KR100544265B1 - Ａｃ/ｄｃ 컨버터 및 이를 이용한 전원 시스템 - Google Patents

Ａｃ/ｄｃ 컨버터 및 이를 이용한 전원 시스템 Download PDF

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Abstract

사이리스터없이 과전압 보호 회로를 구성함으로써 필터 회로를 추가하지 않고 저가의 전원 시스템을 구현될 수 있다. 서브 루프 제어 회로가 AC/DC 컨버터에 추가된다. 서브 루프 제어 회로는 광결합기(26)의 수광측 트랜지스터의 그 컬렉터 단자가 저항(38)을 통해 MOS-FET(2)의 게이트 단자에 접속되고, 그 이미터 단자가 트랜지스터(3)의 베이스 단자에 접속되도록, 그리고 광결합기(26)의 발광측은 연산 증폭기(39), 저항(40 내지 43), 및 제너 다이오드(44)에 접속되도록 구성된다. 또한, DC-DC 컨버터에서, 제너 다이오드(45)는 컨버터의 입력 및 상기 제너 다이오드의 애노드가 접속되는 비교기(33)의 비반전 입력 단자를 통해 접속된다.
AC/DC 컨버터, 과전압 보호 회로

Description

ＡＣ/ＤＣ 컨버터 및 이를 이용한 전원 시스템{AC/DC CONVERTER AND POWER SUPPLY SYSTEM USING THE SAME}
도 1은 본 발명에 따른 실시예의 AC/DC 컨버터의 기본 구성을 나타내는 회로도.
도 2는 본 발명에 따른 실시예의 DC-DC 컨버터의 기본 구성을 나타내는 회로도.
도 3은 본 발명의 DC-DC 컨버터의 DC 출력 전압에 의해 동작하는 마이크로 컨트롤러와 리셋 IC를 도시한 블록도.
도 4는 본 발명의 AC/DC 컨버터의 비정상 상태에 의한 출력 전압의 상승으로부터 마이크로 컨트롤러의 리셋까지의 동작을 나타내는 파형도.
도 5는 종래의 자려형 플라이백 컨버터(self-excited flyback converter)의 기본 구성을 나타내는 회로도.
도 6은 RCC 방식에 의한 회로의 여러 부위에서의 전류 또는 전압을 나타내는 파형도.
도 7은 DC-DC 컨버터의 기본 구성을 나타내는 회로도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
1 : 절연 변압기
2,29,47 : MOS-FET
3 : 트랜지스터
4,5,7,8,34∼38,40∼43,50∼52 : 저항
6,10,15 : 커패시터
9,14,31 : 다이오드
12,26, 39,46 : 연산 증폭기
19,25,44,45 : 제너 다이오드
27 : 사이리스터
30 : 인덕터
33 : 비교기
48 : 기준 전압 발생 회로
49 : 지연 회로
53 : 리셋 IC
본 발명은 전원 시스템에 관한 것으로, 특히 자려형 플라이백 컨버터(self-excited flyback converter)를 갖는 전원 시스템에 관한 것이다.
(스위칭 전원 유닛의 기본 동작)
상용 전원을 이용한 전원 시스템은, 통상, DC 출력을 얻기 위해서 AC/DC 컨 버터를 구비한다. 이러한 AC/DC 컨버터로서, 종래, 자려형 플라이백 컨버터(또는 링잉 초크 컨버터(ringing choke converter; RCC)가 널리 이용되고 있다.
도 5는, 종래의 자려형 플라이백 컨버터의 기본 구성을 나타내는 회로도이다. 절연 변압기(1)는 입력측의 1차 권선 Np와 출력측의 2차 권선 Ns 및 1차측의 보조 권선 Nb를 구비한다. 보조 권선 Nb는, 스위칭 소자인 MOS-FET(2)의 게이트 전압을 제어하는 트랜지스터(3)의 구동용 권선이다. 입력 전압(E)은, AC 입력 전압을 브릿지 다이오드의 세트로 정류하고, 알루미늄 전해 커패시터에 의해 평활시킴으로써 획득된 DC 전압이다. 입력 전압(E)는 알루미늄 전해 커패시터 양단에 나타난다. 브릿지 다이오드, 알루미늄 전해 커패시터는 도시하지 않는다.
입력 전압(E)는 1차 권선 Np의 단자를 통해 MOS-FET(2)의 드레인 단자에 연결된 권선 Np의 단자 사이에 인가되고, 입력 전압의(+)측은 권선 Np의 시작 부위에 연결되고, 입력 전압의(-)측은 MOS-FET(2)의 소스 단자에 접속되고 있다. 또한, 보조 권선 Nb는 1차 권선 Np와 동일 극성으로, 2차 권선 Ns는 반대 극성으로 배치된다. MOS-FET(2)는 기동 저항(4,5)이 접속된 게이트 단자를 가진다. 또한, MOS-FET(2)의 게이트 단자와 보조 권선 Nb의 개시 부위 양단에, 커패시터(6)와 게이트 저항(7,8)이 접속된다. 게이트 저항(8)과 병렬로, 캐소드가 보조 권선 Nb 측에 대향하는 다이오드(9)가 접속되어, MOS-FET(2)의 턴 온, 및 턴 오프의 속도를 제어한다.
트랜지스터(3)의 베이스와 입력 전압의 (-)측 양단에는, 커패시터(10)가 접속된다. 저항(11)은, 보조 권선 Nb와 트랜지스터(3)의 베이스 양단에 접속되어, 커패시터(10)와 함께 시상수 회로를 구성하고 있다.
광결합기(12)는 광결합기(12)에 흐르는 전류를 제한하기 위한 저항(13)을 통해 MOS-FET(2)의 게이트에 접속된 콜렉터와 트랜지스터(3)의 베이스에 접속된 이미터를 가진다. 절연 변압기(1)는 정류용 다이오드(14)의 애노드측이 접속된 2차 권선 Ns의 말단 부위를 갖는다. 전해 커패시터(15)는, 다이오드(14)의 캐소드와 2차 권선 Ns의 개시 부위 양단에 접속된다.
출력 전압 Vo는 저항(16,17)에 의해서 분압되고, 분압된 전압은 연산 증폭기(18)의 반전 입력 단자에 인가된다. 제너 다이오드(19)와 저항(20)에 의해 생성된 기준 전압은, 연산 증폭기(18)의 비반전 입력 단자에 입력된다. 따라서, 연산 증폭기(18)는 반전 입력 단자에 인가된 전압과 입력된 기준 전압을 비교하여 출력 전압을 조정함으로써, 저항(21)을 통해 광결합기(12)의 다이오드에 흐르는 전류를 제어한다. 연산 증폭기(18)의 반전 입력 단자와 출력 단자 사이에 접속된 저항(22)과 커패시터(23)는 폐루프의 이득 및 위상을 조정하기 위해 제공된다.
우선, 입력 전압(E)이 인가되면 기동 저항(4,5)에 의해 게이트 단자에 바이어스가 인가되므로 MOS-FET(2)이 도통(conduction)된다. 따라서, 입력 전압(E)이 1차 권선 Np에 인가되어, 보조 권선 Nb 양단에는 권선의 개시측을 (+) 전압으로 하는 전압이 유도된다. 2차 권선 Ns에도 전압이 유도되지만, 이는 정류 다이오드(14)의 애노드측을 (-)로 하기 때문에, 2차측에는 전압이 전달되지 않는다. 따라서, 1차 권선 Np에 흐르는 전류만이 절연 변압기(1)의 여기 전류이며, 절연 변압기(1)는 시간에 비례하여 증가하는 여기 전류의 자승에 비례한 에너지를 축적한다. 보조 권선 Nb에 유도된 전압은 커패시터(6) 및 저항(7,8)을 통해 MOS-FET(2)의 게이트를 충전시킴으로써 MOS-FET(2)의 도통 상태를 지속시킨다.
저항(11)과 함께 시상수 회로를 구성하고 있는 커패시터(1O)는 보조 권선 Nb으로부터의 전류에 의해 충전된다. 커패시터(10)의 양단의 전압이 트랜지스터(3)의 Vbe를 초과하면 트랜지스터(3)가 도통되어, MOS-FET(2)의 게이트 전압이 감소함으로써 MOS-FET(2)가 비도통 상태로 된다. 따라서, 기동할 때의 전압에 역인 전압이 절연 변압기의 각 권선에 유도되어, 2차 권선이 정류 다이오드(14)의 애노드 측을 (+)로 하는 전압이 발생된다. 그 결과, 절연 변압기(1)에 저장된 에너지는 정류, 평활되어, 2차측에 전달된다. 절연 변압기(1)에 저장된 에너지가 2차측에 전부 전달되면 MOS-FET(2)은 다시 도통된다.
이것은, 다음과 같은 이유 때문이다. MOS-FET(2)의 드레인- 소스 전압에 비례한 전압이 보조 권선 Nb에 걸쳐 유도된다. 반면에, MOS-FET(2)가 비도통 상태가 된 직후는 게이트 단자는 (-)로 바이어스되어 있고, 2차측에 에너지의 전달이 끝나면 (-)의 바이어스가 서서히 감소한다. 따라서, 커플링 커패시터(6)를 통해 다시 MOS-FET(2)의 게이트 단자가 (+) 방향으로 바이어스된다.
광결합기(12)는 출력 전압 Vo가 증가함에 따라 전류를 증가시키고, 증가한 전류를 커패시터(10)에 공급하여, 충전 시간을 줄인다. 이는 M0S-FET(2)의 도통 시간 및 절연 변압기(1)에 저장된 에너지를 감소시켜 출력 전압 Vo의 감소에 의해 정전압 동작을 행하게 한다. 출력 전압이 낮은 경우에는 역의 동작이다.
도 6은, 자려형 플라이백 컨버터의 여러 부위에서의 전류 또는 전압 파형을 나타내는 도면이다. 도 6에서, VG는 MOS-FET(2)의 게이트 전압을, VDS는 MOS-FET(2)의 드레인-소스 전압을, ID는 드레인 전류를, VNs는 2차 권선 Ns에 걸쳐 유도되는 전압을, IS는 2차측의 정류 다이오드(14)에 흐르는 전류를, VNb는 보조 권선 Nb에 걸쳐 유도되는 전압을 나타내고 있다.
우선, MOS-FET(2)의 온(ON) 기간에 대하여 설명한다. 기동 저항(4,5)을 통해 게이트 바이어스가 인가될 때, VG의 전위를 상승시켜 MOS-FET(2)를 도통 상태로 만든다. 따라서, 전류 ID는 시간에 선형으로 증가하여, 절연 변압기(1)에 에너지를 저장한다. 이 때, MOS-FET(2)이 도통 상태이기 때문에, VDs는 전위가 거의 O을 유지한다. 한편, 2차측의 정류 다이오드(14)는, VNs가 공급되더라도, 역 바이어스가 제공되기 때문에 Is는 O을 유지한다. 이 때의 보조 권선 Nb은 VNs로 나타낸 전압을 가진다.
커패시터(10)가 충전될 때, 트랜지스터(3)가 도통되어 MOS-FET(2)의 게이트 전압 VG가 O이 되기 때문에, MOS-FET(2)는 비도통 상태가 된다. 따라서, ID는 O이 되고, VDS는 입력 전압(E)에 대한 권선비로 곱한 2차측의 출력 전압과 서지(surge) 전압의 합이 된다. 이 때, 2차측의 정류 다이오드(14)는 도통 상태가 되어, 절연 변압기(1)에 저장된 에너지가 2차측에 전달된다. 전류 Is는 마이너스의 기울기로 선형 감소하여, 보조 권선이 부전압을 발생한다.
(DC-DC 컨버터 회로의 동작)
통상, 전원 시스템에서 스위칭 전원에서의 출력 전압을 원하는 전압 레벨로 변환하기 위해서, DC-DC 컨버터가 이용된다. 종래의 전원 시스템에 있어서는, 이러한 DC-DC 컨버터로서 강압형(step-down) DC-DC 컨버터가 널리 이용되고 있다.
도 7은, 강압형 DC-DC 컨버터의 기본 구성을 나타내는 회로도이다. 강압형 DC-DC 컨버터는, 스위칭 전원 장치의 후단에 배치되어, 스위칭 전원 장치의 DC 출력 전압(Vo)으로부터 임의의 특정 DC 출력 전압(V1)을 생성한다. 강압형 DC-DC 컨버터는 주로 입력 커패시터(28), P 채널 M0S-FET(29), 인덕터(30), 다이오드(31), 및 정류 커패시터(32)를 포함한다. P 채널 MOS-FET(29)은 Vo 측에 그 소스가 접속되고, 인덕터(30)의 제1 단자에 드레인이 접속된다. 인덕터(30)의 제2 단자와 GND에는 정류 커패시터(32)가 접속된다. 또한, 인덕터(30)의 MOS-FET(29)측에는 다이오드(31)의 캐소드가 접속되고, 다이오드(31)의 애노드는 GND에 접속된다. 비교기(33)는 저항(34)을 개재하여 MOS-FET(29)의 게이트에 접속된 출력 단자를 갖는다. 비교기(33)의 비반전 입력 단자에는 검출 전압으로서 저항(35)을 통해 출력 전압(V1)이 공급되고, 반전 입력 단자에는 입력 전압(Vo)을 저항(36,37)으로 분압한 전압이 공급된다. 반전 입력 단자에 인가된 기준 전압보다도 비반전 입력 단자에 입력된 출력 전압이 낮은 경우에는, 비교기(33)의 출력은 로우(Low) 레벨이 된다. 따라서, P 채널 MOS-FET(29)이 도통하여, 인덕터(30)를 통하여 커패시터(32)가 충전된다. 커패시터(32)의 충전때문에 비반전 입력 단자 전압이 반전 입력 단자 전압보다 높아지는 경우, 비교기(33)의 출력은 하이 레벨이 된다. 따라서, P 채널 MOS-FET(29)은 비도통되고, 다이오드(31)는 도통하여 인덕터(30)의 회생 주기(regenerative cycle)를 종료한다. 이상의 동작을 반복하여, DC-DC 컨버터는 특정 DC 출력 전압을 마이크로 컨트롤러와 같은 장치에 공급한다.
(과전압 보호 회로의 동작)
다음으로, 루프 개방, 소자 파괴 등이 발생했을 때에 과전압을 방지하기 위한 종래의 스위칭 전원 장치에서의 과전압 보호 회로의 동작을 도 5를 참조하여 설명한다. 제너 다이오드(25)는 저항(24)을 통해 출력측 단자에 접속된 캐소드와, 신호를 전달하는 광결합기(26)의 발광측의 애노드 단자에 접속된 애노드 단자를 갖는다. GND 단자에는 발광측의 캐소드 단자가 접속된다.
MOS-FET(2)의 게이트 단자에는 래치 동작용의 사이리스터(27)의 애노드 단자가 접속되고, 소스 단자에는 사이리스터(27)의 캐소드 단자가 접속된다. 광결합기(26)의 수광측 트랜지스터는 콜렉터가 MOS-FET(2)의 게이트 단자에 접속되고, 에미터가 사이리스터(27)의 게이트 단자에 접속된다.
예를 들면, 연산 증폭기(18)의 입력 단자들 사이의 단락 또는 광결합기(12)의 소자 개방 등에 의해 피드백 신호가 없어진 경우에는, 정상적인 폐루프 제어가 불가능하기 때문에, 출력 전압이 상승하게 된다. 이는 출력측 회로의 고장, 알루미늄 전해 커패시터의 폭파방지 밸브(explosion-proof valve)의 동작 등을 야기시킨다.
이러한 출력 전압에서의 비정상적 상승을 억제하기 위해서, 종래의 장치는 제너 다이오드(25), 광결합기(26), 사이리스터(27) 등을 포함하는 회로를 사용하여 보호 동작을 수행하고 있다. 이하, 그 동작을 설명한다.
상기의 폐루프 제어의 이상 동작으로 인해, 출력 전압이 제너 다이오드(25)의 동작 전압보다 상승하면, 저항(24)을 통해 광결합기(26)의 발광측에 전류가 흐른다. 이 전류는 광결합기(25)의 수광측에 전달되어, 사이리스터(27)의 게이트 단자에 트리거 전류를 공급한다. 따라서, 사이리스터(27)의 애노드로부터 캐소드로 전류가 흐르게 되어, MOS-FET(2)의 게이트 전압을 감소시킨다. 게이트 전압의 감소에 의해서 MOS-FET(2)의 발진이 중단되고, 출력 전압이 감소한다.
사이리스터(27)에는 기동 저항(4)측으로부터 유지 전류(hold current)가 공급되기 때문에, MOS-FET(2)은 AC 입력이 오프가 되어 유지 전류가 제거될 때까지 발진 중단이 계속된다. 그 결과, 출력 전압(Vo)이 감소하며, 후단의 DC-DC 컨버터도 동작을 중단하여, DC-DC 컨버터의 DC 출력 전압(V1)도 감소한다.
그러나, 종래의 회로 구성은 과전압을 방지하는데 사용되는 사이리스터가 비싸기 때문에 부품 비용을 증가시키는 문제점을 가진다.
또한, 주입 노이즈로 인한 사이리스터의 오동작을 방지하기 위해서, 추가적인 필터 회로를 요구하는 문제점을 가진다.
본 발명은 이러한 문제점을 해결하기 위해 구현된 것이다. 따라서, 본 발명의 목적은 사이리스터를 이용하지 않고 과전압 보호 회로를 구성함으로써, 저가의 전원 시스템을 제공하고 필터 회로의 추가를 회피하는 것에 있다.
이러한 목적을 달성하기 위해서, 본 발명의 제1 양태에 따르면, DC 전압의 공급을 변압기의 1차측으로 스위칭하는 스위칭 장치, - 상기 DC 전압은 상용 전원으로부터 주입된 AC 전압을 정류 평활하여 획득됨 -, 변압기의 2차 출력을 정류하는 정류기 회로; 일정한 출력 전압이 출력 단자로부터 생성되도록 상기 스위칭 장치를 제어하는 제1 제어 회로; 및 상기 출력 단자의 전압이 상기 일정 출력 전압보다 높은 소정의 전압이 되도록 상기 스위칭 장치를 제어하는 제2 제어 장치를 포함하는 AC/DC 컨버터가 제공된다.
본 발명의 제2 양태에 따르면, 일정 출력 전압이 출력 단자로부터 생성되고 상기 일정 출력 전압은 상기 출력 단자로부터 출력될 수 없을 경우에는 상기 일정 출력 전압보다 높은 소정의 전압이 출력되도록 제어되는 AC/DC 컨버터, 및 상기 AC/DC 컨버터로부터의 상기 소정의 전압 출력을 변환하는 컨버터 및 상기 AC/DC 컨버터가 상기 소정의 전압을 생성하면 상기 변환 동작을 중지하는 보호 회로를 포함하는 DC-DC 컨버터를 포함하는 전원 시스템이 제공된다.
상기 전원 시스템은 DC-DC 컨버터 전압의 출력을 감시하고, 상기 DC-DC 컨버터가 변환 동작을 중지할 경우 리셋 신호를 출력하는 리셋 회로를 더 포함한다.
본 발명의 상기 및 다른 목적, 효과, 특징 및 이점은 첨부한 도면과 함께 후술하는 실시예들의 상세한 설명으로부터 보다 명확하게 될 것이다.
<실시예>
이하, 본 발명에 따른 실시예들을 첨부한 도면을 참조하여 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 실시예의 AC/DC 컨버터의 기본 구성을 나타내는 회로도이고, 도 2는 본 발명에 따른 실시예의 DC-DC 컨버터의 기본 구성을 나타내는 회로도이다. 이들 도면에서, 도 5 및 도 7에 도시된 종래 기술과 동일한 기능을 갖는 부분들은 동일 참조번호로 나타내며 이들 동작의 설명은 여기서는 생략한다.
도 1의 장치는, 사이리스터(27)를 대신하여, 출력 단자에서의 전압이 일정 전압을 초과할 때 그 전압이 소정의 전압이 되도록 스위칭 장치를 제어하는 서브루프 제어 회로를 포함한다는 점에서 종래 기술과 상이하다. 서브루프 제어 회로에는 광결합기(26)의 수광측 트랜지스터의 컬렉터 단자가 저항(38)을 통해 MOS-FET(2)의 게이트 단자에 접속되고, 그 이미터 단자가 트랜지스터(3)의 베이스 단자에 접속되며, 광결합기(26)의 발광측은 연산 증폭기(39), 저항(40 내지 43), 및 제너 다이오드(44)에 접속된다. 또한, 도 2에 도시한 바와 같이, 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터는 종래의 DC-DC 컨버터의 부분 뿐만 아니라, 과전압에 대한 내구력을 증강시키기 위해서, 컨버터의 입력과 비교기(33)의 비반전 입력 단자에 걸쳐, 애노드를 비반전 입력 단자에 접속한 제너 다이오드(45) 및 과전압 보호 기능을 포함한다. 이하, 본 발명의 동작을 설명한다.
(서브 루프 제어)
도 1에 도시한 스위칭 전원의 서브 루프 제어 회로에서, 저항(41,42)에 의해 분압된 검출 전압이 연산 증폭기(39)의 반전 입력 단자에 접속되고, 제너 다이오드(44)와 저항(43)에 의해 생성된 기준 전압은 연산 증폭기(39)의 비반전 입력 단자에 공급된다. 여기서, 스위칭 소자를 제어하여 입력된 직류 전압을 일정한 출력 전압으로 변환하여 출력 단자에 출력하는 메인 루프 제어 동안의 출력 전압 Vo의 전압값을 Vacdc1, 서브 루프 제어 동안의 출력 전압 Vo의 전압값을 Vacdc2로 하자. 이 경우, Vacdc2> Vacdc1이면, DC 출력 전압 Vo가 Vacdc1를 초과할 때 서브 루프 제어 회로가 AC/DC 컨버터를 제어하기 시작한다.
서브 루프 제어 회로가 제어를 담당할 때, 연산 증폭기(39)는 반전 입력 단자에 대한 입력 전압을 기준 전압과 비교하여, 출력 단자의 전압을 조정함으로써 저항(40)을 통해 광결합기(26)의 다이오드에 흐르는 전류를 제어한다. 광결합기(26)의 수광부에 흐르는 전류를 변화시킴으로써 정전압 제어를 수행하는 방법은 종래 기술로 설명한 광결합기(12)와 동일하다. 따라서, DC 출력 전압이 Vacdc1를 초과하여 Vacdc2에 달할 때까지는, 서브 루프 제어에 의해 AC/DC 컨버터의 동작이 유지된다.
(과전압 보호 기능)
다음에, 도 2에 도시한 DC-DC 컨버터의 입력 전압 상승 시의 동작에 대하여 설명한다. MOS-FET(29)의 소스 단자와 비교기(33)의 비반전 입력 단자 사이에 제너 다이오드(45)가 접속된다. 따라서, DC-DC 컨버터의 입력 전압이 상승하여, 비반전 입력 단자 전압에 제너 다이오드(45)의 동작 전압(Vz)을 가한 전압, 즉 DC-DC 컨버터의 보호 전압을 초과하게 되면, 제너 다이오드(45)가 도통하여, 비교기(33)의 비반전 입력 단자 전압이 반전 입력 단자 전압보다 높아지게 된다. 따라서, MOS-FET(29)의 발진이 중단하여, DC 출력 전압이 감소한다. 이 출력의 감소는 제너 다이오드(45)가 도통 상태를 유지하는 한 계속된다.
상기 동작에 의한 출력을 감소시키기 위해서는 서브 루프 제어 시의 출력 전압(Vacdc2)보다, 제너 다이오드(45)의 제너 전압(Vz)과 DC-DC 컨버터의 출력 전압(V1)과의 합(Vz+ V1)이 낮을 필요가 있다. 또한, 메인 루프 제어 시에 DC-DC 컨버터의 출력이 감소하지 않도록, 다음 식이 요구된다.
Vacdc1 < Vz+ V1 < Vacdc2
따라서, 이상의 서브 루프 제어와 과전압 보호 기능을 조합하는 것에 의해서, DC-DC 컨버터의 출력을 확실하게 감소시킬 수 있고 사이리스터를 이용하지 않고 종래와 동일한 스위칭 전원의 기능을 확보할 수 있다.
도 3은, 도 2의 DC-DC 컨버터의 DC 출력 전압에서 동작하는 장치로서 마이크로 컨트롤러(54) 및 상기 DC 출력 전압을 감시하는 리셋 회로를 포함한 리셋 IC(53)를 도시한 개략도이다. 리셋 IC(53)는 연산 증폭기(46)와 MOS-FET(47), 기준 전압 발생 회로(48), 지연 회로(49)를 포함한다. 연산 증폭기(46)는 검출 전압이 저항(50,51)에 의해 분압한 전압이 반전 입력 단자에 입력되면, 기준 전압 발생 회로(48)로부터 비반전 입력 단자에 입력된 기준 전압과 비교한다. 따라서, 연산 증폭기(46)의 출력이 변하게 된다.
연산 증폭기(46)는 검출 전압에 응답하여 즉시 MOS-FET(47)의 출력이 변화하는 것을 방지하기 위해 그 출력이 지연 회로(49)에 접속된다. 리셋 IC(53)는 MOS-FET(47)의 드레인을 출력 단자로 사용하는 오픈 드레인 출력을 가진다. 리셋 IC(53)의 출력과 마이크로 컨트롤러(54)의 /Reset 입력 사이에는 풀-업 저항(pull-up resistor; 52)이 접속된다. 예를 들어, 턴 온일 때의 반전 입력 단자 전압은 비반전 입력 단자 전압보다 낮으므로, 연산 증폭기(46)의 출력은 하이 레벨에 위치한다. 따라서, MOS-FET(47)이 도통되고 리셋 IC의 출력은 로우가 되어, 마이크로 컨트롤러(54)의 리셋 상태가 유지된다.
전원 전압의 상승에 의해 반전 입력 단자 전압이 비반전 입력 단자 전압보다 높아지면, 연산 증폭기(46)의 출력은 로우가 된다. 따라서, MOS-FET(47)이 비도통 상태가 되고, 리셋 IC(53)의 출력은 하이 레벨이 되어, 마이크로 컨트롤러(54)의 리셋 상태가 해제된다. 리셋 IC(53)의 동작은 전원 전압의 상승 특성에 의존하지 않고, 마이크로 컨트롤러(54)의 리셋 상태의 유지, 및 해제를 가능하게 한다.
도 4는, AC/DC 컨버터의 비정상 상태(루프 오픈 등)에 의한 출력 전압의 상승으로부터 마이크로 컨트롤러(54)의 리셋까지의 동작을 나타내는 파형도이다.
우선, 루프오픈 등에 의해 제1 제어 회로에 의한 메인 루프 제어가 중단하는 경우, 서브 루프 제어가 기능하여, 스위칭 전원의 출력 전압(Vo)이 Vacdc1로부터 상승하기 시작한다. 스위칭 전원의 출력 전압(Vo)이 Vz + V1에 달하면, DC-DC 컨버터가 동작을 중단하여 출력 전압(V1)이 감소하기 시작한다. 출력(V1)이 리셋 전압까지 감소하면, 리셋 IC(53)가 동작하여, 마이크로 컨트롤러(54)의 /Reset 신호를 로우로 한다. 마이크로 컨트롤러(54)가 리셋 상태에 진입하면, 본 전원 시스템에 의해 동작하는 장치는 동작 불능이 되어, 사용자에게 동작 불능을 통지한다.
또한, 루프오픈 등의 전압 이상의 상태의 경우에도, 스위칭 전원의 출력은 Vacdc2를 기준으로 하여 제어되기 때문에, Vacdc2를 소자의 내압 이하의 값으로 결정함으로써 파괴 등의 상태를 회피할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따르면, AC/DC 컨버터는 출력 단자의 전압이 소정의 전압이 되게 하도록 스위칭 소자를 제어하기 위한 제어 회로를 포함하며, 상기 소정의 전압은 일정한 DC 출력보다 높다. 그 결과, 본 발명은 사이리스터를 이용하지 않고 과전압 보호 회로를 구성할 수 있으며, 이에 따라, 필터 회로를 추가시키지 않고 저가의 전원 시스템을 구성할 수 있다.
본 발명은 바람직한 실시예에 대하여 상세히 설명하였지만, 당업자라면 상기 설명으로부터 본 발명을 벗어나지 않는 다양한 변화 및 변경 실시가 가능할 것이다. 따라서, 청구항들은 본 발명의 진정한 취지 내에서의 이러한 모든 변화 및 변경을 포함하는 것이다.
이상 설명한 바와 같이 본 발명에 따르면, AC/DC 컨버터는, 출력 단자의 전압이 소정의 전압이 되도록 스위칭 소자를 제어하는 제어 회로를 갖고, 상기 소정의 전압이 일정한 직류 출력보다 높기 때문에, 사이리스터의 이용없이 과전압 보호 회로를 구성할 수가 있어, 저가인 전원 시스템의 제공 및 필터 회로 등의 추가를 회피하는 것이 가능하게 된다.

Claims (3)

  1. AC/DC 컨버터에 있어서,
    상용 전원으로부터의 AC 전압을 정류하고 평활하여 획득한 DC 전압 공급을 변압기의 1차측으로 스위칭하는 스위칭 소자;
    상기 변압기의 2차측 출력을 정류하는 정류기 회로;
    일정한 출력 전압이 출력 단자에서 생성되도록 상기 스위칭 소자를 제어하는 제1 제어 회로; 및
    상기 출력 단자의 전압이 상기 일정한 출력 전압보다 높은 소정의 전압이 되도록 상기 스위칭 소자를 제어하는 제2 제어 회로를 포함하는 AC/DC 컨버터.
  2. 전원 시스템에 있어서,
    일정한 출력 전압이 출력 단자로부터 생성되게 하고, 상기 일정한 출력 전압이 상기 출력 단자로부터 출력될 수 없는 경우에는 상기 일정한 출력 전압보다 높은 소정의 전압이 출력되도록 제어되는 AC/DC 컨버터; 및
    상기 AC/DC 컨버터로부터 출력되는 상기 소정의 전압을 변환하는 컨버터와 상기 AC/DC 컨버터가 상기 소정의 전압을 생성하는 경우 상기 변환 동작을 중단하는 보호 회로를 포함하는 DC-DC 컨버터를 포함하는 전원 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터 전압의 출력을 감시하고, 상기 DC-DC 컨버터가 상기 변환 동작을 중단하는 경우에 리셋 신호를 출력하는 리셋 회로를 더 포함하는 전원 시스템.
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