KR100566400B1

KR100566400B1 - 통신방법, 송신 전력 제어방법과 이동국

Info

Publication number: KR100566400B1
Application number: KR1019990029126A
Authority: KR
Inventors: 야마우라도모야; 스즈키미츠히로
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 1998-07-22
Filing date: 1999-07-19
Publication date: 2006-03-31
Also published as: KR20000011811A; US6667965B1; EP2393216A1; EP0975099A3; EP0975099A2; JP2000040997A; JP3911861B2

Abstract

본 발명은 TDMA 방식을 사용하여 기지국과 이동국사이에서 통신이 수행되는 경우에 있어서, 상기 이동국이 상기 기지국으로부터 타임슬롯 단위로 수신한 신호에서 신호의 품질을 추정하는 통신방법에 관한 것이다. 타임슬롯 단위로 추정된 수신 신호 품질이 소정의 송신 전력보다 클 경우에, 이동국은 추정된 수신 신호품질과 소정의 송신 전력사이의 차분값만큼 소정의 송신 전력값보다 작은 송신 전력으로 송신 타임슬롯 기간에서 송신처리를 행하는 반면에, 타임슬롯 단위로 추정된 수신 신호 품질이 소정의 송신 전력보다 작을 경우에, 이동국은 소정의 송신 전력과 추정된 수신 신호 품질사이의 차분값만큼 소정의 송신 전력값보다 큰 송신 전력으로 송신 타임슬롯 기간에서 송신처리를 행함으로써, 각 타임슬롯 기간에서 송신 전력이 실제의 수신 신호 품질에 기초하여 적절하게 제어될 수 있다.

Description

통신방법, 송신 전력 제어방법과 이동국{Communication method, transmission power control method and mobile station}

도 1은 본 발명에 따른 이동국의 구성을 나타내는 블록도이다.

도 2는 본 발명에 따른 통신 시스템의 구성을 나타내는 도면이다.

도 3은 TDMA 방식에서의 통신 상태를 나타내는 도면이다.

도 4는 TDMA-TDD 방식에서의 통신 상태를 나타내는 도면이다.

도 5는 본 발명에 따른 회선의 품질 평가 과정을 나타내는 블록도이다.

도 6은 본 발명에 따른 심볼 에러의 추정 과정을 나타내는 블록도이다.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호설명

101. 안테나 105. 수신기

107. 송신기 120,166. 시스템 이득 조정 회로

130I,130Q. 아날로그/디지털 변환기 134I,134Q. 이득 조정 디지털 회로

136. 진폭 추정 회로 180. 제어기

182,188. 연산기

본 발명은 무선 전화 시스템과 같은 시분할 다중 접속(TDMA) 방식을 사용하는 무선 통신 시스템의 응용분야에 적합한 디지털 무선 통신에서의 통신방법과 송신 전력 제어방법 그리고 상기 통신방법을 사용하는 이동국에 관한 것이다.

종래의 TDMA 방식은 무선 전화 시스템과 같은 분야에 응용된 통신 방식으로서 실용화되어 사용되고 있다. 이 방식에서는, 하나의 프레임(frame)이 복수의 타임슬롯(time slot)으로 구성된다. 어느 한 프레임에서 임의의 타임슬롯을 이용하여 통신이 수행된다. TDMA 방식에서, 하나의 송신 채널을 사용하여 최대로 프레임을 구성하는 타임슬롯의 개수까지 다중 통신이 가능하다.

뿐만아니라 이 방식을 사용하는 통신 시스템에서는, 주파수 사용의 효율성을 향상시키고 다른 이동국과의 통신시 간섭을 최소화하기 위해서, 다른 통신 방식에서와 같은 방법으로 각각의 이동국에서 송신 전력을 제어하는 것이 필요하다.

TDMA 방식을 사용하는 전통적인 통신 시스템에서는 송신 전력 제어 과정으로서 이른바 폐루프 송신 전력 제어만이 수행되었는데 이는 기지국에서 생성되는 제어를 기초로 하여 각각의 이동국에서 송신 전력을 세팅하는 것이다.

그러나, 전통적인 TDMA 방식에서 이용되는 폐루프 송신 전력 제어방법은 비교적 응답이 느린 제어 루프를 사용하며 또한 제어 범위도 좁다. 이러한 전통적인 방법은 모든 주파수, 정밀도, 송신 전력 제어 범위에 있어서 불충분하다. 따라서, 다른 통신과의 간섭을 최소화한다고 할 수 없다.

지금까지, 코드 분할 다중 접속(CDMA) 방식이 상대적으로 높은 정밀도를 가지고 송신 전력을 제어하는 통신 방식으로 개발되어 왔다. 그러나, CDMA 방식의 경우 기본적으로 이동국이 계속 기지국으로부터 신호를 수신한다는 가정이 전제되었다. 따라서, 불연속적으로 송신과 수신을 하는 TDMA 방식에 CDMA 방식의 송신 전력 제어방법을 적용하는데에는 어려움이 있었다.

본 발명의 목적은 시분할 다중 접속(TDMA) 방식으로 통신하는 시스템에서의 송신 전력 제어를 효과적으로 수행하는 데 있다.

이동국과 기지국 사이에서 TDMA 방식으로 통신이 이루어지는 경우에 있어서, 본 발명의 통신방법은 이동국에서 타임슬롯 단위로 수신된 신호의 품질을 추정하는 단계와, 타임슬롯 단위에서의 수신 신호의 품질 추정값을 소정의 송신 전력값과 비교하여 품질 추정값이 소정의 송신 전력값보다 큰 경우에는 상기 품질 추정값과 상기 소정의 송신 전력값의 차만큼 소정의 송신 전력값을 감소시켜서 타임슬롯 간격 동안에 송신 과정을 수행하고, 품질 추정값이 소정의 송신 전력값보다 작은 경우에는 상기 품질 추정값과 상기 소정의 송신 전력값의 차만큼 소정의 송신 전력값을 증가시켜서 타임슬롯 간격 동안에 송신 과정을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 통신방법에 따라, 각각의 타임슬롯 간격에서의 송신 전력이 실제의 수신 신호의 품질에 기초하여 적절히 제어될 수 있다.

제 1통신국과 제 2통신국 사이에서 TDMA 방식으로 양방향 통신이 수행되는 경우에 있어서, 본 발명의 송신 전력 제어방법은 제 1통신국이 송신 전력을 제어하는 것으로서, 제 1통신국이 제 2통신국에서 전송된 신호를 수신하여 타임슬롯 단위 로 품질값을 추정하는 단계와, 타임슬롯 단위에서의 수신 신호의 품질 추정값을 소정의 송신 전력값과 비교하여 품질 추정값이 소정의 송신 전력값보다 큰 경우에는 상기 품질 추정값과 상기 소정의 송신 전력값의 차만큼 소정의 송신 전력값을 감소시켜서 타임슬롯 간격 동안에 송신 과정을 수행하고, 품질 추정값이 소정의 송신 전력값보다 작은 경우에는 상기 품질 추정값과 상기 소정의 송신 전력값의 차만큼 소정의 송신 전력값을 증가시켜서 타임슬롯 간격 동안에 송신 과정을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 송신 전력 제어방법에 따라, 제 1통신국의 송신 전력이 제 2통신국에서 전송된 실제 수신 신호의 품질값에 기초하여 적절히 제어된다.

본 발명의 이동국에 대하여 설명하면,

상기 이동국은 타임슬롯 단위로 신호를 수신하는 수신수단에 의해 타임슬롯 단위로 수신되는 신호의 품질을 추정하는 추정수단과, 상기 추정수단에 의해 평가된 수신 신호의 품질값을 초기 기준값과 비교하는 비교수단과, 상기 비교수단에 의해 수신 신호의 품질값과 초기 기준값을 비교하여 품질 추정값이 초기 기준값보다 큰 경우에는 상기 품질 추정값과 상기 초기 기준값의 차만큼 송신 전력을 감소시키는 제어 신호를 발생시키고, 상기 수신 신호의 품질 추정값이 상기 기준값보다 작은 경우에는 상기 품질 추정값과 상기 기준값의 차만큼 송신 전력을 증가시키는 제어 신호를 발생시키는 제어수단과, 상기 제어수단에 의해 발생된 제어 신호에 따라 제어된 송신 전력을 보내는 송신수단으로 구성된다.

상기 이동국에 의하여 송신 전력은 기지국에서 전송되어 실제 수신된 신호의 품질에 기초하여 적절히 제어된다.

이하, 본 발명에 따른 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.

도 2는 셀룰러 방식(cellular scheme)의 무선 전화 시스템의 한 예를 나타낸다. 도면 번호 1은 일정한 위치에 미리 설치되어 있는 기지국을 나타내고, 도면 번호 2는 상기 기지국에 연결된 안테나를 나타내고, 도면 번호 2a는 상기 기지국에 의하여 무선 통신이 가능한 서비스 지역을 나타낸다. 복수의 서비스 지역이 상호 인접될 수 있도록 배치된다. 따라서, 무선 전화 시스템에서의 서비스 지역은 임의의 지역에 위치한다. 기지국(1)과 무선 통신을 함으로써, 서비스 지역(2a)안에서 이동국(단말기)(3)은 무선 전화 시스템을 통해 통신을 한다.

도 2는 또한 기지국(1)과 이동국(3)이 TDMA 방식으로 통신하고 있음을 나타내고 있다. 다시 말해서, 하나의 타임슬롯이 도 3에서 도시된 바와 같이 미리 일정한 시간 간격으로 정의되어 있다. 한 개의 프레임은 n개의 타임슬롯으로 구성되어 있다(여기서, n은 임의로 미리 정해진 수이다). 이러한 프레임이 각각 정해진다. 이 경우, 프레임 주기는 기지국의 제어 하에서 결정되고, 각각의 이동국은 기지국의 제어에 의해 할당된 타임슬롯을 사용하여 통신을 수행한다. 도 3에서, 통신은 다른 주파수 대역을 사용하여 기지국에서 이동국까지는 하위 회선(down circuit), 이동국에서 기지국까지는 상위 회선(up circuit)에서 수행된다. 이 경우 이동국이 하위 회선의 신호를 수신하는 타임슬롯의 간격은 기본적으로 이동국이 상위 회선의 신호를 전송하는 타임슬롯 간격과 같게 설정된다.

다른 구성에 있어서, 도 4에서 도시한 바와 같이 하나의 프레임 간격이 하위 회선에 대한 타임슬롯 간격과 상위 회선에 대한 타임슬롯 간격으로 나뉘어 진다. 상위 회선에서의 통신과 하위 회선에서는 시분할 방식으로 같은 채널을 사용하여 통신을 한다. 따라서 통신은 TDMA-TDD 방식이다.

도 1은 본 발명에 따른 이동국(3)의 구성을 나타내는 블록도이다. 이하, 이동국의 구성을 설명한다. 안테나(101)는 안테나 공용기(103)를 통해 수신기(105)에 연결된다. 상기 수신기(105)에 수신된 신호를 처리하여 얻은 데이터는 출력단(198)을 통해 다음 데이터 처리 회로에 전달된다(여기서는 설명되지 않았음). 송신될 데이터는 데이터 처리 회로에서 생성되어 입력단(199)을 통해 송신기(107)로 들어간다. 상기 송신기(107)에서 생성된 전송 신호는 상기 안테나 공용기(103)를 통해 상기 안테나(101)로 들어가 전파를 보내게 된다.

상기 수신기(105)에서, 안테나(101)로 들어 온 신호는 대역 통과 필터(110)로 전달된다. 상기 대역 통과 필터(110)에서 시스템의 수신 대역에 있는 신호(예컨대, 2.2 GHz)가 추출된다. 상기 추출된 신호는 저노이즈 증폭기(112)로 들어가 증폭된다. 상기 증폭된 신호는 수신 혼합기(116)로 들어가 주파수 신디사이저(109)에서 발생된 신호(예컨대, 1.8 GHz)와 혼합되어, 미리 지정된 주파수(400 MHz)를 갖는 중간 신호를 산출한다. 상기 수신 혼합기에서 산출된 중간 신호가 대역 통과 필터(118)로 들어가면 수신 대역 주파수가 추출된다. 상기 추출된 주파수 신호는 수신 시스템 이득 조정 회로(120)에서 증폭된다. 상기 증폭되어 출력된 신호는 직교 검색을 위해 두 개의 혼합기(126I, 126Q)로 들어간다. 이득 조정 회로(120)에서의 이득은 후에 설명할 제어기(180)에 의해 제어된다.

주파수 신디사이저(122)에서 출력된 신호는 위상 시프터(124)에서 90도의 위상차가 있는 두 개의 신호를 발생시킨다. 상기 두 신호는 각각 혼합기(126I, 126Q)로 들어간다. 중간 주파수 신호는 혼합기(126I, 126Q)에서 기본대역 신호로 변환된다. 혼합기(126I)에서 나온 I성분은 저역 통과 필터(128I)를 경유하여 아날로그/디지털 변환기(130I)에 전달되고 여기서 디지털 신호로 변환된다. 상기 디지털 신호는 버퍼(132I)를 거쳐 이득 조정 디지털 회로(134I)로 들어가서 디지털 조정이 되어 복조기(140)로 들어간다. 혼합기(126I)에서 나온 Q성분은 저역 통과 필터(128Q)를 경유하여 아날로그/디지털 변환기(130Q)에 전달되고 여기서 디지털 신호로 변환된다. 상기 디지털 신호는 버퍼(132Q)를 거쳐 이득 조정 디지털 회로(134Q)로 들어가서 디지털 조정되어 복조기(140)로 들어간다.

본 발명에서, 수신 전력의 예측 과정은 수신 특성이 왜곡되는 것을 막기위해 수행된다. 연속 신호를 수신하는 통신 방식에 있어서, AGC(automatic gain control)라는 제어방법이 가능하다. 그러나, 본 발명의 경우에 있어서 TDMA 방식으로 연속된 신호가 수신되므로 수신 전력의 예측 과정이 필요하다. 본 발명에서 이동국의 제어기(180)는 타임슬롯 단위로 수신된 슬롯의 수신 전력 추정 결과값을 저장하고 이 결과값을 포함하는 알고리듬을 이용하여 다음 수신될 슬롯의 수신 전력을 예측한다.

예를 들어, 10개의 슬롯 간격 동안의 연속적 평균을 구한다고 가정한다. 또한 슬롯의 수신 전력 추정값이 시간 순서대로 -80dB, -85dB, -90dB, -80dB, - 78dB, -75dB, -70dB, -70dB, -77dB이라고 가정한다. 다음에 수신되는 슬롯의 수신 전력 추정값은 다음의 계산을 통해 구한다:

(-80 -85 -90 -80 -78 -75 -75 -70 -70 -77) dBm-10 = -78dBm.

이 계산 과정은 제어기(180)에서 수행된다. 타임슬롯 단위의 수신 전력 추정값에 기초하여 수신부(105)에서 이득 조정이 이루어진다. 상기 이득 조정 과정을 설명한다. -70dBm의 신호가 안테나(101)에 입력될 때, 수신 시스템 이득 조정 회로(120)의 이득은 0으로 세팅되고, 이 경우 아날로그/디지털 변환기(130I,130Q)로 들어가는 각각의 입력들은 1Vrms로 세팅된다. 뿐만아니라, 수신 전력의 예측 에러와 페이딩(fading)에 의한 수신 전력의 변화에 대하여 10dB의 마진이 제공된다.

이 때, 다음 슬롯의 수신 전력 추정값은 위 식으로부터 -78dBm이다. 만약 수신 시스템 이득 조정 회로(120)의 이득이 (-70-(-78)) = +8dB이면 최소 레벨을 얻는다. 마진이 상기와 같이 10 dB로 세팅되어 있으므로 +8dB에서 10dB를 빼면 수신 시스템 이득 조정 회로의 이득은 결과적으로 -2dB로 세팅된다. 상기 계산과 제어 과정은 제어기(180)에서 수행된다.

다음 수신 슬롯에서 수신된 실제 전력이 -72dB라고 가정한다. 이 경우, 아날로그/디지털 변환기(103I,103Q)로 들어가는 각각의 입력은 1Vrm x 10^(-4-20) = 0.631 Vrms가 된다. 여기서, 아날로그/디지털 변환기(103I,103Q)로 들어가는 입력은 진폭 추정 회로(136)에 의해 추정된다. 추정된 값은 신호선(137)을 통하여 제어기(180)로 들어간다. 수신 슬롯에서

가 계산된다. 입력 신호의 진폭이 0.631 Vrms에 상당하는 지를 디지털적으로 추정하고 이 추정값을 제어기(180)에 전달한다. 제어기(180)에서는, 수신 시스템 이득 조정 회로(120)의 이득이 설정되면 -72dBm의 입력시에 10dB의 마진없이 이 점에서의 신호 진폭이 1Vrms가 되는 것을 알 수 있다. 추정값이 0.631Vrms이므로 신호가 예측 수신 전력보다 20*log(0.631-0.316) = 6dB만큼 더 집중적으로 수신되는 것이 판단된다. 타임슬롯 단위로 수신된 슬롯의 수신 전력 추정값은 [예상값 -78dB] + [예상 에러 +6dB] = -72dB로 계산된다. 따라서 계산된 슬롯의 수신 전력 추정값은 다음 수신 슬롯 간격의 수신 전력 추정값으로서 이용된다.

한편으로, 복조기(140)가 1Vrms의 진폭 신호로 최적화되어 있다고 가정하자. 기준 진폭 1 Vrms에 상응하는 디지털값이 기준값으로 신호선(139)을 경유하여 제어기(180)로부터 디지털 연산기(138)로 들어간다. 디지털 연산기(138)는 진폭 추정 회로(136)에 의해서 기준값을 추정값과 비교하고 진폭대 기준값의 비율을 계산한다: 1-1.585, 즉, 20*log(0.631-1) = -4dB. 디지털 연산기(138)는 디지털 영역에 있는 이득 조정 디지털 회로(134I, 134Q) 각각의 이득을 +4dB로 세팅하기 위해 신호를 공급한다. 이에 따라, 복조기(140)의 입력 진폭이 기준값과 같도록 하기 위해 이득 조정 디지털 회로(134I, 134Q) 각각의 이득을 +4dB로 같게 만든다. 그런데, 제어기(180)는 진폭 추정 회로(136)에 버스트 타이밍(슬롯 타이밍)을 가리키는 게이트 신호를 제공하고, 제어 신호를 발생시켜서 신호 분석에 대한 계산이 버스트 신호를 받는 동안에만 수행되도록 한다.

상기 과정의 예를 다음 표에서 요약한다.

제어기(180)에서의 계산을 간단히 하기 위해 로그형식에 값을 넣어 계산을 한다. 그러나, 로그값을 일시적으로 진수값(안티로그값) mW로 변환하여 평균값을 구하고 이를 다시 로그값으로 변환할 수 있다. 상기 과정에 의하면 계산값이 조금 다르게 된다. 더욱이 아날로그/디지털 변환기(103I, 103Q)와 복조기(140)의 동적 범위가 충분하다면 이득 조정 디지털 회로(134I, 134Q)에서의 이득 조정 처리가 생략될 수 있다.

지금까지 설명한 처리 과정에 의하여 타임슬롯 단위에서의 예상값에 기초하여 자동 이득 조정 동작을 수행하고 타임슬롯 단위로 수신 전력을 추정하는 것이 가능하다.

송신부(107)에서 수행되는 송신 과정을 설명한다. 입력단(107)에 인가되는 송신 데이터는 변조기(150)에 공급되고, 여기서 송신을 위한 부호화와 변조가 수행되어 송신을 위한 디지털 I와 디지털 Q 데이터가 생성된다. 디지털 I는 버스트 버퍼(152I)를 경유하여 디지털-아날로그 변환기(154I)에 공급되어 아날로그 I로 변환된다. 불필요한 성분은 저역 대역 필터(156I)에서 제거되고 남은 신호가 직교 변조를 위해 혼합기(158I)에 공급된다. Q 채널에서도 마찬가지로, 디지털 Q는 버스트 버퍼(152Q)를 경유하여 디지털-아날로그 변환기(154Q)에 공급되어 아날로그 Q로 변환된다. 불필요한 성분은 저역 대역 필터(156Q)에서 제거되고 남은 신호가 직교 변조를 위해 혼합기(158Q)에 공급된다.

주파수 신디사이저(162)에서 출력되는 소정의 주파수(100 MHz)를 가지고 있는 신호로부터 90도의 위상차를 갖는 두 개의 신호가 위상 시프터(160)에서 생성된다. 상기 두 신호는 각각 혼합기(158I, 158Q)에 공급된다. 위상이 다른 신호를 혼합하여 형성된 아날로그 I 신호와 아날로그 Q 신호를 주파수 변환하여 100 MHz의 신호로 만든다. 100 MHz 신호가 가산기(164)에서 합해져서 직교 변조 신호로 된다. 예컨대, 100 MHz의 매개 주파수 신호가 얻어진다. 상기 매개 주파수 신호는 제어기(180)의 제어 하에 수신 시스템 이득 조정 회로(166)에서 이득 조정이 되어, 대역 통과 필터(168)를 거쳐 송신 혼합기(170)에 공급된다. 상기 송신 혼합기(170)는 상기 대역 통과 필터(168)를 거쳐 나온 신호와 주파수 신디사이저(109)에서 산출된 1.8 GHz 신호를 혼합하고 1.9 GHz의 주파수 대역을 갖는 RF 신호를 산출하기 위하여 주파수 변환을 하게 된다. 상기 주파수 변환된 전송 신호는 대역 통과 필터(172)를 거쳐 송신 전력 증폭기(174)로 공급된다. 상기 송신 전력 증폭기(174)에서 증폭되어 대역 통과 필터(176)와 안테나 공용기(103)를 거쳐 안테나(10)에 공급되면 전파로 전송된다.

이하, 송신기(107)에서 수행되는 송신 전력 제어 과정을 설명한다. 상기 송신기(107)는 신호가 -70dBm에서 수신될 때 송신 시스템 이득 조정 회로(166)의 이득이 0dBm로 세팅될 수 있고 신호는 -10dBm의 전력으로 안테나(101)에서 송신될 수 있다. 또한 상기에서 설명한 수신기(105)에서와 같은 방법으로 타임슬롯 단위로 수신되는 신호의 전력이 -72dBm라고 가정한다.

이 때, 제어기(180)는 전송되는 전력값이 -8dBm라는 것을 가리키는 제어 신호를 신호선(184)을 거쳐 연산기(182)에 공급하고, 송신 전력의 기준값이 -10dBm라는 것을 가리키는 제어 신호를 신호선(186)을 거쳐 연산기(182)에 공급한다. 상기 연산기(182)는 상기 두 제어 신호를 비교하여 송신 시스템 이득 조정 회로(166)의 이득을 조절한다(다음 설명에서, 도 1의 연산기(188)와 신호선(190)이 제외됨). 여기서 이득은 +2 dBm로 설정되고 결과적으로 안테나(101)에서의 송신 전력은 -8dBm이다.

이러한 방법으로, 이동국 내에서만 수행되는 처리 과정을 포함하는 소위 개루프를 사용하는 송신 전력 제어가 수행된다. 결과적으로 수신 전력이 큰 경우에는 자동으로 적은 송신 전력으로 송신이 수행되고, 반면에 수신 전력이 작은 경우에는 자동으로 큰 송신 전력으로 송신이 수행된다.

타임슬롯 단위로 추출되는 송신 타임슬롯 전에 바로 수신되는 타임슬롯의 수신 신호의 전력 자체가 개루프 송신 전력 제어의 파라미터로 사용된다. 그러나, 대체할 수 있는 다른 방법으로 파라미터로서 평균 슬롯의 수신 전력값을 사용하여 개루프 송신 전력 제어를 수행하는 구성 시스템을 채택할 수 있다. 여기서 평균 슬롯 은 타임슬롯 단위로 수신되는 복수의 슬롯에 대한 수신 전력의 연속적 평균으로부터 구한다. 앞에서 설명한 수신 시스템의 수신 AGC 과정에 대한 예측 전력값을 사용한다면, 타임슬롯 단위로 추정된 10 개의 수신 전력의 값은 시간 순서대로 -80dB, -85dB, -90dB, -80dB, -78dB, -75dB, -70dB, -70dB, -77dB이다. 타임슬롯 단위로 바로 전에 수신된 슬롯의 수신 전력이 -72dBm이라고 가정한다. 10개의 슬롯의 평균값이 사용되는 경우에 가장 오래된 슬롯의 수신 전력값 -80dBm을 버린다. 10개의 슬롯의 평균값 -77dBm이 제어기(180)에서 계산된다.

이 경우, 제어기(180)는 송신되는 신호의 전력값이 -3dBm이라는 것을 가리키는 신호를 신호선(184)을 거쳐 연산기(182)에 공급하고, 송신 전력의 기준값이 -10dBm이라는 것을 가리키는 신호를 신호선(186)을 거쳐 연산기(182)에 공급한다. 연산기(182)는 상기 두 값을 비교하여 송신 시스템 이득 조정 회로(166)의 이득을 조정한다. 이 예에서 이득은 +7dBm로 설정된다. 결과적으로 안테나(101)의 송신 전력은 -3dBm가 된다. 연속적 평균값이 사용되는 경우에 급작한 변화를 따라가는 것이 어렵다. 그러나, 버스트 추정에서의 오차의 영향을 줄이고 전체적으로 시스템의 안정성을 증가시킬 수 있는 효과가 있다.

또한, 대역의 전체 수신 전력을 사용하지 않고 기준값에서 간섭파의 수신 전력 추정값을 감산하여 얻은 값을 사용하여 개루프 송신 전력 제어가 수행되는 구성 시스템이 채택될 수 있다. 예를 들어 C/I(캐리어 대 간섭파) 비가 수신부(105)에서 측정된다. C/I 추정값은 3dBm로 추정된다. 수신 전력이 -72dBm인 경우 희망 전파는 수신 전력의 2/3으로, 간섭파와 노이즈는 수신 전력의 1/3로 쉽게 계산된다. 제어기(180)에서, 희망 수신 전력은 다음과 같이 계산된다. -72dBm - 1.76dBm= 약 -74dBm. 개루프 송신 전력 제어가 이러한 방법으로 수행되는 구성도 채택할 수 있다. 이 경우, 송신 시스템 이득 조정 회로(166)의 이득은 +4dBm가 된다. 안테나(106)에서 -6dBm의 신호가 송신된다.

지금까지의 설명에 있어서, 오직 개루프 전력 제어만이 언급되었다. 그러나, 페루프 송신 전력 제어 과정이 함께 사용될 수 있다. 폐루프 전력 제어가 수행되는 경우에 기지국은 각각의 이동국으로부터 수신한 신호의 C/I 값을 추정하여 이를 기준 C/I 값과 비교한다. 추정된 C/I 값이 기준 C/I 값보다 작으면 기지국은 이동국의 송신 전력을 증가시키기 위해 폐루프 전력 제어 명령을 발생시킨다. 그리고, 추정된 C/I 값이 기준 C/I 값보다 크면 기지국은 이동국의 송신 전력을 감소시키기 위해 폐루프 전력 제어 명령을 발생시킨다.

도 5와 도 6은 기지국에서 회선의 품질을 추정하는 과정을 나타내는 도면이다.

각각의 이동국에서부터 수신된 신호를 복조하고 수신 심볼이 기지국의 수신 처리 시스템의 복조기(201)에서 추출되는 경우, 회선의 품질이 수신 심볼로부터 회선 품질 추정 회로(210)에 의해서 추정된다고 가정하면, 상기 수신 심볼이 임시 판정 회로(211)에 공급되어 임시 판정을 받게 된다. 임시 판정된 데이터와 수신 심볼의 차이값이 감산기(212)에서 얻어진다. 상기 감산기(212)에서 나온 차이값이 노이즈 성분에 해당한다. 상기 차이값은 제곱기(213)에 공급되어 절대값이 제곱된다. 제곱된 값은 평균 회로(214)에 공급되어 평균값이 생성된다. 또한, 상기 수신 심볼은 바로 제곱기(216)에 공급되어 절대값이 제곱된다. 상기 제곱값은 평균 회로(217)에 공급되어 평균값이 산출된다. 평균 회로(214, 217)의 출력값은 나눗셈회로(215)에 공급되어 나눗셈이 수행된다. 나눗셈 결과에 따른 몫은 회선 품질 추정값 Q로 사용된다. 상기의 과정에 의하여 노이즈 전력과 수신 전력의 추정값이 산출된다. 그리고 수신 신호의 C/I 값도 추정될 수 있다.

또한, 도 6의 구성도에 의해 심볼 에러 추정값 E가 산출되고 심볼 에러 추정값 E로부터 수신 신호의 C/I 값이 구해진다. 다시 말해서, 수신 심볼이 디인터리브(de-interleave) 회로(202)에서 디인터리브된다. 그 후, 비터비(Viterbi) 복호기(203)에서 디인터리브된 수신 비트는 심볼 에러 추정 회로(220)에 공급된다. 상기 심볼 에러 추정 회로(220)에서, 수신 비트는 재부호기(221)에 공급되어 재부호화된 심볼이 비교기(222)에 공급된다. 또한, 디인터리브 회로(202)에서 디인터리브된 수신 심볼이 임시 판정 회로(223)를 거쳐 비교기(222)에 공급된다. 따라서 재부호화된 심볼은 수신 심볼과 비교된다. 비교 결과가 일치하지 않는 경우, 불일치를 표시하는 데이터가 심볼 에러 카운터(224)에 출력된다. 상기 심볼 에러 카운터(224)는 불일치를 표시하는 데이터의 개수를 카운트하고 소정의 시간 내에 카운트로부터 심볼 에러의 발생율을 결정하여 심볼 에러 추정값 E를 출력한다. 심볼 에러 추정값 E는 수신 신호의 C/I 값으로 사용한다. 다른 대체적인 방법으로, 수신 신호의 C/I 값은 도 5의 구성에서 추정된 회선 품질값 Q와 도 6의 구성에서 추정된 심볼 에러값 E로부터 결정될 수 있다.

이동국으로부터 수신된 출력의 C/I 값에 기초하여 폐루프 제어 명령이 생성 된다. 상기 제어명령은 하위 회선의 무선 송신 신호에 의해 운반되어 전송된다.

신호를 받으면 즉시 이동국은 복조기(140)에서 제어 명령을 추출하고 상기 제어 명령을 제어기(180)에 공급한다. 상기 제어기(180)는 송신 전력의 증가 혹은 감소량을 판단하여 그 결과값을 도 1에서 도시된 신호선(190)을 경유하여 연산기(188)에 공급한다. 그리고 상기 연산기(188)에 연산기(182)의 출력이 공급된다. 연산기(188)는 개루프에 의해 구해진 이득과 폐루프에 의해 구해진 이득과를 가산하여 송신 시스템 이득 조정 회로(166)에 대한 제어신호를 생성한다. 이 제어신호를 이용하는 것에 의해 송신 시스템 이득 조정 회로(166)의 이득제어를 행함으로써, 개루프 제어와 폐루프 제어 모두를 병용할 수 있다.

예를 들면, 폐루프에 의해 구해진 전력제어 커맨드가 -2dB이고, 연산기(182)의 출력을 이용하는 개루프에 의해 구해진 이득제어값이 +2dB일 경우에, 연산기(188)의 출력에 있어 이득제어값은 합계한 값이 0dB가 된다.

또, 이동국이 수신 다이버시티(reception diversity)를 행하기 위하여 복수의 수신기를 구비한 경우에, 타임슬롯 단위로 수신전력의 추정값, 또는 타임슬롯 단위로 감산된 간섭전력으로 소망의 수신파의 추정전력값에 있어 각각의 수신기는 일반적으로 차이가 있다. 그와 같은 경우에, 타임슬롯 단위로 최대 수신전력이 그들에서 선택되고, 상술된 개루프 전력제어처리가 그것을 기초로 하여 행해지는 경우와, 타임슬롯 단위로 각 수신기의 수신전력의 평균값이 취해지고, 개루프 전력제어처리가 그것을 기초로 하여 행해지는 경우가 고려될 수 있다.

타임슬롯 단위로 최대 수신전력이 선택되고, 개루프 전력제어처리가 행해지는 경우에, 회로구성이 간단하게 되고, 송신 전력이 최저로 행해지도록 할 수 있다. 결과적으로, 다른 통신신호에 사용되는 간섭이 최저로 행해지도록 할 수 있다. 한편, 타임슬롯 단위로 수신기의 수신전력의 평균값이 구해지고, 개루프 전력제어처리가 그것을 기초로 하여 행해지는 경우에, 자국에서 송신된 파가 기지국에 의해 적어도 소정의 전력으로 수신되는 확률이 높게 된다. 그러나, 평균처리를 행하기 위하여 회로규모가 조금 크게 되고, 다른 통신신호에 사용된 간섭이 조금 크게 될 가능성이 있다.

또, 기지국에 의해 송신된 하위회선의 송신신호의 송신 전력이 가변설정되는 것과 같은 구성이 채택되어도 좋다. 그러나, 하위회선의 송신신호의 송신 전력이 그때의 상태에 따라 가변설정되는 경우에, 이동국이 타임슬롯 단위로 수신신호전력만을 기준으로써 취하는 것에 의해 상위 회선의 개루프 전력제어처리를 행할지라도, 항상 기지국에 의해 변환된 송신 전력의 양에 대응하는 오프셋이 있다.

그와 같은 경우에, 기지국은 이동국에 대하여 송신신호의 전력값 또는 상기 전력값과 기준값사이의 차분의 데이터를 송신하고, 이동국은 복조기(140)에서 그것을 추출하고 나서, 제어기(180)에 그것을 공급하는 것과 같은 구성으로 채택된다. 제어기(180)는 이동국에 의해 설정된 송신 전력의 기준값을 그 데이터에 따라서 갱신하고 나서, 신호선(186)을 통하여 연산기(182)에 갱신된 기준값을 공급하고, 개루프 전력제어처리를 실행되도록 한다. 예를 들면, 기지국의 송신 전력이 기준값에서 +5dB 위인 것을 나타내는 데이터를 이동국이 수신할 경우에, 송신 전력의 기준값은 상술된 예에서 본래의 -10dB의 값에서 -5dB로 변경한다. 이것을 기준 값으로서 사용함으로써, 송신신호전력의 개루프 제어처리가 행해진다. 그렇게 함으로써, 기지국에서의 수신신호전력이 소정의 값에 좀 더 근접하게 된다.

상술한 실시의 예에서, 본 발명은 무선전화 시스템용의 통신 시스템에 적용되었다. 그러나, 본 발명은 다른 TDMA방식이 적용되는 통신 시스템에서의 처리에도 적용될 수 있음은 물론이다. 예를 들면, 2대의 무선통신장치 사이에서 TDMA 방식을 사용함으로써 양방향 무선통신이 행해지는 경우에, 본 발명은 각 통신장치에서 통신처리에 적용될 수도 있다.

또, 본 발명은 통신방식이 타임슬롯 구조를 갖는 한 도 3과 도 4에서 나타낸 바와 같이 순수한 TDMA 방식으로부터 다른 통신방식에도 적용될 수 있다. 예를 들면, 본 발명은 TD-CDMA 방식과 같은 소위 CDMA 하이브리드 통신방식에도 적용될 수 있다.

또, 상술된 실시의 예에서, 통신을 위하여 1프레임의 1슬롯과 같은 제한된 타임슬롯만을 사용하는 통상의 TDMA 방식의 통신처리가 설명되었다. 그러나, 본 발명은 송신된 데이터의 레이트를 상승하기 위하여 1프레임내에 포함된 복수의 슬롯 또는 모든 슬롯을 사용함으로써 송신 또는 수신을 행하는 시스템 및 그 시스템용의 이동국에도 적용될 수 있다.

본 발명에 기재된 통신방법에 따르면, 각 타임슬롯 기간에서 송신 전력은 실제의 수신신호품질에 기초하여 적정하게 제어될 수 있다. 결과적으로, 시스템의 주파수 이용효율이 향상될 수 있다.

또, 제 1항에 기재된 본 발명에 있어서 타임슬롯 단위로 이동국에 의해 추정된 수신신호품질로써, 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호전력값이 사용된다. 결과적으로, 송신 전력은 수신신호전력의 추정값을 기초로 하여 이동국에서 양호하게 제어될 수 있다.

또, 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호대역에서 간섭전력의 값을 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호전력의 값으로부터 감산함으로써 얻어진 타임슬롯 단위로 추정된 소망의 수신신호전력의 값이 사용된다. 결과적으로, 정확한 송신 전력제어가 간섭파에 의한 영향없이 이동국에서 실행될 수 있다.

또, 상기 기지국은 송신 전력제어를 행하는 동시에, 그것의 송신 전력값 또는 기준값과 상기 송신 전력값사이의 차분값을 이동국에 송신하고, 이 값을 수신한 이동국은 그 송신 전력값 또는 차분의 값을 기초로 하여 소정의 송신 전력값을 갱신한다. 결과적으로, 기지국에서 송신되는 값을 사용함으로써 이동국에서 양호한 송신 전력제어가 행해질 수 있다.

또, 기지국은 이동국에 의해 송신된 신호를 수신하고, 그것의 회선품질을 추정하고, 그 추정값에 기초하여 송신 전력제어 데이터를 송신하고, 이동국은 그 수신신호품질의 추정값에 기초하여 송신 전력제어를 행하는 동시에, 수신전력제어 데이터에 기초하여 폐루프송신 전력제어를 행한다. 결과적으로, 소위 개루프형의 송신 전력제어와 소위 폐루프형의 송신 전력제어를 이용하는 더 양호한 송신 전력제어가 행해질 수 있다.

본 발명의 이동국에 따르면, 송신 전력은 이동국에서 송신된 신호의 실제의 수신신호품질에 기초하여 적정하게 제어될 수 있다. 이동국을 갖는 통신시스템에서 주파수 이용효율이 향상될 수 있다. 또한, 이동국에서 평균송신 전력의 감소에 기인하여, 이동국에서 제공된 배터리의 수명이 연장될 수 있다. 통신이 행해질 수 있는 시간(통화가 행해질 수 있는 시간)이 길어질 수 있다.

또, 타임슬롯 단위로 추정수단에 의해 추정된 수신신호품질로써, 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호의 값이 사용된다. 결과적으로, 수신신호의 추정값에 기초하여 양호한 송신 전력제어가 행해질 수 있다.

또, 수신수단은 수신된 신호를 디지털신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환수단과, 아날로그/디지털 변환수단의 전단에 배치된 이득조정수단과, 과거의 복수의 슬롯에서의 수신전력추정의 결과에 기초하여 다음에 수신된 슬롯에서 수신전력레벨을 예측하고, 그 예측결과에 기초하여 이득조정수단을 제어하는 수신이득제어수단과, 아날로그/디지털 변환수단에 의해 변환된 디지털신호의 신호진폭을 추정하여 추정된 값과 미리 설정된 최적수신신호진폭과를 비교하여 그 추정값과 미리 설정된 최적수신신호진폭사이의 차분에 의해 신호진폭을 조정하는 디지털이득조정수단과를 포함한다. 결과적으로, 아날로그/디지털 변환하는 전단과 후단의 양방이 이득조정에 의해 수신처리가 양호하게 행해질 수 있다.

또, 타임슬롯 단위로 수신신호품질을 추정하는 처리로써, 추정수단은 수신수단에 의해 수신된 수신슬롯의 수신전력에 기초하여 송신수단에 의해 송신된 송신슬롯에 가장 근접한 타이밍으로 수신신호품질을 추정한다. 결과적으로, 가장 최근의 수신상태에 기초하여 설정된 적절한 송신 전력이 행해질 수 있다.

또, 타임슬롯 단위로 추정수단에 의해 추정된 수신신호품질로써, 수신수단에 의해 수신된 과거의 복수의 수신슬롯의 수신전력의 연속적 평균값이 사용된다. 결과적으로, 과거의 평균값에 기초하여 설정된 적절한 송신 전력이 행해질 수 있다.

또, 타임슬롯 단위로 추정수단에 의해 추정된 수신신호품질로써, 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호대역에서의 간섭전력의 값을 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호전력의 값으로부터 감산함으로써 얻어진 타임슬롯 단위로 추정된 소망의 수신신호전력의 값이 사용된다. 결과적으로, 간섭파에 의한 영향없이 적절한 송신 전력설정이 행해질 수 있다.

또, 제어수단은 추정수단에 의해 추정된 수신신호품질의 값에 기초하여 송신 전력제어를 행하는 동시에, 기지국으로부터 송신되어 수신수단에 의해 수신된 송신 전력제어데이터에 기초하여 폐루프 송신 전력제어를 행한다. 결과적으로, 소위 개루프형의 송신 전력제어와 소위 폐루프형의 송신 전력제어를 사용하는 더 양호한 송신 전력제어가 행해질 수 있다.

첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시의 형태를 설명한 바와 같이, 본 발명은 상술된 실시의 예에 한정되지 않고, 첨부된 청구항에서 정의된 바와 같이 본 발명의 진의 또는 범위를 벗어나는 것 없이 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 다양한 변화와 수정이 행해질 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다

Claims

적어도 1개의 기지국과 복수의 이동국사이에서, 복수의 타임슬롯으로 구성된 프레임 주기내에 포함된 임의의 타임슬롯을 이용하여 통신을 행하는 TDMA 방식의 통신방법에 있어서,

상기 이동국은

타임슬롯 단위로 수신된 신호에서 타임슬롯 단위로 수신된 신호의 품질을 추정하는 단계와,

타임슬롯 단위로 추정되고 소정의 송신 전력보다 큰 수신신호의 품질값에 따라서, 소정의 송신 전력값보다 추정된 수신신호품질값과 소정의 송신 전력값의 차분만큼 적은 송신 전력으로 송신 타임슬롯 기간에 송신처리를 행하는 단계와,

타임슬롯 단위로 추정되고 소정의 송신 전력보다 작은 수신신호의 품질값에 따라서, 소정의 송신 전력값보다 소정의 송신 전력값과 추정된 수신신호품질값의 차분만큼 큰 송신 전력으로 송신 타임슬롯 기간에 송신처리를 행하는 단계를 포함하여 구성하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 1항에 있어서,

타임슬롯 단위로 이동국에 의해 추정된 수신신호품질로써, 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호의 전력값이 이용되는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 1항에 있어서,

타임슬롯 단위로 이동국에 의해 추정된 수신신호품질로써, 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호 전력값에서 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호 대역내의 간섭전력값을 감산하여 얻어진 타임슬롯 단위로 추정된 소망의 수신신호전력값이 이용되는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 1항에 있어서,

상기 기지국은 송신 전력제어를 행하고 또한, 그것의 송신 전력값 또는 기준값과 송신 전력값과의 차분의 값을 이동국에 송신하고, 이 값을 수신하면, 이동국은 송신 전력값 또는 차분값에 의거하여 소정의 송신 전력값을 갱신하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 1항에 있어서,

상기 기지국은 이동국에 의해 송신된 신호를 수신하여 그것의 회선 품질을 추정하고, 이렇게 추정된 값을 소정의 기준값과 비교하여 그 결과의 크기관계에 따라서 이동국의 송신 전력 제어데이터를 생성하고, 송신 전력 제어데이터를 송신하고,

상기 이동국은 수신신호품질의 추정값에 의거한 송신 전력제어와 또한 수신된 송신 전력 제어데이터에 의거한 폐루프 송신 전력제어를 행하는 것을 특징으로 하는 통신방법.
제 1통신국과 제 2통신국 사이의 복수의 타임슬롯으로 구성된 프레임 주기에 포함된 임의의 타임슬롯을 이용하여 TDMA 방식으로 양방향 통신이 행해지는 경우에, 제 1통신국에서 송신 전력을 제어하는 송신 전력 제어방법에 있어서,

제 1통신국은

제 2통신국에서 전송된 신호를 수신하여 타임슬롯 단위로 수신신호의 품질을 추정하는 단계와,

타임슬롯 단위로 추정되고 소정의 송신 전력보다 큰 수신신호의 품질값에 따라서, 소정의 송신 전력값보다 추정된 수신신호품질값과 소정의 송신 전력값의 차분만큼 작은 송신 전력으로 소정의 타임슬롯 기간에 제 2통신국에 송신처리를 행하는 단계와,

타임슬롯 단위로 추정되고 소정의 송신 전력보다 작은 수신신호의 품질값에 따라서, 소정의 송신 전력값보다 소정의 송신 전력값과 추정된 수신신호품질값의 차분만큼 큰 송신 전력으로 소정의 타임슬롯 기간에 제 2통신국에 송신처리를 행하는 단계를 포함하여 구성하는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어방법.
제 6항에 있어서,

타임슬롯 단위로 제 1통신국에 의해 추정된 수신신호품질로써, 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호전력의 값이 이용되는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어방법.
제 6항에 있어서,

타임슬롯 단위로 제 1통신국에 의해 추정된 수신신호품질로써, 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호전력값에서 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호대역내에 간섭 전력값을 감산하여 얻어진 타임슬롯 단위로 추정된 소망의 수신신호전력의 값이 이용되는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어방법.
제 6항에 있어서,

상기 제 2통신국은 송신 전력제어를 행하고 또한, 그것의 송신 전력값 또는 기준값과 송신 전력값과의 차분의 값을 제 1통신국에 송신하고, 이 값을 수신하면 제 1통신국은 송신 전력값 또는 상기 차분값에 의거하여 소정의 송신 전력값을 갱신하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어방법.
제 6항에 있어서,

상기 제 2통신국은 상기 제 1통신국에 의해 송신된 신호를 수신하여 그것의 회선 품질을 추정하고, 이렇게 추정된 값을 소정의 기준값과 비교하여 그 결과의 크기관계에 따라서 제 1통신국의 송신 전력 제어데이터를 생성하고, 송신 전력 제어데이터를 송신하고,

상기 제 1통신국은 수신된 신호품질의 추정값에 의거한 송신 전력제어를 행하고, 또한 수신된 송신 전력 제어데이터에 의거한 폐루프 송신 전력제어를 행하는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어방법.
이동국에 있어서,

복수의 타임슬롯으로 구성되는 프레임 주기내에 포함된 임의의 타임슬롯을 이용하여 기지국으로부터 TDMA 방식의 송신 및 수신을 행하는 송신수단 및 수신수단과,

타임슬롯 단위로 상기 수신수단에 의해 수신된 신호로부터 타임슬롯 단위로 수신된 신호의 품질을 추정하는 추정수단과,

타임슬롯 단위로 상기 추정수단에 의해 추정된 수신신호품질을 제 1기준값과 비교하는 비교수단과,

상기 비교수단에서 행해진 비교결과로써 제 1기준값보다 크게 되는 수신신호의 품질에 따라서, 수신된 신호품질과 제 1기준값사이의 차분의 값만큼 송신 전력을 줄이기 위해 제어신호를 생성하고, 상기 비교수단에서 행해진 비교결과로써 제 1기준값보다 작게 되는 수신신호의 품질에 따라서, 상기 제 1기준값과 수신된 신호품질사이의 차분의 값만큼 송신 전력을 늘리기 위해 제어신호를 생성하여 이 제어신호에 따라서 상기 송신수단에서의 송신 전력이 가변제어되도록 하는 제어수단을 포함하여 구성하는 것을 특징으로 하는 이동국.
제 11항에 있어서,

타임슬롯 단위로 상기 추정수단에 의해 추정된 수신신호품질로써, 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호전력의 값이 이용되는 것을 특징으로 하는 이동국.
제 12항에 있어서,

상기 수신수단은

수신된 신호를 디지털신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환수단과,

아날로그/디지털 변환수단의 동적 범위가 초과되지 않도록 상기 수신신호의 이득을 조정하고, 상기 아날로그/디지털 변환수단의 전단에 배치되어 있는 이득조정수단과,

과거의 복수슬롯의 수신전력추정의 결과에 의거하여 다음에 수신된 슬롯에서의 수신전력레벨을 예측하고, 예측결과에 의거하여 상기 이득조정수단을 제어하는 수신이득제어수단과,

상기 아날로그/디지털 변환수단에 의해 변환된 디지털신호의 신호진폭을 측정하고, 이렇게 측정된 값을 소정의 최적 수신신호진폭과 비교하고, 그 측정값과 소정의 최적수신신호진폭사이의 차만큼 신호진폭을 조정하는 디지털 이득조정수단과를 포함하여 구성하는 것을 특징으로 하는 이동국.
제 13항에 있어서,

타임슬롯 단위로 수신된 신호품질을 추정하는 처리로써, 상기 추정수단은 상기 송신수단에 의해 송신된 송신슬롯에 가장 가까운 타이밍에 상기 수신수단에 의해 수신된 수신슬롯의 수신전력에 의거하여 수신신호품질을 추정하는 것을 특징으 로 하는 이동국.
제 13항에 있어서,

타임슬롯 단위로 상기 추정수단에 의해 추정된 수신신호품질로써, 상기 수신수단에 의해 수신된 과거의 복수의 수신슬롯의 수신전력의 이동평균값이 이용되는 것을 특징으로 하는 이동국.
제 11항에 있어서,

타임슬롯 단위로 상기 추정수단에 의해 추정된 수신신호품질로써, 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호전력의 값으로부터 타임슬롯 단위로 추정된 수신신호대역내의 간섭전력의 값을 감산함으로써 얻어진 타임슬롯 단위로 추정된 소망의 수신신호전력의 값이 이용되는 것을 특징으로 하는 이동국.
제 11항에 있어서,

상기 제어수단은 상기 추정수단에 의해 추정된 수신신호품질의 값에 의거하여 송신 전력제어를 행하고 또한, 기지국에서 송신되고 상기 수신수단에 의해 수신된 송신 전력제어데이터에 의거한 폐루프 송신 전력제어를 행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 이동국.