KR100463888B1 - 직교 송신 다이버시티 통신 시스템에서 전력 제어메트릭을 생성하는 방법 및 시스템 - Google Patents

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Abstract

복수의 안테나들(44,46)을 사용하여 송신 다이버시티 신호를 송신하는 송신기(도 1)를 갖는 무선 통신 시스템에 있어서, 채널 품질 메트릭(92)은 수신기(도 3) 내의 제 1 (도 3의 70) 및 제 2 다이버시티(72) 브랜치들에 대한 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질을 측정함으로써 계산된다. 그러므로, 채널 품질 메트릭은 제 1 및 제 2 브랜치 신호 품질들 사이의 차에 응답하여 계산된다(92). 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질 측정값은 신호 대 잡음 측정값일 수 있다. 한 실시예에서, 채널 품질 메트릭은 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들의 신호 대 잡음비들의 곱의 제곱근을 취함으로써 계산된다.

Description

직교 송신 다이버시티 통신 시스템에서 전력 제어 메트릭을 생성하는 방법 및 시스템{Method and system for generating a power control metric in an orthogonal transmit diversity communication system}
많은 무선 통신 시스템에서, 특히 셀룰러 통신 시스템에서, 동일 채널 간섭(cochannel interference)을 줄이기 위해 트래픽 채널(traffic channel)의 송신 전력을 제어하는 것이 중요하다. 동일 채널 간섭은 소망하는 신호와 동일한 주파수 대역에 할당된 다른 송신기들에 의해 생성된다. 또한 코드분할다중접속(CDMA) 셀룰러 시스템에서는 모든 사용자들이 동일한 반송 주파수(carrier frequency) 상에서 트래픽을 송신하기 때문에, 시스템 용량에 직접적으로 강한 영향을 주므로, CDMA 시스템에서 동일 채널 간섭을 줄이는 것은 특히 중요하다. 동일 채널 간섭이줄어든다면, CDMA 시스템 용량은 증가될 것이다. 그러므로, 단지 필요한 전력량만으로 트래픽 신호를 송신하여, 상기 신호가 채널을 통해 전달된 후, 수신기에서 수용할 수 있는 신호 품질을 제공하는 것이 설계 목표이다.
본 명세서에서, "채널"은 송신기와 수신기 사이의 매질을 통한 통신 경로(들)로서 정의될 수 있다. 만약 상기 매질이 공기이고 통신이 무선주파수(RF) 신호들로 일어난다면, 그러한 채널은 통상 페이딩(fading)에 의한 영향을 받는다. "트래픽 채널"은 데이터를 나르는 채널로서 정의될 수 있는데, 상기 데이터는 사용자에 의해 생성된 음성이나 다른 정보를 나타내며, 사용자는 상기 채널을 통해 상기 데이터를 송신하려고 한다. 트래픽 채널은 통신 시스템에서 사용되는 다른 채널들, 예컨대, 시스템 동작을 지원하는 타이밍, 제어, 또는 다른 정보를 송신하는데 사용될 수 있는 채널들과 구분될 수 있다.
셀룰러 통신 시스템에서의 전력 제어 시스템들은 기지국 송수신기와 가입자 장치 사이의 거리가 변화함으로 인한 신호 세기의 변화를 보상해야할 뿐만 아니라, 무선 채널의 전형적인 채널 품질 변동 또한 보상하도록 해야 한다. 이들 변동들은, 사용자가 서비스 영역 내에서 이동할 때, 송신기(또는 기지국)와 수신기(또는 가입자 장치) 사이의 변화하는 전파 환경(propagation environment)에 기인하는 것이다.
무선 접속에 관한 협동기술위원회(Joint Technical Committee on Wireless Access)에 의해 공개된 J-STD-008에 따라 동작하는 CDMA 셀룰러 시스템들에서 사용된 기존의 전력 제어 시스템들은 가입자 장치에서 CRC(cyclic redundancy check)오류를 측정하고 보고하여 기지국 장치에서 트래픽 채널의 전력을 제어한다. CRC 오류들에 응답하는 이러한 전력 제어 방법은 느린 "램핑(ramping)" 전력 제어 방식을 구현하는데 이용된다. "램핑"은 가입자 장치가 CRC 오류들을 보고할 때 트래픽 채널 전력이 상대적으로 큰 량으로 증가되기 때문에 발생한다. 전력이 크게 증가한 후(이는 종종 이후의 몇 주기 동안 CRC 오류들을 제거한다), 전력은 이후의 송신되는 각 프레임에 대해 상대적으로 조금씩 감소된다. 최종적으로, 전력은 또 다른 CRC 오류가 발생하는 지점까지 감소되고, 전력은 다시 한 번 상대적으로 큰 량으로 증가된다. 만약 채널 품질이 일정하게 유지된다면, 트래픽 채널에서 송신된 전력의 그래프는, 큰 전력의 증가에 이어 일련의 작은 전력의 감소가 이어지는, 톱니 모양을 닮을 것이다.
이러한 전력 제어 방법의 한 가지 문제점은 채널 품질의 저하, 전력 증가의 요구 및 이어지는 실질적인 전력의 증가 사이에 발생하는 지연이다. 전력 증가를 요구하는데 있어서의 지연은 수신될 프레임을 기다린 후, 프레임 디코딩을 기다리고 CRC 오류를 검출하는 것에 기인한다. 일단 CRC 오류가 검출되면, 이를 기지국에 보고해야 하며, 기지국은 반드시 트래픽 채널 전력을 증가시킴으로써 응답하여야 한다. 현재의 CDMA 시스템에서, 프레임을 수신하는데는 20 밀리초(mS)가 걸린다. 그러므로, CRC 보고 또는 전력 제어 명령들이 송신기로 전달되는 속도는 50Hz 이다. 전력 제어 루프에 있어서 이러한 지연은 주기적으로, 예컨대, 채널 품질이 최소에 이르고 개선되기 시작할 때와 같이 전력에 있어서 상대적으로 큰 증가가 요구되고 수여될 때, 기지국이 트래픽 채널에 너무 많은 전력을 송신하도록 한다. 트래픽 채널이 너무 많은 전력을 가지면, 동일 채널 인터페이스가 증가하고 시스템 용량이 감소한다.
도 1에는 직교 송신 다이버시티(orthogonal transmit diversity; OTD)를 사용하는 송수신기(20)의 관련된 부분들이 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 트래픽 채널 데이터 소스(22)는 한 스트림의 심벌(symbol)들을 제공하는데, 상기 심벌들은 복수의 사용자들의 음성이나 데이터 트래픽 또는 채널들을 나타낼 수 있다. 심벌들이 데이터 소스(22)로부터 출력되는 속도는 심벌 클럭(symbol clock)(24)에 의해 제어된다.
트래픽 채널 데이터 소스(22)의 심벌들은 콘볼루션 인코더(convolutional encoder)(26)에 의해 콘볼루션 인코딩된다. 콘볼루션 인코더(26)는 1/n 의 비율로 인코딩한다. 이는 콘볼루션 인코더(26)에 들어가는 모든 심벌에 대해 n 개의 인코딩된 심벌들이 출력된다는 것을 의미한다. 클럭 승산기(clock multiplier)(28)는 심벌 클럭(24) 속도의 n 배인 클럭을 콘볼루션 인코더(26)에 제공한다.
트래픽 채널 데이터 심벌들이 인코딩된 후에는, 전력 제어 인코더(30)가 업링크 전력 제어 정보를 인코딩된 심벌들의 스트림 내에 위치시킨다. 한 제안된 시스템에서, 이는 데이터 스트림 내 프레임의 전력 제어 그룹들 내의 미리 정해진 비트 위치들에 전력 제어 비트들을 삽입함으로써 성취된다. 따라서, 송신 전력 레벨을 높이거나 낮추기 위해 가입자 장치를 조절하도록 의도된 비트들에 의해 몇몇 트래픽 채널 데이터 비트들이 대체되거나 천공된다(punctured). 전력 제어 비트들이 천공되는 주파수는 미리 정해진 주파수로 유지되는데, 양호한 시스템에서는 800Hz 이다. 추가적으로, 천공된 전력 제어 비트들의 전력 레벨은 최대 보코더 속도(full vocoder rate) 트래픽 전력 레벨로 설정된다. 전력 제어 비트들은 양호하게는 송신안테나들 사이에 균등하게 분배된다.
전력 제어 비트들이 데이터 스트림에 삽입된 후에, 정류자(commutator)(32)는 직교 송신 다이버시티 송신기의 다이버시티 브랜치(diversity branch)들 사이에 심벌들을 분배한다. 송수신기(20)에 도시된 바와 같이, 확산기(spreader)(34,36)들을 통한 경로들에 의해 규정된 두 개의 다이버시티 브랜치들이 있는데, 상기 경로들은 각 브랜치에서 심벌들을 확산하는데 상이한 확산 코드(spreading code)들을 사용한다.
심벌들이 복수의 직교 확산 코드들로 확산된 후에는, 확산 데이터 출력들이 증폭기(38,40)에 의해 증폭된다. 증폭기(38,40)들은 증폭기(38,40)들의 이득을 제어하는 전력 제어기(42)에 연결된다.
증폭기(38,40)들의 출력들은 각각 별개의 안테나(44,46)들에 연결되며, 상기 안테나들은 가입자 장치에 의해 수신되기 전에 상이한 경로 r1및 r2를 통해 전파되는 상이한 신호들을 제공한다. 또한 한 안테나 또는 안테나들 모두(예컨대, 안테나(46))가 가입자 장치로부터 송신된 전력 제어 정보(PC)를 수신하는데 사용될 수 있다. 이러한 전력 제어 정보는 전력 제어기(42)에 연결되어, 전력 제어기(42)가 증폭기(38,40)들의 이득을 설정할 수 있게 한다.
이제 도 2에는 종래 기술에 따른 가입자 장치(50)의 선택된 부분들이 도시된다. 도시된 바와 같이, 안테나(52)는 트래픽 채널 데이터 및 다른 제어 데이터를 전달하는 경로 r1및 r2를 통해 신호들을 수신한다. 안테나(52)는 또한 도 1에 도시된 송수신기(20)에 전력 제어 정보(PC)를 송신하는데 사용된다.
안테나(52)는 수신된 신호들을 하향 변환하고 복조하는 하향변환기(down converter) 및 복조기(demodulator)(54)에 연결된다.
하향변환기 및 복조기(54)의 출력은 가입자 장치(50) 내부의 다이버시티 브랜치들을 형성하도록 분리된다. 이들 다이버시티 브랜치들은 송수신기(20) 내부의 안테나들 및 다이버시티 브랜치들에 대응한다. 그러므로, 도 1의 송수신기(20)는 두 개의 다이버시티 브랜치들로 도시되며, 가입자 장치(50)도 또한 두 개의 대응하는 다이버시티 브랜치들로 도시된다.
다이버시티 브랜치들을 따른 경로들은 역확산기(despreader)(56,58)들을 각각 통과한다. 이들 역확산기들은 송수신기(20)에서 사용된 확산 코드들과 유사한 역확산 코드(despreading code)들을 사용한다.
클럭 복구 회로(clock recovery circuit)(60)도 또한 하향변환기 및 복조기(54)의 출력에 연결된다. 클럭 복구 회로(60)는 가입자 장치(50) 내부의 심벌 스트림을 재조립(reassemble)하기 위해 역정류자(decommutator)(62)에 의해 사용되는 심벌 클럭을 생성한다. 상기 심벌 클럭은 또한 전력 제어 그룹 속도로 설정된 주파수를 갖는 클럭을 생성하기 위해 전력 제어 그룹 클럭(63)에 의해 사용된다. 양호한 실시예에서 20mS 프레임에 16 개의 전력 제어 그룹들이 존재하므로, 전력 제어 그룹 속도는 800Hz가 될 수 있다.
역정류자(62)의 출력은 콘볼루션 인코딩된 데이터를 디코딩하기 위한 비터비 디코더(Viterbi decoder)(64)와 같은 디코더에 입력된다. 디코더(64)에 이어, CRC 회로(66)가 오류가 발생하였는지 여부를 판정하기 위해 데이터 프레임에 대한 순환 잉여 검사(cyclic redundancy check)를 수행한다. CRC 회로(66)의 출력은 외부-루프(outer-loop)나 저속 루프(slower loop), 임계치를 조절하는 외부-루프 임계 회로(outer-loop threshold circuit)(68)에 연결되는데, 상기 임계치는 가입자 장치(50)가 선택된 프레임 오류율(frame error rate)을 유지하는데 도움을 준다.
가입자 장치(50)는 또한 신호 대 잡음 측정기(70,72)들 및 산술 평균 계산기(74)를 포함하는 고속 내부-루프 피드백 메커니즘(fast inter-loop feedback mechanism)에 의해 제어되는 고속 전력 제어를 사용한다. 양호한 실시예에서, 신호 대 잡음 측정기(70,72)들은 각 다이버시티 브랜치에 대한 채널 품질(예컨대, 다이버시티 신호 대 잡음비)을 측정하기 위해 가입자 장치(50)의 다이버시티 브랜치들에 연결된다. 신호 대 잡음비 측정기(70,72)들의 출력들은 산술 평균 계산기(74)에 연결되는데, 상기 산술 평균 계산기(74)는 측정된 신호 대 잡음비들을 함께 더하여 신호 대 잡음비들의 개수로 나눔으로써 측정된 신호 대 잡음비들의 산술 평균을 계산한다. 산술 평균 계산기(74)에 의해 출력된 산술 평균은 비교기(comparator)(76)에 연결되며, 상기 비교기(76)는 송신 전력을 증가시키거나 감소시키도록 송수신기(20)에 지시하는 전력 제어 비트를 출력한다. 이 정보는 신호 PC에서 도시된 바와 같이 안테나(52)로부터 송신되며, 상기 신호 PC는 또한 송수신기(20)의 안테나(46)에서 수신된다(도 1).
산술 평균 계산기(74)는 내부-루프 속도로 동작하는데, 양호한 실시예에서 이는 800Hz 이다. 반면 CRC 회로(66) 및 외부-루프 임계 회로(68)는 프레임 속도로 동작하는데, 양호한 실시예에서 이는 50Hz 이다. 클럭 분할기(clock divider)(78)는 클럭을 분할하여 내부-루프와 외부-루프 사이의 상대적인 클럭 속도들을 설정하는데 사용된다.
송수신기(20) 및 가입자 장치(50)를 포함하는 직교 송신 다이버시티 시스템에 도시된 고속 전력 제어 시스템은 무선주파수 경로 r1및 r2중 하나가 깊은 페이딩(deep fade) 상태에 있고 콘볼루션 인코더(26)의 비가 1/2 인 경우 잘못 작동한다. 이러한 경우, 상기 페이딩으로 인해 한 안테나로부터 송신된 심벌들의 절반이 손실되며, 다른 안테나로부터 수신된 심벌들은 전력 제어 인코더(30)에 의해 천공된 전력 제어 비트들로 인해 CRC 오류들이나 프레임 오류들이 있는 상태로 수신된다. 따라서, 모든 프레임이 오류가 있는 상태로 가입자 장치(50)에서 수신되며, 상기 가입자 장치(50)는 외부-루프 임계 회로(68)가 빠르게 조절되도록 하여, 곧 송수신기(20) 내의 증폭기(38,40)들로부터 최대 송신 전력을 요구하도록 한다. 이런 현상이 발생하면, 상기 시스템은 기능불량이 있는 것으로 간주하고 통화는 중단된다. 그러므로, 직교 송신 다이버시티 통신 시스템에서 전력 제어 메트릭을 생성하는 개선된 방법 및 시스템이 요구되는 것은 명백하다.
본 출원은 1997년 10월 7일에 출원된 출원번호 제 08/946,210 호 "무선 통신 시스템에서 전력 제어 명령을 생성하는 방법 및 장치"와 관련된 것으로, 본 명세서는 상기 출원을 참조로 한다.
본 발명은 일반적으로는 무선 통신 시스템에 관한 것이며, 보다 상세하게는 직교 송신 다이버시티 통신 시스템에서 전력 제어 메트릭(power control metric)을 생성하는 개선된 방법 및 시스템에 관한 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른 송신 다이버시티를 사용하는 송수신기의 선택된 부분들을 도시한 도면.
도 2는 종래 기술에 따른 송신 다이버시티 신호를 수신하는 가입자 장치의 선택된 부분들을 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 방법 및 시스템에 따른 채널 품질 메트릭을 생성하는 가입자 장치의 고수준 블록도.
도 4는 도 3에 도시된 채널 품질 메트릭 계산기를 보다 상세하게 도시한 도면.
도 5는 도 4에 도시된 불균형 보상 계산기를 보다 상세하게 도시한 도면.
도 6은 본 발명의 방법 및 시스템에 따른 다이버시티 브랜치 불균형 상태를 시뮬레이팅하는 송신 다이버시티 수신 시뮬레이터.
도 7은 본 발명의 방법 및 시스템에 따른 채널 품질 메트릭 계산기의 또 하나의 실시예를 도시한 도면.
도 8은 본 발명의 방법 및 시스템의 동작을 설명하는 고수준 논리 순서도.
본 발명의 새로운 특징들은 첨부된 청구항들에서 설명된다. 그러나, 본 발명 그 자체는(양호한 사용 모드, 부가적인 목적들 및 그 이점들뿐 아니라) 첨부된 도면들과 함께 다음의 예시적인 실시예의 상세한 설명을 참조로 가장 잘 이해될 것이다.
도면, 특히 도 3에는 본 발명에 따른 채널 품질 메트릭(channel quality metric)을 생성하는 가입자 장치(subscriber unit)의 고수준 블록도가 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 가입자 장치(90)는 도 2의 가입자 장치(50)와 동일한 기능의 구성요소들을 많이 포함한다. 그러나, 본 발명의 중요한 특징에 따라, 채널 메트릭 계산기(channel metric computer)(92)는 가입자 장치 내의 상이한 다이버시티 브랜치(diversity branch)들에서 수신된 신호들의 품질 사이의 불균형의 함수인 전력 제어 명령(power control command)을 계산하는데 기여하는 채널 불균형 보상기(channel imbalance compensator)를 포함한다. 다이버시티 브랜치들 사이의 불균형을 보상함으로써, 전력 제어 명령이 계산될 때, 최하 품질의 신호에는 더 큰 강조 또는 더 큰 가중치가 주어질 수 있다. 더 낮은 품질의 신호에 더 큰 가중치를 줌으로써, 가입자 장치에 의해 요구된 전력은 프레임 오류를 회피할 수 있도록 곧 증가할 것이다. 이러한 프레임 오류를 회피하는 것은 다이버시티 브랜치들 중 하나가 깊은 페이딩 상태에 빠지는 경우 프레임의 종단에서의 빠른 전력 증가의 요구를 방지하도록 의도된다.
도 4에는 도 3에 도시된 채널 품질 메트릭 계산기가 도시된다. 도시된 바와 같이, 채널 품질 메트릭 계산기(92)는 최대 선택기(maximum selector)(100), 불균형 계산기(102), 불균형 보상 계산기(104), 및 불균형 보상기(108)를 포함한다. 최대 선택기(100)는 가입자 장치(90) 내의 각 다이버시티 브랜치로부터 통화 품질 측정치들을 수신하고, 최대값을 선택하여 출력한다. 양호한 실시예에서, 통화 품질 측정치들은 신호 대 잡음비 측정치들이다.
불균형 계산기(102)는 다이버시티 브랜치들의 통화 품질 측정치들 사이의 차의 크기를 결정한다. 예컨대, 두 개의 다이버시티 브랜치들을 갖는 실시예에서, 불균형 계산기(102)는 두 채널 품질 측정치들 사이의 차를 결정하여 불균형 보상 계산기(104)에 이 차를 출력한다. 이는 다이버시티 브랜치들의 채널 품질 측정치들사이의 절대적 차들을 dB 단위로 계산함으로써 구현될 수 있다.
불균형 보상 계산기(104)는 불균형 계산기(102)로부터의 입력에 응답하여 불균형 보상 계수(imbalance compensation factor)의 값을 결정한다. 한 실시예, 예컨대 도 5에 도시된 실시예에서, 불균형 보상 계산기(104)는 dB로 표시된 특정 불균형(112)에 응답하여 특정 불균형 보상(110)을 찾는데 사용되는 테이블(108)을 포함할 수 있다. 그러므로, 불균형 계산기(102)로부터의 입력은 테이블(108) 내의 값을 찾는데 사용되며, 그러한 값은 불균형 보상 계산기(104)에 의해 출력된다.
테이블(108) 내의 값들을 계산하기 위해서, 도 6에 도시된 시뮬레이터(120)와 같은 시뮬레이터가 사용될 수 있다. 시뮬레이터(120)에서, 수신 시뮬레이터(reception simulator)(122)는 시뮬레이팅된(simulated) 채널에 따라 영향을 받은 역확산 심벌(despread symbol)들을 제공하는데 사용된다. 예컨대, 수신 시뮬레이터(122)의 출력들은 확산기(도 1의 34,36)들로 각각 입력된 심벌 스트림들과 같다. 왜냐하면, 상기 심벌 스트림들은 시뮬레이팅된 채널 r1및 r2에 의해 영향을 받을 것이기 때문이다.
수신 시뮬레이터(122) 내부에는 가변 이득 증폭기(variable gain amplifier) (124,126)들이 있는데, 이들은 마치 이득이 다이버시티 송신기에서 설정된 것처럼 다이버시티 브랜치들의 이득을 설정하기 위하여 전력 제어기(140)에 의해 사용될 수 있다. 또한, 수신 시뮬레이터(122) 내부에는 채널 r1및 r2내의 잡음을 시뮬레이팅하기 위하여 독립 잡음 샘플(independent noise sample)들을 생성된 신호들에더하는 잡음 가산기(noise adder)(125,127)들이 있다.
수신 시뮬레이터(122)의 출력들은 역정류자(decommutator)(130)로 입력되며, 상기 역정류자는 증폭기(124,126)들을 통해 각각 시뮬레이팅된 다이버시티 브랜치들로부터 상기 출력들이 도달할 때 적절한 순서로 심벌들을 재조립한다.
역정류자(130)에 이어서, 비율 레지스터(rate register)(134)에서 설정된 콘볼루션 코딩율(convolution coding rate)에 따라, 디코더(132)가 인코딩된 심벌 스트림을 디코딩한다. 양호한 실시예에서, 디코더(132)는 비터비 디코더(Viterbi decoder)이며, 콘볼루션 코딩율은 1/2이다.
디코더(132)의 출력은 프레임 오류율 비교기(frame error rate comparator)(136)에 연결되는데, 상기 비교기는 디코더(132)의 프레임 오류율을 프레임 오류율 레지스터(138)에 저장된 목표 프레임 오류율과 비교한다. 디코더(132)의 프레임 오류율이 프레임 오류율 레지스터(138)의 목표 프레임 오류율을 초과한다면, 전력 제어 회로(power control circuit)(140)는 측정된 프레임 오류율을 목표 프레임 오류율에 가깝게 하도록 하는데 필요한 전력 레벨 증가를 결정한다. 전력 제어기(140)의 출력은 전력 레벨 레지스터(128)에 연결되며, 전력 레벨 레지스터(128)는 증폭기(124,126)들에 대한 전류 이득 설정을 저장한다.
전력 제어기(140)의 출력은 감산기(subtractor)(142)에 또한 연결되며, 상기 감산기(142)는 다이버시티 브랜치들 사이의 불균형 없이 목표 프레임 오류율을 설정하는데 사용된 전력 레벨로부터 현재의 전력 레벨을 감산한다. 그러한 "불균형이 없는(no imbalance)" 전력 레벨은 레지스터(144)에 저장된다. 감산기(142)에 의한출력 값은 불균형 보상(110)으로서 테이블(108)에 저장된다. 양호한 실시예에서, 불균형 보상(110)은 dB로 표시된다.
테이블(108)의 불균형 열(imbalance column)(112)에 저장된 값은 불균형 설정(imbalance setting)(146)으로부터 온다. 통상적으로, 이 불균형 값은 0에서 시작하여(이는 레지스터(144)에 저장된 "불균형이 없는" 전력 레벨의 측정을 가능하게 한다), 다이버시티 브랜치 내의 깊은 페이딩(deep fade)을 시뮬레이팅하는 레벨까지 증가할 것이다. 불균형을 설정하는 것은 시뮬레이팅된 심벌 스트림들의 상대적인 진폭들을 설정함으로써 또는 심벌 스트림들에 더해진 시뮬레이팅된 잡음의 상대적인 양들을 설정함으로써 성취될 수 있다.
도 4를 참조로 하면, 불균형 보상기(106)는 불균형 보상 계산기(104)로부터 불균형 보상 계수를 수신한다. 양호한 실시예에서, 최대 선택기(100)의 출력은 채널 품질 메트릭을 생성하기 위해 불균형 보상 계수로 나누어진다. 그러므로, 최대 채널 품질 측정은 종래의 기술에서 보다 일찍 보상된다. 왜냐하면, 보상이 다이버시티 브랜치들 사이의 불균형의 검출에 기초하기 때문이다. 종래의 기술에서, 산술 평균 계산기(74)는 수신기가 충분한 신호 품질을 가짐을 나타낼 수 있으므로, 오류들이 있는 여러 프레임들을 수신기가 회피하는 것이 늦어질 때까지 전력 증가를 요구하지 않을 수 있다. 반면에, 본 발명은 현재의 프레임에서 프레임 오류를 회피하기에 충분할 만큼 빨리 전력의 증가를 요청하므로 오류들을 갖는 연속적인 여러 프레임들을 회피한다.
도 7에서, 채널 메트릭 계산기(92)의 또 다른 실시예가 도시된다. 테이블(108)에 표시된 데이터 지점들의 그래프를 분석한 결과로서, 그러한 그래프의 수학적 접근은 승산기(multiplier)(160,162)들 및 가산기(adder)(164)에 의해 표현된다. 이 실시예에서, 각 다이버시티 브랜치에 대한 채널 품질이 채널 메트릭 계산기(92)에 dB 로 입력된다. 그런 후, 각 채널 품질 측정값이 여기서 α 및 β로서 표시된 상수에 의해 곱해진다. 그런 후, 이들 결과들은 가산기(164)에서 가산되며, 그 결과가 채널 메트릭이 된다. 양호한 실시예에서, α 및 β는 0.5인데, 이 경우 채널 품질 메트릭은 두 다이버시티 브랜치 신호 품질들의 기하 평균이고, 다음과 같이 표현된다:
그러므로, (Eb/Nt)1가 최대 다이버시티 브랜치 신호 품질인 경우, 다음의 식에 의해 계산된 불균형 보상 계수에 의해 선택되고 곱해진다:
이 불균형 보상 계수를 사용함으로써, 도 7에 도시된 채널 메트릭 계산기에서 α 및 β = 0.5를 사용하는 것과 그 결과가 동일하다. 그러므로, 도 7에 도시된 실시예에는 채널 메트릭 계산기(92)에서 계산된 함축된 불균형 보상 계수가 존재한다고 말할 수 있다.
도 8에서, 본 발명의 방법 및 시스템의 동작을 설명하는 고수준 순서도가 도시된다. 도시된 바와 같이, 프로세스는 블록(200)에서 시작하고, 그 후, 블록(202)으로 진행하는데, 상기 블록(202)의 프로세스는 수신기 내의 각 다이버시티 브랜치에 대한 신호 품질을 측정한다. 양호한 실시예에서, 측정된 신호 품질은 전파 경로(propagation path) 당 잡음 전력(noise power)으로 나누어진 비트 당 에너지(energy per bit)인 신호 대 잡음비 Eb/Nt이다. 단일 다이버시티 안테나로부터 수신된 복수의 전파 경로들이 존재한다면, 다이버시티 브랜치에 대한 각 경로(예컨대, 레이크 수신기(rake receiver)의 각 finger)에 대한 Eb/Nt측정치들이 더해져서 그 브랜치에 대한 단일한 신호 품질 측정치를 만든다.
다음으로, 블록(204)에 설명된 바와 같이, 프로세스는 측정된 다이버시티 브랜치 신호 품질들 사이의 차 또는 불균형을 계산한다. 양호한 실시예에서, 선택된 다이버시티 브랜치에 대한 신호 대 잡음비들에 있어서의 불균형이 계산될 수 있다. 상기 선택된 다이버시티 브랜치는 최대 신호 대 잡음비를 가진 다이버시티 브랜치일 수 있다.
불균형을 계산한 후에, 블록(206)에서 설명된 바와 같이, 프로세스는 불균형 보상 계수를 결정한다. 본 발명의 한 실시예에서, 불균형 보상 계수는 계산된 불균형을 기초로 테이블에서 찾아질 수 있다. 테이블 내의 값들은 시뮬레이터, 예컨대 도 6에 도시된 시뮬레이터에서 실험적으로 결정될 수 있다. 대신에, 불균형 보상 계수는 도 7에 도시된 것과 같은 수학적인 계산 속에서 고유한 것일 수 있다.
불균형 보상 계수를 결정한 후에, 블록(208)에서 설명된 바와 같이, 프로세스는 선택된 다이버시티 브랜치 신호 품질을 불균형 보상 계수로 나눈다. 양호한 실시예에서는, 최대 신호 대 잡음비가 불균형 보상 계수로 나누어진다. 측정된 다이버시티 브랜치 신호 품질들 사이의 불균형 또는 차에 비례하는 불균형 보상 계수로 최대 다이버시티 브랜치 신호 품질을 나눔으로써, 가입자 장치는 다이버시티 브랜치들 사이의 신호 불균형을 고려하고 프레임 시간에 있어 초기에 있을 때 채널 품질 메트릭을 감소시켜, 프레임 오류를 회피하기 위해 프레임의 나머지 부분에 대하여 송수신기(transceiver)에서의 전력이 증가되도록 한다.
마지막으로, 블록(210)에 설명된 바와 같이, 프로세스는 채널 품질 메트릭을 출력하고, 블록(212)에 도시된 바와 같이, 채널 품질 메트릭을 계산하는 프로세스가 종료한다. 블록(210)의 채널 품질 메트릭 출력은 도 3의 채널 메트릭 계산기(92)에 의해 출력되며, 비교기(76)에 의해 외부 루프 임계 회로(68)의 값과 비교된다.
본 발명의 중요한 특징에 따르면, 채널 메트릭 계산기(92)에 의해 계산된 채널 품질 메트릭은 수신기의 선택된 다이버시티 브랜치들에서 측정된 신호 품질들 사이의 불균형 또는 차를 측정한다. 다이버시티 브랜치들에서의 이 불균형에 응답하여 채널 품질 메트릭을 계산함으로써, 다이버시티 브랜치들이 깊은 페이딩 상태에 빠지고 전력 제어 비트들의 천공이 프레임 오류를 유발하여, 프레임이 오류를 가진 것으로 판정된 경우, 수신기는 프레임의 종단에서 큰 양의 전력을 나중에 요구하기보다는 불균형이 검출될 때마다 추가적인 전력을 일정한 증분씩 더 요구할수 있다.
다이버시티 브랜치들 중 하나가 목표 프레임 오류율을 충족할 만큼 충분한 신호 품질을 명백히 가지더라도, 본 발명은 불균형이 검출될 때마다 전력이 요구되도록 불균형을 검출하자마자 채널 품질 메트릭의 값을 감소시킨다. 충분한 전력을 갖는 한 다이버시티 브랜치가 천공된(punctured) 전력 제어 비트들에 의해 유발된 오류들을 포함할 수 있으므로, 추가적인 전력이 필요하다.
본 발명의 양호한 실시예에 대한 전술한 설명은 예시 및 설명의 목적으로 제시된 것이다. 이는 본 발명을 개시된 형태대로 만으로 제한하는 것이 아니다. 명백한 변형이나 변이들이 상기 설명의 견지에서 가능하다. 실시예는 본 발명의 원리들 및 그 실용적인 응용을 가장 잘 설명하는 것을 제공하고, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자가 여러 실시예들 및 예상된 특정 사용에 적당한 여러 변형들로 본 발명을 이용하는 것이 가능하도록 선택되고 설명되었다. 모든 그러한 변형들 및 변이들은 공평하게, 합법적으로, 그리고 공정하게 부여된 폭에 따라 해석되었을 때 첨부된 청구항들에 의해 결정된 바와 같이 본 발명의 범위 내에 있다.
본 발명은 직교 송신 다이버시티 통신 시스템에서 전력 제어 메트릭을 생성하는 개선된 방법 및 시스템에 관한 것이다. 본 발명에서, 다이버시티 브랜치들이 깊은 페이딩 상태에 빠지고 전력 제어 비트들의 천공이 프레임 오류를 유발하여, 프레임이 오류를 가진 것으로 판정된 경우, 수신기는 프레임의 종단에서 큰 양의 전력을 나중에 요구하기보다는 불균형이 검출될 때마다 추가적인 전력을 일정한 증분씩 더 요구할 수 있다.

Claims (18)

  1. 무선 통신 시스템 내의 송신기가 복수의 안테나들을 사용하여 송신 다이버시티 신호를 송신하는 상기 무선 통신 시스템 내의 수신기에서 채널 품질 메트릭(channel quality metric)을 계산하는 방법에 있어서,
    상기 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치(diversity branch)들에 대한 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질을 측정하는 단계;
    상기 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질들 사이의 차의 함수인 불균형 보상 계수(imbalance compensation factor)를 계산하는 단계; 및
    상기 불균형 보상 계수에 응답하여 상기 채널 품질 메트릭을 계산하는 단계를 포함하는 채널 품질 메트릭 계산 방법.
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 불균형 보상 계수에 응답하여 상기 채널 품질 메트릭을 계산하는 상기 단계는 상기 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질 측정치들 중 하나를 상기 불균형 보상 계수로 나누는 단계를 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들에서 수신된 상기 송신 다이버시티 신호에 대한 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질을 측정하는 상기 단계는 상기 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들에서 수신된 상기 송신 다이버시티 신호에 대한 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 대 잡음비를 측정하는 단계를 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들에서 수신된 상기 송신 다이버시티 신호에 대한 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 대 잡음비를 측정하는 상기 단계는 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들에 대해, 수신된 잡음 전력(noise power)으로 나누어진 비트 당 수신 에너지(a received energy per bit)를 계산하는 단계를 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질들 사이의 차의 함수인 불균형 보상 계수를 계산하는 상기 단계는 상기 수신기 내의 두 다이버시티 브랜치들의 신호 대 잡음비들에 대응하는 제 1 및 제 2 신호 대 잡음비들의 비율을 계산하는 단계를 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 불균형 보상 계수에 응답하여 상기 채널 품질 메트릭을 계산하는 상기 단계는 상기 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들의 신호 대 잡음비들의 곱의 제곱근을 계산하는 단계를 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 방법.
  8. 무선 통신 시스템 내의 송신기가 복수의 안테나들을 사용하여 송신 다이버시티 신호를 송신하는 상기 무선 통신 시스템 내의 수신기에서 채널 품질 메트릭을 계산하기 위한 시스템에 있어서,
    상기 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들에서 수신된 상기 송신 다이버시티 신호에 대한 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질을 측정하는 수단;
    상기 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질들 사이의 차의 함수인 불균형 보상 계수를 계산하는 수단; 및
    상기 불균형 보상 계수에 응답하여 상기 채널 품질 메트릭을 계산하는 수단을 포함하는 채널 품질 메트릭 계산 시스템.
  9. 삭제
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 불균형 보상 계수에 응답하여 상기 채널 품질 메트릭을 계산하는 상기 수단은 상기 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질 측정치들 중 하나를 상기 불균형 보상 계수로 나누는 수단을 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 시스템.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들에서 수신된 상기 송신 다이버시티 신호에 대한 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질을 측정하는 상기 수단은 상기 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들에서 수신된 상기 송신 다이버시티 신호에 대한 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 대 잡음비를 측정하는 수단을 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들에서 수신된 상기 송신 다이버시티 신호에 대한 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 대 잡음비를 측정하는 상기 수단은 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들에 대해, 수신된 잡음 전력으로 나누어진 비트 당 수신 에너지를 계산하는 수단을 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 시스템.
  13. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질들 사이의 차의 함수인 불균형 보상 계수를 계산하는 상기 수단은 상기 수신기 내의 두 다이버시티 브랜치들의 신호 대 잡음비들에 대응하는 제 1 및 제 2 신호 대 잡음비들의 비율을 계산하는 수단을 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 시스템.
  14. 제 8 항에 있어서,
    상기 불균형 보상 계수에 응답하여 상기 채널 품질 메트릭을 계산하는 상기 수단은 상기 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치들의 신호 대 잡음비들의 곱의 제곱근을 계산하는 수단을 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 시스템.
  15. 무선 통신 시스템 내의 송신기가 복수의 안테나들을 사용하여 송신 다이버시티 신호를 송신하는 상기 무선 통신 시스템 내의 수신기에서 채널 품질 메트릭을 계산하기 위한 시스템에 있어서,
    상기 송신 다이버시티 신호를 수신하는 것에 응답하여, 상기 수신기 내의 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 품질 신호들을 생성하기 위한 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질 측정기들; 및
    상기 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 품질 신호들 사이의 차의 함수로서 계산된 불균형 보상 계수에 응답하여 채널 품질 메트릭을 생성하기 위한, 상기 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 품질 신호들에 연결된 채널 품질 메트릭 계산기를 포함하는 채널 품질 메트릭 계산 시스템.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 채널 품질 메트릭 계산기는 상기 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 품질 신호들의 기하 평균(geometric mean)을 계산하기 위한 기하 평균 계산기를 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 시스템.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 품질 측정기들은 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 신호 대 잡음 측정기들을 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 시스템.
  18. 제 15 항에 있어서,
    상기 채널 품질 메트릭 계산기는 상기 제 1 및 제 2 다이버시티 브랜치 품질 신호들과 실질적으로 동일한 값들을 사용하여 시뮬레이터에서 계산된 채널 품질 메트릭을 재호출(recall)하기 위한 룩업 테이블을 더 포함하는, 채널 품질 메트릭 계산 시스템.
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