KR100331777B1 - 소형반도체클라이스트론전원공급장치 - Google Patents

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로져 엔. 히치코크
마이클 제이. 마지엘르
랜스 더블유. 톰슨
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엘렌 칼스타인 로쓰
지멘스 메디컬 시스템즈, 인코포레이티드
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Abstract

본 발명은 클라이스트론 등에 전원을 공급하기 위한 고전압 펄스 발생 회로에 관한 것이다.
고전압 펄스 발생 회로는 양 및 음의 단자를 갖는 D.C. 전원과; 1차 권선과 2차 권선을 갖는 플라이백 트랜스를 포함하는데, 상기 플라이백 트랜스내의 상기 1차 권선은 D.C. 전원으로의 연결을 위한 제1 및 제2 단자를 갖고; 1차 권선내의 전류량을 가르키는 신호를 발생시키는 센서와; 상기 D.C. 전원을 상기 플라이백 트랜스의 1차 권선에 결합시키는 상기 고체 스위칭 회로를 포함한다. 상기 1차 권선은 제어신호에 응답하여 전원에 결합되며, 미리 설정된 레벨의 전류가 1차 권선내에서 검출되면 상기 전원으로부터 분리된다.

Description

소형 반도체 클라이스트론 전원 공급 장치 {COMPACT SOLID STATE KLYSTRON POWER SUPPLY}
본 발명은 전원 공급 장치에 관한 것으로서, 보다 구체적으로 선형 가속기등에 전원을 공급하는 데 사용하기 위한 소형의 전원 공급 장치에 관한 것이다.
예를 들어 환자 치료를 위한 방사능 치료 장치와 같은 방사능 방사 장치는 일반적으로 알려져 있고, 사용되고 있다. 방사능 치료 장치는 일반적으로 치료중에 수평의 회전축을 중심으로 회전되는 갠트리(gantry)를 포함한다. 치료를 위한 높은 에너지의 방사선 빔을 생성하기 위하여 갠트리에 선형 가속 장치가 배치된다. 이러한 높은 에너지의 방사선 빔은 전자 또는 광자(x-레이) 빔일 수 있다. 치료 동안, 이러한 방사선 빔은 갠트리 회전 중심내에 누워있는 환자의 하나의 영역에 조준된다.
이러한 장치에 있어서, 방사능은 타겟에 전자 빔을 공급함으로써 생성되어 x선을 생성한다. 대체로 10KW 내지 30KW 범위내의 전원 출력을 갖는 전원 공급 장치에 기초한 클라이스트론에 의해 전원을 공급받는 선형 가속기내에서 상기 전자 빔이 발생된다. 도 1은 주요 구성 요소와 보조 시스템을 도시하는 의료용 선형 가속기의 블럭도이다. 전원 공급 장치(10)는 모듈레이터(12)에 D.C. 전원을 공급한다. 모듈레이터(12)는 펄스 형성 회로망과 수소 사이러트론(thyratron)으로 알려진 전환 튜브(switch tube)를 포함한다. 사이러트론은 열전자 캐소드를 갖는 저압 가스 장치이다. 시간이 경과함에 따라, 상기 캐소드는 닳게 된다. 따라서 사이러트론은 자체 소모 부품을 갖는다. 모듈레이터(12)로부터의 고전압 펄스는, 위쪽면이 수 마이크로초 동안 평평한 D.C. 펄스이다. 이러한 펄스는 마그네트론 또는 클라이스트론(14)에 전달됨과 동시에 전자총(16)에 전달된다. 마그네트론 또는 클라이스트론(14)에서 형성된 펄스화된 마이크로 파는 도파관 시스템(22)을 거쳐 가속 튜브로 주입된다. 적절한 순간에, 전자총(16)에 의해 생성된 전자들은 또한 가속 튜브로 주입되는 펄스가 된다. 높은 에너지의 전자들은 직경이 약 3mm인 빔의 형태로 가속 튜브(20)로부터 방출된다. 이러한 전자들은 직선 빔으로 처리 헤드(24)에 인가되며, 곡선 빔으로 처리 헤드(26)에 인가된다. 전자들이 처리 헤드(26)에 인가되면, 상기 전자들은 예를 들어, 벤딩 자석(28)에 의해 가속 튜브(20)와 타겟의 사이에서 적당한 각도(예를 들어, 270도)로 구부려 진다.
선형 가속기용의 종래 전원 공급 장치는 의료용 치료 시스템의 크기와 비용을 상당히 증가시키는 크고 무거운 장치이다. 삼상의 208V 전압에서 21KV의 D.C. 전원을 발생시키기 위하여, 일반적인 종래의 시스템은 고전압 트랜스포머/정류기 시스템을 사용한다. 고전압 펄스 트랜스포머를 통해 요구된 150KV의 펄스까지 변환되는 15KV 펄스를 발생시키기 위하여 고전압 D.C. 전원이 사용된다. 상기 고전압 트랜스포머/정류기 조립체는 일반적으로 500 lbs 의 무게와 8 입방 피트의 체적을 갖는다. 결과적으로, 상기 전원 공급 장치는 선형 가속기와 분리된 캐비넷에 수용되어야 한다. 가속기 시스템을 수용하기 위하여 필요한 바닥 공간이 증가되는 것 이외에, 이런 부가적인 캐비넷은 선형 가속기에 클라이스트론 출력을 결합시키기 위하여 특별한 전력 전송선을 필요로 하고, 이것은 시스템의 비용 및 복잡도를 추가로 증가시킨다. 결국, 시스템의 순수 질량은 적하 경비를 증가시키게 된다.
따라서, 본 발명의 목적은 클라이스트론 등에 전원을 공급하기 위한 개선된 고전압 전원 시스템을 제공하는 것이다. 본 발명의 다른 목적은 종래의 고전압 전원 시스템보다 작은 공간을 요구하는 고전압 전원 시스템을 제공하는 것이다. 본 발명의 또 다른 목적은 종래의 전원 공급 시스템보다 상당히 가벼운 고전압 전원 시스템을 제공하는 것이다.
이러한 목적들은 본 발명의 상세한 설명과 이에 따른 도면을 참조하여 당업자에게 분명하게 될 것이다.
도 1은 주요 구성 요소와 보조 시스템을 도시한 의료용 선형 가속기의 블럭도.
도 2는 선형 가속기를 구동시키기 위하여 클라이스트론을 동작시키는 대표적인 종래의 전원 공급 시스템의 블럭도.
도 3은 본 발명에 따른 고전압 전원 시스템 일실시예의 블럭도.
도 4는 본 발명에 따른 전원 스위치의 개략도.
도 5는 본 발명에 따른 고전압 스위치의 개략도.
도 6은 바람직한 실시예의 펄스 형성 회로망의 블럭도.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*
100 : 고전압 전원 시스템 200 : 전원 스위치
300 : 고전압 스위치 400 : 펄스 형성 회로망
110 : 반도체 스위치 120 : 플라이백 트랜스포머
102 : D.C. 전원 공급 장치 210, 220 : 스위칭 회로
310, 320, ……,350 : SCR 스테이지
본 발명은 클라이스트론 등에 전원을 공급하기 위한 고전압 펄스 발생 회로에 관한 것이다. 일실시예에 있어서, 본 발명은 방사능 치료 장치에 사용된다. 상기 고전압 펄스 발생 회로는 D.C. 전원, 플라이백 트랜스포머, 센서 및 반도체(solid state) 스위칭 회로를 포함한다. 상기 D.C. 전원은 양 및 음의 단자를 갖는다. 상기 플라이백 트랜스포머는 1차 권선과 2차 권선을 갖는다. 플라이백 트랜스포머내의 상기 1차 권선은 D.C. 전원으로의 연결을 위한 제1 및 제2 단자를 갖는다. 상기 센서는 1차 권선내의 전류 세기를 가르키는 신호를 발생시킨다. 상기 반도체 스위칭 회로는 상기 D.C. 전원을 상기 플라이백 트랜스포머의 1차 권선에 결합시킨다. 상기 1차 권선은 제어신호에 응답하여 전원에 결합되며, 1차 권선내에서 미리 설정된 레벨의 전류가 검출되면 상기 전원으로부터 분리된다.
본 발명이 종래의 기술 보다 나은 장점을 얻는 방식은, 클라이스트론에 전원을 공급하기 위한 일반적인 전원 시스템(50)의 블럭도를 도시하는 도2를 참조하여 보다 쉽게 이해된다. 전원 시스템(50)은 삼상의 208V인 전원을 15KV, 1200 A의 약 5㎲ 기간의 펄스로 전환한다. 이러한 펄스는 클라이스트론을 구동시키는 출력을 갖는 펄스 트랜스포머(85)에 의해 150KV까지 높여진다. 15KV의 펄스는 21KV D.C. 전원에 의해 전원이 공급되는 펄스 발생 회로에 의해 발생된다. 상기 21KV의 D.C. 전원은 대체로 고전압 트랜스포머와 정류기의 조립체(60)이다. 상술한 바와 같이 D.C. 전원 공급 장치는 대체적으로 8 입방 피트의 공간과 약 500 lbs의 무게를 갖는다.
상기 고전압 펄스 발생 회로는 일반적으로 펄스 형성 회로망(76)을 공진적으로 충전시키는 인덕터로 이루어진다. 고전압 충전 스위치(71)가 닫히는 시간을 제어하므로써, 클라이스트론에 공급되는 최종 펄스의 크기가 조정된다. 스위치의 개방 타이밍을 결정하기 위하여 시스템은 저항(73)을 통해 흐르는 전류와 펄스 형성 회로망(76)에서의 전압을 측정한다. 도면에는 펄스 형성 회로망으로의 연결이 생략되어 있다. 제어기(74)는 스위치가 폐쇄되는 기간을 제어하기 위하여 전류와 전압의 측정을 이용한다. 단지 최종 펄스의 일부 에너지만이 인덕터(72)내에 저장되기 때문에 도 2에 도시된 인덕터 설계로 달성될 수 있는 최종 펄스 크기의 조정 범위가 한정되는 것이 언급되어야 한다. 또한 208V의 전원이 21 KV의 D.C. 전원으로 변환되는 것은 다수개의 고전압 구성 요소를 요구하며, 상기 구성 요소는 높은 전압 절연성과 안정성 문제를 요구하는 고전원 레벨에서 동작되어야 한다는 것이 주의되어야 한다.
도 3은 본 발명에 따른 고전압 전원 시스템(100)의 블럭도이다. 본 발명은 펄스 형성 회로망(176)에 전원을 공급하기 위하여 플라이백 트랜스포머(120)를 사용한다. 플라이백 트랜스포머(120)는 300V의 D.C. 전원 공급 장치(102)로부터 전원을 공급받는다. 이것은 종래 기술에서 사용되는 21KV의 전원 공급 장치보다 상당히 감소된 것이다. 반도체 스위치(110)는 플라이백 트랜스포머(120)의 출력 전압을 제어하는데 이용된다. 부호(121)로 도시된 바와 같이, 제어기(122)는 플라이백 트랜스포머(120)의 1차 권선내에 흐르는 전류를 감지한다. 상기 전류가 소정의 레벨에 도달하면, 스위치(110)는 개방되고, 플라이백 트랜스포머(120)내에 저장된 에너지는 펄스 형성 회로망(176)으로 전송된다. 펄스 형성 회로망(176)이 충전된 후, 펄스 형성 회로망(176)을 방전시켜 펄스 형성 회로망(176)에 저장된 에너지가 펄스 트랜스포머(185)의 1차 권선으로 인가되도록, 고전압 스위치(175)가 폐쇄된다. 펄스 형성 회로망(176)과 펄스 트랜스포머(185)의 동작은 실질적으로, 도 2 에 도시된 대표적인 클라이스트론 전원 시스템에 관련하여 상술한 바와 동일하다.
플라이백 트랜스포머(120)는 클라이스트론 펄스로 나중에 전송되는 100%의 에너지를 저장한다는 것이 언급되어야 한다. 이에 따라, 본 발명은 클라이스트론에 인가되는 출력 펄스의 크기에 대한 넓은 제어 범위를 제공한다. 펄스 크기의 제어는 또한 본 발명에 의해 간단해진다. 플라이백 트랜스포머(120)의 1차 권선내에서 감지되는 미리 설정된 전류에 응답하여 스위치(110)를 개방하므로써 펄스의 크기가 제어된다. 21KV에서 동작되어야 하는 도2에 도시된 스위치(71)와는 다르게, 스위치(110)는 단지 300V에서만 동작한다. 그러므로, 개선된 신뢰도과 안정성이외에 비용면에서 상당한 절감이 이루어진다.
더우기, 플라이백 트랜스포머(120)가 낮은 전압 전원에 의해 구동되므로, 고전압 전원 공급 장치와 관련된 문제점이 방지된다. 전원 공급 장치(102)는 약 1/4 입방 피트의 공간을 요구하며, 단지 약 5 lbs(무게 800 lb가 감소됨)의 무게를 갖는다. 게다가, 낮은 동작 전압은 증가된 안정성과 신뢰도를 제공한다.
도 3에 도시된 기본적인 플라이백 트랜스포머 설계가 낮은 전원 시스템에서 얼마동안 사용되어 왔었다. 그러나 고전원 출력용의 이러한 전원 공급 장치의 실제적 구현은 지금까지는 불가능하였다. 특히, 스위치(110)가 실제적으로 구현될 수 없었다. 종래의 기술에서 사용된 4극 진공관은 자체 소모 부품(캐소드)을 포함하기 때문에 반도체 스위치 설계가 보다 더 바람직하다. 본 발명에 있어서, 스위치(110)는 한쌍의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)로서 구현된다.
도 4는 본 발명에 따른 전원 스위치(200)의 개략도이다. 전원 스위치(200)는 부호(210,220)로 도시된 두 개의 스위칭 회로를 사용한다. 각각의 스위칭 회로는 IGBT(절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 ; 211)과 분류(shunt) 다이오드(212)를 포함한다. 스위칭 회로(210,220)는 상업적으로 이용 가능하다. 스위칭 회로(210,220)는 D.C. 전원 공급 장치를 플라이백 트랜스포머(120)의 1차 권선에 연결한다. 스위칭 회로(210,220)가 플라이백 트랜스포머(120)를 분리시킬 때, 1차 권선을 통해 반전된 전위가 발생된다. 단락 다이오드(231,232)는 이러한 전위가 스위칭 회로(210,220)를 손상시키는 것을 각각 방지한다. 단락 다이오드(231,232)는 이러한 에너지를, D.C. 전력 공급기에 되돌리고, 여기서 상기 에너지는 필터 캐패시터내에 저장된다. 결과적으로, 상기 전력은 다음 펄스에서 사용되기 위하여 복원된다.
본 발명에 따른 바람직한 실시예에 있어서, 고전압 스위치(175)(도 3에 도시됨)는 고전압 SCR(Semiconductor Controlled Rectifier) 스택(즉, 직렬의 다수개의 SCR)으로서 구현된다. 종래의 시스템에 있어서, 상기 고전압 스위치와 유사한 스위치는 일반적으로 본 발명에서 사용된 SCR 스택보다 더 비싸고 덜 안정적인 가스 사이러트론으로 구현된다. 본 발명에 따른 고전압 스위치의 바람직한 실시예는 도 5에서 부호(300)로 도시된다. 스위치(300)는 직렬로 연결된 다수개의 SCR 스테이지로 구성된다. 제1, 제2 및 마지막 스테이지는 각각 310,320 및 340으로 도시된다. 각각의 스테이지는 저항과 캐패시터에 병렬인 SCR을 포함하며, 상기 저항과 캐패시터는 SCR 의 애노드와 캐소드 사이에 연결된다. 예를 들어 스테이지(310)는 SCR(311), 캐패시터(312) 및 저항(313)을 포함한다. 또한 캐패시터들과 저항들은 또한 분압 회로망을 형성하기 위하여 직렬로 연결된다. 상기 분압 회로는 SCR이 도전되지 않을 때 각각의 SCR 양단에 동일한 전압이 인가되도록 한다. 분압 회로가 없을 경우에, 도전되지 않은 상태의 SCR의 임피던스 차는, SCR 스택이 도전되지 않았을 때 각각의 SCR에 걸리는 전위와 다른 전위가 얻어지게 할 수 있다. 이러한 것은 하나의 SCR이 항복 전압을 초과한 상태의 전압차에 처하게 되는 결과를 초래한다.
상기 스택은 각각의 스테이지내의 인덕터(316)를 통해 신호를 결합함으로써 트리거된다. 이러한 인덕터들은 펄스 트랜스포머(350)의 2차 스테이지이며, 상기신호는 펄스 트랜스포머(350)의 1차 권선에 인가된다. 각각의 스테이지는 각각의 스테이지내의 SCR의 캐소드와 게이트 사이의 트리거 전압이 각각의 스테이지에 대해 동일함을 보장하게 하는 저항과 제너 다이오드를 포함한다. 제1 스테이지내의 저항과 제너 다이오드는 각각 314 와 315로 도시된다.
펄스 형성 회로망에 있어서, 인덕터 설계가 개선된다. 특히, 인덕턴스는 시스템이 동작하는 동안에 조정 가능하게 구성된다. 도 6 은 바람직한 실시예의 펄스 형성 회로망의 블럭도이다. 펄스 형성 회로망(400)은 인덕터(410-416)를 포함한다. 대개, 펄스 형성 회로망에 있어서, 클립이 인덕터에 설치되며, 시스템은 수동적으로 인덕턴스를 변화시키기 위하여 중단되어야 한다. 상기 인덕턴스는 펄스 형성 회로망에 의해 제공되는 파형을 정교하게 동조시키기 위해 변화된다. 이러한 시스템의 중단과 파형의 관찰은 일반적으로 바람직한 파형이 획득될 때까지 반복적으로 행하여 진다. 파형을 미세하게 동조시키기 위하여, 특별하게 조준된 개체에 대해 약 1시간 정도가 필요하다. 반면에 본 발명의 설계는 인덕터(410-416) 내부에 배치된 알루미늄 슬러그(420-426)를 사용한다. 각각의 알루미늄 슬러그(420-426)는, 시스템이 인덕턴스를 변화시키고 파형을 미세하게 동조시키기 위하여 동작되는 동안에 상하로 이동될 수 있다. 알루미늄 슬러그(420-426)는 수동적 또는 자동적으로 이동 가능하다. 이러한 개선된 설계를 통해 미세 동조에 약 3분이 소요된다.
이상에서는 본 발명의 양호한 일 실시예에 따라 본 발명이 설명되었지만, 첨부된 청구 범위에 의해 한정되는 바와 같은 본 발명의 사상을 일탈하지 않는 범위내에서 다양한 변형이 가능함은 본 발명이 속하는 기술 분야의 당업자에게는 명백하다.
D.C. 전원, 플라이백 트랜스포머, 센서 및 반도체 스위칭 회로를 이용하여 고전압 전원 시스템을 형성하므로써, 종래의 전원 공급 시스템에 비하여 작은 공간과 가벼운 전원 시스템을 제공할 수 있다.

Claims (17)

  1. 고전압 펄스 발생 회로에 있어서,
    양 및 음의 단자를 갖는 D.C. 전원;
    1차 및 2차 권선을 갖는 플라이백 트랜스포머를 포함하는데, 상기 1차 권선은 상기 D.C. 전원으로의 연결을 위한 제 1 및 제 2 단자를 가지며;
    상기 1차 권선에 흐르는 전류의 세기를 나타내는 신호를 발생시키기 위한 수단; 및
    제어 신호에 응답하여 상기 플라이백 트랜스포머의 상기 1차 권선에 상기 D.C. 전원을 결합시키고, 상기 1차 권선 내부에 소정 레벨의 전류가 흐르는 것을 나타내는 상기 신호에 응답하여 상기 1차 권선에서 상기 D.C. 전원을 분리하기 위한 반도체 스위칭 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 반도체 스위칭 회로는 제 1 및 제 2 IGBT를 포함하고, 상기 제 1 IGBT가 도전 상태일 때 상기 제 1 IGBT는 상기 1차 권선의 제1 단자를 상기 D.C. 전원의 양의 단자에 결합시키고, 상기 제 2 IGBT가 도전 상태일 때 상기 제 2 IGBT는 상기 1차 권선의 제 2 단자를 상기 D.C. 전원의 음의 단자에 결합시키는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 반도체 스위칭 회로는 상기 1차 권선의 상기 제 1 및제 2 단자를 상기 D.C. 전원의 상기 양 및 음의 단자에 결합시키기 위한 제 1 및 제 2 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 2차 권선의 제 1 및 제 2 단자에 결합된 펄스 형성 회로망과;
    단락 신호에 응답하여 상기 펄스 형성 회로망을 단락시키기 위한 고전압 스위치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 고전압 스위치는 다수개의 SCR 스테이지를 포함하고,
    상기 각각의 SCR 스테이지는 SCR, 저항 및 제어 신호 발생기로 이루어지고,
    상기 SCR은 애노드, 캐소드 및 게이트를 포함하고,
    상기 SCR은 상기 게이트와 상기 캐소드 사이에 전위를 발생시키는 제어 신호에 의해 상기 애노드에서 상기 캐소드로 전류를 도전시키고,
    상기 제어 신호는 상기 제어 신호 발생기에 의해 발생되고,
    상기 저항은 상기 애노드와 상기 캐소드 사이에 연결되고,
    상기 스테이지들은 상기 SCR이 직렬로 연결되도록 연결되는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 각각의 스테이지내의 상기 제어 신호 발생기는 펄스 트랜스포머의 2차 권선을 포함하고,
    상기 2차 권선 각각은 공통 1차 권선에 결합된 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  7. 제 1항에 있어서, 상기 D.C. 전원은 250V보다 크고 10KV 보다 작은 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  8. 제 1항에 있어서, 상기 1차 권선에 흐르는 전류를 나타내는 신호를 발생시키기 위한 수단은 센서인 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  9. 제 1항에 있어서, 상기 2차 권선의 상기 제 1 및 제 2 단자에 결합된 펄스 형성 회로망을 더 포함하는데, 상기 펄스 형성 회로망은 슬러그를 갖는 인덕터를 포함하고,
    상기 슬러그는 상기 펄스 형성 회로망의 인덕턴스를 변화시킬 수 있는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  10. 방사능 치료 장치의 고전압 펄스 발생 회로에 있어서,
    가변 방사능 출력을 갖는 방사선 빔을 발생시킬 수 있는 방사능 소오스;
    양 및 음의 단자를 갖는 D.C. 전원;
    1차 및 2차 권선을 갖는 플라이백 트랜스포머를 포함하는데, 상기 1 차 권선은 상기 D.C. 전원으로의 연결을 위한 제 1 및 제 2 단자를 가지며; 및
    상기 1차 권선에 흐르는 전류의 세기를 나타내는 신호를 발생시키기 위한 수단을 포함하며,
    상기 D.C. 전원, 상기 플라이백 트랜스포머 및 신호를 발생시키기 위한 수단은 상기 방사선 빔이 발생되도록 상기 방사능 소오스에 전원을 인가하는 데에 사용되는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  11. 제 10항에 있어서, 제어 신호에 응답하여 상기 플라이백 트랜스포머의 상기 1차 권선에 상기 D.C. 전원을 결합시키고, 상기 1차 권선 내부에 소정 레벨의 전류가 흐르는 것을 나타내는 상기 신호에 응답하여 상기 1차 권선에서 상기 D.C. 전원을 분리하기 위한 반도체 스위칭 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  12. 제 11항에 있어서, 상기 반도체 스위칭 회로는 제 1 및 제 2 IGBT를 포함하고, 상기 제 1 IGBT가 도전 상태일 때 상기 제 1 IGBT는 상기 1차 권선의 제1 단자를 상기 D.C. 전원의 양의 단자에 결합시키고, 상기 제 2 IGBT가 도전 상태일 때 상기 제 2 IGBT는 상기 1차 권선의 제 2 단자를 상기 D.C. 전원의 음의 단자에 결합시키는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  13. 제 11항에 있어서, 상기 반도체 스위칭 회로는 상기 1차 권선의 상기 제 1 및 제 2 단자를 상기 D.C. 전원의 상기 양 및 음의 단자에 결합시키기 위한 제 1및 제 2 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  14. 제 10항에 있어서, 상기 2차 권선의 제 1 및 제 2 단자에 결합된 펄스 형성 회로망과;
    단락 신호에 응답하여 상기 펄스 형성 회로망을 단락시키기 위한 고전압 스위치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 고전압 스위치는 다수개의 SCR 스테이지를 포함하고,
    상기 각각의 SCR 스테이지는 SCR, 저항 및 제어 신호 발생기로 이루어지고,
    상기 SCR은 애노드, 캐소드 및 게이트를 포함하고,
    상기 SCR은 상기 게이트와 상기 캐소드 사이에 전위를 발생시키는 제어 신호에 의해 상기 애노드에서 상기 캐소드로 전류를 도전시키고,
    상기 제어 신호는 상기 제어 신호 발생기에 의해 발생되고,
    상기 저항은 상기 애노드와 상기 캐소드 사이에 연결되고,
    상기 스테이지들은 상기 SCR이 직렬로 연결되도록 연결되는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  16. 제 15항에 있어서, 상기 각각의 스테이지내의 상기 제어 신호 발생기는 펄스 트랜스포머의 2차 권선을 포함하고,
    상기 2차 권선은 공통 1차 권선에 결합되는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
  17. 제 10항에 있어서, 상기 2차 권선의 상기 제 1 및 제 2 단자는 펄스 형성 회로망이며,
    상기 펄스 형성 회로망은 슬러그를 갖는 인덕터를 포함하고,
    상기 슬러그는 상기 펄스 형성 회로망의 인덕턴스를 변화시킬 수 있는 것을 특징으로 하는 고전압 펄스 발생 회로.
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