KR100383892B1 - 무선채널특성에기초하여의사랜덤량을생성하기위한장치및방법 - Google Patents

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존 에릭 허셰이
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Abstract

무선 채널의 특성이 정보를 통신하는데 사용되는 의사 랜덤 량을 설정하는데 사용된다. 이러한 특성에는 단기 리시프로시티(reciprocity)와 무선 채널 위상의 급속 공간 상관성 제거(spatial decorrelation)가 있다. 이러한 무선 채널 특성의 가역성으로 인해서, 무선 채널을 거쳐서 통신하는 양 송수신기는 일반적으로 동일한 시퀀스를 결정할 것이다. 결정된 시퀀스가 의사 랜덤 기능으로 사용될 수 있을 정도로 항상 충분히 불규칙한 것은 아니지만, 충분히 불규칙하지 않은 이러한 시퀀스를 차단하기 위해서 불규칙성 검사기가 제공된다. 예시적인 의사 랜덤 통신 기능에는 CDMA 시스템 에서의 확산 시퀀스의 선택 및 TDMA 또는 CDMA 시스템에서의 호핑 시퀀스의 선택이 포함된다.

Description

무선 채널 특성에 기초하여 의사 랜덤 량을 생성하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR GENERATING PSEUDORANDOM QUANTITIES BASED UPON RADIO CHANNEL CHARACTERISTICS}
무선 통신 시스템에서의 안전한 통신을 위한 광범위한 요구가 있다는 것은 잘 알려진 사실이다. 두가지만 예를 들면, 금융 거래와 관련된 정보가 정기적으로 무선으로 교환되며, 법 집행관은 음성 그리고/또는 데이타를 자주 무선으로 통신해야 한다. 두가지 예 모두에 있어서, 잠재적인 도청자가 강한 정보 신호에 접근할 수 있는 경우에도 통신은 그 비밀을 아주 철저하게 유지하며 수행할 수 있어야 한다는 것은 아주 중요하다. 셀룰러(cellular) 무선 전화기의 사용자 또한 통신의 비밀이 유지될 것을 원하며, 이 때 그 통신은 이동 전화기와 기지국 사이의 링크상에서 또는 이동 전화기 간의 직접 링크 상에서 트래블(travel)하기도 한다.
보안성을 제공하는 한가지 방법은 사용자들이 사전에 동의한 소정의 시스템에 따라 통신하고자 하는 정보를 암호화하는 것이다. 몇가지 암호화 방법, 즉 데이타 암호화 표준 (data encryption standard; DES)과 공중 키 암호 작성법 (public key cryptography; PKC)과 같은 것들이 본문에 제시되어 있다. 더블유. 디피(W. Diffie) 등의, 제목이 "프라이버시와 인증: 암호 작성법의 소개(Privacy and Authentication: An Introduction to Cryptography)"인, Proc. IEEE 제67권 페이지 397-427 (1979년 3월)에 설명되어 있는 바와 같이, 고전 암호 작성 시스템은 일반적으로 명령어들의 집합이거나, 하드웨어의 일부이거나, 또는 평문 (기호화되지 않은 정보)을 암호문으로 또는 그 반대로 여러 가지 방법으로 변환할 수 있는 컴퓨터 프로그램이며, 그 여러 가지 방법 중에서 한가지가 사용자에게는 알려져 있지만 다른 사람들에게는 비밀로 유지되어 있는 특정 키에 의해서 선택되는 것이다. DES는 고전적인 암호 작성 시스템이다.
널리 알려진 PKC 시스템은 큰 소수(prime number)를 찾는 것이 계산적으로 쉽지만, 두 개의 큰 소수의 곱을 인수 분해하는 것은 계산적으로 어렵다는 사실을 이용한다. PKC 시스템은 해독용 키가 암호화에 사용하기 위한 키와 다르다는 점에서 DES와 같은 다른 암호 작성 시스템에 비해 장점을 가지고 있다. 따라서, PKC 사용자의 암호 키는 타인에 의해서 사용되기 위해 공표될 수 있고, 키를 안전하게 배포해야 하는 어려움을 피할 수 있다. 예를 들면, 알. 아이. 리베스트(R. I. Rivest) 등의, 제목이 "디지탈 기호와 공개 키 암호 방식(Public-KeyCryptosystems)을 얻기 위한 방법"인, Commun. of the ACM 제21권 페이지 120-126 (1978년 2월)과 더블유. 디피(W. Diffie)의, 제목이 "공용 키 암호 계의 처음 10년(The First 10 Years of Public-Key Cryptography)"인, Proc. IEEE 제76권 페이지 560-577 (1988년 5월)에 소개되어 있다.
고전 또는 PKC 시스템 모두에 있어서, 메시지의 시큐어리티는 키의 길이에 크게 의존하며, 이러한 사실은 씨. 이. 섀논(C. E. Shannon)의, 제목이 "시크러시 시스템의 통신 이론(Communication Theory of Secrecy Systems)"인, Bell Sys. Tech. J. 제28권 페이지 656-715 (1949년 8월)에 설명되어 있다.
불행하게도, 대개의 경우 두 사용자 (예를 들면 두명의 경찰)에게는 시크리트(secret) 키를 사전에 공유하고 있지 않아서, 고전 암호 계 시스템을 거쳐서 실시간 통신을 안전하게 하는 것이 불가능하다. PKC 시스템에서도 의사 랜덤 량을 생성할 사용자가 필요하다. 더욱이, 널리 알려진 PKC 시스템은 그 안전도가 증명되지 않았고, 계산상의 복잡성과 교환되어야 하는 정보의 양으로 인하여 엄격한 제한을 받는다. PKC 시스템을 무력화하는 새로운 방법이 제시됨에 따라, PKC 시스템은 더욱 길어진 교환 벡터 (실제상 더 큰 소수)와 더욱 많은 복잡한 계산을 하는 식으로 퇴보할 것이다. 결과적으로, 고전 및 PKC 암호 계 시스템은 많은 통신 상황에서 이상적이지 못하다.
모든 무선 통신 시스템의 작업을 복잡하게 하는 것은 대기 교란과 시스템 사용자의 상대 운동, 구조물과 자동차 등으로부터의 변화하는 무선 신호의 반사 등으로 인해 야기되는 무선 채널의 가변성이다. 이러한 채널의 가변성은 통신되는 정보에 있어서의 오차를 유발하고 이러한 오차를 극복하기 위해서 많은 노력이 요구된다. 예를 들면, 소정의 셀룰러 무선 전화 시스템은 아날로그 정보를 변환하여 디지탈 정보로 전송될 수 있도록 하고, 그 다음 블록 오류 정정 코드(block error correction code)에 따라서 변환된다. 이러한 셀룰러 무선 시스템은, 북미 CDMA 통신 시스템을 위한 전자 통신 산업 연합회(Telecommunication Industry Association)와 전자 산업 연합회(Electronics Industries Association)에 의해서 공표된 잠정 표준인 TIA/EIA/IS-95-A에 개시되어 있으며, 개시된 내용을 본 명세서에서 참조한다.
이러한 CDMA 시스템에서는, 각각의 무선 채널, 즉 특정한 주파수를 가지는 무선 반송파 신호가, 예를 들면 음성 대화의 디지탈 인코딩된 부분이 되는 데이타 소오스(data source)로부터의 정보 비트의 한 시퀀스를 인코딩하는데 사용되는 디지탈 비트의 각각의 확산 시퀀스에 대응된다. 통신되어야 하는 정보 시퀀스는 확산 시퀀스와 결합됨으로써 더욱 긴 시퀀스로 확산, 즉 매핑(mapping)된다. 그 결과, 하나 이상의 정보 시퀀스 비트가 N 개의 "칩(chip)" 값의 시퀀스로 표현된다. 칩의 시퀀스, 즉 확산 정보 시퀀스는 무선 반송파 신호의 주파수를 변조하는데 사용된다.
예를 들면, 송신기측에서는 이진 정보 기호 b (±1)가 확산 시퀀스 x와 곱해짐으로써 확산될 수 있는데, 확산 시퀀스 x는 예를 들어 네 개의 이진 칩으로 구성된 +1, -1, +1, -1일 수도 있다. 본질적으로, 확산 과정은 각각의 이진 정보 기호를 4 칩 확산 기호, 즉 b = +1 일 때에는 +1, -1, +1, -1 그리고 b = -1 일 때에는 -1, +1, -1, +1로 교환한다. "직접 확산"이라 불리는 이 과정에서는, 각각의 확산 기호는 본질적으로 정보 기호와 확산 시퀀스의 곱이다.
"간접 확산"이라 불리는 두 번째 방식에서는, 서로 다른 가능한 정보 기호가, 서로 다르지만 반드시 관련되어 있을 필요가 없는 확산 시퀀스로 교환된다. 정보 기호로부터 확산 기호로의 이러한 매핑은 블록 코딩의 형식이라고 볼 수도 있다. 일반적인 경우에 있어서, 단일 M진(M-ary) 정보 기호, 즉 M개의 가능한 기호중에서 하나를 취할 수 있는 기호는 M 개의 가능한 확산 기호 중에서 하나에 매핑된다. 이진의 경우에는, b = 1인 기호는 x = +1, -1, +1, -1인 시퀀스로 교환되고, b = -1인 기호는 y = +1, +1, -1, -1인 시퀀스로 교환될 수 있다.
직접 및 간접 확산 모두에 있어서, 정보 기호는 차동 기호 d로부터 유도될 수 있다. 예를 들면, 시간 n에서의 이진 정보 기호 b (b(n)로 표시됨)는 시간 n - 1에서의 정보 기호 (b(n - 1)로 표시됨)와 시간 n에서의 차동 기호 d (d(n)로 표시됨)에 의해서 다음 관계에 따라 정해질 수 있다.
b(n) = b(n-1)d(n)
윗식은 또한
d(n) = b(n)b*(n-1)
가 되며, 여기에서 *는 복소 공액을 나타낸다. 또한, 상술한 정보 기호는 채널 코딩 그리고/또는 확산의 선행 단계에 의해서 산출될 수 있음을 알 수 있을 것이다.
이러한 확산의 이점은, 서로 다른 소오스의 정보 시퀀스를 나타내는데 사용되는 확산 시퀀스끼리 서로 너무 많이 혼신되지만 않는다면, 많은 소오스로부터의 정보가 동일한 무선 주파수 대역에서 동시에 전송될 수 있다는 것이다. 실제적으로는, 서로 다른 확산 시퀀스는 서로 다른 통신 "채널"에 대응된다.
종래의 CDMA 통신법의 다양한 특징이 케이. 질하우센(K. Gillhousen) 등에 의한, 제목이 "셀룰러 시스템의 용량에 관하여"인, IEEE trans. Veh Technol 제40권, 페이지 303-312 (1991년 5월)에 제시되어 있다. CDMA 통신 시스템의 다른 특징이 바톰리(Bottomley) 등에 의해서 1994년 8월 16일 출원된, 제목이 "이동 무선 통신용의 벤트 시퀀스를 사용하는 다원 접속 코딩(Multiple Access Coding using Bent Sequences for Mobile Radio Communications)"인, 제08/291,693호 미합중국 특허출원, 덴트(Dent)에게 허여된 제5,151,919호와 덴트(Dent) 등에게 허여된 제5,353,352호의 미합중국 특허, 그리고 1993년 11월 22일에 출원되어 특허가 허여된 미합중국 특허출원 제08/155,557호에 제시되어 있다. 본 명세서는 특별히 이러한 특허 및 특허출원을 참조하고 있다.
채널들의 시간 및 주파수에서의 오우버랩(overlap)으로 인한 혼신을 최소화하기 위해서, 확산 시퀀스는 가능한 한 불규칙적이어야 하며 (결국 CDMA 채널은) 또한 상호 직교하는 것이 좋은 데, 즉 확산 시퀀스의 상호 상관(cross correlations)이 제로이어야 한다. (두개의 이진 시퀀스가 그 비트 위치가 정확하게 2분의 1이 서로 다르면 직교한다.) 반면에, 길이가 N인 직교 확산 시퀀스는 N 개밖에 없다.
직교 확산 시퀀스의 집합 중에서 어느 하나와 결합시킴으로써 정보 시퀀스를확산하는 것은 보통의 블록 코딩 과정과 유사하다는 것을 알 수 있다. 많은 통신 시스템에서, 통신될 정보 시퀀스는 오류를 정정하기 위해서 블록 코딩된다. 직교 블록 코딩에서는, N개의 정보 비트가 2N개의 N 비트 직교 코드워드(codeword) 중에서 어느 하나로 전환된다. 이러한 직교 코드워드를 디코딩(decoding)하는 것은 2N개의 코드워드의 집합의 모든 요소와 상관(correlating)시키는 것을 수반한다. 가장 높은 상관 관계를 나타내는 코드워드의 이진 인덱스가 원하는 정보를 주게 된다. 예를 들면, 수신된 16 비트 코드워드와 0-15의 인덱스를 가지는 16개의 직교 16 비트 코드워드로 된 집합의 각 요소와의 상관 관계 중에서 열번째 코드워드가 가장 높은 상관 관계를 보인다면, 그 기초가 되는 정보 신호는 4 비트 이진 코드워드 1010 (10진법으로 정수 10)이다. 이러한 코드를 [16,4] 직교 블록 코드라고 한다. 코드워드의 모든 비트를 반전함으로써, 코드워드에 대해서 정보 비트를 한 비트 더 전달할 수 있다. 이러한 형태의 코딩은 바이-직교 블록 코딩(bi-orthogonal block coding)으로 알려져 있다.
이러한 코딩의 중요한 특징은 한 집합 내의 모든 직교 블록 코드워드와의 동시 상관(simultaneous correlation)이 고속 월쉬 변환(Fast Walsh Transform; FWT)에 의해서 효과적으로 수행될 수 있다는 것이다. [128, 7] 블록 코드의 경우에는, 예를 들면 128개의 입력 신호 표본이 128 포인트 월쉬 스펙트럼으로 변환되며, 스펙트럼의 각 포인트는 입력 신호 표본의 집합 내의 코드워드중 어느 하나와의 상관 관계를 나타낸다. 적절한 FWT 프로세서가 덴트에게 허여된 미합중국 특허제5,357,454호에 개시되어 있으며, 이를 본 명세서에서 참조한다.
전술한 내용으로부터 알 수 있는 바와 같이, 전형적인 CDMA 시스템은 정보 시퀀스를 블록 오류 정정 코드워드로 확산하고, 그 블록 코드워드를 각 사용자에게 유일한 코드 시퀀스와 결합한다. 미합중국 특허 제5,353,352호에 개시되어 있는 시스템에서는, 블록 코드워드가 스크램블 마스크와 결합되며, 그 스크램블 마스크는 정보 시퀀스를 더 이상 확산하지 않는다.
CDMA 시스템 (또는 TDMA 시스템)에서의 혼신을 제거하기 위한 다른 기술로는 주파수 호핑(frequency hopping)으로 알려진 것이 있다. 주파수 호핑은, 연결과 연관되어 있는 데이타 기호를 변조하기 위해 사용되는 반송파 주파수를 변경함으로써, 최악의 간섭 시나리오가 그 전체 연결 기간 동안이 아니라 하나의 주파수 홉 간격 이상 동안에 지배적이 되지 않도록 하기 위한 기술이다. 이 특성은 일반적으로 인터퍼러 다이버시티 (interferer diversity)로 알려져 있다. 주파수 호핑은 또한 저속 이동국에 대한 페이딩을 해결하는 주파수 다이버시티를 제공한다. 더욱이, 주파수 호핑은 또한 주파수 플래닝(frequency planning)이라는 어려운 작업을 제거하는데 사용될 수 있는데, 이는 마이크로셀(microcells)에 있어서 특히 중요하다. 이것은 한 시스템 안의 모든 셀이 같은 주파수를 사용하지만 각각의 셀이 다른 홉 시퀀스를 가지는 경우에 달성될 수 있다. 이러한 시스템은 주파수 호핑 다원 접속(Frequency Hopping Multiple Access; FHMA) 시스템으로 알려져 있다.
주파수 호핑 시스템에서는 각각의 셀이 모든 가능한 주파수를 사용할 수 있으나, 서로 다른 시간에서이며, 그 주파수는 의사 랜덤 주파수 홉 시퀀스 발생기에의해서 결정된 것이다. 이러한 발생기는 몇가지 방법, 예를 들면 어떤 두 개의 셀이 동시에 같은 주파수를 선택하는 랜덤 확률을 산출하는 방법 (비직교 호핑으로 알려져 있음), 특정한 셀 또는 이동국이 동시에 같은 주파수를 절대로 선택하지 않도록 하는 방법 (직교 호핑으로 알려져 있음), 또는 앞의 두 기술의 혼합을 얻는 방법 (예를 들면, 인접한 셀에 있는 신호에 대해서는 비직교하지만 같은 셀에 있는 신호는 직교 호핑을 하는 방법)으로 만들어질 수 있다.
CDMA 시스템에서의 확산 시퀀스와 TDMA 또는 CDMA 시스템에서의 주파수 호핑 시퀀스는 공통적으로 전체적인 시스템 혼신을 감소하는데 도움이 되도록 설계된 바람직한 의사 랜덤 특성을 가지고 있다. 종래의 시스템은 의사 랜덤 량 발생기를 사용하여 이러한 형태의 시퀀스를 생성한다. 이러한 의사 랜덤 량 발생기는 몇가지 단점을 가지고 있다. 예를 들면, 이들 발생기는 전형적으로는 생성할 수 있는 의사 랜덤 시퀀스의 개수가 제한된다. 더욱이, 이러한 장치는 시퀀스 생성을 용이하게 하기 위해서 대규모의 메모리를 필요로 한다. 의사 랜덤 량 발생기를 무선 통신 시스템의 기지국과 이동국의 부품으로 사용하는데 있어서의 다른 단점은, 서로 통신하고 있는 기지국과 이동국이 서로 동일한 의사 랜덤 시퀀스를 발생하여 그들이, 예를 들면 CDMA 복합 신호를 적절하게 확산 및 디스프레딩(despreading)하는 것을 보장하기 위해서 정교한 공통 입력 방식을 사용해야만 한다는 것이다.
<발명의 요약>
본 출원인의 발명에 따르면, 무선 채널의 특성이 의사 랜덤 량을 정하고 교환하는데 사용되며, 그 양은 송신기 및 수신기에 의해서 여러 가지 신호 처리 기능, 예를 들면 확산, 디스프레딩, 및 주파수 호핑 시퀀스 생성 기능을 수행하는데 이용된다. 이러한 특성에는 단기 리시프로시티(reciprocity)와 무선 채널 위상의 급속 공간 상관성 제거(spatial decorrelation)가 있다. 즉, 짧은 시간(수 msec 크기) 동안에는, 열잡음을 고려하지 않는다면, A 에 위치해 있는 안테나로부터 B 에 위치해 있는 안테나를 바라본 무선 채널의 임펄스 응답(impulse response)은 B에서 A 를 바라본 채널의 임펄스 응답과 같다. 의사 랜덤 량은 바운딩된 거리 디코딩 과정(bounded distance decoding procedure)과 동등한 계산에 의해서 정해질 수 있으며, 결정된 의사 랜덤 량은 이후의 데이타 전송을 처리하는데 사용될 수 있다.
출원인은 또한, 측정된 양이 언제나 확산 및 주파수 호핑과 같은 신호 처리에서의 의사 랜덤 량으로 사용하기에 충분히 불규칙적(random)인 것은 아니라는 것을 알고 있다. 예를 들면, 시퀀스가 의사 랜덤 시퀀스로 사용하기에 부적당하게 하는 이진수 0 및 1의 수열을 가지도록 생성될 수도 있다. 따라서, 본 발명의 한 특징에 따르면, 무선 채널 특성의 분석에 기초하여 생성된 시퀀스들을 더욱 가려내어 여러 가지 신호 처리 기술에 사용하기에 충분히 불규칙하게 되도록 보장해 준다. 예를 들면, 본 명세서에서 설명된 바와 같이 정해진 시퀀스에 대해 불규칙성 검사기가 사용될 수 있다.
한가지 특징에 의하면, 출원인의 발명은 제1 무선 송수신기 및 제2 무선 송수신기 간의 연결에 수반되는 신호를 처리하기 위한 의사 랜덤 시퀀스를 정하는 방법을 제공하며, 그 방법은 제1 무선 송수신기에서 그 각각이 사전에 설정된 주파수와 사전에 설정된 초기 위상을 가지는 복수의 정현파 신호(sinusoidal signals)를 송신하는 단계, 제2 무선 송수신기에서 제1 무선 송수신기에 의해서 송신된 복수의 정현파 신호를 검출하는 단계, 및 사전에 설정된 시간의 경과 후에 복수의 정현파 신호를 송신하는 단계를 포함한다. 본 방법은 또한, 제1 및 제2 무선 송수신기 각각에서, 다른 무선 송수신기로부터 수신된 복수의 정현파 신호 각각의 위상을 결정하는 단계, 수신된 정현파 신호 쌍의 위상차를 결정하는 단계, 각각의 차를 복수의 위상 결정값 중의 대응하는 값으로 양자화하는 단계, 및 복수의 양자화된 차를 다음의 신호 처리에서 의사 랜덤 시퀀스로서 사용하는 단계를 더 포함한다.
본 방법은 정해진 시퀀스를 다음 신호 처리 단계에서 사용하기 전에 그 시퀀스의 불규칙성을 검사하는 단계를 더 포함한다. 무선 채널 특성에 기초하여 의사 랜덤 량을 생성하고 사용하기 위한 다른 방법 및 시스템이 본 명세서에 개시되어 있다.
출원인의 발명은 무선 채널 특성을 사용하여, 예를 들면 코드 분할 다중화 또는 코드 분할 다원 접속 (CDMA) 시스템을 사용하여 통신하는데 있어서의 확산 시퀀스(spreading sequences) 또는 시 분할 다원 접속 (TDMA) 또는 CDMA 시스템에 있어서의 주파수 호핑 시퀀스(frequency hopping sequences)로 사용할 수 있는 의사 랜덤 량(pseudorandom quantities)을 복수의 송수신기에 생성하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
출원인의 발명은 오직 예시적인 목적으로 제시된 실시예를 참조하여 더욱 상세하게 후술되어 있으며, 그 실시예는 첨부된 도면에 도시되어 있다.
도 1a, 1b는 예시적인 다층 셀룰러 시스템을 도시한 도면.
도 2는 예시적인 셀룰러 이동 무선 전화 시스템의 블록도.
도 3은 통신 시스템을 도시한 블록도.
도 4는 키 시퀀스를 설정하기 위해서 톤의 빗살을 사용하는 통신 시스템을 도시한 블록도.
도 5는 위상 공간의 결정 영역을 도시한 도면.
도 6은 랜덤 변수 ψ의 확률 밀도 함수를 도시한 도면.
도 7은 키 시퀀스를 설정하기 위해서 지표 기호를 사용하는 통신 시스템의 블록도.
도 8은 예시적인 불규칙성 검사기의 블록도.
도 9A는 시간 슬롯과 주파수 호핑을 일반적으로 설명하기 위해서 사용된 매트릭스
도 9B는 본 발명에 따른 예시적인 홉 시퀀스 발생기의 블록도.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 CDMA 송신기 및 수신기의 요소를 일반적으로 설명하는 블록도.
도 11은 출원인의 발명에 따른 통신 시스템의 성능을 도시한 도면이다.
비록 다음의 상세한 설명이 휴대용 또는 이동 무선 전화기를 포함하는 셀룰러 통신 시스템 및/또는 개인 통신 네트웍에 관한 것으로 되어 있지만, 당업자라면 출원인의 발명이 다른 통신 응용분야에도 적용될 수 있음을 알 수 있을 것이다.
<시스템 개요>
도 1a, 1b는 예시적인 다층 셀룰러 시스템을 도시한 도면이다. 육각형 (도 1a 참조)으로 표현된 우산형 매크로셀(umbrella macrocell; 10)은 많은 매크로셀 A1- A7, B1- B7을 포함하는 상위의(overlying) 셀룰러 구조의 부분이다(도 1b참조). 각각의 우산형 셀은 하위의(underlying) 마이크로셀 구조를 포함할 수 있다. 우산형 셀 및 하위의 마이크로셀의 무선 도달 범위는 서로 겹치거나 실질적으로 겹치지 않을 수도 있다. 우산형 셀 (10)은 도시 거리를 따라 형성된 영역에 해당하는 점선으로 둘러싸인 영역으로 표현되는 마이크로셀 (20)과 실선으로 둘러싸인 영역으로 표현되는 마이크로 셀 (30), 및 건물의 개개의 층을 커버하는 피코셀 (40, 50, 및 60)을 포함한다.
간단히 말해서, 제어 채널은 호출을 시작하는데 사용되며, 이동국과 연관되어 있는 위치 및 파라메타에 관해서 기지국에게 알리고, 기지국과 연관되어 있는 위치 및 파라메타에 관해서 이동국에게 알린다. 기지국은 이동국에 의한 호출 접근 요청(call access requests)을 찾고 이동국은 차례로 페이징 메시지(paging messages)를 찾는다. 호출 접근 메시지가 수신되면, 어느 셀이 그 호출에 응답해야 하는지를 결정해야 한다. 일반적으로, 이것은 인접한 셀에서 수신된 이동국의 신호 강도에 의해서 결정된다. 다음에, 지정된 셀은 예를 들면 이동 교환 센터(mobile switching center; MSC)에 의해서, 지정된 셀이 접근 가능한 음성 채널의 집합으로부터 할당된 사용 가능한 음성 채널에 동조되도록 지시를 받는다.
도 2는 도 1a, 1b에 도시된 셀룰러 구조와 함께 사용하기 위한 예시적인 셀룰러 이동 무선 전화 통신 시스템의 블록도이다. 상기 통신 시스템은 매크로셀, 마이크로셀, 및 피코셀의 각각과 연관되어 있는 기지국 (110), 이동국 (120), 및 MSC (140)를 포함한다. 각각의 기지국은 제어 및 처리부 (130)를 가지며, 제어 및 처리부 (130)는 MSC (140)와 통신하고, MSC (140)는 차례로 공중 교환 전화망(public switched telephone network; 도시되어 있지 않음)과 연결되어 있다. 각각의 기지국은 또한 하나 이상의 음성 채널 송수신기 (150) 및 제어 채널 송수신기 (160)를 포함하며, 이들은 제어 및 처리부 (130)에 의해서 제어된다. 이동국 (120)은 송수신기 (150, 160)와 정보를 교환하기 위한 유사한 음성 및 제어 채널 송수신기 (170), 및 상기 음성 및 제어 채널 송수신기 (170)를 제어하기 위한 유사한 제어 및 처리부 (180)를 포함한다. 이동국의 송수신기 (170)는 또한 다른 이동국의 송수신기 (170)와 정보를 교환할 수 있다.
본 발명에 따른 기술이 구현될 수 있는 예시적인 무선 통신 시스템의 일반적인 개요와 함께, 이하에서는 무선 채널 고유의 불규칙성이 어떻게 의사 랜덤 시퀀스 발생기를 대체하여 사용될 수 있는 지가 설명된다. 갈로아 필드(Galois field) GF (M = 2m)에 포함되는 원소를 가지는 모든 벡터로 구성된 n 차원 벡터 공간, 즉 모든r= (r1, r2, . . . , rn)이고 ri ∈ GF(M = 2m)를 고려한다. (이하에서는, 벡터 양 또는 시퀀스는 굵은 활자로 표시하고 스칼라 양 또는 함수는 보통 활자로 표시한다.) 소정의 해밍 반지름(Hamming radius) t에 대해서, Mn벡터r은 S 구 안에 채워진 t 구, 즉 반지름 t를 가지는 해체된 구(disjoint spheres)의 최대값은 S이다. 한 구 안의 벡터는 그 구의 중앙으로 구성된 대표로 매핑(mapping)된다. S 대표의 집합을 {c 1,c 2, . . . ,c s}라 하자. 각각의 대표 벡터c i는 길이가 n이고 길이가 mn인 이진 벡터k로 매핑될 수 있다. 해당 이진 벡터를K= {k 1,k 2, . . .,k s}라 하자.
송신기와 수신기가 집합K에 포함되는 공통 시퀀스k i를 높은 확률로 정할 수 있다면, 그 시퀀스k i는 송신기로부터 수신기로 통신되는 정보 시퀀스를 확산하는데 사용되거나, 또는 정보 시퀀스를 통신하는 동안 사용되는 주파수 호핑 시퀀스를 정하는데 사용될 수 있다. 덧붙여서, 도청자가 그 보통의 시퀀스k i를 결정할 수 있는 확률이 거의 0이라면, 암호 시큐어리티를 달성하기 위한 별도의 암호화 및 디코딩 알고리즘을 포함시키지 않고도 안전한 통신이 이루어진다.
출원인의 발명에 따라서 만들어진 구(sphere)는 송신기 및 수신기가 무선 채널 및 시스템 하드웨어의 다른 불일치 및 잡음이 있는 경우에도 이러한 공통 시퀀스k i를 정할 수 있는 확률을 증가시킨다. 일반적으로, 송신기는 시퀀스r T를 정하고 수신기는 다른 시퀀스r R을 정한다. 시퀀스r T,r R이 동일한 구 안에 들어간다면, 집합K의 동일한 시퀀스k로 매핑될 것이다.
따라서, 출원인의 발명은 두 개의 시퀀스를, 하나는 송신기에서 다른 하나는 수신기에서 설정하여 그 두 개의 시퀀스가 동일한 구 안에 높은 확률로 들어가도록 하기 위한 방법 및 장치를 제공한다. 이러한 시퀀스들은 시변 무선 채널의 복잡한 특질로 인하여 의사 랜덤 특성을 높은 빈도로 보일 것이다. 의사 랜덤이 아닌 시퀀스들은 필요하다면 검출되어 폐기될 수도 있다. 더욱이, 그 두 개의 시퀀스가 동일한 구에 있지 않은 희박한 사건은 신속하게 검출될 수 있어서, 공통 시퀀스를정하는 것을 반복하는 과정을 가능하게 한다. 임의의 벡터와 연관되어 있는 구는 복잡하지 않은 하드웨어를 사용하여 실시간으로 효율적으로 결정된다. 본 발명의 제1 실시예가 암호화에 사용되는 키 시퀀스의 설정 및 암호화의 맥락에서 설명될 것이다. 그 다음에, 의사 랜덤 량으로서의 설정된 시퀀스의 더욱 일반적인 사용이 연구될 것이다.
<시퀀스 설정>
일반화된 통신 링크는 제1 사용자 송신기로부터 제2 사용자 수신기로의 채널 및 제2 사용자 송신기로부터 제1 사용자 수신기로의 채널의 두 개의 통신 채널을 포함한다. 그 링크는 상기 제1 및 제2 사용자에 의해서 교환되는 정보에 접근하고자 하는 도청자에 의한 제3 채널을 포함하는 것으로 할 수도 있다. 이 간단한 시나리오는 도 3에 도시되어 있으며, 제1 사용자 A, 제2 사용자 B, 및 도청자 E가 도시되어 있다. 일반적으로, AB 채널, BA 채널, 및 AE 채널의 특성은 시간에 따라 변한다. 각각의 채널에서의 열잡음은 부가적인 노이즈 항 ni(t), i = 1, 2, 3 으로 표현된다.
시간에 따라 변하지만, AB 채널의 임펄스 응답은 열잡음을 제외하고는 BA 채널의 임펄스 응답과 동일하며, 즉 수 msec 정도의 짧은 시간 동안에는, 링크는 상반(reciprocity) 관계에 있다. 열잡음 (및 다른 가능한 비이상성)이 포함되는 때에는 링크가 상반 관계에 있지 못하다는 것을 알 수 있다.
또한, AB 채널 및 BA 채널의 임펄스 응답이 제1 사용자와 도청자간의 AE 채널 및 제2 사용자와 도청자간의 BE 채널의 임펄스 응답과 다르다. 이러한 차이는 신호의 위상이 변화하는 공간적인 위치에 대해 급속하게 상관성이 제거되기 때문에 발생한다.
시퀀스를 설정하는 두가지 방법이 이하에서 설명된다.
<톤의 빗살(comb)>
바로 다음에 나오는 설명은 두 개의 톤을 동시에 송신하는 것에 관한 것이지만, 후술하는 바와 같이 두 개보다 많은 톤이 동시에 송신될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
도 4를 참조하면, (제1 사용자 A에 의해서 사용되는 것인) 제1 송수신기는 두 개의 정현파 신호를 포함하는 신호 s(t)를 송신하는데, 그 정현파 신호는 주파수 f1및 f2를 가지고 동일한 초기 위상 오프셋(offsets) ø와 k 번째 발신 간격 [kT, (k+1)T] 동안에 에너지 E를 가진다. 송신된 신호 s(t)는 몇가지 방법 중 하나에 의해서 생성될 수 있으며, 예를 들면 두 개의 적당한 발진기 (401, 403) 또는 주파수 합성기의 출력 신호를 증폭하여 더하고, 그 결과를 반송파 신호를 변조하여 적당한 송신 주파수로 상향 변환함으로써 생성될 수 있다. 변조를 무시한다면, 송신된 신호 s(t)는 다음 식에 의해서 주어진다.
Figure pct00001
일반적으로, 송신된 신호 s(t)는 안테나에 의해서 방사되고 공기와 같은 채널을 통과하는데, 채널은 다중 경로로의 전파(propagation)로 인한 시변 페이딩(fading)을 도입하고 또한 N0/2의 양측파 전력 스펙트럼 밀도를 가지는 백색 가우시안 잡음 n(t)을 첨가함으로써 송신된 신호를 변경하게 된다. 상기 채널의 효과는 블록 (404)을 참조하여 도시되어 있다.
수신기는 채널로부터 얻은 신호를 하향 변환(downconverting)하여 증폭하고 (하향 변환기 및 증폭기는 도 4에 도시되어 있지 않음), 그 결과 얻어진 신호 r(t)를 수신기 자체적으로 생성한 cos(2πf1t) 및 cos(2πf2t)과 상관시킨다. 도 4에 도시된 바와 같이, 각각의 상관은 적당한 믹서 (405, 407) 및 믹서의 출력 신호를 다음 시간 구간 T = 1/2πfi동안 적분하는 리셋팅 가능한 적분기 (409, 411)에 의해서 수행되는데, 당업자에게 알려져 있는 많은 다른 장치들이 사용될 수도 있다. 상관기(correlators)에 의해서 생성된 출력 신호는 합산(상향 변환된) 신호와 인접한 무선 신호로 인한 성분을 억제하기 위해 저역 통과 필터 (413, 415)에 의해서 필터링된다.
정현파 신호 cos(2πf1t) 및 cos(2πf2t)가 직교하고 적어도 채널의 간섭성 대역(coherence bandwidth) 만큼 분리된다고 가정하면, k 번째 발신 간격 동안 제2 사용자 B 가 되는 제2 송수신기에 의해서 수신된 신호 r(t)는 다음 식에 의해서 주어진다.
Figure pct00002
윗식에서, 진폭 계수 Λi(k), i = 1, 2 는 서로 독립이고 동등하게 분포된 랜덤 변수(random variables)이다.
레일리 분포(Rayleigh-distributed)의 페이딩을 받는 채널에서는, 변수 Λi(k)는 다음 식으로 주어지는 레일리 확률 밀도를 가진다.
Figure pct00003
윗식에서,σ 2 = E{Λ i 2 (k)}는 채널의 특성이고E{.}는p Λ에 대한 기대값을 나타낸다. 위상 항 θ1(k) 및 θ2(k)는 상호 독립적인 랜덤 변수이고, 각각은 간격 [-π,π] 에서 균일한 확률 밀도를 갖는다.
수신된 신호 r(t)를 나타내는 유사한 식이 리시안 분포(Rician-distrubuted)의 페이딩과 같은 다른 특성을 가지는 통신 채널에 대하여 계발될 수 있다. 예를 들면, 리시안 분포의 채널에 대한 확률 밀도는 다음식에 의해서 주어진다.
Figure pct00004
윗식에서, I0(.)는 변형된 0차 베셀 함수(modified Bessel function of 0 order)이고, s2는 직접 라인 오브 사이트(direct line-of-sight) 소자의 전력이다.
제2 사용자 B의 송수신기에서는, 필터링된 상관기 출력 신호는 차동 위상 검출기 (417)에 제공되고, 차동 위상 검출기는 각각의 시간 간격 T에 대하여 위상 항 θ1(k) 및 θ2(k) 간의 차이의 추정치를 생성한다. 연속적인 위상차 추정치는 양자화기 (419)에 제공되고, 양자화기는 몇 개의 사전에 설정된 위상값 중 대응하는 값을 각각의 위상차 추정치에 할당한다. 출원인의 발명에 따르면, 서로 다른 시간 간격에 대한 위상차 추정치가 서로 상관되어 있지 않을 것만이 필요하다. (다음의 기술에서, 시간 인덱스 k는 모호한 결과를 초래하지 않을 때는 생략될 것이다.)
수신기 B의 차동 위상 검출기 (417)에 의해서 생성된 기저 대역 차동 신호(baseband differential signal)는 다음 식에 의해서 주어진다.
Figure pct00005
윗식에서, N1과 N2는 평균이 0이고 분산이 σ2= 2EN0인 복소 가우시안 랜덤 변수이고, "*"는 공액을 나타낸다. 위상차 추정치는 ΦB= tan-1YB/XB로 주어진다. 앞에서 알 수 있는 바와 같이, 제2 사용자 B는 위상차 추정치를 M개의 사전에 설정된 위상값 중의 한 개로 양자화하여, 양자화기 출력 신호 Q(ΦB)를 생성한다. 도 5는 M = 4에 대한 위상 공간 결정 영역을 도시한 것이다. 이 그림에서는, 추정된 위상 ΦB는 0°와 360°사이의 어떤 값도 가질수 있으며, 네 개의 값으로 양자화된다. 예를 들면, 간격 범위 [0, 360]는 네 개의 영역으로 분할될 수 있으며 (도 5에 도시됨), 여기에서,
영역 R1은 간격 [0°, 45°] U [315°, 360°] 이고,
영역 R2은 간격 [45°, 135°] 이고,
영역 R3은 간격 [135°, 225°] 이고,
영역 R4은 간격 [225°, 315°] 이고,
만약 ΦB∈ R1이면, 양자화된 출력은 Q(ΦB) = 0°이다.
만약 ΦB∈ R2이면, 양자화된 출력은 Q(ΦB) = 90°이다.
만약 ΦB∈ R3이면, 양자화된 출력은 Q(ΦB) = 180°이다.
만약 ΦB∈ R4이면, 양자화된 출력은 Q(ΦB) = 270°이다.
그러면 이 위상들은 정보 비트로 매핑될 수 있으며, 예를 들면 0°→00, 90°→01, 180°→11, 270°→10 이다.
차동 위상 검출기 또는 위상 측정 장치 (417)는 기저 대역 신호의 순간 위상에 대한 아날로그 또는 디지탈 측정값을 낼 수 있다. 적당한 차동 검출기는덴트(Dent)에게 허여된 미합중국 특허 제5,084,669호 및 홀름비스트(Holmqvist)에게 허여된 미합중국 특허 제5,220,275호에 개시되어 있는 두 개의 위상 검출기의 조합이며, 상기 두 위상 검출기는 참조하기 위해 특별히 본 명세서에 편입되어 있다.
상기 추정 양자화 과정을 k = 1, 2, . . ., n 의 매번마다 반복함으로써, 제2 사용자 B는 다음 식으로 주어지는 양자화된 위상차 추정치의 시퀀스를 설정한다.
Figure pct00006
양자화기 (419)에 의해서 생성된 상기 위상값의 시퀀스r B는, 임의 접근 메모리(random-access memory), 시프트 레지스터(shift register), 또는 이에 상당하는 장치와 같은 버퍼 (421)에 저장되며, 그 버퍼는 최소 거리 오류 정정 디코더 (423)의 파라미터에 의해서 결정되는 길이를 가진다. 수신기 B의 오류 정정 디코더 (423)는 양자화된 위상차 추정치의 시퀀스를 변환하고 수신기의 키 시퀀스k B에 대응하는 출력 신호를 생성한다. 그 대신에, 또는 암호화 키의 생성과 함께, 도 8과 함께 후술하는 바와 같이, 위상 값의 시퀀스r B는 불규칙성 검사기로 전송될 수 있다.
실제에 있어서는, 버퍼 (421)의 크기는 원하는 키 시퀀스의 길이에 의해서 결정된다. 디코더 (423)가 N의 블록 길이를 가지고 4 차원을 가진다면, 두 개의톤으로만 구성된 빗살(comb)이 매 N번마다 동시에 송신되는 본 예에서는 버퍼 지연이 N이 된다. 후술하는 바와 같이, 두 개 이상의 톤이 동시에 송신될 수 있고, 이것은 버퍼 지연을 감소시키게 된다. 예를 들면, 만약 T개의 톤이 동시에 전송된다면, T - 1 개의 위상차가 동시에 양자화될 수 있고, 버퍼 지연은 N/(T - 1)이 된다.
버퍼 (421)에 의해서 생성된 벡터r B는 N개의 원소를 가지며, 각 원소는 M 진이어서, N 원소의 벡터는 어떠한 종류의 최소 거리 디코더 (423)의 입력이다. 한가지 유용한 디코더로는 바운딩된 거리 디코더가 있는데, 복잡성이 작은 디코더로서 애디슨 웨슬리(Addison-Wesley), 리딩(Reading), MA (1983) 에서 출반된 알. 블라후트(R. Blahut)의 오류 제어 코드의 이론 및 실제(Theory and Practice of Error Control Codes) 제7장에 개시되어 있으며, 개시된 내용은 본 명세서에 결합되어 있다. 디코더 (423)는 버퍼에 의해서 생성된 N개의 기호를 다른 N개의 기호로 매핑하는데, 매핑된 N개의 기호는 논의의 대상이 되는 암호화 키 시퀀스k B이며 이하에 더욱 상세히 설명되어 있다.
수신기 내부에서 수행되는 신호 처리 동작은 적당한 디지탈 신호 처리 (DSP) 장치에 의해서 디지탈 영역에서 수행될 수 있다는 것을 알 수 있다. 이러한 구성으로는, DSP 장치를 프로그래밍하여 수신된 신호의 디지탈 표본들을 적당하게 조작하도록 함으로써 거의 모든 형태의 변조가 검출될 수 있고, 이러한 내용은 예를 들어 덴트(Dent) 등의 미합중국 특허 출원 제07/967,027호에 개시되어 있으며, 본문에 참조용으로 결합되어 있다. DSP 장치가 하드 와이어드 로직(hard-wired logic) 회로, 또는 바람직하게는 응용 주문형 집적 회로(application-specific integrated circuit; ASIC)와 같은 집적 디지탈 신호 처리기로 구현될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 물론 ASIC이 요구되는 기능을 수행하기 위한 최상의 하드 와이어드 로직 회로를 포함할 수 있다는 것을 알 수 있으며, 이러한 것은 속도 또는 다른 성능 파라미터가 프로그래밍 가능한 디지탈 신호 처리기의 다용도성보다 더 중요한 경우에 일반적으로 선택되는 배치이다.
전술한 것과 유사한 방법 및 하드웨어로, 제1 사용자 A는 제2 사용자 B에 의해서 송신된 신호로부터 그 자신의 양자화된 위상차 추정치의 시퀀스를 설정한다. 무시할 수 있는 제1 사용자에 의한 송신 이후의 지연, 즉 채널의 간섭성(coherence) 대역에 비해 작은 지연과 함께, 제2 사용자 B는 주파수 f1 및 f2를 가지고 동일한 위상 오프셋과 에너지를 가지는 두 개의 정현파 신호를 포함하는 신호를 송신한다. 즉, 제1 사용자 A가 송신하고, 다음에 제2 사용자 B, 다음에 제1 사용자 A 등의 인터리빙된 방식으로 송신하여 리시프로시티 가정(reciprocity assumption)을 유지하는 것이다.
제1 사용자 A가 기지국 또는 다른 송수신기 (제2 사용자 B)에 대하여 100 km/시의 속도로 이동하는 무선 전화기이고 900 MHz 대 안의 무선 주파수 반송파를 사용한다고 가정하자. 만약 제1 사용자에 의한 송신과 제2 사용자에 의한 송신 간의 지연이 10 ㎲라면, 무선 전화기는 각각의 지연 동안에 단지 0.28 mm 만을 이동할 것이며, 그 길이는 0.3 m의 파장에 비하면 무시할 수 있는 정도이다. 따라서,여러 가지 반사기로부터의 신호의 산란은 강한 상관 관계를 가질 수 밖에 없다. 또한, 10 ㎲의 지연은 다중 경로로의 전파로 인한 모든 신호 전파(rays)가 제2 사용자에게 도착되도록 하는 데 보통 필요한 시간보다 길고, 채널의 리시프로시티를 보장하는데 필요한 수 msec 보다는 짧다. 움직임이 더욱 느리거나 또는 지연이 더욱 짧다면, 채널의 리시프로시티는 더욱 더 정확해진다.
따라서, 제1 사용자 A는 다음 식에 의해 주어지는 기저 대역 차동 신호 (자신의 차동 위상 검출기의 출력)를 형성한다.
Figure pct00007
윗식에서, V1및 V2는 N1및 N2와 독립이다. 제1 사용자 A에 의해서 생성된 추정 위상차는 ΦA= tan-1YA/XA이다. 채널의 상반성으로 인해, UA및 UB의 차이는 부가적인 가우시안 노이즈만 남는다는 것을 알 수 있다.
추정 양자화 과정을 계속해서 반복함으로써, 제1 사용자 A는 다음 식에 의해 주어지는 위상차 추정치의 시퀀스를 설정한다.
Figure pct00008
이것은 제1 사용자의 송수신기 내의 버퍼 (421)에 저장되어 있는 시퀀스이며, 제1 사용자 내의 해당 오류 정정 디코더에 제공된다.
이러한 송신 신호로부터, 도청자 E는 다음 식에 의해 주어지는 baseband 차동 신호를 얻을 수 있다.
Figure pct00009
윗식에서, Λi, i = 1, 2, 3, 4, 는 상호 독립이다. 도청자의 추정 위상차는 ΦE= tan-1YE/XE이다. 또한, θi, i = 1, 2, 3, 4 는 상호 독립인 랜덤 변수이다. 도청자 E는 다음 식에 의해 주어지는 위상차 추정치의 시퀀스를 설정한다.
Figure pct00010
위에서 알 수 있는 바와 같이, 설정된 각각의 세 시퀀스 또는 벡터 rA, rB, 및 rE는 대응하는 오류 정정 디코더에의 입력 신호이다. 디코더에 의해서 생성된 출력 신호는 키 시퀀스 kA, kB, kE에 해당한다. 송신기 A에서는 암호화가 수행될 필요가 없다는 것을 알 수 있을 것이다. 디코더는 가능한 키의 수를 제한하여, 후술하는 바와 같이 제1 사용자 및 제2 사용자가 동일한 키를 설정할 확률을 증가시키도록 한다.
톤 f1, f2의 위상이 독립이 되도록 그 주파수가 충분히 떨어져 있어야 하는 이유를 설명하고자 한다.
Figure pct00011
이라 하고,
Figure pct00012
를 정의한다. 윗식에서, α2= J0 2(ωDγ)/[1 + (ω1- ω2)2σ2] 이고, J0는 0차의 베셀 함수(Bessel function)이며, ωD는 송신기와 수신기간의 상대 운동에 의한 도플러 주파수 편이이고, γ는 송신 시간 지연이며, σ는 다중 경로 신호 전파 간의 산포도를 나타낸다. 그러면, 더블유. 씨. 제익스, 주니어.(W. C. Jakes, Jr.), ed.에 의한 존 윌리 앤드 썬즈(John Wiley and Sons) (1974)에서 출판된 마이크로파 이동 통신학(Microwave Mobile Communications) 제1장에 설명되어 있는 바와 같이, Ψ는 다음 식에 의해 주어지는 확률 밀도 함수를 나타내는 랜덤 변수이다.
Figure pct00013
도 6은 파라미터 α2의 서로 다른 다섯가지 값에 대해서 확률 밀도 함수 pψ를 ψ/π에 따라 도시한 도면이다. 40 KHz의 주파수 간격 (ω1-ω2)과 5μsec의시간 지연 산포도 σ (즉, 가장 심한 ωDγ = 0의 경우에도 α2< 0.4)에 대해서, 랜덤 변수 ψ는 거의 균일한 분포를 가진다. 이 경우에, 양자화기는 위상차 추정치를 동일한 확률 1/M을 가지는 각각의 M개의 위상값으로 양자화한다. 시스템의 시큐어리티는 통신 채널을 통과함으로써 톤의 위상에서 상관 관계가 제거되는 정도에 달려 있다. 만약 상관 관계가 상당히 제거되면, 도청자가 시스템을 파괴하기 위해서 해야 하는 작업의 양은 키 시퀀스k A,k B를 남김없이 검색해야 하는 작업의 양으로 귀결된다.
상기 분석은 두 개의 톤이 동일한 에너지와 동일한 초기 위상 오프셋을 가졌다고 가정함으로써 단순화 되었으며, 상기 값들은 예를 들면 위상 동기 루프(phase-locked loop)를 이용하여 구하기 쉽다는 것을 알 수 있을 것이다. 일반적으로, 이러한 파라미터들은 사전에 설정되어 있기만 하면, 즉 양 송수신기에 사전에 알려져 있기만 하면 되지만, 이러한 시스템은 앞에서 설명한 것보다 더욱 복잡해진다.
또한, 상기 분석은 임의의 동일한 시간에 송신된 두 개의 톤에 대해서만 고려하였지만, 일반적으로 빗살은 동시에 송신된 두 개의 톤 이상으로 구성되어 있을 수도 있으며 상기 분석은 이러한 톤의 빗살의 계속적인 쌍에 적용될 수 있을 것이다. 사실, 시퀀스 rA, rB는 적당한 수의 톤의 빗살을 동시에 송신하고, 톤의 계속적인 각 쌍의 위상차를 추정하고 양자화함으로써 한꺼번에 생성될 수 있다. 두 개 또는 그 이상의 톤의 동시 송신은 톤의 초기 위상을 제어하기가 쉽기 때문에 요망되는 것이며, 이것은 덜 복잡한 시스템을 가능하게 한다.
더욱이, 한쌍의 톤에서의 톤 사이의 주파수 간격이 다른 쌍 사이의 주파수 간격과 같을 필요가 없다. 즉, "빗살"은 고른 간격을 갖지 않은 "이(teeth)"를 가지는 것이 가능하다. 또한, 연속적인 톤의 쌍만을 고려할 필요가 없다. 즉, 한 쌍에서의 "이"는 다른 "이"에 의해서 분리될 수 있다. 예를 들면, 빗살이 주파수가 증가하는 순서로 배열된 10개의 톤 f1, f2, . . ., f10을 포함한다면, 랜덤 변수 ψ의 필요한 균일 분포 (식 12 참조)는 말하자면, 톤 f1과 f4, f2와 f5, f3와 f6, 등으로 쌍을 이룸으로써 얻어질 수 있다. 각각의 쌍의 톤은 직교적으로(orthogonally) 간격을 유지하여야 할 필요가 있으며, 다시 말하면 주파수는 앞에서 설명한 바와 같이 충분한 간격을 유지하여야 한다.
<지표 기호(PILOT SYMBOLS)>
전술한 바와 같이 정현파 신호의 빗살을 송신하는 대신, 시퀀스k A,k B는 제1 송수신기 및 제2 송수신기의 동작을 동기화하기 위해서 송신될 수 있는 비트와 같은 복수의 지표 기호에 기초하여 설정될 수 있다. 이러한 동기 비트는 전형적으로 당업자에게 공지되어 있는 종래의 셀룰러 무선 전화 시스템에 의해서 송신된 메시지의 전용 동기화 필드(dedicated synchronization fields)에 포함된다. 지표 기호에 기초한 시퀀스를 설정하는 두가지 방법이 아래에 설명되어 있다.
시퀀스k는 지표 기호를 하드-결정 디코딩(hard-decision decoding)하고 지표 기호의 디코딩 결과 시퀀스를 구의 중심으로 매핑함으로써 단순하게 설정될 수있다. 제1 사용자에 의해서 디코딩된 시퀀스 내의 모든 오류는 제2 사용자에 의해서 디코딩된 시퀀스 내의 오류들과 같을 것으로 여겨진다. 따라서, 두 개의 지표 기호 시퀀스는 동일한 구로 매핑되어 동일한 키를 낼 것이다. 제1 및 제2 사용자에 의해서 디코딩된 시퀀스 내의 오류가 서로 약간 다른 경우에도, 그 두 개의 시퀀스는 여전히 높은 확률로 동일한 구로 매핑되어 동일한 키를 낼 것이다. 본 방법의 단점으로는 도청자로 하여금 모든 가능성들을 모두 조사하는 것이 계산상 어렵도록 하기 위해서는 많은 지표 기호가 필요하다는 점이 있을 수 있다. 만약 지표 기호가 셀룰러 무선 전화 시스템의 동기 비트라면, 60개 이상의 비트가 필요할 것으로 현재 예상된다.
필요한 지표 기호가 함께 송신될 필요가 없다는 것, 즉 CDMA 채널의 한 프레임 또는 TDMA 채널의 한 시간 슬롯 안의 모든 동기 비트를 사용할 필요가 없다는 것을 알 수 있을 것이다. 예를 들면, 한 프레임 내의 임의의 하나 또는 그 이상의 동기 비트는 다른 프레임의 임의의 하나 또는 그 이상의 동기 비트와 함께 사용될 수 있다. 단지 프레임이 전술한 바와 같은 채널의 간섭성 시간(coherence time)보다 긴 시간 만큼 간격을 두고 있을 필요가 있다.
지표 기호에 기초하여 시퀀스를 설정하는 더욱 개량된 방법은 하드-결정 디코딩보다는 채널 상태 정보를 이용한다. 이 방법에서는, 제1 및 제2 사용자는 알려진 지표 기호를 보간(interpolate)하고 보간기(interpolator)의 상기 출력을, 톤의 빗살에 기초하여 시퀀스를 설정하는 방법에 관하여 앞에서 설명한 것과 유사한 방법으로 양자화한다.
예를 들면, 하향 변환하고, 증폭하고, 수신 신호를 필요한 대로 필터링한후, 제2 사용자는 CDMA 프레임의 동기 부분 내의 각각의 비트에 대한 위상 추정치를 결정한다. 물론, 제1 및 제2 사용자는 알려진 비트의 다른 집합을 사용할 것을 동의할 수도 있다. 제2 사용자는 각각의 위상 추정치와 사전에 설정된 알려진 비트에 대한 해당 위상 간의 차이를 결정한다. 그 다음에 이러한 위상차 추정치는 양자화되고, 톤의 빗살을 송신하여 시퀀스를 설정하는 것과 관련하여 앞에서 설명한 바와 같이 최소 거리 디코더로 제공되거나, 또는 확산 시퀀스 또는 주파수 호핑 시퀀스 생성과 관련하여 후술하는 바와 같이 불규칙성 검사기로 제공된다.
도 7은 지표 기호를 사용하는 본 "개량된 방법"을 수행하기 위한 시스템의 블록도이다. 제1 송수신기에서는, 송신될 데이타가 암호화기 (701)에 의해서 키 시퀀스에 따라 암호화된다. 물론, 키 시퀀스가 설정되기 이전에, 암호화기가 송신될 데이타를 변경 없이 단순히 통과시킬 수도 있다. 다중화기 (703)는 송신될 암호화된 데이타를 알려진 지표 기호와 결합하는데, 지표 기호는 동기화를 위해 사용되는 비트이고 종래의 무선 전화에 있어서의 부가 신호(overhead signaling)일 수도 있다. 지표 기호는 알려진 위상으로 송신될 필요가 있을 뿐이다. 다중화기 (703)에 의해서 형성된 인터리빙된 데이타 및 지표기호의 시퀀스는 펄스 형성기(pulse shaper) 및 상향 변환기 (705)에 제공되어, 일반적으로 페이딩과 덧셈성(additive) 백색 가우시안 잡음에 의해서 특성화되는 통신 채널을 통해 정보가 송신되게 된다.
수신하는 제2 송수신기에서는, 채널로부터 수신된 신호가 필요에 따라 하향변환되고 정합 필터(matched filter; 707)를 통과한다. 정합 필터 (707)에 의해서 생성된 신호는 적당하게 제어되는 스위치 (709) 혹은 데시메이터(decimator)에 의해서 송신된 수신 데이타를 포함하는 신호와 수신된 지표 기호를 포함하는 신호로 분할된다. 보간기 (711)는 수신된 지표 기호의 위상을 측정하고, 일반적으로 채널 페이딩에 의해서 회전되어 있을, 각각의 측정된 위상과 대응 지표 기호의 알려진 송신된 위상 간의 차이를 형성한다. 보간기 (711)는 바람직하게는 이러한 위상차 추정치를 저역 통과 필터링한다. 보간기 (711)에 의해서 생성된 위상차 값은 양자화기 (713)에 의해서 양자화되고, 충분한 위상차 값을 축적하기 위해서 버퍼 메모리 (715)에 저장된다. 위상차 값의 시퀀스는 이어서 디코더 (717)에 의해서 디코딩되어 도 4와 관련하여 상술한 키 시퀀스를 생성한다.
보간기 (711)에 의해서 생성된 위상차 값은 또한 송신된 데이타를 복원하기 위한 오류 정정 디코더와 같은 복조기 (719)로 제공된다. 복조기 (719)는 또한 송신된 데이타를 수신하는데, 그 데이타는 위상차 값과 송신된 데이타를 동기화하기에 적합한 지연 장치 (721)를 통과할 수도 있다. 수신된 데이타가 송신 이전에 키 시퀀스에 따라 암호화되었음을 가정하면, 복조기 (719)에 의해서 생산된 암호화된 송신 데이타 및 디코더 (717)에 의해서 생산된 키 시퀀스는 암호 해독기 (723)로 제공되어 송신된 데이타가 복원된다.
상술한 것과 유사한 방법 및 하드웨어에 의해서, 송신기는 수신기로부터의 송신에 기초한 자신의 키 시퀀스를 설정하고, 그 키 시퀀스는 수신기로부터 암호화된 송신을 암호 해독하는데 사용될 수 있다.
<구 패킹 및 연합(SPHERE PACKING AND ASSOCIATION)>
K가 주어지고 구가 사전에 설정되어 있다고 가정하면, 임의의 시퀀스를 구로 매핑하는 일반적인 문제는 NP 가 어렵다는 것인데, 다시 말하면 계산상의 복잡성이 가능한 구의 수와 비례한다는 것이다. 안전한 송신 및 확산에 관한 본 응용을 위해서는, 구의 수가 상당히 많아야 한다. 그럼에도 불구하고, 후보 시퀀스k(구의 대표c에 대응함) 상에 단순화 구조(simplifying structure)를 부과하는 것은 계산상의 복잡성을 용인할 수 있는 수준까지 줄일 수 있게 해준다.
출원인의 발명에 따르면, 후보 시퀀스의 집합은 선형 블록 오류 정정 코드(linear block error correcting code)의 시퀀스의 집합에 한정된다. 이어서 구의 반지름이 이러한 코드의 오류 정정 능력, 즉 코드가 정정할 수 있는 오류의 수에 의해서 결정되고, 수신된 시퀀스r은 적당한 알려진 디코딩 과정에 의해서 후보 시퀀스 k로 매핑될 수 있다.
한가지 구체적인 예를 들면, BCH 코드(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem codes)가 후보 시퀀스k의 집합으로 이용될 수 있으며, 이러한 코드는 앞에서 인용된 바 있는 알. 블라후트(R. Blahut)의 저서에 설명되어 있는 바와 같이, 페터슨 고렌슈타인 질러(Peterson-Gorenstein-Zierler) 과정 또는 벌레캠프 매시(Berlekamp-Massey) 과정, 또는 순환 코드를 디코딩하기 위한 다른 어떠한 과정에 의해서도 디코딩될 수 있다. 코드 파라미터가 (n, k)이고 최소 해밍 거리(minimum hamming distance)가 d이며 코드 기호 알파벳이 GF(2m)이라면, 길이가 mn인 후보 시퀀스는크기가 2mn인 집합으로부터 설정될 수 있다. 구의 해밍 반지름 t, 즉 코드의 오류 정정 능력은 t ≤ [(d - 1)/2]에 의해 주어진다. (구가 밀접히 패킹될 필요는 없다.)
적당한 불규칙성 특징을 가지는 수신된 시퀀스r A,r B, 및r E는 벌레캠프 메시(Berlekamp-Massey) 과정을 구현한 오류 정정 디코더로의 입력이 된다. 디코더의 출력은 시퀀스k A,k B, 및k E이다. 다시, 송신기에 의해서 어떠한 암호화도 필요하지 않다는 것을 알 수 있을 것이다. 디코더는 가능한 시퀀스의 수를 상당히 제한함으로써, 제1 및 제2 사용자 간에 시퀀스 일치가 일어날 가능성을 증가시킨다. 디코더는 아주 높은 신호 대 잡음 비 (SNRs) 상태에 있을 필요가 없어도 된다는 것을 알 수 있을 것이며, 실제적인 통신 시스템에 있어서 이러한 아주 높은 SNR을 얻기는 아주 어렵다.
불규칙성 검사(RANDOMNESS TESTING)
상술한 실시예는 종래의 의사 랜덤 량 생성법을 이용하지 않고, 또한 그 의사 랜덤 량을 공중 인터페이스 상으로 교환할 필요가 없이, 어떻게 소정 무선 채널 특성의 고유한 불규칙성이 키 시퀀스를 얻는데 이용될 수 있는지를 설명한다. 그러나, 출원인은 또한 이러한 기술, 예를 들면 의사 랜덤 주파수 홉 시퀀스 및 확산 시퀀스의 결정을 포함하는 기술의 또 다른 응용을 알아냈다.
의사 랜덤 채널의 불규칙성으로 인해서, 버퍼 (421) 또는 (715)에 저장된 시퀀스r은 불규칙(random)하다. 이러한 시퀀스는 직접 시퀀스 확산 스팩트럼 또는 주파수 호핑 확산 스펙트럼 기술을 사용하는 기본적인 통신 시스템에서는 이상적일 것이다. 더욱이, 서로 다른 사용자가 다중 사용자 확산 스펙트럼 통신 시스템 내에서 서로 다른 시퀀스를 사용하기로 동의할 수도 있다.
반면, 많은 경우에 있어서 버퍼에 저장되어 있는 시퀀스r은 연속적인 이진 0 또는 1의 열을 포함할 것이다. 이러한 시퀀스는 고도로 불규칙적인 양을 필요로 하는 신호 처리 기술에 적합하지 않다. 예를 들면, 이러한 시퀀스는 그 상호 상관 특성이 만족스럽지 못하기 때문에, CDMA 시스템에서의 확산 시퀀스로 사용하기에 적합하지 않다. 따라서, 버퍼 (421) 또는 (715)에 저장되어 있는 시퀀스는 불규칙성 검사기로 입력 신호로서 제공되어 그 시퀀스의 스펙트럼이 적당한 형태를 가지도록 한다.
도 8은 적당한 불규칙성 검사기의 블록도이며, 불규칙성 검사기는 통계적 프로세서 (801) 및 품질 프로세서 (715)를 포함한다. 통계적 프로세서 (801)는 시퀀스 r의 불규칙성을 검사하고 불규칙성의 품질을 나타내는 출력 신호 q를 생성한다. 품질 프로세서 (803)는 본질적으로는 상기 신호 q 및 그에 대응하는 시퀀스 r을 수신하는 비교기 (comparator)에 의해 제어되는 스위치이고, q 값이 받아들일 수 있는 정도인지를, 즉 q가 사전에 설정된 품질 임계치(threshold) λ를 통과하는지, 예를 들면 q ≥ λ인지를 결정한다. 만약 받아들일 수 있는 정도이면, 대응 시퀀스r은 직접 확산 시스템에서 확산 시퀀스로 사용되거나, 또는 주파소 호핑 시스템에서 주파수 합성기용 제어 신호로서 사용되며, 이러한 내용에 관해서 후술할 것이다. 만약 q 값이 받아들일 수 있는 정도가 아니라면, 예를 들면 q ≤ λ이면, 대응 시퀀스r은 사용되지 않으며, 버퍼로부터 삭제될 것이다.
일반적으로, 용인할 수 있는 q 값, 말하자면 품질 프로세서(803)에 적용되는 임계치 λ의 값은 채널의 상태와 구체적인 응용에 좌우된다. 예를 들면, 사용자가 채널에 과부하가 걸리지 않는다는 정보를 알고 있을 때에는 더욱 낮은 q 값이 용인될 수 있다. 현재 한 개의 연결만을 지원하도록 사용되고 있는 확산 스펙트럼 채널을 고려하자. 이 채널에 접근을 시도하는 제2 사용자에게는, 시퀀스r에 대해서 상대적으로 낮은 q 값이 용인될 수 있으며, 그 이유는 단지 한 개의 추가적인 연결로 인한 상호 간섭이 상대적으로 낮을 것으로 예상되기 때문이다. 일반적으로 말하면, 낮은 통화량 하에서는, 사용자들이 이상적인 상호 상관 관계를 가지는 확산 시퀀스를 사용하고 있지 않은 경우에도 상대적으로 극히 적은 수의 사용자들의 상호 간섭이 용인될 수 있어서, 더욱 낮은 임계치 λ를 허용하게 된다.
통계적 프로세서 (801)는 시퀀스r의 스펙트럼에 관한 백색성을 검사하기 위한 t 검사(t-tests)와 가우시안의 정도를 검사하기 위한 쿠르토시스 검사(Kurtosis tests)를 신속히 수행하기 위한 적절하게 프로그래밍된 마이크로프로세서로 바람직하게 구현될 수 있다. 원소 r(1), r(2), r(3), . . . , r(N)을 포함하는 시퀀스r을 검사하는 한가지 이유는 그 시퀀스가 이상적인 백색 가우시안 소오스에 의해서 발생되었다고 가정하는 것이 타당한지를 결정하기 위한 것이다. 또한, 시퀀스에서 모든 직류 바이어스를 제거하는 것 (0의 평균값으로 정규화함)이 요망된다.
통계적 프로세서(801)에 의해서 수행되는 제1 단계는, 다음 식에 따라서 시퀀스의 평균값
Figure pct00014
을 결정하고,
Figure pct00015
정규화된 시퀀스r을 산출하기 위해 각각의 시퀀스 원소부터
Figure pct00016
을 뺌으로써 직류 바이어스를 제거한다.
다음에, 정규화된 시퀀스에 상관 관계 검사가 수행되는데, 상관 관계 검사는 다음 식으로부터 분산 σ2를 결정하는 단계와,
Figure pct00017
다음 식으로부터 파라미터
Figure pct00018
를 결정하는 단계를 포함한다.
Figure pct00019
여기에서, t 검사를 위한 임계치가 선택될 수 있고, ρ = 0 이라는 가정이 유지되는지에 대한 검사가 행해진다. 가정이 유지되지 않으면, 시퀀스r은 제거된다. t 검사는 그 분야에서 공지되어 있으며, 예를 들면 윌리 인터 사이언스(Wiley Inter-Science) 에서 출판된(1952) 에이. 헬드(A. Held)의공학에 응용된 통계학적 이론(Statistical Theory with Engineering Applications)페이지 609에 개시되어 있고, 개시된 내용을 본 명세서에서 참조하고 있다.
제3 단계로서, 통계적 프로세서 (901)는 다음 식으로부터 파라미터 β2를 결정함으로써 쿠르토시스(Kurtosis) 검사를 수행한다.
Figure pct00020
쿠르토시스 검사를 위한 임계치가 일반적인 방법으로 선택되고, 파라미터 β2가 용인될 수 있는지를 결정하는 검사가 수행된다. 쿠르토시스 검사에서 실패하면, 시퀀스r은 제거된다. 다른 N 값, 초과 확률(probability of exceeding) 등에 대해서 다른 임계치가 셋팅될 수 있으며, 예를 들면 이. 에스. 피어슨(E. S. Pearson)에 의한 제목이 "정규성에 대한 검사의 추가적인 발전(A Further Development of Tests for Normality)"인, 바이오메트리카(Biometrika) 제XXII권, 페이지 239-249 (1930년 7월)에 개시되어 있는 바와 같다. 이러한 서로 다른 임계치는 후술하는 바와 같이 CDMA 시스템의 성능에 영향을 미친다. 큰 값의 λ에 대해서는, 시스템은 만족스러운 시퀀스의 생성을 하게 될 것이고, 따라서 많은 사용자가 제한된 상호 간섭으로 채널을 동시에 접근할 수 있을 것이다. 그러나, 더욱 큰 값의 λ에 대해서 시스템은 더욱 큰 지연을 유발할 것인데, 그 이유는 불규칙성 검사는 임계치를 넘는 시퀀스에 도달하기 이전까지 많은 시퀀스를 거부할 것이기 때문이다. 더욱 작은 값의 λ에 대해서, 더욱 적은 사용자가 수용될 수 있으나, 시퀀스 설정은 더욱 빠르다.
상술한 t 검사 및 쿠르토시스 검사는 "계산적으로 양호하다"는 것을 알 수 있을 것이며, 이는 다시 말하면 단지 적은 수의 간단한 수치 연산만을 필요로 한다는 것이다. 결과적으로, 이러한 검사들은 손쉽게 구할 수 있고 저렴한 마이크로프로세서에 의해서 수개의 후보 시퀀스에 대해서 병렬로 수행될 수 있다.
<주파수 호핑(FREQUENCY HOPPING)>
도 9a는 예시적인 통신 시스템에서의 시간 슬롯 및 주파수 호핑을 도시한 도면이다. 당업자라면 본 명세서에 개시된 기술들이 똑같이 적용될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이며, 본 명세서에 설명된 바와 같이 시간 슬롯 호핑 또는 주파수 호핑을 결합한 것 뿐만 아니라 그 각각에 개별적으로도 적용이 가능하다. 도 9a에서는, 각각의 트래픽(traffic) 채널이 각각의 프레임 내에서 한 개의 반송파 상에 한 개의 시간 슬롯으로 구성된다. 특정한 채널 (즉, 시간 슬롯과 반송파 주파수의 조합)에 있어서, 시간 슬롯과 반송파 주파수 모두는 프레임마다 바뀐다. 특정한 채널에 사용되는 슬롯/반송파의 시퀀스를 홉 시퀀스라고 부르고, 주어진 셀에서 사용되는 홉 시퀀스는 상술한 바와 같이 다른 셀에서 사용되는 홉 시퀀스와는 직교하지 않지만 그 셀에서 사용되는 다른 홉 시퀀스와 직교할 수 있다.
도 9a에는 두 개의 이러한 TDMA 프레임에 관한 시간 슬롯/반송파의 매트릭스가 도시되어 있다. 프레임 n에서는, 매트릭스에서 'X'로 표시된 칸으로 도시되어 있는 것처럼, 소정의 채널이 시간 슬롯 6에서 반송파 주파수 N 상의 한 개의 버스트로 구성된다. 다음 프레임 n + 1 에서는, 동일한 채널이 의사 랜덤 홉 시퀀스에 따라 'X'로 표시된 칸으로 도시된 바와 같이 다른 반송파 주파수 및 시간 슬롯을 사용한다. 이러한 홉 시퀀스를 결정하기 위한 예시적인 시스템이 도 9b를 참조하여 설명될 것이다.
여기에서는, 홉 레이트 클럭 (901)이 시간 슬롯 및 반송파 주파수에서의 요망되는 변화에 대해서 선택적으로 타이밍된 클럭 펄스를 제공한다. 상기 클럭 펄스는 래치 (903)를 트리거링하는데 사용되어 그 안에 저장된 의사 랜덤 시퀀스r이 출력되도록 한다. 이와 동시에, 적절한 불규칙성을 가지도록 시퀀스 설정과 관련하여 상술한 바와 같이 결정되고 도 8과 관련하여 상술한 바와 같이 계산되는 새로운 의사 랜덤 량이 장치 (903) 안으로 래칭된다. 출력 의사 랜덤 시퀀스는 모듈로 M 가산기 (Modulo-M adder; 905)로 입력되는데, 이것은 래치 (903)로부터 수신된 의사 랜덤 량을 직교화하기 위해서 임의로 제공될 수 있다. 가산기 (905)는 주파수 메모리 (907) 내의 주파수의 개수 M의 모듈로 동작한다. 의사 랜덤 량 및 직교 오프셋은 또한 0부터 (M - 1) 까지의 범위 안으로 한정될 수 있어서, 모듈로 M 가산기 (905)의 출력이 주파수 메모리 (907)에 제공되는 주소의 범위를 초과하지 않도록 할 수 있다. 따라서, 주파수 메모리 (907)에 주소가 제공되면, 그 안에 저장된 대응 주파수가 이동국 또는 기지국이 각각의 수신기 또는 송신기를 동조하기 위해서 선택된 주파수로서 출력될 것이다. 따라서, 래치 (903) 대신에 전형적으로 발견되는 의사 랜덤 수 발생기가 더욱 단순한 소자로 대체된다.
<확산 시퀀스(SPREADING SEQUENCES)>
도 10은 본 발명에 따른 CDMA 송신 및 수신을 제공하는데 사용될 수 있는 예시적인 송신기 (1000) 및 수신기 (1100)를 도시한 것이다. 송신기측에서는, 입력 데이타 신호가 채널 코딩 블록 (1001)으로 제공될 수 있는데 채널 코딩 블록에서는 그 데이타가 오류 정정 코드로 코딩된다. 블록 (1003)에서는 그 결과인 기호 시퀀스가 인터리빙되고, 블록 (1005)에서는 그 신호가 도 8의 불규칙성 검사기에 의해서 제공되며 도 10에서 단일 코드r로 표시되어 있는 의사 랜덤 시퀀스를 사용하여 확산된다. 상술한 바와 같이, 본 실시예에서의 확산 코드는 무선 채널 특성을 검사함으로써 결정된다. 그 결과 얻어지는 신호는 블록 (1007)에서 RF 반송파를 복조하는데 사용되고 안테나 (1009)를 거쳐서 송신된다.
(1100)으로 표시된 수신기는 블록 (1101)에서 그 신호를 복조하고, 송신된 신호를 확산하기 위해서 블록 (1005)에서 사용된 것과 동일한 단일 확산 코드를 사용하여 블록 (1103)에서 신호를 디스프레딩한다. 다시, 수신기는 전술한 것과 같은 방법으로 무선 채널을 검사함으로써 단일 확산 코드를 결정할 것이다. 이와 같이 결정된 시퀀스는 단일 확산 코드r로서 제공되기 이전에 도 8에 도시된 것과 같은 불규칙성 검사기로 제공될 것이다. 다른 기능 중에서, 블록 (1105)로 표시된 채널 추정기(channel estimator) 및 레이트 결합기(rate combiner)는 결과 신호를 동일한 신호의 에코(echos) 또는 프리 에코(pre-echos)와 결합시킨다. 블록 (1003) 및 (1001)의 역함수가 디인터리버 (1107) 및 채널 디코딩 블록 (1109)에 의해서 각각 수행된다.
<성능 분석(PERFORMANCE ANALYSIS)>
출원인의 시퀀스 일치 시스템의 성능을 평가하기 위해서, 다음 사건을 가정할 필요가 있다.
Figure pct00021
제1 및 제2 사용자간의 기호가 매칭될 확률은 다음 식에 의해서 주어진다.
Figure pct00022
제1 사용자 및 도청자 간의 기호가 매칭될 확률은 다음 식에 의해서 주어진다.
Figure pct00023
결정 영역 안에서의 추정된 위상 Θ의 확률 밀도 함수는 다음과 같이 유도될 수 있다. 먼저, Δ = Θ1- Θ2가 주어져 있고 0과 같다고 가정한다. 다음 식을 고려하면,
Figure pct00024
윗식에서, Λ1및 Λ2조건부의 E{X}는
Figure pct00025
이고, E(Y) = 0이며, 분산(X) = 분산(Y) =
Figure pct00026
이다. X 및 Y의 결합 확률 밀도 함수는 다음 식에 의해 주어진다.
Figure pct00027
윗식은 다음의 변수 변환에 의한 것이다.
Figure pct00028
Θ와 R의 조건부 결합 밀도 함수는 다음 식에 의해 주어진다.
Figure pct00029
r ∈ [0, ∞]의 구간에서 적분함으로써, θ의 확률 밀도 함수는 다음과 같이 주어진다.
Figure pct00030
윗식에서,
Figure pct00031
이다.
Δ'가 구간 [-π, π]에서 균일하게 분포되어 있음을 보일 수 있다. Ri= [-πi/M, πi/M]이고 i = 1, . . . , M 으로 주어지는 영역에서는, 결정 영역에서의 추정 위상 Θ의 요망되는 확률은 다음 식으로 주어진다.
Figure pct00032
최소 해밍 거리가 d이고, 차원이 k이며, 블록 길이가 n인 선형 블록 코드를 사용하는 경우를 생각해 본다. t = [(d - 1)/2]가 디코더에 의해서 정정될 수 있는 오류의 수라고 하자. 제1 및 제2 사용자의 동의에 의해서 설정된 시퀀스의 확률은 수신된 두 개의 벡터가 코드워드의 동일한 영역에 있을 확률이다.
c를 1의 해밍 가중치를 가지는 코드워드라 하자. 3개의 벡터c,r A, 및r B가 가능하다. 이 벡터들의 좌표를 재배치하는 것은 성능 분석을 변화시키지 않는다. 한가지 이러한 치환은 다음과 같다.
Figure pct00033
시퀀스들이 일치하면서 그 시퀀스가c일 확률은 다음 식에 의해 주어짐을 보일 수 있다.
Figure pct00034
윗식에서
β = m1+ m2+ m3+m4
0 ≤ j + k ≤ t
0 ≤ m1+ j - m2+ k - m3+ m4≤ t
이다. 따라서, 상호 일치의 확률은
Figure pct00035
이고, A1은 코드의 가중치 계수자(enumerator)이다. 도청자의 일치에 의해서 설정된 시퀀스의 확률 PB는 pg 대신에 pb를 대입함으로써 유사하게 주어진다. 디코더를 사용하지 않은 상태에서,
Pr(k A=k B) = Pr(r A=r B) = pg n이고, Pr(k A=k E) = Pr(r A=r E) = 1/Mn이다.
이러한 시퀀스 일치 시스템과 관련된 장단점에 대해서 논의할 필요가 있다. 차원 k가 작은 경우에는 양호한 오류 정정 능력을 가지는 코드를 야기하지만, k가 감소함에 따라 철저한 검색을 수행할 수 있는 속도는 지수적으로 증가한다. 코드가 후보 시퀀스 공간의 크기를 제한하기 때문에 코드 파라미터의 선택은 중요하지만, 그 감축은 불안전한 시스템을 야기해서는 안된다.
결정 영역의 수 M이 많은 경우에 대해서는, 더욱 큰 코드가 사용될 수 있어서, 시스템의 계산상의 보안성을 증가시키게 되고, 또한 Pb는 감소하여, 확률적 시크러시가 양호하게 된다. 그렇지만, 이것은 양호한 암호화 시스템을 얻기에는 불충분하다. M이 증가하면서, 열 잡음 효과가 우세하게 되고 소정의 확률적 시크러시로 시퀀스 일치를 이루기 위해서는 Eb/N0(비트 에너지의 잡음 에너지에 대한 비율) 의 증가가 요구된다. 따라서, 계산상의 시크러시, 확률적 시크러시, 및 송신되는 에너지 간에 상호 절충이 있게 되는 것이다.
또 다른 예로서, GF(32) 상에 (31, 13)의 리드 솔로몬(Reed-Solomon) 코드를 사용하는 경우를 알아본다. 코드의 크기 (가능한 코드워드 또는 비트 시퀀스의수)는 3213= 265이고, 계산상의 시크러시는 56개의 시크리트(secret) 비트와 8개의 패리티(parity) 비트로 구성되는 디지탈 암호화 표준을 사용하는 시스템의 시퀀스인 DES 256보다 상당히 우수하다. 이러한 리드 솔로몬 코드의 최소 해밍 거리는 18이다.
도 11은 이러한 리드 솔로몬 코드를 사용하는 안전 통신 시스템의 성능을 도시한 것이다. 또한, (61, 11)의 리드 솔로몬 코드의 성능과 두 개의 코딩되지 않은 시스템의 성능이 도시되어 있다. 도 11로부터, 채널 디코딩을 사용함으로써, M = 64 및 M = 32 에 대해서 신호 대 잡음비 Eb/N0가 각각 11 dB 및 13 dB 일 때, 제1 및 제2 사용자에 의해서 설정되는 키가 일치하지 않을 확률이 10-8이라는 것을 알 수 있다. 이들은 디코더가 없는 통신 시스템에 비하여 각각 9 dB 및 4 dB의 이득이다. 더욱이, Pr(k A=k E) ≒ 0 이고 Pr(r A=r E) ≒ 0 이다 (둘다 대략 10-41임).
이러한 시스템에서는, 제1 및 제2 사용자를 위해서 디코더의 사용이 요망되지만, 상술한 바와 같이 반드시 요구되는 것은 아니며, 디코더의 사용은 도청자에게는 도움이 되지 않는다.
출원인의 시퀀스 일치 방법 및 장치는 무선 채널의 가역성에 기초한 것이며, 월등한 확률적 시크러시 뿐만 아니라 계산상의 시크러시도 제공한다. 출원인의 발명을 사용하여, 긴 임의의 키 시퀀스가 공유될 수 있고(can be shared), 통신 "세션(session)" 동안에도 키 시퀀스가 변경될 수 있다. 셀룰러 무선 전화 시스템에서는, 적어도 이동국이 통신 시스템에 등록되는 매 번 새로운 키 시퀀스를 설정하는 것이 요망되며, 매 통화마다 또는 사전에 설정된 시간 간격의 경과에 따라 매 번 설정하는 것과 같이 더욱 빈번히 설정하는 것도 바람직하다.
선형 블록 코드를 사용하는 대신, 안전 통신 시스템은 각각의 사용자에 의해서 송신되는 2 M 개의 직교 톤의 빗살을 채용할 수도 있다. 이러한 빗살 시스템은 블록 코드 시스템과 동일한 성능을 가지지만, 직교 신호에 필요한 것과 같이 빗살 시스템에는 더욱 넓은 대역폭이 필요하며, 톤을 생성하기 위한 더욱 복잡한 주파수 합성기가 필요하다.
어떤 시스템에 있어서도, 시큐러티를 위한 성능 측정은 확률적으로 행해지며, 완벽한 시크러시의 섀넌(Shannon) 측정과 다르다. 특히, 블록 코딩 시스템에서는, 두명의 사용자가 동일한 시크리트 키 시퀀스를 설정할 확률은 1에 가깝고, 도청자가 동일한 시퀀스를 설정할 확률은 실질적으로 0이다. 이것이 확률적 시크러시이다. 또한, 가능한 키 시퀀스의 수가 많아서 정확한 시퀀스를 철저한 검색에 의해 찾는 것은 비현실적이다. 이것이 계산상의 시크러시이다.
또한, 출원인의 발명에 따른 실시예가 개시되어 있으며, 키 시퀀스보다는 의사 랜덤 량을 결정하기 위해서 시퀀스 설정이 사용된다. 이러한 실시예에 따르면, 그 불규칙성이 이러한 목적에 부적합한 시퀀스들을 차단하기 위해서 불규칙성 검사기가 제공될 수 있다. 이러한 의사 랜덤 량이 사용될 수 있는 두가지 예시적인 응용이 제공되는데, 구체적으로는 확산 시퀀스 결정과 홉 시퀀스 결정이다. 그러나,당업자는 본 발명에 따라서 생성되는 의사 랜덤 량이 의사 랜덤 량을 입력으로 필요로 하는 어떠한 기능의 일부로서도 이용될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 예를 들면, 무선 채널을 거쳐 연결된 이동국과 기지국의 양쪽 모두에게 알려져 있는 의사 랜덤 량을 필요로 하는 이동국과 기지국에 구현되는 어떠한 기능도 본 발명에 따라서 구현될 수 있다.
비록 출원인의 발명에 관한 특정한 실시예가 개시되고 설명되어 있지만, 본 발명은 거기에 국한되지 않는다는 것을 이해해야 한다. 본 응용은 다음의 청구범위에 의해 정의되는 출원인의 발명의 본질과 범위에 포함되는 어떠한 그리고 모든 변형도 고려한다.

Claims (44)

  1. 무선 통신 시스템의 제1 무선 송수신기 및 제2 무선 송수신기 간의 통신에 사용하기 위한 의사 랜덤 시퀀스(pseudorandom sequence)를 설정하는 방법에 있어서,
    제1 무선 송수신기에 있어서, 사전에 설정된 주파수 및 사전에 설정된 초기 위상을 각각 가지는 복수의 정현파 신호를 송신하는 단계,
    제2 무선 송수신기에 있어서, 상기 제1 무선 송수신기에 의해서 송신된 복수의 정현파 신호를 검출하고, 사전에 설정된 기간의 경과 후에 상기 복수의 정현파 신호를 송신하는 단계,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 다른 무선 송수신기로부터 수신된 복수의 정현파 신호 각각의 위상을 결정하는 단계,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 상기 수신된 정현파 신호 쌍의 위상차를 결정하는 단계,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 각각의 위상차를 복수의 위상 결정 값 중에서 대응되는 한가지 값으로 양자화하는 단계, 및
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 상기 복수의 양자화된 차를 잠정(potential) 의사 랜덤 시퀀스로 사용하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스의 불규칙성(randomness)을 평가하고, 상기 평가에 기초하여 상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스를 의사 랜덤 시퀀스로서 선택적으로 출력하는 선택 출력 단계
    를 더 포함하는 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 불규칙성을 불규칙성 임계치(threshold)와 비교하는 비교 단계
    를 더 포함하는 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 비교 단계는, 시스템 부하(load)에 기초하여 상기 불규칙성 임계치를 선택하는 단계를 더 포함하는 방법.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 선택 출력 단계는, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 CDMA 무선 통신 시스템에서의 확산 시퀀스(spreading sequence)로서 사용하는 단계를 포함하는 방법.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 선택 출력 단계는, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 홉 시퀀스(hop sequence)로서 사용하는 단계를 더 포함하는 방법.
  7. 제1 무선 송수신기 및 제2 무선 송수신기 간의 통신에 사용하기 위한 의사 랜덤 시퀀스를 설정하는 방법에 있어서,
    제1 무선 송수신기에 있어서, 복수의 비트를 포함하는 사전에 설정된 디지탈 워드(digital word)를 송신하는 단계,
    제2 무선 송수신기에 있어서, 상기 제1 무선 송수신기에 의해서 송신된 사전에 설정된 디지탈 워드를 검출하고, 사전에 설정된 기간의 경과후에 상기 사전에 설정된 디지탈 워드를 송신하는 단계,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 다른 무선 송수신기로부터 수신된 사전에 설정된 디지탈 워드 내의 복수의 비트 각각을 하드-결정 디코딩(hard-decision decoding)하는 단계, 및
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 사전에 설정된 블록 코드에 따라서 상기 하드-결정 디코딩된 복수의 비트를 잠정 의사 랜덤 시퀀스로 매핑하는 단계
    를 포함하는 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스의 불규칙성을 평가하고, 상기 평가에 기초하여 상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스를 의사 랜덤 시퀀스로서 선택적으로 출력하는 선택 출력 단계
    를 더 포함하는 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 불규칙성을 불규칙성 임계치와 비교하는 비교 단계
    를 더 포함하는 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 비교 단계는, 시스템 부하(load)에 기초하여 상기 불규칙성 임계치를 선택하는 단계를 더 포함하는 방법.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 선택 출력 단계는, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 CDMA 무선 통신 시스템에서의 확산 시퀀스로서 사용하는 단계를 포함하는 방법.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 선택 출력 단계는, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 홉 시퀀스(hop sequence)로서 사용하는 단계를 더 포함하는 방법.
  13. 제1 무선 송수신기 및 제2 무선 송수신기 간의 통신에 사용하기 위한 의사랜덤 시퀀스를 설정하는 방법에 있어서,
    제1 무선 송수신기에 있어서, 복수의 비트를 포함하는 사전에 설정된 디지탈 워드를 송신하는 단계,
    제2 무선 송수신기에 있어서, 상기 제1 무선 송수신기에 의해서 송신된 사전에 설정된 디지탈 워드를 검출하고, 사전에 설정된 기간의 경과후에 상기 사전에 설정된 디지탈 워드를 송신하는 단계,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 다른 무선 송수신기로부터 수신된 복수의 비트 각각의 위상을 결정하는 단계,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 상기 결정된 각각의 위상 및 그에 대응하는 사전에 설정된 위상간의 위상차를 결정하는 단계,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 상기 위상차 각각을 복수의 위상 결정 값 중에서 대응되는 한가지 값으로 양자화하는 단계, 및
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 사전에 설정된 블록 코드에 따라서 상기 양자화된 복수의 위상차를 잠정 의사 랜덤 시퀀스로 디코딩하는 단계
    를 포함하는 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스의 불규칙성을 평가하고, 상기 평가에 기초하여 상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스를 의사 랜덤 시퀀스로서 선택적으로 출력하는 선택 출력 단계
    를 더 포함하는 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 불규칙성을 불규칙성 임계치와 비교하는 비교 단계
    를 더 포함하는 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 비교 단계는, 시스템 부하(load)에 기초하여 상기 불규칙성 임계치를 선택하는 단계를 더 포함하는 방법.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 선택 출력 단계는, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 CDMA 무선 통신 시스템에서의 확산 시퀀스로서 사용하는 단계를 포함하는 방법.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 선택 출력 단계는, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 홉 시퀀스(hop sequence)로서 사용하는 단계를 더 포함하는 방법.
  19. 제1 무선 송수신기 및 제2 무선 송수신기 간의 통신에 사용하기 위한 의사 랜덤 시퀀스(pseudorandom sequence)를 설정하기 위한 장치에 있어서,
    제1 무선 송수신기에 있어서, 사전에 설정된 주파수 및 사전에 설정된 초기 위상을 각각 가지는 복수의 정현파 신호를 송신하기 위한 수단,
    제2 무선 송수신기에 있어서, 상기 제1 무선 송수신기에 의해서 송신된 복수의 정현파 신호를 검출하고, 처음(beginning)이 검출된 후 사전에 설정된 기간이 경과된 때에 상기 복수의 정현파 신호를 송신하기 위한 수단,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 다른 무선 송수신기로부터 수신된 복수의 정현파 신호 각각의 위상을 결정하기 위한 수단,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 상기 수신된 정현파 신호 쌍의 위상차를 결정하기 위한 수단,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 상기 위상차 각각을 복수의 위상 결정 값 중에서 대응되는 한가지 값으로 양자화하기 위한 수단, 및
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 사전에 설정된 블록 코드에 따라서 상기 복수의 양자화된 위상차를 잠정 의사 랜덤 시퀀스로 디코딩하기 위한 수단
    을 포함하는 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스의 불규칙성을 평가하고, 상기 평가에 기초하여 상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스를 의사 랜덤 시퀀스로서 선택적으로 출력하기 위한 선택 출력 수단
    을 더 포함하는 장치.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 불규칙성을 불규칙성 임계치(threshold)와 비교하기 위한 비교 수단
    을 더 포함하는 장치.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 비교 수단은, 시스템 부하(load)에 기초하여 상기 불규칙성 임계치를 선택하는 수단을 더 포함하는 장치.
  23. 제20항에 있어서,
    상기 선택 출력 수단은, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 CDMA 무선 통신 시스템에서의 확산 시퀀스로서 사용하기 위한 수단을 포함하는 장치.
  24. 제20항에 있어서,
    상기 선택 출력 수단은, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 홉 시퀀스로서 사용하기 위한 수단을 더 포함하는 장치.
  25. 제1 무선 송수신기 및 제2 무선 송수신기 간의 통신에 사용하기 위한 의사 랜덤 시퀀스를 설정하기 위한 장치에 있어서,
    제1 무선 송수신기에 있어서, 복수의 비트를 포함하는 사전에 설정된 디지탈워드를 송신하기 위한 수단,
    제2 무선 송수신기에 있어서, 상기 제1 무선 송수신기에 의해서 송신된 사전에 설정된 디지탈 워드를 검출하고, 사전에 설정된 기간의 경과후에 상기 사전에 설정된 디지탈 워드를 송신하기 위한 수단,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 다른 무선 송수신기로부터 수신된 사전에 설정된 디지탈 워드 내의 복수의 비트 각각을 하드-결정 디코딩하기 위한 수단, 및
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 사전에 설정된 블록 코드에 따라서 상기 하드-결정 디코딩된 복수의 비트를 잠정 의사 랜덤 시퀀스로 매핑하기 위한 수단
    을 포함하는 장치.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스의 불규칙성을 평가하고, 상기 평가에 기초하여 상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스를 의사 랜덤 시퀀스로서 선택적으로 출력하기 위한 선택 출력 수단
    을 더 포함하는 장치.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 불규칙성을 불규칙성 임계치와 비교하기 위한 비교 수단
    을 더 포함하는 장치.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 비교 수단은, 시스템 부하에 기초하여 상기 불규칙성 임계치를 선택하기 위한 수단을 더 포함하는 장치.
  29. 제26항에 있어서,
    상기 선택 출력 수단은, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 CDMA 무선 통신 시스템에서의 확산 시퀀스로서 사용하기 위한 수단을 포함하는 장치.
  30. 제26항에 있어서,
    상기 선택 출력 수단은, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 홉 시퀀스로서 사용하기 위한 수단을 더 포함하는 장치.
  31. 제1 무선 송수신기 및 제2 무선 송수신기 간의 통신에 사용하기 위한 의사 랜덤 시퀀스를 설정하기 위한 장치에 있어서,
    제1 무선 송수신기에 있어서, 복수의 비트를 포함하는 사전에 설정된 디지탈 워드를 송신하기 위한 수단,
    제2 무선 송수신기에 있어서, 상기 제1 무선 송수신기에 의해서 송신된 사전에 설정된 디지탈 워드를 검출하고, 사전에 설정된 기간의 경과후에 상기 사전에설정된 디지탈 워드를 송신하기 위한 수단,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 다른 무선 송수신기로부터 수신된 복수의 비트 각각의 위상을 결정하기 위한 수단,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 상기 결정된 각각의 위상 및 그에 대응하는 사전에 설정된 위상간의 위상차를 결정하기 위한 수단,
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 상기 위상차 각각을 복수의 위상 결정 값 중에서 대응되는 한가지 값으로 양자화하기 위한 수단, 및
    제1 및 제2 무선 송수신기 각각에 있어서, 사전에 설정된 블록 코드에 따라서 상기 양자화된 복수의 위상차를 잠정 의사 랜덤 시퀀스로 디코딩하기 위한 수단
    을 포함하는 장치.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스의 불규칙성을 평가하고, 상기 평가에 기초하여 상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스를 의사 랜덤 시퀀스로서 선택적으로 출력하기 위한 선택 출력 수단
    을 더 포함하는 장치.
  33. 제32항에 있어서,
    상기 불규칙성을 불규칙성 임계치와 비교하기 위한 비교 수단
    을 더 포함하는 장치.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 비교 수단은, 시스템 부하(load)에 기초하여 상기 불규칙성 임계치를 선택하기 위한 수단을 더 포함하는 장치.
  35. 제32항에 있어서,
    상기 선택 출력 수단은, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 CDMA 무선 통신 시스템에서의 확산 시퀀스로서 사용하기 위한 수단을 포함하는 장치.
  36. 제32항에 있어서,
    상기 선택 출력 수단은, 상기 의사 랜덤 시퀀스를 홉 시퀀스(hop sequence)로서 사용하기 위한 수단을 더 포함하는 장치.
  37. 무선 채널의 사전에 설정된 특성을 검출하기 위한 무선 송수신기, 및
    상기 검출된 사전에 설정된 특성을 사용하여 의사 랜덤 시퀀스를 결정하기 위한 프로세서
    를 포함하는 무선국(radio station).
  38. 제37항에 있어서,
    상기 사전에 설정된 특성은 상기 무선 송수신기에 의해서 수신된 복수의 신호 간의 위상차를 포함하는 무선국.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 프로세서는
    상기 위상차에 기초하여 잠정 의사 랜덤 시퀀스를 결정하기 위한 수단, 및
    상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스의 불규칙성을 평가하고, 상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스를 상기 의사 랜덤 시퀀스로서 선택적으로 출력하기 위한 불규칙성 검사기(randomness tester)
    를 포함하는 무선국.
  40. 제39항에 있어서,
    상기 불규칙성 검사기는 상기 잠정 의사 랜덤 시퀀스가 사전에 설정된 불규칙성 임계치를 초과하는지 여부를 결정하기 위한 임계치 비교기를 더 포함하는 무선국.
  41. 제37항에 있어서,
    상기 무선 송수신기를 동조하는데 사용되는 주파수를 상기 의사 랜덤 시퀀스에 기초하여 주기적으로 선택하는 홉 시퀀스 발생기(hop sequence generator)를 더 포함하는 무선국.
  42. 제37항에 있어서,
    상기 무선 송수신기에 사용되는 데이타 기호를 확산하고 디스프레딩(despreading)하기 위한 확산 장치를 더 포함하고,
    상기 확산 장치는 상기 의사 랜덤 시퀀스를 사용하여 확산 시퀀스를 결정하는 무선국.
  43. 제37항에 있어서,
    상기 무선국은 이동국인 무선국.
  44. 제37항에 있어서,
    상기 무선국은 기지국인 무선국.
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