KR100465919B1 - 디스플레이 드라이버 장치 - Google Patents

Abstract

키네스코프 음극, 소켓, 스파크 간극, 및 관련 공전 커패시턴스에 기인할 수 있는, 비디오 증폭기에 제공된 유효 커패시턴스를 줄이기 위한 에미터 폴로워 증폭기는, 고압 비디오 증폭기의 출력과 키네스코프의 음극 사이에 접속된다. 비디오 증폭기의 바람직하지 못한 2차 커패시턴스 로딩은, 에미터 폴로워 출력 트랜지스터의 콜렉터-에미터 전압을 실제적으로 일정한 값으로 조정하여, 전체적인 비디오 시스템의 슬루율과 대역폭과 같은 파라미터를 개선함으로써, 효과적으로 감소된다. 폴로워 회로 내의 비선형 회로는 정확한 AKB 전류 감지를 용이하게 하고, 전압 조정 회로를 단순화시킨다. 못마땅한 얼룩을 초래하는 여분의 피크 백색 드라이브를 감소시키기 위한 백색 제한 회로는 비디오 증폭기 내에 포함된다. 푸쉬-풀 폴로워 출력 트랜지스터의 콜렉터-에미터 전압의 붕괴를 방지하기 위하여, 비디오 증폭기 내의 흑색 제한 회로 또한 제공된다. 비디오 증폭기 출력 트랜지스터의 히트 싱크 커패시턴스는 부트스트랩핑을 통해 차단된다.

Description

디스플레이 드라이버 장치{DISPLAY DRIVER APPARATUS}

디스플레이 장치로서 직접 시청형 또는 프로잭션형 키네스코프를 사용하는 텔레비전 장치에 있어서, 키네스코프 음극을 구동하는 증폭기가 넓은 대역폭과 높은 슬루율(slew rate)을 갖는 상대적으로 고전압 구동 신호를 제공하는 것이 바람직하다. 전형적으로, 구동 전압은 200 V 정도 또는 그 이상이 될 수 있고, 대역폭은 예컨대 종래의 TV 시청과 데이터 디스플레이 모두가 요구되는 특정 응용에서 종래의 텔레비전 표준보다 실제적으로 더 높을 수 있다. 심지어 더 높은 대역폭이, 표준 TV 라인 속도의 2 배 이상의 주사를 필요로 하는 비디오 응용에서 필요할 수도 있다.

고전압 동작을 용이하게 하기 위하여, 공통 베이스 출력 스테이지를 구동하는 공통 에미터 입력 스테이지의 직렬 구성을 사용하는 것이 일반적이다. 이러한 구성은 오직 하나의 고전압 트랜지스터(출력 스테이지)만을 필요로 하며, 공통 베이스 구성으로 연결되기 때문에 밀러 효과가 억압되고, 따라서 매우 넓은 대역폭 동작이 가능해진다. 실제 문제로서, 직렬 증폭기로 얻어질 수 있는 실제 대역폭과 슬루율은 가용 출력 전류와 출력 스테이지에 존재하는 유효 부하 커패시턴스에 크게 의존한다.

일반적으로, 증폭기의 대역폭과 슬루율을 최대화하기 위하여 증폭기 동작 전류를 증가시키거나 유효 부하 커패시턴스를 줄일 수 있다. 그러나 전류를 증가시키는 것은 반드시 증폭기 전력 소비의 증가를 야기하기 때문에, 동작 전력 증가에 의지하기보다는 개선된 성능을 위하여 유효 부하 커패시턴스를 감소시키는 조처를 취하는 것이 바람직하다.

키네스코프 드라이버 응용에 있어서, 증폭기에 제공되는 "유효" 부하 커패시턴스는 대체로 소켓, 스파크 간극, 배선 등등과 관련된 키네스코프 음극 및 공전(stray) 커패시턴스의 부하 커패시턴스이다. 유효 커패시턴스 로딩을 감소시키는데 유효한 접근 방법은 푸쉬-풀 상보형 에미터 폴로워(emitter follower) 증폭기를 통해 증폭기를 음극에 접속시키는 것이다. 이러한 증폭기는 트랜지스터 전류 이득("β")의 역수에 근사적으로 비례하여 부하 커패시턴스를 효과적으로 "분리"시킨다. 폴로워 증폭기에 의해 제공된 부가적인 전류는 부하 커패시턴스의 보다 더 빠른 충방전을 제공하고, 따라서 슬루율과 대역폭을 증대시킨다. 움직이지 않는 전력 소비를 실질적으로 증가시키는 것을 피하기 위하여, 통상적인 실시는 폴로워 증폭기를, 동시 도통을 피하기 위하여 푸쉬-풀 트랜지스터가 바이어스되는 "B-등급" 모드로 동작시키는 것이다.

직렬 증폭기의 부하가 부하 커패시턴스 축소를 위한 푸쉬-풀 상보형 에미터 폴로워 증폭기를 통해 키네스코프의 음극에 접속되는 키네스코프 드라이버 증폭기의 예는, 예컨대 1989년 8월 22일 등록되고 발명의 명칭이 "비디오 디스플레이 드라이버 장치"인 미국특허 제4,860,107호에서 존 에이취. 푸레이(John H. Furrey)에 의해 설명되었다. 유리하게, 푸레이(Furrey)의 장치에서 상보형 에미터 폴로워 드라이버의 사용은 디스플레이의 유효 부하 커패시턴스(키네스코프 부하 및 공전 커패시턴스)를 상당히 감소시켜, 양 및 음의 비디오 신호 과도 응답(transient response)을 개선시킨다.

1997년 10월 21일 등록되고, 발명의 명칭이 "키네스코프 드라이버 장치"인 미국특허 제5,680,173호에서 화이트(White) 등에 의해, 상보형 에미터 폴로워 출력 접속 스테이지를 구비한 형태의 키네스코프 드라이버 증폭기에서 중요한 추가의 개선이 이루어질 수 있음이 인식되었다. 특히, 화이트 등에 의한 장치에서, 푸쉬-풀 상보형 에미터 폴로워 증폭기는, 키네스코프 음극, 소켓, 스파크 간극 및 관련 공전 커패시턴스에 기인하고, 드라이버 증폭기에 존재하는 유효 커패시턴스를 줄이기 위하여, 고압 드라이버 증폭기의 출력과 키네스코프의 음극 사이에 연결된다. 폴로워 증폭기의 콜렉터-베이스 커패시턴스에 기인하고, 증폭기의 원하지 않은 2차 커패시턴스 로딩은, 푸쉬-풀 폴로워 출력 트랜지스터의 콜렉터-에미터 전압을 각각 거의 일정한 값으로 조정하여, 전체 비디오 디스플레이 시스템의 슬루율과 대역폭과 같은 파라미터를 개선함으로써 효과적으로 감소된다.

상술한 종래 기술에 있어서, 부하 커패시턴스의 바람직한 감소는 에미터 폴로워 부하 차단을 이용하여(푸레이) 얻어지고, 부하 커패시턴스의 추가의 감소는 폴로워 트랜지스터의 콜렉터-에미터 전압을 조정하여(화이트 등) 얻어진다.

여기에서, 자동 키네스코프 바이어스{이후로는 "AKB"(automatic kinescope bias)로 언급} 제어와 같은 목적을 위한 키네스코프 음극 전류를 자동으로 감지하는 것이 필요한 응용에서 에미터 폴로워 커패시턴스 감소를 위한 양의 피드백을 사용하는 형태의 키네스코프 드라이버 증폭기에서 추가의 개선이 필요함이 인식되었다. 본 발명은 제 1의 점에서 상기 필요성을 충족시키도록 하기 위한 것이다.

본 발명은 일반적으로 증폭기에 관한 것이고, 보다 상세하게는 키네스코프(kinescope)의 음극 전극을 구동하기 위한 비디오 신호를 증폭하기 위한 장치에 관한 것이다.

도 1은 부분적으로 블록도 형태인, 상보형 에미터 폴로워 음극 차단과 AKB 전류 감지 기능을 갖는 종래 기술의 키네스코프 드라이버 장치의 개략도.

도 2는 부분적으로 블록도 형태인, 종래 기술의 키네스코프 드라이버 장치의 다른 실시예의 개략도.

도 3은 부분적으로 블록도 형태인, 본 발명을 채용한 키네스코프 드라이버 장치의 개략도.

도 4 및 도 5는 부분적으로 개략도 형태인, 도 3의 장치와 관련하여 부하 커패시턴스를 감소시키기 위한 본 발명의 다른 특성을 도시하는 블록도.

본 발명은 비디오 신호를 수신하기 위한 비디오 증폭기에 접속된 입력과 키네스코프의 음극에 연결된 출력을 구비한 상보형 에미터 폴로워 증폭기를 포함하는 형태의 키네스코프 드라이버 장치에 관한 것이다. 출력 트랜지스터를 위한 거의 일정한 콜렉터-에미터 전압을 유지하기 위하여 상보형 에미터 폴로워의 제 1 및 제 2 출력 트랜지스터의 각 콜렉터에 각 양의 피드백 전압을 제공하기 위한 피드백 회로가 제공되고, 키네스코프의 음극 전류를 감지하기 위해 AKB 전류 센서가 제 2 출력 트랜지스터의 콜렉터 회로 내에 연결된다.

본 발명에 따라, 상보형 에미터 폴로워의 출력은 임계 전도 스위치 수단을 통해 제 1 출력 트랜지스터의 에미터에 연결되고, 저항 수단을 통해 제 2 출력 트랜지스터의 에미터에 연결된다.

본 발명의 다른 특성에 따라, 피드백 회로는, 제 1 출력 트랜지스터의 에미터와 임계 전도 스위치 수단의 접합점에 연결된 입력을 구비한다.

본 발명의 또 다른 특성에 따라, 제 1 출력 트랜지스터의 에미터와 상보형 에미터 폴로워의 출력 사이에서 커패시터가 임계 전도 스위치 수단과 병렬로 연결된다.

본 발명의 상기 및 다른 특성은 유사한 소자는 유사한 참조 번호로 지정된 첨부된 도면에 도시된다.

상술한 미국특허 제5,680,173호에서 화이트 등에 의한 키네스코프 드라이버 장치의 실시예인 도 1과 키네스코프 드라이버 증폭기의 출력으로부터 키네스코프 음극 커패시턴스를 차단하기 위한 종래의 푸쉬-풀 에미터 폴로워 버퍼 증폭기를 사용하는 것의 문제점을 먼저 고려하는 것이 본 발명의 이해에 도움이 된다. 이전에 설명한 바와 같이, 에미터 폴로워 증폭기는, 고압 비디오 드라이버 증폭기의 출력(및 관련 공전)에 제공되는 음극에 기인한 커패시턴스를 감소시키는데 효과적이다. 그러나, 폴로워 증폭기 자체는 드라이버 증폭기 상에서 커패시턴스 부하 효과를 야기할 수 있고, 전체적인 시스템 성능을 제한하는 경향이 있다.

화이트 등은 푸쉬-풀 에미터 폴로워를 사용하는 형태의 키네스코프 드라이버 시스템에서 바람직하지 못한 커패시턴스 로딩 효과의 주 근원이 폴로워 출력 트랜지스터의 콜렉터-베이스 커패시턴스에 기인할 수 있음을 지적하였다. 전형적으로, 이들 커패시턴스는 키네스코프 음극 커패시턴스보다 적고, 에미터 폴로워 증폭기에 의한 음극 차단은 직접 접속 시스템과 비교하여 전체적인 커패시턴스 감소와 슬루율 및 대역폭에서의 개선을 제공한다. 그러나, 에미터 폴로워 차단의 최대 이점을 얻기 위하여, 에미터 폴로워 증폭기 자체의 유효 커패시턴스를 감소시키는 것이 바람직하다.

화이트 등에 의한 장치에서 폴로워 커패시턴스의 효과적인 감소를 얻기 위하여, 폴로워 트랜지스터의 콜렉터-베이스 커패시턴스에서의 다이내믹한 신호 조건 하에서 전류의 흐름을 감소시키기는 방법으로 피드백이 사용된다. 이것은 폴로워 트랜지스터에 대한 거의 일정한 콜렉터-에미터 전압을 유지하기 위하여 피드백을 적용함으로써 얻어진다. 이것은 일정한 콜렉터-베이스 전압을 유지한다. 결과적으로 다이내믹한 신호 조건 하에서 신호 전압이 변함에 따라 콜렉터-베이스 커패시턴스의 충방전은 거의 없거나 전혀 없게 된다.

트랜지스터의 콜렉터-베이스 커패시턴스에 기인할 수 있는 폴로워 입력 커패시턴스의 효과적인 감소는 콜렉터-이미터 전압을 조정하는데 적용된 피드백의 백분율 함수이다. 예컨대 피드백 백분율이 콜렉터-에미터 전압 변동이 50%만큼 감소되도록 선택된다면, 폴로워 증폭기의 콜렉터-베이스 커패시턴스를 충방전하는 유도성전류 또한 50%만큼 감소되고, "유효" 커패시턴스 로딩은 절반으로 줄어든다. 피드백 백분율이 1을 향해 증가함에 따라, 폴로워 커패시턴스의 더 큰 감소가 얻어질 수 있다. 회로 안정을 위하여, 피드백 이득이 1과 같거나 또는 초과할 수 없다는 것을 보장하기 위한 준비가 이루어진다. 이러한 준비는 피드백 경로 내의 모든 "능동" 반도체 장치를 전압으로 또는 "에미터" 폴로워 구성으로 연결함으로써 얻어진다.

도 1은 여기에서, AKB 제어를 위한 음극 전류 감지를 포함하고, 본 발명의 개선을 위한 기초를 제공하기 위하여 여기에서 설명되는 화이트 등의 장치의 실시예를 도시한다. 도 1은, 디스플레이를 위한 키네스코프 음극(16)에 비디오 신호를 제공하기 위한 비디오 신호원(10)을 포함하는 텔레비전 디스플레이 시스템을 도시한다. 도면을 간단히 하기 위하여, 키네스코프 및 신호원의 상세 사항은 도시되지 않았다. 컬러 시스템에 대해 3개의 드라이버 증폭기가 존재함을 알 수 있을 것이다.

개괄적으로, 비디오 신호를 음극(16)에서 필요한 고압 레벨로 증폭하기 위하여, 시스템은 직렬형 고압 증폭기(20)(점선으로 표시)를 포함한다. 고압 증폭기(20)의 출력을 키네스코프 음극(16)의 커패시턴스로부터 차단시키기 위하여, 증폭기(20)의 출력{트랜지스터(Q3)의 콜렉터}은 푸쉬-풀 상보형 에미터 폴로워 증폭기(30)(점선으로 표시)를 경유하여 음극(16)에 연결된다. 키네스코프 아크(arc)로부터 구동 증폭기를 보호하기 위하여, 폴로워 출력 단자(15)는 키네스코프 아크 보호 저항(R15) 및 인덕터(L1)를 통해 음극(16)에 연결된다. 자동 키네스코프 바이어스(AKB) 동작을 제공하기 위하여, 음극 전류 감지 회로(40)("I_k감지", 점선으로 표시)가 제공되는데, 상기 회로는, 키네스코프 음극(16)의 음극 전류(I_k)에 비례하는 AKB 출력 신호를 출력 단자(18)에서 생성하기 위하여, 푸쉬-풀 에미터 폴로워 증폭기(30) 내의 PNP 트랜지스터(Q7)의 콜렉터 전류를 감지한다. 이러한 특성은 선택적이고 생략될 수 있다.

최종적으로, 상보형 에미터 폴로워(30)의 콜렉터-베이스 커패시턴스에 기인할 수 있고, 고압 증폭기에 제공된 유효 커패시턴스를 감소시키기 위하여, 시스템은 폴로워(30)의 NPN 트랜지스터(Q4)에 대한 거의 일정한 콜렉터-에미터 전압을 유지하는 피드백 제어 회로(50)(점선으로 표시)와, 폴로워(30)의 PNP 트랜지스터(Q7)에 대한 거의 일정한 콜렉터-에미터 전압을 유지하는 다른 피드백 제어 회로(60)(점선으로 표시)를 포함한다. 일정한 콜렉터-에미터 전압에서의 폴로워 트랜지스터의 동작은 콜렉터-베이스 전압을 거의 일정한 값으로 유지시켜 폴로워 트랜지스터의 콜렉터-베이스 커패시턴스의 충방전 전류의 크기를 감소시킨다. 이로운 결과는, 드라이버 증폭기(20)가 이들 "기생" 커패시턴스를 위한 충방전 전류를 제공할 필요가 없기 때문에, 전체적인 슬루율, 대역폭 및 과도 응답 특성이 개선된다는 점이다.

증폭기(20) 및 피드백 또는 조정 회로(50 및 60)의 동작을 위한 고압 전원(예, 200V 정도)은 고압(H.V) 전원 단자(20)를 통해 제공된다. 고압 전원(20)의 접속 해제는 저항(R20)과 커패시터(C20)를 포함하는 접속해제 네트워크 또는 저역 필터에 의해 제공된다. 저압(L.V) 전원 단자(21)는 고압 비디오 드라이버 증폭기(20)의 입력 및 직렬 스테이지를 바이어스시키기 위한 상대적으로 저압(예, 12V 정도)을 제공한다. 이러한 전원 입력은 또한 저항(R21)과 커패시터(C21)를 포함하는 RC 네트워크를 통해 접속해제된다.

고압 드라이버 증폭기(20)는, 공통 베이스 접속된 NPN 출력 트랜지스터(Q3)와 직렬로 접속된 공통 에미터 접속 NPN 입력 트랜지스터(Q2)를 포함한다. 직렬 출력 트랜지스터(Q3)를 위한 고정된 베이스 바이어스 전압은 저압(예,+12V) 접속해제 네트워크(R21, C21)에 의해 제공된다. 입력 트랜지스터(Q2)의 에미터 부하 저항(R6)의 동작을 위한 더 낮은 전위는 저항(R5)과 제너 다이오드(CR1)를 포함하고 트랜지스터(Q3)의 베이스와 접지 사이에 접속된 제너 다이오드 조정기에 의해 제공된다. 예시적으로, 제너 전압은 5 또는 6 V가 될 수 있고, 이는 AKB 감지 증폭기(40)를 위한 DC 기준과 함께 직렬 입력 트랜지스터의 부하 저항(R6)을 위한 DC 기준을 설정한다. 입력 트랜지스터(Q2)의 에미터 전극은 또한, 직렬로 연결된 저항(R7)과 커패시터(C2)를 포함하는 높은 주파수 피킹(peaking) 네트워크를 통해 접지에 접속된다.

소스(10)에 의해 제공되는, 증폭될 비디오 입력 신호는, 콜렉터가 접지에 접속되고 베이스가 입력 저항(R3)을 통해 비디오 입력 단자(12)에 접속된 PNP 트랜지스터(Q1)를 포함하는 에미터 폴로워 입력 스테이지를 통해 직렬 입력 트랜지스터의 베이스에 인가된다. 트랜지스터(Q1)의 에미터는 트랜지스터(Q2)의 베이스에 연결되고 또한 에미터 저항(R4)을 통해 저압 전원(21)에 연결된다. 부가적인 높은 주파수의 피킹은 입력 저항(R3)과 병렬로 접속되고, 직렬 연결된 저항(R1)과 커패시터(C1)를 포함하는 다른 피킹 네트워크에 의해 제공된다.

직렬 증폭기(20)를 위한 콜렉터 부하는 고압 전원(10)으로부터 직렬 출력 트랜지스터(Q3)의 콜렉터에 접속된 저항(R8)에 의해 제공된다. 다이오드(CR2)는 상보형 에미터 폴로워 증폭기(30) 내에서 크로스-오버 왜곡을 감소시키기 위한 적은 옵셋 전압을 제공하기 위하여, 부하 저항(R8)과 트랜지스터(Q3)의 콜렉터 사이에 삽입된다.

직렬 증폭기(20)의 동작 도중에, 개방 루프 이득은 직접적으로 부하 저항(R8)의 값에 비례하고, 이전에 논의한 바와 같이 에미터 네트워크(R6, C2 및 R7)의 임피던스에 반비례한다. 개방 루프 이득, 대역폭 및 슬루율은 또한 증폭기(20)의 출력의 용량성 로딩의 함수{즉, 트랜지스터(Q3)의 콜렉터에 제공된 커패시턴스}이다. 이러한 커패시턴스는 상보형 에미터 폴로워 증폭기(30)의 푸쉬-풀 트랜지스터를 일정한 콜렉터-이미터 전압으로 동작시킴으로써 감소된다. 개방 루프 이득이 적절하다고 간주하면 폐쇄된 루프 이득은 피드백 저항(R2)의 값에 직접 비례하고, 입력 네트워크(R1, R3 및 C1)의 임피던스에 반비례한다.

푸쉬-풀 상보형 에미터 폴로워 증폭기(30)는, 베이스 전극이 증폭기(20)의 출력(Q3의 콜렉터)에 연결되고, 에미터가 각 에미터 저항(R9 및 R12)을 통해 출력 단자(15)에 접속된 한 쌍의 상보형 트랜지스터(Q4 및 Q7)를 포함한다. 에미터 폴로워 증폭기(30)의 출력(15)은 이전에 언급한 바와 같이, 인덕터(L1)와 저항(R15)의 직렬 연결을 포함하는 키네스코프 아크 억압 네트워크를 통해 음극(16)에 접속된다. 폴로워 트랜지스터(Q4 및 Q7)를 위한 전원 전압(콜렉터 전위)은 각 피드백 회로(50 및 60)를 통해 제공된다.

회로(50)는 폴로워 트랜지스터(Q4)의 콜렉터-에미터 전압을 고정된 값으로 조정하고, 콜렉터에서 전원(20)에 접속되고 에미터에서 트랜지스터(Q4)의 콜렉터에 접속된 전압 조정 트랜지스터(Q6)를 포함한다. 전압 조정 트랜지스터(Q6)의 입력(베이스)은 임계 전도 장치, 즉 제너 다이오드(CR3)와 병렬인 커패시터(C3)를 통해 폴로워 트랜지스터(Q4)의 에미터 전극에 접속된다. 이러한 양의 피드백 경로는, 제너 전압과 동일한, 폴로워 트랜지스터(Q4)에 대한 실제적으로 일정한 콜렉터-에미터 옵셋 전압을 설정한다. 제너 다이오드를 위한 동작 전류를 제공하기 위하여, 음극은 저항(R11)을 통해 고압원(20)에 연결된다. 트랜지스터(Q4)의 에미터 회로의 로딩을 최소화하기 위하여, 에미터는 에미터 폴로워 트랜지스터(Q5)를 통해 커패시터(C3)와 제너 다이오드(CR3)에 접속된다. 특히, 트랜지스터(Q5)는, 베이스가 저항(R10)을 통해 폴로워 트랜지스터(Q4)의 에미터에 접속된 PNP 트랜지스터이다. 폴로워 트랜지스터(Q5)의 콜렉터-에미터 경로는 커패시터(C3)와 제너 다이오드(CR3)의 접합점과 접지 사이에서 접속된다.

회로(60)는 회로(50)와 유사하고, 폴로워 트랜지스터(Q7)의 콜렉터-에미터 전압을 고정된 값으로 조정한다. 회로(60)는, 콜렉터가 I_k감지 증폭기(40)의 전원 입력에 접속되고, 에미터가 트랜지스터(Q7)의 콜렉터에 접속된 전압 조정 트랜지스터(Q9)를 포함한다. 전압 조정 트랜지스터(Q9)의 입력은 임계 전도 장치인 제너 다이오드(CR4)와 병렬인 커패시터(C4)를 통해 폴로워 트랜지스터(Q7)의 에미터 전극에 접속된다. 이러한 피드백 경로는 폴로워 트랜지스터(Q7)의 콜렉터-에미터 전압을 제너 전압으로 조정한다. 제너 다이오드를 위한 동작 전류를 제공하기 위하여, 양극은 저항(R14)을 통해 접지에 접속된다. 트랜지스터(Q7)의 에미터 회로의 로딩을 최소화시키기 위하여, 에미터는 에미터 폴로워 트랜지스터(Q8)를 통해 커패시터(C4)와 제너 다이오드(CR4)에 접속된다. 특히, 트랜지스터(Q8)는 베이스가 저항(R13)을 통해 폴로워 트랜지스터(Q7)의 에미터에 접속된 NPN 트랜지스터이다. 트랜지스터(Q8)의 콜렉터-에미터 경로는 커패시터(C4)와 제너 다이오드(CR4)의 접합점과 고압 전원(20) 사이에 접속된다.

I_k감지 증폭기(40)는 자동 키네스코프 바이어스(AKB) 회로를 특징으로 하는 형태의 비디오 디스플레이 시스템에서의 사용을 위해 제공되고, 따라서 키네스코프 음극 전류("I_k")의 감지를 필요로 한다. 감지 증폭기(40)는 에미터가 전압 조정 트랜지스터(Q9)의 콜렉터에 접속된 음극 전류 감지 트랜지스터(Q10)를 포함한다. 트랜지스터(Q10)의 베이스를 위한 기준 전위는 제너 다이오드(CR1)에 의해 제공된다. 다이오드(CR1)와 병렬인 커패시터(C5)는 조정된 제너 전압의 필터링을 제공한다. 음극 전류(I_k)에 비례하는 출력 전압은 트랜지스터(Q10)의 콜렉터와 접지 사이에 접속된 부하 저항(R16)을 통해 출력 단자(18)에 출력된다. AKB 동작을 필요로 하지 않는 응용에 있어서, 감지 증폭기는 생략될 수 있다. 생략된다면 전압 조정 트랜지스터(Q9)의 콜렉터는 접지 또는 다른 적합한 저압의 기준 전위에 접속되어야만 한다.

상술된 동작을 요약하면, 직렬 증폭기(20)는 이전에 기술된 바와 같이 소스(10)에 의해 제공된 비디오 신호를 증폭한다. 키네스코프(16), 이의 소켓 및 스파크 피뢰기(arrestor)(미도시)와 관련된 커패시턴스와 다른 공전 커패시턴스에 기인할 수 있는 부하 저항(R8) 상에서 용량성 로딩을 최소화하기 위하여, 직렬 증폭기(20)의 출력{트랜지스터(Q3)의 콜렉터}는 푸쉬-풀 상보형 에미터 폴로워 증폭기(30)를 통해 키네스코프 음극 전극에 연결된다. 이러한 특정 폴로워 증폭기는, 증폭된 비디오 신호를 수신하기 위한 베이스 전극이 병렬이고, 음극을 구동하기 위한 에미터가 병렬인, "병렬"형으로 이루어진다.

에미터 폴로워 증폭기(30)의 포함은 증폭기(20)에 야기되는 음극 커패시턴스를 감소시키지만, 2차 커패시턴스 효과 즉, 폴로워 트랜지스터(Q4 및 Q7)의 콜렉터-베이스 커패시턴스 효과를 야기한다. 이들 원치 않는 커패시턴스의 값을 효과적으로 감소시키기 위하여, 이들 커패시턴스에 공급되는 유도성 충방전 전류는 감소된다. 이러한 특성은, 폴로워 트랜지스터에 대한 콜렉터-에미터 전압을 일정한 값으로 유지시키는, 두 개의 양의 피드백 조정기(50 및 60)에 의해 제공된다.

예로서, 증폭기(20)의 출력 전압이 증가한다면, 폴로워 트랜지스터(Q4)의 에미터 전압은 증가할 것이지만, 제너 다이오드(CR3)와 조정기 트랜지스터(Q6)는 폴로워 트랜지스터(Q4)의 콜렉터 전압을 증가시킬 것이다. 유사하게, 증폭기(20)의 감소하는 출력 전압에 대해, 폴로워 트랜지스터(Q4)의 에미터 전압은 감소할 것이고, 제너 다이오드(CR3)와 조정기 트랜지스터(Q6)는 폴로워 트랜지스터(Q4)의 콜렉터 전압의 감소를 야기할 것이다. 예시적으로, 10 V의 제너 전압에 대해 트랜지스터(Q4)의 콜렉터-에미터 전압은 제너 전압과 동일하다. 상정한 10 V의 제너 전압에 대해 트랜지스터(Q4)의 최종 콜렉터-에미터 전압은 대략 10 V가 될 것이다.

따라서, 폴로워 입력 전압이 증가하던지 또는 상승하는지에 관계없이, 콜렉터로부터 에미터에 이르는 폴로워 트랜지스터를 가로지르는 전압은 일정하다. 입력 신호가 변화 점을 통과함에 따라, 베이스 전압은, 폴로워 트랜지스터가 온 및 오프로 바이어스됨(푸쉬-풀 동작)에 따라 에미터에 대해 수백 mV 만큼 변화할 것이다. 그러나, 베이스 에미터 전압 변동은 조정된 콜렉터-에미터 전압(예, 10 V의 제너 전압 등)과 비교하여 상대적으로 작은 것이 밝혀졌다. 결과적으로, 콜렉터-베이스 전압 변동을 "실제적으로" 일정하게 간주할 수 있고, 다이내믹한 신호 조건 하에서 콜렉터-베이스 커패시턴스의 충방전은 거의 존재하지 않을 수 있다. 이러한 유도성 전류가 억압되기 때문에, 유효 콜렉터-베이스 커패시턴스는 폴로워 증폭기에 대해 감소된다.

상술한 바와 같이, 폴로워 트랜지스터에 대한 콜렉터-에미터 전압을 조정하기 위한 피드백은 거의 100%이지만, 1이 될 수는 없는데, 왜냐하면 트랜지스터(Q5 및 Q6)의 무한 전류 이득을 필요로 하기 때문이다. 즉, 트랜지스터(Q5 및 Q6)는 모두 에미터 폴로워로서 접속되고, 이득은 1에 근접하지만 이보다는 작다. 따라서, 피드백이 양이라 할지라도, 회로는 안정적이다. 주어진 응용에서 필요하다면, 더 작은 양의 피드백 예컨대 50%가 사용될 수도 있다. 실제 제너 전압은 회로의 임계 파라미터가 아님을 주목해야 한다. 제너 우회 커패시터(C3 또는 C4)는, 광대역 동작을 더 쉽게 하기 위하여, 전압 조정기의 AC 임피던스의 바람직한 감소를 제공한다.

도 2는 화이트 등에 의해 개시된 키네스코프 드라이버의 제 2 실시예를 도시한다. 본 실시예에 있어서, 부품의 전체 수의 감소는 트랜지스터(Q5 및 Q8)와 저항(R10 및 R13)을 제거하고, 피드백 제어 회로(50A와 60A)와 폴로워 증폭기(30)를 도시된 바와 같이 연결함으로써 실현된다. 그러나, 본 실시예는 상술한 AKB 감지에 대해 사용하기에는 충분히 적합하지는 않는데, 왜냐하면 제 2 실시예에 AKB 감지 회로를 첨가하는 것은 원하지 않은 전류가 AKB 간격 도중에 AKB 감지 회로를 통해 흐르게 하여, AKB 제어의 정확도에 악영향을 미치기 때문이다. 무엇보다도 이러한 영향은 이하에서 기술되는 바와 같이 본 발명에서 처리된다.

도 3은 본 발명에 따른, 상술한 화이트 등의 장치에 대한 개선을 도시한다. 본 발명의 키네스코프 드라이버는 또한, 에미터 폴로워 커패시턴스를 감소시키기 위한 양의 피드백을 갖고, AKB 전류 감지 기능을 갖는, 키네스코프에 대한 비디오 증폭기의 에미터 폴로워 접속을 사용한다. 화이트의 장치의 출력 스테이지 에미터 폴로워 증폭기는 6개의 능동 요소(Q4-Q9)를 필요로 하는 반면, 본 발명은 오직 4개의 능동 요소(Q4, Q6, Q7 및 Q9)만을 필요로 한다. 본 발명에 따른 추가의 개선은 개선된 AKB 감지 동작, 출력 스테이지의 개선된 AC 동작, 차동 기준 입력 스테이지의 부가, 비디오 증폭기 스테이지에서 흑-백 제한 회로의 부가 및 히트 싱크 부트스트랩핑(heat sink bootstrapping)을 포함한다.

도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 AKB 감지 회로는, 베이스 입력이 저압 전원 단자(21)에 연결되고, 콜렉터가 저항 분배기 네트워크(R16A 및 R16B)에 연결되고, 에미터가 트랜지스터(Q9)의 콜렉터에 연결된 에미터 폴로워 트랜지스터(Q10)를 포함한다. 커패시터(C5)는 버퍼링 작용을 제공하기 위하여 Q10의 베이스/에미터 접합점을 가로질러 병렬로 연결된다.

개선된 AKB 감지 동작은 대략 VCC2{R14/(R14+R11)}보다 큰 DC 출력 전압에 대해 얻어진다. 임계 전도 장치(제너 다이오드)(CR3 및 CR4)로의 순 전류는 양이고, 트랜지스터(Q4 및 Q6)에 의해 공급된다. 저항(R14)이 저항(R11)과 동일한 경우, 다이오드(CR3 및 CR4)로의 양의 순 전류는 단자(20)(예, VCC2)에서의 고압 전원의 대략 절반보다 큰 DC 출력 전압에 대해 발생한다. 이것은 AKB 감지 컷오프 측정값에 대해 충분한 범위 이상을 제공한다. DC 조건에 대해, CR2A 및 CR2B의 출력 바이어스 다이오드 네트워크는 다이오드(CR2C)가 양단에 대략 0 V를 갖도록 하고, 따라서 CR2C는 도통되지 않는다. 다이오드(CR2C)가 바이어스 오프되는 이들 조건 하에서, DC 음극 전류는 트랜지스터(Q7)의 에미터 전극을 통해 흘러야만 하고, 따라서 트랜지스터(Q9)의 콜렉터 전류는, 트랜지스터(Q7 및 Q9)의 β의 역수의 합과 동일한 에러를 갖는, 인덕터(L1)와 저항(R15)을 통과하는 CRT 음극 전류를 나타낸다.

AKB 감지 트랜지스터(Q10)와 커패시터(C5)의 버퍼링 작용은 트랜지스터(Q9)의 콜렉터에서의 DC 및 AC 저 임피던스를 제공하고, 또한 CRT 음극 전류에 비례하는 "I_k감지" 전압의 필요한 제한을 제공한다. 트랜지스터(Q9)의 콜렉터에서의 저 임피던스는 CRT 드라이버 스테이지의 주파수 응답을 유지하기 위하여 바람직하다. 피크 음극 전류가 수십 mA에 도달할 수 있는 반면 AKB 컷오프 전류는 수십 μA 정도이기 때문에, 제한 작용은 바람직하다. 더 높은 음극 전류를 위하여, 트랜지스터(Q10)는 포화되고, 콜렉터 전압은 VCC1+Vbe{트랜지스터(Q10)의 베이스/에미터 전압}로 제한된다. 저항 분배기 네트워크(R16A 및 R16B)는 피크 I_k감지 전압을 추가로 감쇄시킨다. 컷오프 시, 트랜지스터(Q10)는 공통 베이스 스테이지와 같이 선형 영역에서 동작하고, I_k에서의 전압은 CRT 음극 전류와 저항(R16B)의 곱(고임피던스 감지로 간주)과 실제적으로 동일하다.

부트-스트랩 출력 스테이지의 AC 동작은 화이트 등의 장치에서와 같이 본질적으로 동일하다. 즉, 트랜지스터(Q4 및 Q7)의 콜렉터-베이스 입력 커패시턴스(C_cb)는, Q4 및 Q7의 F_T보다 약간 적은 주파수에 대해 상기 장치의 콜렉터에 대한 거의 1의 양의 전압 피드백에 의해 소거된다. 유리하게, 거의 1의 피드백은 화이트 등의 장치에서 필요한 것보다 각 피드백 회로 내에서 하나 적은 능동 요소(트랜지스터)를 사용하여 얻어진다. 또한 커패시터(C200)는, CRT 음극을 구동시키는 신호의 작은 신호의 AC 코어링(coring)dmf 감소시키기 위하여, 임계 전도 장치(다이오드)(CR2C) 양단에 제공되었다.

기준 입력 회로(206)의 부가, 즉 에미터 폴로워 트랜지스터(Q1B) 스테이지는 트랜지스터(Q2 및 Q3)를 통과하는 콜렉터 전류가 "비디오 입력" 및 "기준 입력"의 입력부{각각 단자(12A 및 12B)} 사이의 전압 차이에 비례하도록 하여, TV 또는 디스플레이의 적은 신호 선택과 큰 신호의 CRT 드라이버 스테이지 사이에서 양호한 접지 차이 거부(ground difference rejection)를 제공한다. {이러한 목적을 위하여, 비디오 신호원(10)은 비디오 신호(S1)를 입력(12A)에 제공하고, 또한 비디오 신호 기준 전압(S2)을 직렬 증폭기(20)의 입력(12B)에 제공한다.} 적절한 접지 신호 거부의 결핍은 "재생성", 링잉(ringing), 및 이질적인 잡음과 결함 포착을 초래할 수 있다. "비디오 입력"(12A)과 "기준 입력"(12B)의 입력부를 고임피던스로 구성함으로써, 신호 또는 접지 전류로부터의 신호 방사는 감소된다.

백색 제한 회로(200)(점선으로 표시)는 트랜지스터(Q1), 다이오드(D1), 및 저항(R20 및 R21)을 포함한다. 이것은 바람직한데 그 이유는, 여분의 피크 백색 구동에 의해 야기된 트랜지스터(Q3, Q4 또는 Q7)의 포화는 순간적인 오버드라이브의 바람직하지 않은 얼룩으로의 연장을 초래할 수 있기 때문이다. 트랜지스터(Q1) 및 저항(R20 및 R21)의 작용은 제한을 제공하기에 충분하지만, 다이오드(D1)의 추가는 제한 작용을 부드럽게 하고, 보다 더 만족스러운 제한 작용을 생성한다. 부가적으로 다이오드(D1)는 차동 입력(기준 입력)(12B)에 대한 거의 순 0의 V_be온도 보상을 초래한다.

접지에 접속되도록 도시된 저항(R21) 측은 접지 대신에 기준 입력 트랜지스터(Q2)의 에미터에 접속될 수도 있다. 이것은 본질적으로 동일하지만 접지 대신에 "기준 입력" 신호로 참조된 제한 작용을 제공한다.

여분의 피크 백색보다 효과에서 덜 심각하다 할지라도, 여분의 피크, "흑색보다 더 흑색"인 피크는 트랜지스터(Q3) 양단의 콜렉터-에미터 전압(V_ce)의 붕괴를 초래하고, 지나치게 큰, 이들 흑색 트랜션트(transient)fmf 더 넓고 보다 눈에 띄는 결함으로의 바람직하지 못한 연장을 야기할 수 있다. 이러한 조건은 트랜지스터(Q3)의 에미터와 접지 사이에 저항(R202)의 부가에 의해 제거된다. 공통 베이스의 트랜지스터(Q3)로부터 저항(R202)을 통해 흐르는 DC 전류는, 트랜지스터(Q4)의 에미터를 통해 흐르는 전류가 전혀 없을 때조차 트랜지스터(Q4) 양단 전압의 붕괴를 방지하기 위해 선택된다.

CRT 드라이버의 주파수 응답과 제한되는 슬루율은 트랜지스터(Q3)의 콜렉터(비디오 증폭기의 출력)에서의 순 커패시턴스(C_C)와 저항(R8) 값에 의해 기본적으로 결정된다. 커패시터(C2)는 (R8)(C_C)의 곱이 (R7)(C2)의 곱과 동일하게 되도록 선택된다. 이것은 트랜지스터(Q3)와 저항(R8)의 순 커패시턴스(C_C) 에 의해 야기된 적은 신호의 롤-오프(roll off)를 보상한다. 그러나, 흑색으로 진행하는 큰 트랜션트 도중에, 이러한 보상은 작동하지 않게 되는데, 왜냐하면 트랜지스터(Q3과 Q2)의 콜렉터 전류는 음이 될 수 없기 때문이다.

트랜지스터(Q3)의 전력 손실을 결정하는 저항(R8)의 주어진 값에 대해 최적의 큰 신호 응답을 생성하기 위하여, 가능한 한 C_C의 유효 값을 줄이는 것이 바람직하다. 트랜지스터(Q3)의 순 커패시턴스(C_C)의 소스는 트랜지스터(Q4 및 Q7)의 입력 커패시턴스, 트랜지스터(Q3)의 콜렉터-베이스 커패시턴스(C_cb), 배선 커패시턴스 및 트랜지스터(Q3)에 대한 히트 싱크(heat sink) 커패시턴스를 포함한다.

트랜지스터(Q4 및 Q7)의 콜렉터 전극에 부트스트랩하고, 이들을 에미터 폴로워로서 동작시킴으로써, 트랜지스터(Q4 및 Q7)의 입력 커패시턴스는 실질적으로 제거된다.

트랜지스터(Q3)의 히트 싱크 커패시턴스는 트랜지스터(Q3)의 콜렉터로부터, 전형적으로 금속 조립체인 실제 히트 싱크까지 커패시터로서 나타난다. 트랜지스터(Q3)의 히트 싱크에 의해 더해진 커패시턴스는 트랜지스터(Q3)의 히트 싱크를 출력 단자(15) 또는 트랜지스터(Q4 또는 Q7)의 에미터에서의 신호에 전기적으로 연결함으로써, 차단 또는 "부트스트랩"될 수 있다. 트랜지스터(Q4 및 Q7)의 에미터에서의 전압은 트랜지스터(Q3)의 콜렉터에서의 전압을 따르고, 1보다 약간 적은 양의 이득(positive gain)을 갖는다.

도 4는 양의 피드백에 의해 히트 싱크의 유효 커패시턴스를 감소시키기 위한 장치를 도시한다. 여기에서, 트랜지스터(Q4 및 Q7)의 에미터 또는 출력 단자(15)에서의 출력은 DC 또는 AC 접속에 의해 트랜지스터(Q3)의 히트 싱크(500)에 인가된다. 트랜지스터(Q3)는 열적으로 히트 싱크(500)에 연결된다. DC 차단(shielding)을 위하여, 트랜지스터(Q4 및 Q7)의 출력 또는 출력 단자(15)는 단자(502)를 통해 직접 히트 싱크(500)에 인가되거나, 또는 커패시터(506)와 AC 접속 단자(508)를 통해 AC 접속된다. 어느 경우에나, 드라이버 증폭기(20)에 대한 유효 부하 커패시턴스의 유리한 순 감소가 이루어지고, 따라서 대역폭과 슬루율은 확장된다.

도 5에 도시된 바와 같이, 히트 싱크는, 직접 접속{DC 접속 단자(602)}을 통해, 또는 트랜지스터(Q4)의 에미터, 트랜지스터(Q7)의 에미터 또는 출력 단자(15)에 AC 접속{커패시터(610)와 AC 접속 단자(608)}에 의해, 차단 도체(606)에 인가된양의 피드백을 가지고 접지(안정성의 장점을 제공)될 수 있다. 이러한 접근 방법은 열적 및 전기적으로 덜 효율적이지만, 히트 싱크 상의 위험한 전위를 피하는 것과 같이 확실한 안정성의 장점을 갖는다.

히트 싱크 또는 스크린에 대한 피드백 전압의 AC 접속의 예는, 단자(502 또는 602)를 통한 DC 접속과 같을 만큼 거의 유효하게 유지하면서, 유리하게 히트 싱크에서의 안전성의 위험을 감소시킨다.

Claims (10)

1. 비디오 신호원(10)에 접속된 비디오 증폭기(20B)와,

   제 1 및 제 2 트랜지스터(Q4, Q7)를 포함하고, 상기 비디오 증폭기에 접속된 입력과 키네스코프 음극(16)에 접속된 출력(15)을 구비한 차단 수단(30A)과,

   각각 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q4, Q7)에 접속된 제 1 및 제 2 피드백 회로(50B, 60B)와,

   상기 비디오 신호의 비활성 부분 도중에 상기 키네스코프 음극의 전류를 감지하기 위하여 상기 차단 수단(30A)에 접속된 전류 감지 회로(40A)로서, 자동 키네스코프 바이어스 회로(AKB)에 접속되는, 전류 감지 회로(40A)를 포함하는 디스플레이 드라이버에 있어서,

   상기 비디오 신호의 활성 부분 도중에 상기 제 1 트랜지스터(Q4)를 상기 출력에 접속하고, 상기 비디오 신호의 상기 비활성 부분 도중에 상기 제 1 트랜지스터를 상기 출력으로부터 접속해제시키기 위하여, 상기 제 1 트랜지스터(Q4)와 상기 차단 수단(30A)의 상기 출력(15) 사이에 배치된 접속 및 접속해제 회로(CR2C, C200)를 특징으로 하는 디스플레이 드라이버.
2. 제 1항에 있어서, 상기 차단 수단(30A)은 상보형 에미터 폴로워 증폭기인 것을 특징으로 하는 디스플레이 드라이버.
3. 제 1항에 있어서, 상기 접속 및 접속해제 회로는, 상기 제 1 트랜지스터의 에미터에 접속되며 상기 차단 수단의 상기 출력에 접속된 임계 전도 스위치 수단(threshold conduction switch means)을 포함하는 것을 특징으로 하는 디스플레이 드라이버.
4. 제 3항에 있어서, 상기 제 1 피드백 회로는, 상기 임계 전도 스위치 수단과 상기 제 1 트랜지스터의 상기 에미터의 접합점(230)에 접속되는 것을 특징으로 하는 디스플레이 드라이버.
5. 제 3항에 있어서, 커패시터(C200)는 상기 제 1 트랜지스터의 상기 에미터와 상기 차단 수단의 상기 출력 사이에서 상기 임계 전도 스위치 수단과 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 디스플레이 드라이버.
6. 제 3항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터는 상기 차단 수단의 상기 출력에 대해 푸쉬-풀 구성으로 배치되는 것을 특징으로 하는 디스플레이 드라이버.
7. 제 3항에 있어서, 상기 제 1 트랜지스터는 제 1 전도형으로 구성되고, 상기 제 2 트랜지스터는 상기 제 1 트랜지스터와 반대되는 제 2 전도형으로 구성되고, 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터는 상기 차단 수단의 상기 출력에 대해 상보형 푸쉬-풀 구성으로 배열되는 것을 특징으로 하는 디스플레이 드라이버.
8. 제 7항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터는 바이폴라(bipolar) 트랜지스터(Q4, Q7)이고, 상기 출력 전극은 에미터 전극인 것을 특징으로 하는 디스플레이 드라이버.
9. 제 7항 또는 8항에 있어서, 상기 임계 전도 스위치 수단은 다이오드(CR2C)인 것을 특징으로 하는 디스플레이 드라이버.
10. 제 2항에 있어서, 상기 비디오 신호의 상기 활성 부분은 비디오 프로그램 정보를 포함하고, 상기 비디오 신호의 상기 비활성 부분은 블랭킹 간격에 상응하고, 상기 전류 감지 회로는 상기 블랭킹 간격 도중에 상기 키네스코프 음극의 전류를 감지하기 위하여 상기 제 2 트랜지스터에 접속되는 것을 특징으로 하는 디스플레이 드라이버.