위치오차 미분(Kiv)의 적분에 적용한다. 위치오차 미분의 적분이 위치오차에 관련되어 있기 때문에, Kiv는 진동을 생성하지 않고 소위 비례 피드백 이득 Kp를 증가시킨다.
도 2a 및 도 2b를 참조하면, 예를 들어 시스템 액추에이터와 같은 전기 모터를 사용하는 위치 제어를 제공하는 애플리케이션에서, 본 발명의 방법에 따른 도 1의 시스템을 제어하는 방법의 플로우차트가 도시되어 있다. 바람직한 실시예에서, 이 방법은 이 분야에 공지된 소프트웨어 프로그래밍 기술에 따라, NEC V853 마이크로프로세서 칩 또는 다른 마이크로프로세서 칩에서 실행될 수 있는 제어 하드웨어 컴퓨터 시스템에서 보통 실행되는 소프트웨어 제어 루틴에 통합된다.
도 2a 및 도 2b에서 설명된 제어 루틴은 제어 하드웨어에서 실행되고 블록(25)에서 제어 루틴은 정규적인 인터벌로 루틴을 호출하기 위해 전형적으로 인터럽트 또는 지연에 의해 반복적으로 호출된다. 블록(28)에서, 제어 루틴의 현 호출 및 마지막 호출사이의 시간 인터벌이 계산된다. 일반적으로, 정규적인 인터벌이 사용된다면, 변수 dt는 상수로 설정될 수 있다.
블록(30)에서, 속도를 계산하기 위해, 위치의 이전 값은 메모리에 저장된다. 블록(32)에서, 현 커맨드 위치 및 시스템 위치는 측정되고 그 차이는 계산되어 결과적으로 위치오차
Figure 112001013166798-pct00015
가 된다. 커맨드 위치 및 시스템 위치의 이러한 값은 디지털 인코더와 같은 특정 애플리케이션에서 제공되는 인터페이스 디바이스를 통해 판독 된다.
블록(34)에서, 이득 인수(Kg)에 대한 타겟 값이 방정식 (5) 및 (6)을 사용하여 계산된다. 이러한 공식은 위치오차 및 커맨드 속도와 함께 이득을 점진적으로 증가시킨다. 블록(36)에서, 이득에 대한 타겟 값이 테스트되고, 이득에 대한 타겟 값이 현재 값보다 더 낮다면, 필터값은 블록(38)에서 Kg에 적용된다. 이것은 섭동 후 얼마 시간 동안 더 높은 이득을 남겨, 이득을 그것의 초기값으로 다시 낮추기 전에 안정화시키기 위해 더 많은 시간을 시스템에 준다.
이득에 대한 블록(36) 테스트의 타겟 값이 현재 값보다 더 높게 나타나면, 블록(40)에서 이득은 탐지된 섭동에 빠르게 그리고 강하게 반응하기 위해 높은 값으로 즉시 점프한다. 블록(42)에서, 비례 및 미분 피드백은 도시된 공식에 따라 계산된다. 비례 피드백은 지수 2의 이득 Kg로 곱해지고 미분 피드백은 이득 Kg로 곱해진다.
블록(44)에서, 위치오차가 증가하고 있는지 또는 감소하고 있는지를 결정하기 위해 위치오차는 테스트되고, 따라서 제어 루틴은 적분 피드백 파라미터를 위한 값을 선택한다. 위치오차가 증가하고 있다면, 블록(46)에서, 피드백 이득은 증가되고, 적분 피드백(방정식(2))의 높은 값이 선택된다.
그러나, 위치오차가 감소하고 있다면, 이것은 시스템을 커맨드 위치로 가져갈 값에 적분 피드백이 최종적으로 이른 것을 의미한다. 적분 피드백이 계속 증가한다면, 시스템이 최종적으로 커맨드 위치에 도달할 때, 적분 피드백의 값은 너무 클 것이고 오버슈트가 생성될 것이다. 이렇게, 블록(48)에서, 낮은 값은 Kii를 위 해 선택되고 0 값은 Kip를 위해 선택된다.
블록(50)에서, 적분 피드백은 방정식(2)에 의하여 계산되고 이 단계에서, Kii는 지수 3의 Kg로 곱해지고, Kip는 지수 2의 Kg로 곱해진다.
블록(52)에서, 전체 계산된 피드백은 시스템으로 출력된다. 블록(54)에서, 제어 루틴의 마지막에 도달되고, 루틴은 다음 인터벌 dt에 시스템 소프트웨어에 의해 다시 호출된다.
대안적인 실시예에서, 폐루프 피드백 시스템은 표준 설계 기술에 따라서 아날로그 신호 제어기에서 실행될 수 있다.
어떤 특정 단계에 대한 본 발명의 방법이 설명되었지만, 또 다른 수정이 당업자에게 제안될 수 있기 때문에 본 설명이 제한하는 것으로 의미된 것이 아니라는 것이 이해되어져야 하고 첨부된 청구항의 범위내에 있는 것과 같은 수정을 포함하는 것으로 의도되었다.







Claims (17)

  1. 서보기구를 제어하는 개량된 방법에 있어서,
    원하는 물리적 양을 나타내는 커맨드 신호를 발생하는 단계;
    상기 커맨드 신호에 따라 상기 물리적 양을 출력하기 위해 피구동 요소를 구동시키는 단계;
    출력된 물리적 양을 측정하고 그 측정된 물리적 양을 상기 커맨드 신호와 비교하는 단계;
    상기 커맨드 신호와 측정된 출력사이의 차이를 나타내는 오차 신호를 발생시키는 단계; 및
    상기 오차 신호를 감소시켜 0 값에 접근하도록 하는 방식으로 상기 피구동 요소를 구동시키기 위해 가변 이득을 갖는 피드백 루프에 상기 오차 신호를 제공하는 단계를 포함하고, 상기 가변 이득은 상기 오차 신호의 절대값 및 상기 커맨드 신호의 절대값과 관련된 이득 함수에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 피드백 루프가 미분 피드백, 비례 피드백 및 적분 피드백을 나타내는 요소를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 가변 이득은 상기 피드백 루프에서 1 의 지수를 갖는 상기 미분 피드백 요소에 의해 곱해지는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 가변 이득은 상기 피드백 루프에서 2의 지수를 갖는 상기 비례 피드백 요소에 의해 곱해지는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 2 항에 있어서, 상기 가변 이득은 상기 피드백 루프에서 3의 지수를 갖는 상기 적분 피드백 요소에 의해 곱해지는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 이득 함수는 상기 오차 신호의 상기 절대값 및 상기 커맨드 신호의 상기 절대값과 함께 증가하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 삭제
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 이득 함수는 상기 오차 신호의 상기 절대값 및 상기 커맨드 신호의 상기 절대값의 각각의 증가에 따라 증가하고, 유한 파라미터화된 최대값 및 1의 포지티브 최소값을 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 방법은 상기 피구동 요소가 모터로서 제공되고 상기 이득 함수가 다음 방정식,
    이득 함수 = {nKd*|Vc| + MinSpeed}/{|Vc| + MinSpeed} + t_KgPar*|
    Figure 112006045166642-pct00016
    |
    여기에서, 이득 함수＞MaxKg라면, 이득 함수 = MaxKg 이고,
    Vc는 위치 커맨드의 속도인 커맨드 속도,
    MinSpeed는 속도 임계 파라미터,
    Kg는 상기 가변 이득,
    MaxKg는 Kg의 상한,
    nKd = Vc에 관한 Kg의 변화율을 설정하는 계수,
    t_KgPar는
    Figure 112006045166642-pct00022
    에 관한 Kg의 변화율을 설정하는 계수,
    Figure 112006045166642-pct00017
    는 위치오차,
    인 방정식에 따라 제공된 위치 제어 시스템에 적용되는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 1 항에 있어서, 가변 이득값이 증가하고 있을 때가 아닌 상기 가변 이득값이 감소하고 있을 때 상기 가변 이득에 저역 타임 필터를 적용함으로써 비대칭 방식으로 상기 이득 함수를 필터링하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 9 항에 있어서, 상기 오차 신호는 위치오차를 포함하고, 적분 피드백 요소의 증가 또는 감소가 상기 위치오차 신호의 증가 또는 감소 각각에 민감하도록, 상기 위치오차 신호의 절대값의 도함수에 따라 조정되는 상기 적분 피드백 요소를 상기 피드백 루프가 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 9 항에 있어서, 상기 오차 신호는 위치오차를 포함하고, 상기 적분 피드백 요소가 상기 위치오차 신호의 각각의 적당한 증가 또는 감소에 따라 신속히 증가 또는 감소하도록, 상기 위치오차 신호의 절대값의 도함수에 따라 조정되는 속도 오차 적분 피드백 요소를 상기 피드백 루프가 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 원하는 물리적 양을 나타내는 커맨드 신호를 발생시키는 수단;
    상기 커맨드 신호에 따라 상기 물리적 양을 출력하기 위해 피구동 요소를 구동시키는 수단;
    출력된 물리적 양을 측정하고 그 측정된 물리적 양을 상기 커맨드 신호와 비교하는 수단;
    상기 커맨드 신호와 측정된 출력사이의 차이를 나타내는 오차 신호를 발생시키는 수단; 및
    상기 오차 신호를 감소시켜 0 값에 접근하도록 하는 방식으로 상기 피구동 요소를 구동시키기 위해 가변 이득을 갖는 피드백 루프에 상기 오차 신호를 제공하는 수단을 포함하고, 상기 가변 이득은 상기 오차 신호의 절대값 및 상기 커맨드 신호의 절대값과 관련된 이득 함수에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 서보기구 제어 시스템.
  14. 제 13 항에 있어서, 피드백 루프에 상기 오차 신호를 제공하는 상기 수단은 제어 소프트웨어로 프로그래밍된 마이크로컨트롤러내에서 실행되는 프로세싱 유닛 을 포함하는 것을 특징으로 하는 서보기구 제어 시스템.
  15. 제 13 항에 있어서, 피드백 루프에 상기 오차 신호를 제공하는 상기 수단은 아날로그 신호 제어기내에서 실행되는 프로세싱 유닛을 포함하는 것을 특징으로 하는 서보기구 제어 시스템.
  16. 삭제
  17. 삭제
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6870345B1 (en) * 2003-09-26 2005-03-22 Texas Instruments Incorporated Servo loop PID compensator with embedded rate limit
TWI460564B (zh) * 2009-04-30 2014-11-11 Hon Hai Prec Ind Co Ltd 採用ｐｉｄ控制器之控制方法及控制裝置與機器人
ES2359308B1 (es) * 2009-10-13 2012-03-23 Universitat Politécnica de Catalunya Servomando para el control de veh�?culos.
US9733641B2 (en) * 2013-10-22 2017-08-15 Yokogawa Electric Corporation Method and apparatus for performing diagnostics on a conventional control valve
CN103995463B (zh) * 2014-05-30 2016-07-06 北京敬科海工科技有限公司 一种基于混合控制的电液比例阀位置伺服驱动方法
EP3758008A1 (en) * 2017-06-15 2020-12-30 Novo Nordisk A/S Basal titration with adaptive target glucose level

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4396975A (en) * 1980-10-01 1983-08-02 Fujitsu Fanuc Limited Position control system for a closed loop type numerical-controlled machine tool
JPH02139606A (ja) * 1988-11-21 1990-05-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd 位置制御装置
DE69027648T2 (de) * 1989-04-10 1997-02-27 Yaskawa Denki Seisakusho Kk Anordnung zur regelung eines servomotors
US5184055A (en) * 1989-10-06 1993-02-02 Canon Kabushiki Kaisha Device for positioning control
US5764017A (en) * 1996-04-16 1998-06-09 Iomega Corporation Servo loop compensation technique exhibiting improved bandwith
JPH06525A (ja) * 1991-01-09 1994-01-11 Mitsubishi Electric Corp ストリップループの自動ゲイン設定装置
JPH07246947A (ja) * 1994-03-11 1995-09-26 Aisin Seiki Co Ltd 車輌の操舵制御装置
JP3091388B2 (ja) * 1995-04-19 2000-09-25 ファナック株式会社 モータの暴走検出方法および暴走検出装置

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