KR100489843B1

KR100489843B1 - Ｇｐｓ 수신기에서 시각을 결정하기 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100489843B1
Application number: KR10-2002-7012944A
Authority: KR
Inventors: 토마스 킹
Original assignee: 모토로라 인코포레이티드
Priority date: 2000-03-30
Filing date: 2001-03-29
Publication date: 2005-05-17
Also published as: EP1287375A4; CN1422384A; MXPA02009511A; ATE360221T1; US6346911B1; AU5108501A; DE60127955T2; EP1287375A1; EP1287375B1; ES2284635T3; WO2001075470A1; JP2013050461A; AU2001251085B2; CN100377507C; DE60127955D1; BR0109560A; HUP0300338A2; KR20030012857A; JP5646575B2; HU229144B1

Abstract

본 발명에 따른 GPS 수신기의 시각을 결정하기 위한 방법 및 장치가 제공된다. 방법은 소정 기간 동안 GPS 메시지에서 GPS 데이터를 캡쳐링하는 단계(304), 캡쳐된 데이터에 소정 데이터 시퀀스를 로케이팅하는 단계(308), 및 데이터 캡쳐 개시 시각 및 예상 데이터 패턴의 도착 시각간의 시각 오프셋을 결정하는 단계(311)를 포함한다.

Description

ＧＰＳ 수신기에서 시각을 결정하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING TIME IN A GPS RECEIVER}

본 발명은 일반적으로는 GSP 수신기에 관한 것으로, 특히 GPS 핸드셋에 관한 것이다.

전지구 측위 시스템(GPS)은 세계 어느 곳의 GSP 수신기에라도 정확한 위치 정보를 제공하는, 미국 국방부에 의해 개발된 위성 기반 시스템이다. 그러므로, 적절하게 갖추어진 GPS 수신기는 위치가 원해지는 임의의 설정에서 이용될 수 있고, 통상은 위치 좌표를 3차원으로 나타낸다. GPS 시스템은 12시간 주기로 지구를 선회하는 24개 이상의 위성으로 구성되는 위성군에 의해 인에이블된다. 위성들은 각각이 4개의 위성을 포함하는 6개의 궤도면으로 배열된다. 궤도면은 60도씩 이격되어 있고 적도면으로부터 약 55도 경사져 있다. 이러한 위성군은 맑은 날씨에 지구상의 임의의 지점에서 임의의 시각에 4개 내지 12개의 위성이 보여질 수 있다는 것을 보장한다.

GPS 위성은 위성 위치 데이터(천체 위치표 데이터) 및 위성 클럭 정정 데이터를 포함한, GPS에 의해 이용되는 데이터를 송신한다. GPS 신호는 1.023 Mhz 칩 레이트(0.001 초 반복 간격)의 1023 비트 길이 골드(Gold) 확산 코드로 바이페이즈(bi-phase) 변조되는 캐리어 신호를 포함한다. 또한, 이것은 초당 50비트(BPS) 레이트(데이터 비트당 20 밀리초의 레이트로 송신됨)의 데이터 비트에 의해 변조된다. 50 BPS 데이터는 GPS 기반 시각(즉, GPS 위성의 클럭 시각) 및 지리적 위치를 결정하기 위한 정보를 포함한다.

GPS 신호에 포함되는 데이터의 상세한 정보는 Rockwell Corporation에 의해 발간되고 1991년에 개정된 Interface Control Document ICD-GPS-200에서 얻을 수 있으며, 참고로 여기에 첨부하였다. GPS 메시지에 포함되는 클럭 시각은 위성에서 정확하게 동기화되는 절대 시각 신호이다. 즉, GPS 위성군의 모든 위성들은 위성으로부터 지상국으로의 신호 전파 시간을 고려하는 지상 기준국에 의해 동기화된다. 이와 같이, GPS 위성군의 모든 위성은 위성에서 시간 동기화되고, 절대 시각 에러는 수 나노초 내지 수십 나노초 내로 정확하게 제어된다.

절대 시각 신호는 위치를 정확하게 결정하기 위해 GPS 수신기에 의해 이용된다. 위치를 대략 알게 되면, 수신기에 의해 관찰된 위성 브로드캐스트 메시지내의 정확한 시각을 수신기와 위성간의 계산가능한 전파 지연만큼 오프셋함으로써 수신기의 절대 시각을 또한 알 수 있다.

GPS 위성은 대략 밀리초당 약 4미터로 이동하므로, 수신기의 절대 시각을 아는 것은 중요한 파라미터이다. 범위 측정 시각이 1밀리 초만큼 에러가 있다면, 측정된 범위는 4미터만큼이나 에러가 발생할 수 있다. 이러한 범위 에러는 기하학적 인자(GDOP, 또는 Geometric Dilution Of Precision)에 의해 승산되어, 추가 범위 에러의 4 미터의 몇배가 될 수 있는, 추가적인 위치 에러로 나타나게 된다.

절대 시각 신호와 조합하여, 50 BPS 데이터에 포함되는 타임 오브 위크(Time of Week, TOW) 데이터 필드는 GPS 수신기가 로컬 시각을 정확하고 신뢰성있게 결정할 수 있게 한다. TOW 데이터는 6초 간격으로 모든 위성에 의해 송신된다. TOW 데이터의 검출은 신호 크기에 좌우된다. 특정 신호 크기 레벨의 이하에서는, 범위측정을 얻을 수 있지만, TOW 데이터를 디코딩하는 것은 불가능하다. 예를 들면, 약 30dB-Hz 이하의 신호 레벨에 대해서는, 50 BPS 메시지의 개별 메시지 비트를 디코딩하는 것은 불가능하게 된다. 그러나, 실질적으로 30dB-Hz 이하, 20dB-Hz 이하의 레벨 아래의 신호에서도 신호 상관을 얻을 수 있다. 모토롤라 출원서 S/N 09/253,318, S/N 09/253,662, 및 S/N 09/253,679에 의해 채용되는 기술은 이들 레벨까지 상관 검출의 민감도를 확장하는데 이용될 수 있다. 그러므로, 필요한 것은 30dB-Hz 이하의 신호 레벨에서 시각을 결정하는 방법이다.

GPS 수신기는 GPS 위성 브로드캐스트 데이터로부터 로컬 시각을 항상 신뢰성있게 결정할 수 있는 것은 아니다. GPS 기능들은 매우 유용하고, 따라서 예를 들면 셀룰라 폰 및 다른 핸드헬드형 전자 장치를 포함하는 여러 가지 장치에 통합될 수 있다. 이들의 휴대성으로 인해, 그러한 장치들은 도시 협곡을 운행 중이거나 빌딩이나 다른 장애물로 이동되는 이동물에 위치될 수 있다. 그 결과, GPS 신호가 차단되거나 수신 상태가 불량할 수 있다. 이것은 50 BPS 절대 시각 신호의 수신을 신뢰성없게 만든다. 그러한 경우에, GPS 핸드셋은 위치 측정이 가용하도록 정확한 시각 측정을 얻는 것이 바람직하다. GPS 위성은 밀리초당 약 4미터의 레이트로 이동하므로, 범위 측정의 시각을 정확하게 알지 못한다면, 범위 측정 및 이에 따른 결과적인 위치 측정이 비례성 에러를 가지게 된다. 예를 들어, 측정 시각이 20밀리초의 에러를 포함한다면, 범위 측정은 80미터만큼 에러가 발생하고, 결과적인 위치 측정은 기하학적 위치에 따라 수백 미터만큼 에러가 발생할 수 있다.

CDMA(코드 분할 다중 액세스) 셀룰러 폰과 같은 일부 셀룰러 전화 장치에서, 인프라 구조가 동기화되고, 모든 기지국은 네트워크 GPS 수신기로부터 정확한 시각을 수신한다. CDMA 기지국은 모바일 장치에 시각을 송신하여 모바일 장치를 동기화함으로써, CDMA 폰 핸드셋의 시각이 1 마이크로초(송신 지연 포함) 정도의 정확성을 가지고 있는 것으로 알려져 있다.

예를 들면 이동 통신을 위한 글로벌 시스템(GSM) 셀룰러 폰과 같은, 비동기화된 GPS 장치에서는, 정확한 시각 정보가 바람직하지만, 일반적으로 네트워크로부터 나오는 신호로부터는 가용하지 않다. 그러나, 이들을 동기화하기 위해 적절한 하드웨어 및/또는 소프트웨어를 부가하고 현재의 네트워크를 변형하는 것은 비현실적이며 비용이 많이 소요된다.

관련 기술들은 상기 문제를 다양한 방식으로 해결하려고 시도해 왔다. 제1 스킴은 Krasner에 의한 미국특허 제5,812,087호에 주어져 있다. 크라스너는 핸드셋의 디지털 스냅샷 메모리를 이용하여 데이터의 랜덤 띠(swath)를 캡쳐하여 기지국에 송신한다. 기지국은 종래 GPS 수신기를 이용하여 디지털 스냅샷 메모리에 캡쳐된 50 BPS 데이터 비트의 일부의 도착 시각을 측정한다. 기지국에 의해 측정된 데이터 비트는 주지된 도착 시각이고 디지털 스냅샷 메모리에 캡쳐된 모르는 데이터 비트와 상관된다. 최대 상관이 얻어질 때, 모바일 메모리의 데이터 캡쳐 시각이 결정될 수 있다.

그러나, 크라스너의 단점은 원격 기지국 GPS 수신기가 필요하다는 점이다. 원격 기지국 GPS 수신기는 하나 또는 다중 GPS 위성으로부터 현재 50 GPS 데이터 시퀀스를 수신하여 이동 유닛에 송신해야 한다. 다르게는, 이동 유닛은 후검출 상관 데이터를 기지국에 송신할 수도 있다. 어느 경우든, 이 방법들은 다수의 비트가 기지국과 이동 유닛 사이에서 송신되는 것이 필요하고(예를 들면, 각 12 위성 시각 50 비트), 기지국으로부터 관찰되고 통신되는 패턴과의 연이은 상관을 위해 수신된 데이터의 샘플을 저장하는 것이 필요하다.

제2 관련 기술 스킴에서, 위치 측정 유닛(LMU, Location Measurement Unit)이 비동기화된 네트워크 전체에 걸쳐 배치된다. LMU의 목적은 비동기화된 통신 네트워크에 의해 유지되는 시각과 GPS 시각간의 시각 오프셋을 측정하는 것이다. 각 LMU는 각 기지국으로부터 메시지 비트의 도착 시각을 측정하고, 각 기지국의 상대 시각 오프셋을 결정한다. 이것은 LMU내의 GPS 수신기에 의해 달성되고, 각 기지국의 위치 및 LMU의 위치(전파 시간을 결정하기 위함)를 알게 된다.

그러나, 제2 관련 기술 스킴은 통신 네트워크에 추가적인 구성요소가 필요하므로 비용이 많이 든다. 또한, 이것은 복잡한 해결책이다. 제3 관련 기술 스킴에서, 50 BPS 데이터 시퀀스가 고정 마스터 사이트에서 관찰된다. 시각 데이터는 마스터 사이트로부터 이동 유닛으로 송신된다. 이동 유닛은 주지의 데이터 패턴 및 주지의 도착 시각(마스터 사이트에 의해 관찰됨)을 이용하여, 획득 대역폭을 50 BPS 데이터 레이트 이하로 좁힌다.

또한, 주요한 단점은, 측정된 50 BPS 데이터 시퀀스가 이동 유닛에 송신되어야 하고, 이동 유닛은 데이터를 수신하여 복조할 수 있어야 한다는 점이다.

그러므로, GSM 시스템과 같은 비동기화된 네트워크의 일부인 GPS 핸드셋의 타임-오브-측정(time-of-measurement) 결정을 위한 기술이 필요하다.

도 1은 GPS 데이터 워드를 도시하는 도면.

도 2a-2b는 GPS 데이터 워드의 데이터 세그먼트를 캡쳐하는데 이용되는 1초 캡쳐 시각프레임의 이용을 도시하는 도면.

도 3은 본 발명의 방법의 제1 실시예의 플로우차트를 도시하는 도면.

도 4는 본 발명의 방법의 제2 실시예의 플로우차트를 도시하는 도면.

도 5는 본 발명의 방법의 제3 실시예의 플로우차트를 도시하는 도면.

도 6은 본 발명의 방법의 제4 실시예의 플로우차트를 도시하는 도면.

도 7은 GPS 핸드셋의 시각을 결정하기 위한 장치의 제1 실시예의 블록 다이어그램을 도시하는 도면.

도 8은 출력 신호 C를 생성하는데 신호 A 및 B가 상관되는 방법을 도시하는 도면.

도 9는 최대 적분 크기가 예측 데이터 패턴의 개시를 나타내는 방법을 도시하는 도면.

도 10은 신호 IF 캡쳐 메모리를 이용하지 않는, 장치의 제2 실시예의 블록 다이어그램을 도시는 도면.

본 발명에 따른 GPS 수신기의 시각을 결정하기 위한 방법이 제공된다. 방법은 소정 기간 동안 GPS 메시지에서 GPS 데이터를 캡쳐링하는 단계, 캡쳐된 데이터에 예상 데이터 시퀀스를 로케이팅하는 단계, 및 데이터 캡쳐 개시 시각 및 예상 데이터 패턴의 도착 시각간의 시각 오프셋을 결정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 제2 양태에 따른 GPS 수신기의 시각을 결정하기 위한 방법이 제공된다. 방법은 소정 기간 동안 후 상관 코히어런트 GPS 데이터를 캡쳐링하는 단계, 캡쳐된 데이터에 예상 데이터 시퀀스를 로케이팅하는 단계, 및 데이터 캡쳐 개시 시각 및 예상 데이터 패턴의 도착 시각간의 시각 오프셋을 결정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 제3 양태에 따른 GPS 수신기의 시각을 결정하기 위한 방법이 제공된다. 방법은 GPS 메시지를 소정 중간 주파수로 다운 컨버팅하는 단계, 복수의 샘플을 생성하도록 중간 주파수를 샘플링하는 단계, 복수의 샘플을 메모리에 저장하는 단계, 각 가시 GPS 위성 신호에 대한 코드 위상을 결정하는 단계, 메모리내의 각 가시 GPS 위성 신호에 대한 도플러 시프트를 결정하는 단계, 위성 GPS 데이터를 선택하는 단계, 복수의 소정 기간에 걸쳐 후 상관 데이터의 동위상 코히어런트 특성을 측정 및 저장하는 단계, 복수의 소정 기간에 걸쳐 후 상관 데이터의 직교 위상 코히어런트 특성을 측정 및 저장하는 단계, 동위상 및 직교 위상 특성을 예상 데이터 패턴으로 코히어런트하게 상관하는 단계, 및 상관 최대로부터 시각 오프셋을 결정하는 단계를 포함하고, 상관 최대는 캡쳐링 단계의 개시 이후의 시각 오프셋을 발생시킨다.

본 발명의 제4 양태에 따른 GPS 수신기의 시각을 결정하기 위한 방법이 제공된다. 방법은 GPS 메시지를 소정 중간 주파수로 다운 컨버팅하는 단계, 복수의 샘플을 생성하도록 중간 주파수를 샘플링하는 단계, 각 가시 위성 PRN 및 각 가시 위성 도플러에 대한 복수의 샘플을 비코히어런트하게 상관시키는 단계, 각 가시 GPS 위성 신호에 대한 실시간 코드 위상 및 실시간 도플러 시프트를 결정하는 단계, 위성 GPS 데이터를 선택하는 단계, 복수의 소정 기간에 걸쳐 후 상관 데이터의 실시간 동위상 코히어런트 특성을 측정 및 저장하는 단계, 복수의 소정 기간에 걸쳐 후 상관 데이터의 실시간 직교 위상 코히어런트 특성을 측정 및 저장하는 단계, 동위상 및 직교 위상 특성을 예상 데이터 패턴으로 코히어런트하게 상관하는 단계, 및 상관 최대로부터 시각 오프셋을 결정하는 단계를 포함하고, 상관 최대는 비코히어런트 상관 단계의 개시 이후의 시각 오프셋을 발생시킨다.

본 발명의 제5 양태에 따른 GPS 수신기의 시각을 결정하기 위한 방법이 제공된다. 상기 장치는 GPS 신호 소스에 접속될 수 있고, GPS 신호를 중간 주파수로 다운 컨버팅하기 위한 GPS 다운 컨버터; 다운 컨버터에 결합되고, 중간 주파수를 디지털 데이터로 변환하기 위한 아날로그-디지털 컨버터; 아날로그-디지털 컨버터 및 클럭에 접속되고, 소정 샘플 기간 동안 주기적으로 닫히는 클럭에 의해 제어되는 디지털 중간 주파수(IF) 스위치; 디지털 IF 스위치에 접속되고, 디지털 IF 스위치가 닫힌 경우에 가용한 복수의 디지털 IF 데이터를 저장하기 위한 IF 메모리; IF 메모리에 접속되고, 코드 위상 특성을 결정하며 도플러 특성을 결정하고 복수의 디지털 IF 데이터에 대한 신호 세기 특성을 결정할 수 있는 비코히어런트 GPS 상관기; IF 메모리 및 비코히어런트 GPS 상관기에 모두 접속되고, 동위상 및 직교위상 코히어런트 측정을 생성하는 코히어런트 GPS 상관기; 코히어런트 GPS 상관기에 접속되고, 복수의 동위상 및 직교위상 코히어런트 측정 샘플을 생성하도록 주기적으로 닫히는 메모리 저장 스위치; 메모리 저장 스위치에 접속되고, 복수의 동위상 및 직교위상 코히어런트 측정 샘플을 저장하기 위한 샘플 메모리; 샘플 메모리 및 소정 예상 데이터 패턴 저장 장치에 접속되고, 복수의 동위상 및 직교 위상 측정을 예상 데이터 패턴으로 코히어런트하게 상관하여 상관 출력을 생성하는 상관기; 상관기에 접속되고, 상관 출력을 적분하여 적분 출력을 생성하기 위한 코히어런트 적분기; 코히어런트 적분기에 접속되고, 적분 출력의 크기를 검출하며 복수의 적분 크기를 생성하기 위한 크기 결정기; 크기 결정기에 결합되고, 복수의 적분 크기를 저장하기 위한 크기 대 지연 메모리; 및 크기 대 지연 메모리에 접속되고, 최대 적분 크기를 결정할 수 있는 최대 적분 크기 결정기를 포함하고, 최대 신호 크기의 지연 기간이 시각 오프셋이다.

본 발명의 제6 양태에 따른 GPS 수신기의 시각을 결정하기 위한 방법이 제공된다. 상기 장치는 GPS 신호 소스에 접속될 수 있고, GPS 신호를 중간 주파수로 다운 컨버팅하기 위한 GPS 다운 컨버터; 다운 컨버터에 결합되고, 중간 주파수를 복수의 디지털 데이터로 변환하기 위한 아날로그-디지털 컨버터; 아날로그-디지털 컨버터에 접속되고, 코드 위상 특성을 결정하며 도플러 특성을 결정하고 복수의 디지털 데이터에 대한 신호 세기 특성을 결정할 수 있는 비코히어런트 GPS 상관기; 아날로그-디지털 컨버터 및 비코히어런트 GPS 상관기에 모두 접속되고, 동위상 및 직교위상 코히어런트 측정을 생성하는 코히어런트 GPS 상관기; 코히어런트 GPS 상관기에 접속되고, 복수의 동위상 및 직교위상 코히어런트 측정 샘플을 생성하도록 주기적으로 닫히는 메모리 저장 스위치; 메모리 저장 스위치에 접속되고, 복수의 동위상 및 직교위상 코히어런트 측정 샘플을 저장하기 위한 샘플 메모리; 샘플 메모리 및 소정 예상 데이터 패턴 저장 장치에 접속되고, 복수의 동위상 및 직교 위상 측정을 예상 데이터 패턴으로 코히어런트하게 상관하여 상관 출력을 생성하는 상관기; 상관기에 접속되고, 상관 출력을 적분하여 적분 출력을 생성하기 위한 코히어런트 적분기; 코히어런트 적분기에 접속되고, 적분 출력의 크기를 검출하며 복수의 적분 크기를 생성하기 위한 크기 결정기; 크기 결정기에 결합되고, 복수의 적분 크기를 저장하기 위한 크기 대 지연 메모리; 및 크기 대 지연 메모리에 접속되고, 최대 적분 크기를 결정할 수 있는 최대 적분 크기 결정기를 포함하고, 최대 신호 크기의 지연 기간이 시각 오프셋이다.

본 발명의 상기 및 다른 특징 및 장점들은 첨부된 도면을 참조하는, 이하의 양호한 실시예에 대한 설명으로부터 더 잘 이해될 것이다.

비동기화된 GPS 핸드셋에서 시각을 결정하는 저비용 방법이 외부 수신기 또는 개별적인 타이밍 장치와의 통신 링크 및 데이터 전송이 필요없이 수행된다. GPS 위성 신호의 예측가능한 구조가 핸드셋에서 시각을 결정하는데 도움을 준다.

50 BPS 데이터 패턴 또는 데이터 시퀀스가 정확하게 주지되거나 정확하게 시간 함수로서 계산 가능한(즉, 결정적인(determinstic)) 적어도 3개의 위성 브로드캐스트 데이터의 세그먼트(각각이 매 6초마다 반복됨)가 있다. 이들 주지되고 예측가능한 데이터 시퀀스 또는 데이터 패턴은, GPS 신호가 너무 약해서 50 BPS 데이터 메시지의 개별 비트의 복조를 허용할 수 없는 경우에도, 복수의 데이터 비트에 걸쳐 상관되어 정확한 시각을 결정하는데 이용될 수 있다.

도 1은 모든 GPS 위성에 의해 매 6초마다 송신되는 GPS 데이터 워드(100)를 도시하고 있다. GPS 데이터 워드(100)는 프리앰블(102), HOW 워드(105) 및 서브프레임 ID(106)를 포함한다. 프리앰블(102)은 모든 위성에 대하여 동일한 소정 8비트 식별자를 포함하고, 동일한 패턴이 매 6초마다 반복된다. 뿐만 아니라, 이전 서브프레임으로부터의 선행 2비트는 항상 동일하고(00), 따라서 전체 10 비트는 모든 위성에 대해 항상 동일하다. 이 명세서의 나머지 부분에서는, "프리앰블"이란 용어는 선행 서브프레임의 최종 2비트(00) 및 현재 서브프레임의 시작의 8비트 시퀀스의 10 비트 시퀀스를 포함하는 것을 의미한다. 프리앰블(102)은 50 BPS 데이터 레이트를 기준으로 했을 때 각 위성에 의해 송신되는데 200밀리초가 소요된다. HOW 워드(105)는 다음 서브프레임의 제1 비트의 타임오브위크(time of week)를 정의하는 17 비트 길이의 워드이다. 서브 프레임 ID(106)는 5개의 가능 서브프레임 각각의 내용을 정의하는 3비트 필드이다. HOW 워드(105)는 송신하는데 340밀리초가 걸리고, 서브프레임 ID(106)는 송신하는데 60밀리초가 걸린다.

결과적으로, 10비트 프리앰블(102)은 항상 동일하고, 알려져 있으며, 17비트 HOW 워드(105) 및 3비트 서브 프레임 ID(106)는 시간 함수로서 예측가능하다. 새로운 HOW 워드(105) 및 서브 프레임 ID(106)가 6초 간격으로 메시지에 나타나므로, 핸드셋에서 3초내까지의 로컬 시각을 안다면 모든 서브프레임에 대한 17비트 HOW 워드(105) 및 3비트 서브 프레임 ID(106)의 정확한 패턴을 알 수 있다. 핸드셋 로컬 시각을 3초 이내로 유지하는 것은 모든 디지털 핸드셋의 일부인 저비용 저전력 실시간 클럭의 성능 내에서 이미 용이하게 달성된다.

50 BPS 메시지의 모든 비트는 1.023 MHz로 송신되는 1023 비트 확산 골드 코드와 코히어런트(coherent)하고, 또한 정확한 위성 클럭에 대해 자체적으로 코히어런트하다. 골드 코드는 매 데이터 비트당 20번 반복되고, 각 골드 코드 비트의 20번 발생을 디코딩하는데 약 20 밀리초의 기간이 필요하다.

전체 50 BPS 메시지는 위성 클럭과 동기되므로, 50 BPS 메시지의 각 비트의 위성으로부터의 송신 시각이 정확하게 제어되고 알려지며, 정확한 시각을 나타내는데 이용될 수 있다. 상기 언급한 바와 같이, GPS 지상 제어 세그먼트는 각 위성의 정확한 클럭을 수 나노초의 정확도로 유지한다(즉, 조정한다). 그 결과, 프리앰블(102), HOW 워드(105) 및 서브 프레임 ID(106)의 위성으로부터의 송신 시각이 정확하게 알려진다. 이들 알려지거나 예측가능한 데이터 비트 패턴의 수신 시각에 동기화하는 것은 신호의 비행 시간(위성과 수신기간 전파 지연) 및 위성 클럭 에러를 예측된 비트의 수신 시각에 부가함으로써 GPS 위성으로부터 GPS 수신기로의 정확한 절대 로컬 시각의 전달을 가능하게 한다. 전파 지연 및 위성 클럭 에러는 범위 측정으로부터 위치를 계산하는데도 필요한 위성 브로드캐스트 천체조견표(ephemeris) 및 클럭 정정 데이터를 앎으로써 수신기에서 계산 가능하다.

GPS 데이터 워드(100)의 도착 시각은 GPS 핸드셋내의 프리-운용(free-running) 로컬 클럭을 컬리브레이션하는데 이용될 수 있다. 컬리브레이션 방법은 King에 의한 미국특허 제 5,893,044호를 보면 알 수 있으며, 참조로 여기에 첨부하였다. 프리앰블(102), 및/또는 HOW 워드(105), 및/또는 서브프레임 ID(106)의 도착 시각(TOA)은 비행 중인(on the fly) 위성 범위의 측정 시각을 측정하는데 이용되거나, 선택적으로는 메모리로의 캡쳐 시각을 측정하는데 이용된다. GPS 신호 캡쳐 및 상관의 온-더-플라이(on-the-fly) 방법은 GPS 신호가 강한 예들에 이용될 수 있고, GPS 신호 캡쳐 및 상관의 메모리 방법은 신호가 약하거나 신뢰성이 없는 경우에 이용될 수 있다.

메모리가 이용되는 경우에, 메모리는 임의의 하나 또는 모든 데이터 세그먼트를 포함하는데 필요한 것보다 더 큰 것이 바람직하다. 캡쳐 시각은 본 발명의 기술 또는 King에 의한 미국 특허 번호 제 5,893,044호에 의해 제안된 기술 또는 네트워크로부터 핸드셋에 송신된 펄스 또는 메시지와 같은 일부 다른 조잡한(coarse) 시각 기준의 이용을 통해 주기적으로 재컬리브레이션되는 프리-운용 로컬 실시간 클럭에 의해 제어되는 것이 바람직하다. 중요한 것은, 캡쳐 기간 개시 시각이 하나의 서브프레임 데이터 패턴과 나머지의 개시를 구별할 수 있는 충분한 정확도, 많아야 3초 에러를 가지고 있다는 점이다. 일단 데이터 세그먼트가 메모리(선-상관을 위한 IF 메모리 또는 후 상관 메모리 중 어느 하나)로 캡쳐링되면, 데이터 세그먼트의 도착의 정확한 시각을 바로 측정할 수 있고, 따라서 데이터 캡쳐 시각 및 이에 따른 범위 측정 시각을 확립할 수 있다. 이것은 현재의 GSM 셀룰러 장치의 하드웨어를 광범위하게 변형할 필요가 없으며 현재의 통신 네트워크에 추가 구성요소를 부가할 필요가 없거나 특정 네트워크 메시징이 필요없이 수행될 수 있다.

GPS 수신기 또는 핸드셋은 자신의 내부 클럭을 가지고 있다. 그러나, 이러한 내부 클럭은 GPS 신호 데이터의 도착 시각을 정확하게 추적하기 위해 필요한 정확도를 가지지 않는다. 대신에, 내부 클럭은 GPS 데이터 메시지(100)의 도착 시각을 추출하고 내부 클럭을 주기적으로 재컬리브레이션하기 위해 측정된 도착 시각을 이용함으로써, 주기적으로 재컬리브레이션될 수 있다. 최악의 경우에 GPS 핸드셋의 로컬 실시간 클럭이 약 50 밀리언당 파트(PPM)의 에러를 가지는 32kHz 발진기를 이용할 것으로 예상되며, 1일당 약 2번씩의 재컬리브레이션(1초 정확도 드리프트)이 필요하게 된다.

물론, 핸드셋의 로컬 실시간 클럭이 가변됨에 따라, GPS 데이터 메시지(100)의 측정된 도착 시각이 가변되지만, 로컬 실시간 클럭의 비교적 작은 변이로 인해(변경의 시각 레이트도 GPS에 의해 컬리브레이션될 수 있음), 측정된 도착 시각은 로컬 실시간 클럭을 재컬리브레이션하는데 유용한 오프셋을 결정하는데 이용될 수 있다. 예를 들면, 도 1에서, 이전 서브 프레임 및 현재의 서브 프레임을 나타내는 수직선은 GPS 핸드셋이 GPS 데이터 메시지(100)가 시작되기를 기대하는 곳을 나타낸다. 그러므로, 실제 개시 및 GPS 핸드셋이 개시하기를 바라는 때와의 차이를 측정하는 것은 GPS 핸드셋 클럭 시각 및 시각의 변경 레이트를 재컬리브레이션하는데 이용될 수 있는 시각 오프셋을 제공한다.

로컬 실시간 클럭이 컬리브레이션되지 않는 경우에 대해, 서치 프로세스는 세그먼트를 샘플링하고, 주지의 데이터 패턴 또는 시퀀스에 대해 이를 검사하며, 검사 기간을 다른 세그먼트 길이로 슬라이딩하며 원하는 알고 있는 데이터 패턴이나 시퀀스가 발견될 때까지 반복하는데 이용된다.

도 2a 내지 2b는 데이터 세그먼트를 캡쳐하는데 1초 캡쳐 시각 프레임(200)을 이용하는 것을 도시하고 있다. 본 실시예에서 인커밍 GPS 신호는 1초의 기간동안에 캡쳐링된다. 원한다면 다른 캡쳐 시각 프레임이 이용될 수도 있다. 도 2a에서, 프리앰블(102)은 GPS 핸드셋의 예상 개시 시각 이전에 도착한다(클럭 드리프트로 인함). 그러나, 캡쳐 시각 프레임(200)의 크기로 인해, 전체 프리앰블(102)이 캡쳐링되어 저장된다. 프리앰블의 예상 개시 시각 이전 및 이후의 GPS 데이터가 캡쳐링되도록 1초 캡쳐 시각 프레임이 바람직하다. 그러므로, 캡쳐링된 데이터가 조사되어 프리앰블이 개시되는 정확한 때를 찾을 수 있다.

도 2b에서, 프리앰블(102)은 예상 개시 시각 이후에 도착한다. 1초 캡쳐 시각 프레임(200)을 이용함으로써, 로컬 핸드셋 클럭이 상당히 오프되고, 전체 프리앰블(102)이 여전히 캡쳐링된다.

도 3은 GPS 핸드셋에서 시각을 결정하기 위한 방법의 제1 실시예의 플로우차트(300)를 도시하고 있다. 단계(304)에서, GPS 데이터는 소정 기간동안 캡쳐링된다. 양호한 실시예에서, GPS 데이터는 다른 기간이 이용될 수 있지만 도 2a 및 2b에 도시된 바와 같이 약 1초동안 캡쳐링된다. 캡쳐 이벤트의 개시 시각 및 지속기간은 로컬 실시간 클럭에 의해 제어된다. 로컬 실시간 클럭은 이전에 컬리브레이션되고(여기에 설명된 방법 또는 종래 GPS 신호 처리 기술 중 어느 하나에 의해), 드리프팅된다.

로컬 실시간 클럭의 정확도는 예를 들면 핸드셋 기준 발진기와 같은 구동 발진기의 안정성에 좌우된다. GSM 및 CDMA 핸드셋에서, 핸드셋 기준 발진기는 통상 약 0.05PPM의 안정성을 가지고 있다(즉, 발진기는 매 100,000,000 발진마다 약 플러스 또는 마이너스 5 발진만큼 가변된다). 로컬 실시간 클럭은 단일 32kHz 프리-운용 발진기에 의해 구동될 수도 있다.

단계(308)에서, 결정적 또는 소정 특성을 가지는 예상 데이터 패턴(예를 들면, 프리앰블, HOW 워드, 서브프레임 ID, 등의 코드 복사물)이 캡쳐된 데이터에서 로케이팅된다. 양호한 실시예에서, 이것은 도 1에 도시된 프리앰블(102)이다. 그러나, HOW 워드(105)와 같은, 결정적 또는 소정 특성을 가지는 다른 예상 데이터 패턴이 이용될 수도 있다.

단계(311)에서, 캡쳐의 시작으로부터 예상 데이터 패턴 또는 데이터 시퀀스의 도착 시각까지의 시각 오프셋이 결정된다.

단계(315)에서, 위성 및 수신기로부터의 신호의 전파 지연 및 위성 오프셋 클럭 정정이 적용되어, 로컬 시각의 정확한 측정을 생성한다. 이러한 시각 오프셋은 위성 범위 측정을 시각 스탬핑하기 위한 기초가 될 뿐만 아니라, GPS 핸드셋에서 클럭을 재컬리브레이션하는데 이용될 수 있다.

도 4는 GPS 핸드셋의 시각을 결정하기 위한 방법의 제2 실시예의 플로우차트(400)를 도시하고 있다. 플로우 차트(400)가 제1 실시예의 플로우차트(300)과 상이한 유일한 점은, 방법이 비행 중에 수행된다는 점이다. 그러므로, 단계(404)에서, 단계(304)와 같이 단지 GPS 데이터를 캡쳐링하는 대신에, 방법은 후 상관 코히어런트 GPS 데이터를 캡쳐한다. 단계(408)는 단계(308)와 등가이고, 단계(411)는 단계(311)와 등가이다.

유의할 점은, 플로우차트(300)나 플로우차트(400) 중 어느 하나가 이용될 수 있다는 점이다. 실시간, 비행 중인(on-the-fly) 방법이 바람직하지만, 다르게는 GPS 신호가 메모리에 저장된 후 처리될 수도 있다. 수신기가 상관 락(lock)을 분실하여 더 이상 수신된 신호를 실시간으로 상관할 수 없는 경우에 메모리가 통상 이용된다. 이것은 신호 수신을 개선하거나 유지하고, 수신된 신호의 세기를 개선하며, 전력 소비를 감소시키거나 시각에 걸쳐 산출 로드 아웃(load out)을 확산하기 위해 수행될 수 있다.

도 5는 GPS 핸드셋에서 시각을 결정하기 위한 방법의 제3 실시예의 플로우차트(500)를 도시하고 있다. 단계(501)에서, 수신된 GPS 메시지는 중간 주파수로 다운 컨버팅된다. 이것은 관련 기술 분야에 주지되어 있고, 데이터 처리 및 핸들링을 더 용이하게 하도록 수행된다.

단계(504)에서, 중간 주파수가 샘플링되어 복수의 디지털 샘플을 얻는다. 샘플링은 통상 예를 들면 1초와 같은 소정 기간에 걸쳐 수행되고, 그 결과 양호한 실시예에서 200개의 샘플들이 생성된다.

단계(507)에서, 디지털 IF 샘플들이 저장된다. 양호한 실시예에서, 이들은 예를 들면 랜덤 액세스 메모리와 같은 일반적인 메모리에 저장된다. 그러나, 디지털 IF 샘플들은 임의의 타입의 디지털 저장 장치에 저장될 수 있다.

단계(510)에서, 데이터가 수신된 각 가시 위성에 대해 도플러(또는 주파수) 시프트가 결정된다.

단계(512)에서, 각 가시 위성에 대해 수신된 데이터에 대한 도플러(또는 주파수) 시프트가 결정된다. GPS 시스템은 지구 궤도에 분산된 24개 위성을 채용하고, 일반적으로는 맑은 날 지구상의 임의의 지점에서 적어도 4개의 위성들을 볼 수 있다.

단계(517)에서, 처리를 위해 가장 강한 신호가 선택된다. 방법은 GPS 신호 수신이 비교적 나쁜 경우의 기간 동안에 정확한 시각을 결정하도록 설계되므로, 가장 강한 신호의 선택은 최고의 신뢰성 및 최고의 성공 가능성을 제공한다. 이것은 또한 시각 결정에 필요한 최소 개수의 신호만을 처리함으로써 산출 시각 및 결과적인 전력 소비를 감소시키며, 그것은 하나의 위성 신호이다. 물론, 가장 강한 신호가 정확한 시각을 결정하는데 절대적으로 필요한 것은 아니다. 추가로(그러나, 서브 선택적으로), 다중 신호가 처리되어 수신기의 시각을 결정할 수 있다.

단계(522)에서, 후상관 코히어런트 신호의 동위상 특성이 측정되어 저장된다. 단계(527)에서, 후상관 코히어런트 신호의 직교 위상 특성이 측정되어 저장된다. 단계(522, 527)는 동시에 수행되는 것이 바람직하다.

단계(531)에서, 단계(522, 527)에서 결정된 동위상 및 직교 위상 특성이 예상 데이터 패턴으로 코히어런트하게 상관된다. 양호한 실시예에서, 이것은 프리앰블(102), HOW 워드(105), 및/또는 서브프레임 ID(106)이다. 실제로는, 단계(531)는 수신된 신호의 동위상 및 직교 위상 특성과 예상 데이터 패턴을 비교하여, 수신된 데이터의 시퀀스에서 예상 데이터 패턴이 시작하는 때를 결정한다.

단계(534)에서, 시각 오프셋이 상관 최대로부터 결정된다. 단계(531)의 상관은 피크(도 9에 도시됨)를 생성하고, 이 피크는 최대 상관의 지점, 즉 인커밍 데이터가 예상 데이터 패턴과 매칭하는 지점이다. 그러므로, 데이터 캡쳐의 개시 및 피크간의 시각은 예상 데이터 패턴의 개시가 발생하는 시각 오프셋을 제공한다.

단계(538)에서, 단계(534)에서 결정된 시각 오프셋, 코드 위상 및 선택된 위성의 위치로부터 캡쳐 시각이 결정되고, 클럭 정정은 위성(임의의 GPS 수신기에서 표준임), 특정 GPS 데이터 세그먼트(프리앰블(102), HOW 워드(105), 및/또는 서브프레임 ID(106)), 및 핸드셋의 지리적 위치에 대응한다. 핸드셋의 위치는 초기 추측으로부터 반복에 의해 계산될 수 있으며, 초기 추측은 예를 들면 가장 근접한 셀룰러 기지국(각 셀룰러 기지국은 주지의 위도와 경도를 가지고 있다)의 위치이다. 이러한 데이터는 시각 오프셋을 결정하는데 충분한다. 그리고 나서, 시각 오프셋은 GPS 위성 시스템과의 시각 동기성을 유지하기 위해 핸드셋 실시간 클럭을 재컬리브레이션하는데 이용될 수 있다.

도 6은 GPS 핸드셋의 시각을 결정하기 위한 방법의 제4 실시예의 플로우차트(600)를 도시하고 있다. 플로우 차트(600)가 제3 실시예의 플로우차트(500)와 상이한 점은, 단계(607)에 대해, 플로우차트(600)는 각 가시 위성 의사 랜덤 노이즈(PRN) 코드(즉, 골드 코드로서도 알려진 각 위성에 대한 특유의 식별자) 및 각 가시 위성 도플러 특성을 코히어런트하지 않게 상관한다는 점이다. 도 6에 도시된 다른 단계들은 도 5의 대응 단계와 동일하다. 도 4의 방법과 유사하게, 도 6의 방법은 디지털 IF 메모리를 필요로 하지 않는, 비행 중인(on-the-fly) 시각 오프셋 결정이다.

플로우차트(500)나 플로우차트(600) 중 어느 하나가 이용될 수 있다는 점은 자명하다. 실시간, 비행 중인(on-the-fly) 방법이 바람직하지만, 다르게는 GPS 신호가 메모리에 저장된 후 처리될 수도 있다. 수신기가 상관 락(lock)을 분실하여 더 이상 수신된 신호를 실시간으로 상관할 수 없는 경우에 메모리가 통상 이용된다. 이것은 신호 수신을 개선하거나 유지하고, 수신된 신호의 세기를 개선하며, 전력 소비를 감소시키거나 시간에 걸친 처리를 확장하기 위해 수행될 수 있다.

도 7은 GPS 핸드셋에서 시각을 결정하기 위한 장치(700)의 제1 실시예의 블록 다이어그램을 도시하고 있다. 장치(700)는 안테나(704), GPS 다운 컨버터(709), 아날로그-디지털 컨버터(ADC, 711), 선 상관 디지털 IF 스위치(713), 로컬 실시간 클럭(715), 디지털 IF 메모리(721), 획득 원조 데이터(724, acquisition aiding data), 비코히어런트 GPS 상관기(726), 코히어런트 GPS 상관기(729), 후 상관 코히어런트 메모리 저장 스위치(732), 샘플 메모리(735), 클린-업 믹서(738), 상관기(742), 미리-저장되고 예측된 예상 데이터 패턴(744), 시각 확장기(748), 시각 지연(750), 코히어런트 적분기(754), 크기 결정기(757), 크기 대 지연 메모리(762), 및 최대 적분 크기 결정기(766)를 포함한다.

안테나(704)는 GPS 신호를 수신하여, 이를 GPS 다운 컨버터(709)에 넘겨준다. GPS 다운 컨버터(709)는 GPS 데이터 신호를 중간 주파수(IF)로 변환하여, 이를 ADC(711)에 패싱한다. ADC(711)는 IF 데이터를 디지털 IF 데이터로 변환하고, 디지털 IF 데이터를 디지털 IF 스위치(713)에 전송한다. 로컬 실시간 클럭(715)의 제어하에 있는 디지털 IF 스위치(713)는 디지털 IF 데이터의 주기적인 샘플을 취하고, 주기적인 샘플(선-상관)은 디지털 IF 메모리(721)에 저장된다.

타겟 비트가 N-밀리초 길이 메모리에 적절하게 캡쳐링되는 것을 보장하기 위해서는, 실시간 클럭(715)의 정확도는 (N-M)/2 밀리초 내로 유지되어야 한다. 양호한 실시예에서 N이 1초이고 M이 200밀리초라고 주어지면, 클럭은 약 플러스 또는 마이너스 400 밀리초만큼 드리프팅될 수 있고, 타겟 데이터 시퀀스를 캡쳐링하는데도 여전히 유용하다.

그러나, 로컬 실시간 클럭(715)은 주기적으로 재컬리브레이션되어야 된다. 재컬리브레이션은 1) 각 GPS 위치 로케이트 요구와 함께 여기에 기술된 방법을 적용하는 것, 2) 실시간 클럭(715)은 소정의 용인 불가능 양만큼 드리프트하는 것으로 예측될 때의 자동 재컬리브레이션, 3) 핸드셋이 장애물 없는 전체 시야를 가지고 있고, 전통적인 GPS가 직접 GPS 신호로부터 시각을 추출할 수 있는 때, 4) 충전되는 때와 같이 핸드셋이 원격 전력을 가지고 있는 시각에 전통 GPS 신호 검출기로부터 시각을 얻고, 가용한 경우에 GPS 신호로부터 시각을 직접 얻는 것, 5) 차량 키트로부터 차량 키트에 내장된 임베디드 GPS 센서로부터의 핸드셋까지, 또는 예를 들면 블루투스와 같은 무선 인터페이스를 통한 차량 자체로부터의 전달 시각, 6) 비동기화된 네트워크를 통한 송신 경로 시각을 포함하여 수 개의 방법을 통해 수행될 수 있다.

비코히어런트 GPS 상관기(726)는 코드 위상 특성, 도플러 특성, 및 디지털 IF 메모리(721)에 저장된 수신된 GPS 위성 신호의 신호 세기를 결정한다. 지금까지의 하드웨어는 다중 GPS 위성 신호를 수신할 수 있고, 디지털 IF 메모리(721)에 저장된 디지털 IF 데이터는 수개의 위성 신호에 대한 데이터를 포함한다는 것은 자명하다. 상기 언급한 바와 같이, 최소 4개의 GPS 위성이 임의의 시각에 GPS 핸드셋의 시야에 존재하고, 더 많은 개수도 가능하다. 따라서, 적어도 4개의 GPS 데이터 신호가 존재할 수 있다.

비코히어런트 GPS 상관기(726)도 또한 알려지고 예상된 위성 위치와 같은 위성 천체조견표를 포함하여, 획득 원조 데이터(724)로부터 정보를 수신한다. 이러한 획득 원조 데이터(724)는 비코히어런트 GPS 수신기(726)가 위성 신호간을 구별할 수 있게 하고, 각 검출가능한 위성 신호의 코드 위상(0 내지 1 밀리초 시각 오프셋) 및 도플러 주파수(+/-4kHz)를 결정할 수 있게 한다.

비코히어런트 GPS 상관기(726)는 시간 도메인 상관기일 수 있고, 상관기는 연속적인 출력을 1 밀리초로 코히어런트하게 가산한다. 그러한 상관기의 예는 여기에 참고로 첨부한 Kennedy 등에 의한 미국특허 제5,148,452호에 개시되어 있다. 다르게는, 비코히어런트 GPS 상관기(726)는 여기에 참고로 첨부한 Krasner에 의한 미국특허 제5,663,734호 또는 Ma 등에 의한 미국특허 제4,998,111호에 개시되어 있다. 비코히어런트 상관기는 50 BPS 데이터 패턴을 아는 것을 요구하지 않으며 전통적인 GPS 신호 처리 기술이 실패하는 환경에서 신호의 코드 위상 및 도플러 시프트를 추출할 수 있다는 것을 유의하는 것이 중요하다. 뿐만 아니라, 비코히어런트 GPS 상관기(726)는 전용 하드웨어에 의해 구현되거나, 프로그램가능한 디지털 신호 처리기에 의해 코딩되는 소프트웨어에 의해 생성될 수도 있다.

코히어런트 GPS 상관기(729)는 마찬가지로 디지털 IF 메모리(721)에 접속되고, 비코히어런트 GPS 상관기(726)에도 접속된다. 디지털 IF 메모리(721)로부터의 데이터는 (신호 채널) 코히어런트 GPS 상관기(729)에 피딩되고, 코히어런트 GPS 상관기(729)는 소정 코드 위상 및 도플러에서 신호의 1 밀리초 동위상 및 직교위상 측정을 수행한다. 코히어런트 GPS 상관기(729)는 단일 채널 상관기이고, 비코히어런트 GPS 상관기(726)로부터 수신된 가장 강한 GPS 데이터 신호의 동위상 및 직교 위상 측정을 생성한다. 이때, 가장 강한 GPS 신호가 선택되어, 시각 결정을 얻는 신뢰성 및 가능성을 증가시키기 위해 이때부터 계속 이용된다. 비코히어런트 상관기(726) 및 코히어런트 상관기(729)는 동일한 상관기이고 2개의 다른 모드에서 이용될 수 있다는 것에 유의하는 것이 중요하다.

비코히어런트 GPS 상관기(726)와 같이, 코히어런트 GPS 상관기(729)는 전용 하드웨어에 의해 구현되거나 프로그램가능한 디지털 신호 처리기로 코딩되는 소프트웨어에 의해 생성될 수도 있다.

샘플 메모리(735)에 접속하고 샘플 메모리(735)에 저장된 동위상 및 직교위상 측정 샘플 워드를 생성하는 후-상관 메모리 저장 스위치(732)가 코히어런트 GPS 상관기(729)에 접속된다. 양호한 실시예의 메모리 저장 스위치(732)는 1 밀리초 샘플을 취하고, 디지털 IF 메모리(721)에 저장된 N 밀리초 데이터에 대응하는 동위상 및 직교 위상 측정의 콤플렉스(complex) 데이터의 N 워드를 생성한다. 1 밀리초 샘플들은 역확산되고(GPS 신호는 확산 스펙트럼 신호이다), 거의 제로 도플러이며, 따라서 샘플 워드 상에 유일하게 남는 신호는 50 BPS 데이터 패턴(및 노이즈)이다.

저장된 동위상 및 직교 위상 측정으로부터 임의의 남아있는 도플러 특성을 제거하는 클린-업 믹서(738)는 샘플 메모리(735)에 접속된다(샘플 메모리(735)는 샘플로부터 제거된 모든 또는 거의 모든 도플러를 가지는 동위상 및 직교 위상 측정을 포함한다). 후 상관 샘플이 이미 메모리에 저장되어 재생될 수 있으므로, 이것은 반복적인 방식으로 복수의 기술을 이용하여 달성될 수 있다. 예를 들면 한 방법은 크기 대 지연 메모리(762)에서 피크 신호를 최대화하는 도플러 와이프-어프(wipe-off) 주파수를 찾기 위해, 다중 상관에 걸친 잔여 도플러 와이프-오프 주파수를 샘플 메모리(735)에 저장된 완전한 샘플 셋트와 이격되게 반복적으로 스테핑하는 것에 관한 것이다. 이것을 최상으로 수행하기 위해서는, 코히어런트 상관기(729)에서 대부분의 도플러 신호를 와이프-오프하는데 이용되는 추정 도플러 주파수는 샘플 메모리(735)가 채워지는 동안에 일정하게 유지되어야 된다. 이와 같이, 일정한 잔여 도플러 와이프-오프 주파수가 이용될 수 있고, 또는 다이나믹스를 겪는 수신기의 경우에 대해 처프된(chirped)(일정하지 않은, 주파수 변경의 일정 레이트로 변경됨) 잔여 도플러 와이프-오프 주파수가 반복 시도의 일부로서 시도될 수도 있다.

상관기(742)는 클린 업 믹서(738) 및 예상 데이터 패턴(744)에 접속된다. 상관기(742)는 예상 데이터 패턴(744)에 대해 동위상 및 직교위상 측정을 상관한다.

양호한 실시예에서, 예상 데이터 패턴(744)은 GPS 데이터 메시지(100)의 프리앰블(102), HOW 워드(105), 및/또는 서브프레임 ID(106)이다. 예상 데이터 패턴(744)은 각 비트의 지속 시간을 1밀리초로부터 20밀리초로 확장하는 시각 확장기(748)에 접속되고, 시각 확장기(748)는 지연(750)에 더 접속된다. 지연(750)은 상관기(742)에 접속된다. 그러므로, 예측된 50 BPS 데이터 패턴은 샘플 메모리(735)에 저장된 샘플 워드의 길이를 매칭하도록 하기 위해 길이가 200밀리초인 데이터 패턴(프리앰블(102)의 경우에)으로 변환된다. 상관기(742)는 수신되고 저장된 데이터를 이 예상 데이터 패턴에 코히어런트하게 상관하여, 데이터 패턴이 상관할 때 더 높은 값을 생성한다. 이것은 도 8에 도시되어 있고, 신호 A 및 B는 상관되어 출력 신호 C를 생성한다. 그러므로, 신호 C는 신호 A 및 B가 동일한 값을 가질 때 디지털 1을 포함하고, 신호 A 및 B가 다른 경우에 디지털 0을 포함한다. 이것은 하드웨어에서 배타적 OR 게이트에 의하거나 메모리에 저장된 마이크로프로세서 알고리즘에 의해 달성될 수 있다.

코히어런트 적분기(754)는 상관기(742)에 접속되고, 상관 출력을 적분하여 적분 출력을 생성한다. 유의할 점은, N-M 지연 코히어런트 적분을 달성하는 대부분의 작업이 마이크로프로세서나 전용 하드웨어에 저장된 회귀 알고리즘으로 수행될 수 있으므로, 필요한 연산의 개수를 대폭 줄인다는 점이다. 뿐만 아니라, 승산은 모두 +1 또는 -1에 의해 수행되므로, 산술계산이 크게 단순화된다.

크기 결정기(757)는 코히어런트 적분기(754)에 접속되고, 적분 결과의 크기를 검출한다. 크기 결정기(757)로부터의 복수의 적분 크기가 크기 대 지연 메모리(762)에 저장된다. 양호한 실시예에서, 전체 N-M 크기 값들이 생성되어 크기 대 지연 메모리(762)에 저장된다. 파라미터 N은 샘플 메모리(735)의 워드 크기이고, N은 디지털 IF 메모리(721)에 캡쳐링된 데이터의 밀리초 개수를 반영한다. 디지털 IF 메모리가 1초 데이터(즉, 1,000 샘플)를 포함하는 경우에 대해, 파라미터 N은1,000이다. 파라미터 M은 주지된 데이터 패턴의 길이이다. 프리앰블(102)이 캡쳐링된다면, 파라미터 M은 200 밀리초의 길이이다. 마찬가지로, HOW 워드(105)에 대해서도, 파라미터 M은 340 밀리초 길이이다. 적분 크기의 개수는 ADC(711) 이후에 캡쳐링되는 원래 IF 데이터의 샘플 개수에 대응한다.

그리고 나서, 최대 적분 크기 결정기(766)는 크기 대 지연 메모리(762)에 저장된 데이터를 이용하여, 최대 적분 결과가 얻어지는 지점을 결정한다. 이것은 도 9에 도시되어 있고, 최대 적분 크기는 예측 데이터 패턴의 개시를 나타낸다. 신호 캡쳐의 개시 시각(시각 제로 지점) 및 측정된 최대 적분 크기의 시각(피크)간의 시각 오프셋이 찾는 시각 오프셋이다. 그런 후, 시각 오프셋은 도 5의 단계(538) 및 도 6의 단계(638)에서 설명한 바와 같이, 실제 (로컬) 시각을 결정하고 핸드셋 실시간 클럭을 재컬리브레이션하는데 (선택된 위성의 코드 위상 및 위치, 및 대응하는 위성 클럭 정정과 함께) 이용된다.

유사한 방식으로, 도 10에 도시된 바와 같이 GPS 핸드셋의 시각을 결정하기 위한 장치의 제2 실시예는 도 7에 도시된 바와 같은 디지털 IF 샘플 메모리(721) 및 IF 스위치(713)가 제거되는데 이용된다. 도 10을 참조하면, 로컬 실시간 클럭(1015)은 샘플 메모리(1035)에 저장된 후 상관 동위상 및 직교 위상 샘플의 캡쳐 시각 스위치(1032)를 직접 제어한다. 나머지 장치는 도 7을 참조하여 설명한 것과 동일하다. 그러므로, 장치(1000)는 시각 오프셋을 결정하기 위해 비행 중인(on-the-fly) GPS 신호를 처리하도록 설계된다.

유의할 점은, 소자(732 내지 766) 및 소자(1032 내지 1066)는 제어 마이크로프로세서에서 운용되는 소프트웨어 알고리즘에서 모두 양호하게 달성될 수 있어 추가 하드웨어가 필요하지 않다는 점이다.

지금까지 양호한 실시예를 설명했지만, 본 발명은 기술된 특정 실시예로 한정되는 것은 아니다. 본 기술 분야의 숙련자라면 본 발명의 범주에서 벗어나지 않고서도 기술된 특정 실시예를 이용 및 변형할 수 있으며 사고의 출발점으로 할 수 있다는 것은 자명하다.

Claims

위성 측위 시스템 (SPS: Satellite Positioning System) 수신기에서 시각을 결정하기 위한 방법에 있어서,

소정 기간 동안에 SPS 메시지로부터 SPS 데이터를 캡쳐링하는 단계;

상기 캡쳐된 SPS 데이터와 예상 데이터 패턴을 상관하여, 상기 캡쳐된 SPS 데이터에 상기 예상 데이터 패턴의 도착 시각을 로케이팅(locating)하는 단계; 및

상기 소정 기간의 개시 시각 및 상기 예상 데이터 패턴의 도착 시각 사이의 시각 오프셋을 결정하는 단계

를 포함하는 SPS 수신기의 시각 결정 방법.
제1항에 있어서,

상기 시각 오프셋은 상기 SPS 수신기의 클럭을 컬리브레이션하는데(calibrate) 이용되는 SPS 수신기의 시각 결정 방법.
제1항에 있어서,

상기 SPS 메시지는 SPS 위성으로부터이고, 상기 결정 단계는 상기 SPS 위성과 상기 SPS 수신기간의 신호 전파 시각을 보상하도록 상기 시각 오프셋을 정정하는(correcting) 단계를 더 포함하는 SPS 수신기의 시각 결정 방법.
제3항에 있어서,

상기 정정 단계는 위성 클럭 오프셋 시각을 보상하도록 상기 정정된 시각 오프셋을 변형하는(modifying) 단계를 더 포함하는 SPS 수신기의 시각 결정 방법.
제1항에 있어서,

상기 예상 데이터 패턴은 SPS 메시지 프리앰블(preamble)인 SPS 수신기의 시각 결정 방법.
제1항에 있어서,

상기 예상 데이터 패턴은 핸드-오버(hand-over) 워드인 SPS 수신기의 시각 결정 방법.
제1항에 있어서,

상기 예상 데이터 패턴은 서브프레임 ID인 SPS 수신기의 시각 결정 방법.
제1항에 있어서,

상기 예상 데이터 패턴은 SPS 메시지 프리앰블, 핸드오버 워드, 및 서브프레임 ID로 구성되는 그룹, 및 그들의 조합으로부터 선택되는 SPS 수신기의 시각 결정 방법.
제1항에 있어서,

상기 소정 기간은 대략 1초인 SPS 수신기의 시각 결정 방법.
제1항에 있어서,

상기 캡쳐링 단계는,

SPS 신호를 소정 중간 주파수로 다운 컨버팅하는 단계;

복수의 샘플을 생성하기 위해 상기 다운 컨버팅된 SPS 신호를 샘플링하는 단계; 및

상기 복수의 샘플을 메모리에 저장하는 단계를 더 포함하는 SPS 수신기의 시각 결정 방법.
SPS 수신기에서 시각을 결정하기 위한 장치에 있어서,

복수의 SPS 신호를 중간 주파수로 다운 컨버팅하기 위한 다운 컨버터;

상기 다운 컨버터에 결합되고, 상기 다운 컨버팅된 복수의 SPS 신호를 디지털 데이터로 변환하기 위한 아날로그-디지털 컨버터;

상기 아날로그-디지털 컨버터 및 클럭에 결합되고, 소정 샘플 기간 동안 주기적으로 닫히도록, 상기 클럭에 의해 제어되는 디지털 중간 주파수(IF) 스위치;

상기 디지털 IF 스위치에 결합되고, 상기 디지털 IF 스위치가 닫히는 때에 가용한 복수의 디지털 IF 데이터를 저장하기 위한 IF 메모리;

상기 IF 메모리에 결합되고, 코드 위상 특성을 결정하며 도플러 특성을 결정하고 상기 복수의 디지털 IF 데이터내의 복수의 SPS 신호에 대한 신호 세기 특성을 결정하며 상기 결정된 코드 위상 특성, 결정된 도플러 특성 및 결정된 신호 세기 특성에 기초하여 SPS 위성 신호를 선택하기 위한 비코히어런트 SPS 상관기;

상기 IF 메모리 및 상기 비코히어런트 SPS 상관기에 결합되고, 동위상 및 직교위상 코히어런트 측정을 생성하기 위한 코히어런트 SPS 상관기;

상기 코히어런트 SPS 상관기에 결합되고, 복수의 동위상 및 직교위상 코히어런트 측정 샘플을 생성하기 위해 주기적으로 닫히는 메모리 저장 스위치;

상기 메모리 저장 스위치에 결합되고, 상기 복수의 동위상 및 직교위상 코히어런트 측정 샘플을 저장하기 위한 샘플 메모리;

상기 샘플 메모리 및 소정 예상 데이터 패턴 저장 장치에 결합되고, 상기 복수의 동위상 및 직교 위상 코히어런트 측정 샘플을 상기 소정 예상 데이터 패턴 저장 장치의 소정 예상 데이터 패턴과 코히어런트하게 상관하여 상관 출력을 생성하는 상관기;

상기 상관기에 결합되고, 상기 상관 출력을 적분하여 적분 출력을 생성하기 위한 코히어런트 적분기;

상기 코히어런트 적분기에 결합되고, 상기 적분 출력의 크기를 검출하며 복수의 적분 크기를 생성하기 위한 크기 결정기;

상기 크기 결정기에 결합되고, 상기 복수의 적분 크기를 저장하기 위한 크기 대 지연 메모리; 및

상기 크기 대 지연 메모리에 결합되고, 최대 적분 크기와, 복수의 디지털 IF 데이터를 저장하는 개시 시각으로부터 상기 최대 적분 크기까지의 지연 기간을 나타내는 시각 오프셋을 결정할 수 있는 최대 적분 크기 결정기를 포함하는 SPS 수신기의 시각 결정 장치.
제11항에 있어서,

캡쳐 시각은 상기 시각 오프셋, 상기 선택된 SPS 위성 신호의 코드 위상, 상기 선택된 SPS 위성 신호에 대응하는 위성의 위치 및 상기 장치의 위치로부터 결정되는 SPS 수신기의 시각 결정 장치.