KR100329402B1 - 공통모드범위및동작환경전반에걸쳐정확한입력임피던스및이득특성을나타내는신호조정장치및방법 - Google Patents

공통모드범위및동작환경전반에걸쳐정확한입력임피던스및이득특성을나타내는신호조정장치및방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100329402B1
KR100329402B1 KR1019960701776A KR19960701776A KR100329402B1 KR 100329402 B1 KR100329402 B1 KR 100329402B1 KR 1019960701776 A KR1019960701776 A KR 1019960701776A KR 19960701776 A KR19960701776 A KR 19960701776A KR 100329402 B1 KR100329402 B1 KR 100329402B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
terminal
impedance
input
potential
Prior art date
Application number
KR1019960701776A
Other languages
English (en)
Other versions
KR960705399A (ko
Inventor
존 제이. 고프
Original Assignee
내셔널 세미콘덕터 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 내셔널 세미콘덕터 코포레이션 filed Critical 내셔널 세미콘덕터 코포레이션
Publication of KR960705399A publication Critical patent/KR960705399A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100329402B1 publication Critical patent/KR100329402B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/005—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements using switched capacitors, e.g. dynamic amplifiers; using switched capacitors as resistors in differential amplifiers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Measuring Oxygen Concentration In Cells (AREA)
  • Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Electric Means (AREA)

Abstract

자동차 용도와 같은 용도에서 유용하며, 감지기 입력 신호를 조정하고 예를들면 연료 - 공기 혼합물 제어 시스템에 유용한 출력을 제공할 수 있는 신호 조정 회로를 지니는 신호 조정 장치가 개시되어 있다. 상기 신호 조정회로는 감지기에 연결된 입력단자, 검출 임피던스, NMOS 및 PMOS 트랜지스터, 피드백 임피던스를 지닌 증폭기를 사용한다. 산소 감지기와 같은 감지기는 감지기 접지로 기준화된 감지기 출력, 및 전력 공급원 및 전력 공급원 접지에 연결된 입력 단자를 지닌다. 상기 신호 조정 회로는 신호 조정 회로 입력 단자 사이의 임피던스가 검출 임피던스에 비해 낮은 경우 감지기 출력 전압 및 감지기 접지 사이의 차동 전압에 비례하는 출력 전압을 제공하는데 스위치드 (switched) 임피던스를 사용한다. 그러하지 않을 경우, 스위치드 임피던스를 사용하는 신호 조정 회로는 전력 공급 전압에 비례하는 출력 전압을 제공한다. 상기 신호 조정 회로는 클록 발생기로부터 유도된 주파수로 감지기 차동 전압 및 전력 공급 전압을 샘플링한다. 상기 신호 조정 회로는 단일의 전력 공급원으로부터 유도된 음 (-) 바이어스 전압을 지니면서 감지기에 연결된 NMOS 트랜지스터를 제공함으로씨, 감지기 접지 및 전력 공급원 접지가 상이한 전위에 있는 경우 동작을 허용한다. 그 이외에도, 선형 상보 금속 산화물 반도체 기술을 사용하여 캐패시터로서 신호 조정 회로 임피던스를 제조하는 것은 매우 정확한 이득 및 입력 임피던스 특성을 야기시킨다.

Description

공통 모드 범위 및 동작 환경 전반에 걸쳐 정확한 입력 임피던스 및 이득 특성을 나타내는 신호 조정장치 및 방법
발명의 배경
발명의 분야
본 발명은 전기 회로에 관한 것이며, 구체적으로는 전자 데이타 및 신호 처리 제어 시스템에 관한 것이고, 보다 구체적으로 기술하면, 고 임피던스 입력 상태를 검출하고 광범위한 동작 파라메타 전반에 걸쳐 정확한 이득 및 입력 임피던스를 유지하는 신호 조정 유니트에 관한 것이다.
관련 기술의 설명
신호 조정 회로는 데이터 소스로 부터 수신된 차동 입력 신호를 보다 유용한 출력 신호로 변환시키는데 신호 조정 유니트의 인터페이스로서 종종 사용되고 있다. 신호 조정 회로는 감지기 입력신호를 수신하고 상기 입력 신호를 제어 시스템에 의해 사용될 수 있는 출력 전압으로 변환시키는데 감지기와 관련하여 사용될 수 있다. 예를들면, 공기의 양호도를 유지하기 위하여, 내연기관 배기물을 제어하는 것이 바람직스럽다. 신호 조정 회로는 산소 감지기와 관련하여 산소 감지기에 의해 감지되는 대기내의 산소 분압과 관련된 출력 전압을 발생시키는데 사용될 수 있다. 상기 출력 전압은 신호 처리 제어 시스템에 의해 수신되어, 내연기관에 공급되며 기관성능을 규제하고 바람직스럽지 못한 배기물을 감소시키는 연료 - 공기 혼합물을 제어한다.
자동차 환경은 감지기 신호 조정 결합에 대한 다수의 엄격한 요건들을 도입시킨다. 우선, 차량 프레임에 직접 접속되어 있는 한 단자를 지니는, 대개 자동차 바테리인 단일 전력 공급원이 사용된다. 산소 감지기가 또한 차량프레임에나 내연기관 블록에 접속되어 있지만, 상기 산소 감지기의 위치는 신호 조정 회로로 부터 대개는 원격되어 있기 때문에 두 프레임 위치 또는 프레임 및 내연기관 블록 위치가 실질적으로 서로 다른 전위로 동작될 수 있다. 예를들면, 산소 감지기 접지는 신호 조정 회로 접지에 대하여 ± 2.0 볼트의 DC 전위로 동작될 수 있다. 이는 유의 (significant) 공통 모드 범위를 나타낸다. 둘째로, 신호 조정 회로는 산소 함유량에 따라 변화하는 분수적인 볼트 출력을 발생시키고 동작 온도의 함수로서 수배의 10의 차수에 걸쳐 변화하는 내부 저항을 갖는 산소 감지기에 대처해야 한다. 상기 신호 조정 회로는 상기 감지기가 차가워진 상태로된 다음에, 산소 감지기가 사용시 데워진 상태로 됨에 따라 산소 관련 출력을 발생시키는 경우 공칭 출력을 발생시킨다. 셋째로, 신호 조정 회로는 수신용 제어 시스템회로에 의한 정확하고 신속한 응답을 용이하게 하도록 감지기 신호 조정 회로 감지기 입력에서 고 임피던스 상태를 신속하게 검출해야 한다. 넷째로, 전류 유동은, 예를들면, 상기 감지기에 전류를 발생시키는 것과 같은 엄격한 요건을 충족시키도록 정확하게 제어되어야 한다. 다섯째로, 신호 조정 회로는 최소의 비용지출, 최소의 시험 (testing)을 필요로하며, 개별 및/또는 집적 구성 요소를 사용하여 최소의 스페이스를 점유하여야 한다.
제 1도는 집적 회로로서 제조되며, 산소 감지기 및 연료 - 공기 혼합물 제어시스템 사이를 인터페이스하는데 자동차 환경에서의 신호 조정 회로로서 사용되는 인터페이스 회로 (100)의 개략적인 다이어그램이다. 상기 인터페이스 회로 (100)는 미합중국, 캘리포니아, 산타클라라에 소재하는 National Semiconductor사에 의해 제조되는 LM194D 회로이다. 공통 모드 동작 범위를 제공하기 위하여, 상기 인터페이스 회로(100)는 입력 신호를 레벨 이동시키는데 입력 다이오드를 사용한다. 결과적으로, 인터페이스 회로 (100) 의 허용가능한 공통 모드 범위는 인터페이스 회로 (100) 의 동작 온도가 증가할 경우 다이오드 전압이 감소하기 때문에 온도에 따라 변동하며 단지 대략 ± 1V이다.
자동차 용도에 있어서, 가변 레지스터 (114) 및 전압원 (116)에 의해 표시되는 산소 감지기 (124)는 인터페이스 회로 (100)의 비반전 입력 (110) 및 반전 입력 (112)양단에 있는 필터 (118, 120)를 거쳐 접속되어 있다. 인터페이스 회로 (100)의 입력에서 개방 회로 상태를 검출하기 위하여, 개방 회로 검출 회로 (104)는 또한 상기 비반전 입력 (110) 및 상기 반전 입력 (112) 양단에 접속되어 있으며 단지 수 나노암페아만의 전류를 도통시키는 1.2 Mohm 의 레지스터 (122)에 바이어스 전압을 제공한다. 산소 감지기 (124)의 직렬 임피던스가, 정상 동작시 생길 수 있는 경우이지만, 레지스터 (122)에 비하여 낮은 경우, 산소 감지기 (124)는 개방 회로 검출 회로(104) 의 전류를 싱크 (sink) 시키고, 개방 회로 검출 회로 (104) 만이 최소한으로 인터페이스 회로 (100)의 출력 전압에 영향을 준다. 그러나, 비반전 입력 (110) 및 반전입력 (112) 사이의 외부 회로를 이루는 리드 (lead) 가 절단되어개방 회로 상태를 야기시키는 경우나 산소 감지기 (124)가 차가워진 상태로 되어 고 임피던스를 제공하는 경우, 개방회로 검출 회로 (104)는 디폴트 (default) 연료 - 공기 혼합물을 설정하는 미리 결정된 값으로 인터페이스 회로 (100)의 출력을 구동시키도록 입력 전류를 제공한다. 그러나, 수 나노암페아 정도의 소량 전류가 정상적인 산소 감지기(124)의 동작을 용이하게 하도록 개방 회로 검출 회로 (104)에서 사용되기 때문에, 산소 감지기(124) 개방 회로 상태에 대한 인터페이스 회로 (100)의 반응시간은 유한 시간 주기(toc)에 까지 연장되므로써, 보다 엄격한 배기량 제어 사양에 비해 너무 길다.
그 이외에도, 배기량 제어 사양이 보다 엄격해짐에 따라, 신호 조정 회로는 개방 회로 상태에 뿐만아니라 변환 감지기 입력에 대해서도 보다 신속하고 정확하게 반응함으로써 순응될 수 있어야 한다. 마이크로 컨트롤러 (도시되지 않음)는 연료- 공기 혼합물 제어기 (도시되지 않음)와 같은 다른 시스템에 정확하고 응답적인 제어신호를 제공하도록 부분적으로는 인터페이스 회로 (100) 입력 임피던스 및 정밀 이득특성의 정확성에 의존한다. 상기 인터페이스 회로 (100)는 회로 (102, 106, 108)내에 제너 다이오드를 합체시키는데, 이러한 제너 다이오드는 입력 임피던스 및 이득 특성을 제공하도록 시험중에 미세조정 ( trim )된다. 그러나, 제너 미세 조정은 훨씬 더 엄격한 배기량 제어 사양을 충족시키는데 필요한 인터페이스 회로 (100)에 대한 정밀 동작 파라메타를 제공하는 것이 점차로 사소롭지 않으며 특히 제조된 인터페이스 회로의 대량 생산 조업을 통해 달성하는데 비용이 많이드는 그러한 크기의 파라메타 공차와 연관되어 있다.
상기 인터페이스 회로 (100)에 관한 제너 미세조정의 또다른 단점은 시험 및 제조와 관련된 비용을 수반한다. 상기 인터페이스 회로 (100)의 시험은 인가된 시험 신호에 응답하여 회로 오차를 측정함으로써 웨이퍼 레벨에서 시험 시스템에 의해 이행된다. 상기 측정된 오차를 보정하기 위하여, 상기 시험 시스템은 상기 제너 다이오드를 단락 회로로 형성한다. 제너 미세조정과 연관된 비용은 오차를 측정하며, 상기 제너를 미세조정하고, 바람직한 회로 특성이 얻어질때까지 시험 공정을 반복하도록 시험 시간을 포함한다. 더군다나, 상기 제너 미세조정은 잠재적으로 단락회로로 형성될 수 있는 다이오드에 대한 값비싼 회로 면적을 할당하는 것을 필요로 한다.
발명의 개요
본 발명은 동작 환경 요건을 충족시키기에 충분한 공통 모드 범위, 입력 개방 회로 상태의 검출을 포함하는 입력 신호 변화의 신속한 검출, 제조시 신뢰성 있게 재현될 수 있는 정확한 이득 및 정확하고 정밀한 입력 임피던스, 및 용이하게 조절가능한 동작 특성을 갖는 회로를 제공함으로써 관련 기술에서 직면하는 난해한 점을 극복한다.
본 발명의 한 실시예는 클록 발생 제어 신호를 수신하는 단자를 갖는 신호조정회로이다. 상기 신호 조정회로는 입력 단자 및 출력 단자를 갖는 증폭기 및 증폭기 입력 단자에 연결된 제 1 단자 및 제 2 단자를 갖는 입력 임피던스를 포함한다. 상기 입력 조정 회로는 입력 임피던스 제 2 단자에 연결되어 있으며 제 1 클록 발생 제어 신호에 응답하여 제 1 및 제 2 신호 발생 입력 단자 사이로 입력 임피던스 제 2 단자를 스위칭하는 제 1 수단을 지니는 입력 회로를 부가적으로 포함한다. 더군다나, 상기 신호 조정 회로는 입력 임피던스 제 2 단자에 연결된 제 1 단자 및 제 2 단자를 갖는 검출 임피던스를 포함하고 제 1 단자 및 증폭기 입력 및 출력 단자 양단에 각각 연결된 제 2 단자를 갖는 피드백 임피던스를 포함하는 피드백 회로를 포함한다.
다른 한 실시예로서, 본 발명은 정상 감지기 동작시 감지된 이벤트의 속성을, 그리고 비정상 감지기 동작시 공칭 표시의 속성을 나타내는 조정된 신호를 제공하도록 감지기로 부터의 출력 신호를 처리하는 방법이다. 상기 방법은 상기 감지된 이벤트에 응답하며 상기 감지기에 포함되어 있는 제 2 임피던스를 통한 제 1 전압으로 부터 제 1 임피던스를 충전시키는 단계, 상기 제 2 임피던스가 제 3 임피던스보다 클 경우 주로 제 3 임피던스를 통한 제 2 전압으로 부터 상기 제 1 임피던스를 충전시키는 단계, 상기 제 1 임피던스상에의 충전 단계로 부터의 과잉 전하를 초래시키도록 상기 제 1 임피던스상에 전하를 가하기 위하여 상기 제 1 임피던스에 제 3 전압을 인가시키는 단계, 및 상기 제 1 임피던스상의 과잉 전하를 상기 증폭기의 피드백 경로에 있는 제 4 임피던스에 전달하도록 상기 중폭기의 출력 신호, 조정되는 상기 출력 신호를 수정하는 단계를 포함한다.
여러 도면에서 나타나는 동일한 특징부를 언급하는 참조 번호 및 문자는 동일한 것이다.
제 1 도는 National Semiconductor LM1964D 인터페이스 회로의 트랜지스터 - 레벨회로 다이어그램이다.
제 2 도는 전자 데이타 입력 및 신호 처리 시스템 블록 다이어그램의 개략적인 블록 다이어그램이다.
제 3 도는 산소 감지기 유니트에 접속된 이중 산소 감지기 유니트의 위상 기하학적 다이어그램이다.
제 4 도는 스위치드(switched)캐패시터 신호 조정 회로의 회로 다이어그램이다.
제 5 도는 제 4 도 회로에의 인가용 복수개의 클록 펄스에 대한 그래프이다.
제 6 도는 진폭레벨 신장기 (expander) 회로의 회로 다이어그램이다.
제 7 도는 바이어스 발생기 회로에 대한 회로 다이어그램이다.
제 8 도는 신호 조정 회로의 출력 및 산소 감지기 유니트의 저항 사이의 관계를 예시하는 그래프이다.
바람직한 실시예에 대한 상세한 설명
제 2 도는 전자 데이타 및 신호처리 제어 시스템 (200)을 예시한 것이다. 상기 전자 데이타 및 신호 처리 제어 시스템 (200)은 예를들면, 연료 - 공기 혼합물을 통한 제어의 수행이 바람직한 기관을 포함하는 용도에 유용하다, 상기 전자데이타 및 신호 처리 제어 시스템 (200)은 촉매 변환기를 갖는 자동차에 존재하는 실제적인 어느 한 산소 감지기와 인터페이스 한다. 제 2 도에서, 데이타 신호는 원격 배치된 감지기 유니트 (210)에서 발생되고 저역통과 (4 KHz) 필터 (212)에 의해 필터링된 다음에 전자 제어 보드 (201)에 의해 수신된다. 상기 전자 제어 보드(201) 는 마이크로컨트롤러 (208), 아날로그/디지탈 변환기 (A/D 변환기 : 204), 및 신호 조정 유니트 (202)를 합체시키기 위한 접속부들 (도시되지 않음)을 포함하는 회로 보드이다. 상기 신호 조정 유니트 (202)의 출력 신호는 350 Hz 의 3 db 주파수를 갖는 저역 통과필터 (206)를 통해 필터링된다. 필터 회로 (206)는 상기 아날로그/디지탈 변환기 (204) 및 상기 마이크로컨트롤러 (208) 사이에 접속되어 있다. 상기 신호 조정 유니트 (202), 아날로그/디지탈 변환기 (A/D 변환기 ; 204), 및 마이크로 컨트롤러 (208)는 개별적으로 패키지된 집적회로이다. 그러나, 상기 회로 (202 - 208)및 상기 필터 회로 (206) 는 단일의 집적회로로서 변형적으로 제조될 수 있다. 상기 감지기 유니트 (210)로 부터 수신된 데이터 신호는 필터 (206) 및 A/D 변환기(204)에 의해 처리된 후에 상기 마이크로컨트롤러 (208)에 유용한 아날로그 출력을 발생시키도록 상기 신호 조정 유니트에 의해 처리된다. 상기 마이크로 컨트롤러(208)의 출력은 연료 - 공기 혼합물 제어기와 같은 제어 유니트 (214)에 의해 수신된다.
자동차 용도에서 전자 데이타 및 신호 처리 제어시스템 (200)을 사용하는 경우에는 상기 감지기 유니트 (210)는 산소 감지기이다. 자동 용도에서 사용되는 산소 감지기는 본 기술에 잘 알려져 있다. 상기 산소 감지기는 온도에 영향을 받는 직렬 저항을 지니며 내연기관(도시되지 않음)의 배기 가스에 존재하는 산소에 해당하는 차동 출력 전압을 발생시킨다. 또한 자동차 용도에서, 상기 필터 (206)는 2개의 캐패시터(도시되지 않음)각각의 2개의 캐패시터 단자 사이에 접속된 개별레지스터 (도시되지 않음)로 구성되어 있고, 나머지 2개의 캐패시터 단자는 전자 제어보드 (201) 접지 전위에 접속되어 있다. 이러한 구성은 상기 신호 조정 유니트(202) 출력 신호의 저주파 성분만이 상기 A/D 변환기 (204)로 통과하는 것을 허용함으로써, 원치않은 고주파 잡음 성분을 제거한다. 상기 신호 조정 유니트 (202)의 저주파 아날로그 출력에 해당하는 디지탈 신호에 응답하여, 상기 마이크로컨트롤러는 예를들면 내연기관내의 연료 - 공기 혼합물 제어 유니트(도시되지 않음)를 조절한다.
제 3 도를 참조하면, 2개의 산소 감지기 유니트 (302, 304)에 각각 접속된 2개의 신호 조정 회로 (320, 322)를 합체하고 있는 신호 조정 유니트 (300)의 위상 기하학적 다이어그램이 도시되어 있다. 신호 조정 유니트 (300)를 구성하는 회로 구성요소는 단일 집적 회로로서 제조된다. 제 1도의 감지기 유니트 (210)는 예를들면, 전압원 (306, 308) 각각 및 가변 레지스터 (310, 312) 각각에 의해 각각 표시되어 있는 2개의 산소 감지기 (302, 304)에 의해 표시되어 있다.
신호 조정 회로 (320) 및 산소 감지기 (302)의 차동 입력 (328, 330) 각각 사이에 접속된 제 1 쌍의 저역통과 필터 (324, 326)가 도시되어 있다. 신호 조정 회로 (322) 및 산소 감지기 (304)의 차동 입력 (340, 342) 사이에 접속된 제 2 쌍의 저역통과 필터 (336, 338)가 도시되어 있다. 신호 조정 회로 (320) 및 산소 감지기(302) 사이 및 신호 조정 회로 (332) 및 산소 감지기 (304) 사이의 공통 모드 전압 범위는 가변 전압원 (332, 344)에 의해 각각 표시된다. 또한, 상기 신호 조정 유니트 (300)에는 상기 신호 조정 유니트 (300)에 접속된 단일 전력 공급원(도시되지 않음)의 전압 진폭을 신장하며 신호 조정 회로 (320, 322)의 여러 회로 요소 (도시되지 않음)에 상기 신장된 전압 진폭을 제공하는 진폭 레벨 신장기 회로 (334), 및 신호 조정 회로 (320, 322)의 여러 회로 요소 (도시되지 않음)에 타이밍 신호를 제공하며 외부용 고정밀 레지스터 (Rosc ; 314)에 접속되어 있는 클록 발생기 (318)가 존재하고 있다. 그 이외에도, 외부 캐패시터 (348)에 접속된 바이어스 발생기 회로 (346)는 신호 조정 회로 (320, 322)의 여러 회로 요소의 P - 도우핑된 웰을 바이어스시키도록 0 볼트로 기준화된 양(+)전위 클록 신호로 부터 음(-)전압을 발생시키기 위해 존재한다. 제 3도의 캐패시터 ( Cosc ; 316) 및 Rosc (314)와 같은 캐패시터 및 고정밀 외부 레지스터를 사용하는 경우, 상기 클록 발생기 (318)는 fck= 1/(2*Cosc*Rosc)인 경우 양호하게 한정된 클록 주파수 (fclk)를 제공할 수 있다, 상기 캐패시터(Cosc ; 316)는 제 2 도의 신호 조정 유니트 집적 회로 (202)의 일부로서 제조됨으로써, 제 4도의 캐패시터 (C1- C4)와 같은 동일 집적회로의 일부로서 제조되는 다른 캐패시터와 밀접하게 정합될 수 있다. 고정밀 외부레지스터를 사용하는 것은 Rosc(314)를 상이한 값의 레지스터로 용이하게 대체시킴으로써 클록 주파수를 용이하게 조절하도록 유연성을 제공하는 것과 같은 이점을 제공한다.
지금부터 제 4 도를 참조하면, 스위치드 캐패시터를 사용하는 신호 조정 회로(400)가 예시되어 있다. 신호 조정 회로 (400)가 종래의 선형 상보 금속 산화물 반도체 ( " Linear CMOS " ) 기술을 사용하여 제조되기 때문에, 캐패시터 값은 대략 0.1 % 내의 값으로 정합되는 것이 전형적이다. 상기 캐패시터 (C1- C4)는 금속도체, 폴리실리콘 도체, 및 실리콘 디옥사이드 유전체를 사용하는 박막 산화물의 상당히 평면적인 선형 CMOS 공정을 사용하여 제조된다. 그 이외에도, 집적된 캐패시터 (C1- C4)의 값은 작동하는 내연기관에서 직면하는 것과 같은 온도 범위에 걸쳐 감지할 수 있을 정도로 변하지 않는다. 상기 신호 조정 회로 (400)는 내연기관용도, 특히 자동차 용도에서 직면하는 것과같은 다양한 동작 상태에 걸쳐 신호 조정회로 (400) 입력 양단에서의 고 임피던스 상태의 신속한 검출, 및 폭넓은 공통 모드동작범위, 정확하고 안정한 이득, 및 정밀 입력 임피던스를 제공한다. 신호 조정 회로 (400)는 종종 필요하며 특히 자동차 용도에서 필요한 정밀 입력 임피던스, 전압 이득, 및 고 임피던스 검출 특성을 제공한다 (주: "정밀 " 이라는 용어는 낮은 성분 공차로써 디바이스 특성을 구현할 수 있는 문맥에서 사용된다).
정밀 입력 임피던스는 감지기 유니트로 부터 단지 소량의 전류를 상기 신호조정회로 (400) 가 싱크 (sink) 시키는 것을 허용하는 것과 같은 여러 특성에 대해 설명한다. 그 이외에도, 정밀 입력 임피던스는 신호 조정회로 (400)입력 양단에 걸린 고 임피던스 상태가 검출되는 경우 정상 감지기 동작시의 산소 감지기 출력 또는 정밀한 공지 공칭값을 정밀하게 나타내는 출력 전압(Vout: 440)을 제공함에 있어서 상기 신호 조정 회로 (400)를 돕는다. 제 2 도를 참조하면, 정밀 신호 조정 유니트(202) 출력 전압은 마이크로컨트롤러 (208)가 수신된 입력에 해당하는 출력 커맨드(output command) 신호를 제공하도록 프로그래밍되기 때문에 필요하다. 상기마이크로 컨트롤러 (208)의 입력이 상기 감지기 유니트 (210)에 의해 검출되는 바와같은 실제 상태에 해당하는 기대된 입력이 아닌 경우, 상기 마이크로컨트롤러 (208) 출력은 적합한 출력 커맨드 신호와 통신하지 못하게 된다. 예를들면, 자동차 용도에서, 감지기 유니트 (210) 입력 (1)에 응답하여 상기 신호 조정 유니트 (202)의 출력이 "X"인 경우, 상기 마이크로 컨트롤러 (208) 커맨드 신호는 "Y"이다. 그러나, 입력 임피던스 및/또는 이득이 부정확하기 때문에, 감지기 유니트(210) 입력 (1)에 응답하여 신호 조정 유니트 (202)의 출력이 "X1"인 경우, 상기 마이크로컨트롤러 (208) 커맨드 신호는 "Y1" 이 된다. "Y1" 출력은 부적합한 연료 - 공기 혼합을 초래시킨다.
또한, 정밀 고임피던스 검출 특성은 예를들면 자동차 용도에서 상기 마이크로 컨트롤러 (208)가 신호 조정 유니트 (202) 입력에서의 고임피던스 상태에 해당하는 신호조정 유니트 (202)의 미리 결정된 공칭 출력 전압에 대해 스캐닝 (scanning)하기 때문에 필요하다. 실제 공칭 출력이 미리 결정된 공칭값에 근접할수록, 상기 마이크로컨트롤러 (208)는 고임피던스 상태에 해당하는 커맨드 신호를 보다 신속하게 제공한다.
제 4 도의 스위치드 캐패시터 구성에 있어서, 입력 임피던스 (Zin), 전압이득(Av) 오차, 및 고임피던스 공칭 출력 전압은 모두 클록 발생기 (600) (제 6 도)에 의해 부분적으로 결정됨으로써, 클록 주파수의 변화에 의해 변화될 수 있다. Zin은 C1및 fclk로 부터 유도되며, Zin, Cl, 및 fclk사이의 관계는 Zin = 1/fclk*Cl으로 명시될 수 있다. fclk를 디입시키는 경우, Zin= 2 * Cosc * Rosc/C1인데, 여기서 C1= 6.2238 pF 이고, Cosc = 20 pF 이며, Rosc = 178 kohm 이다. 그러므로, Zin은 1.14 Mohm인데, 이 경우 자동차 용도에서의 전형적인 입력 임피던스 공차는 1.5 Mohm - 1.02 Mohm이다. Zin이 양호하게 정합된 캐패시터 및 외부용 고정밀레지스터로 부터 유도되기 때문에, 이는 관련 기술에서와 같이 단지 레지스터만을 사용하는 것보다 정확하게 한정될 수 있다. 그러므로, 상기 신호 조정 회로 (400)는 자동차 용도와 같은 용도에 의해 요구되는 정밀 입력 임피던스를 제공할 수 있다.
자동차 용도에서의 정상 동작시 산소 감지기 (302)와 같은 산소 감지기의 출력 (Vpos, Vsneg)은 상기 신호 조정 입력 회로 (434)의 입력 (430, 432)각각의 양단에 접속되어 있다. 상기 감지기 출력 (Vapos, Vsneg)은 신호 조정 입력 회로 (434)입력들에 인가되기 전에 4 kHz의 저역통과 필터 (도시되지 않음)를 통해 필터링되는 것이 전형적이다. 감지기가 정상동작하고 있는 경우, 산소 감지기 (302)는 배기 가스 산소함유량에 따라 50 - 950 mV 의 차동 전압을 전개시키며 상기 감지기가 내연기관에서 정상 동작온도, 예컨대 595℃에 있는 경우 비교적 낮은 직렬 저항 (대략 수백오옴)을 지닌다. 전압의 차는 상기 신호 조정 회로 (400)에 의해 샘플링되고 시스템의 전압이득(Av)에 의해 승산된다. 상기에 기술된 바와같이, Av는 용도환경의 총체적인 동작 파라메타 전반에 걸쳐 정확해야 한다.
상기 신호 조정 회로 (400)가 연산 증폭기 (442), 피드백 회로 (438), 및 입력회로 (434)를 사용하는 경우, 비 고임피던스 상태시의 Av는 입력 전압 샘플링 주파수가 fclk로 부터 유도되는 경우 캐패시터 (C2)에 의해 분할된 양호하게 정합된 캐패시터 (C1)의 비율에 의해 한정된다. 그러므로, 양호하게 정합된 캐패시터와 결합되는, 제 3 도의 고 정밀 레지스터 (Rosc; 314) 는 매우 정확하고 안정한 전압 이득을 제공한다. 더군다나, C1= 6.2238 pF이고 C2= 1.365 pF인 경우, Av = 4.56이며 Vout= 4.56 * 차동입력 전압이다. 자동차 용도에서의 공칭 입력 임피던스가 대략 1.2 Mohm이기 때문에, C2대신 대입되는 레지스터는 4.56 * 1.2 Mohm의 값 또는 5.5 Mohm을 지니게 된다. 이러한 크기를 지니며 기판의 도우핑된 영역인 양호한 레지스터는 부정확하며 전압에 의존한다. 상기 감지기 (302)의 정상 동작시, 정상 산소 감지기 (302) 동작시의 이득 정확성에 관한 검출 임피던스, 캐패시터 (C3)의 효과는 고 임피던스 (자동차 용도에서 대략 10 Mohm)이기 때문에 실제로 실재하지 않는다. 캐패시터 (C4)는 저역통과 필터링 작용을 제공하며 C2의 방전시 Vout를 유지한다. 자동차 용도에서, C4는 350 Hz의 3dB 주파수를 제공하도록 선택되지만, C4가 클수록, 신호 조정 회로 (400)는 클록 관통( clock feed through ) 및 자동차 엔진 잡음에 덜 민감하다는 점에 유념하기 바란다. 56.4 pF 의 값인 경우, C2는 Av에 무시할 수 있을 정도로 영향을 미친다.
제 4 도를 참조하면, PMOS 및 NMOS 트랜지스터 쌍 (402, 404 , 406, 408 ;410, 412 ; 414, 416 ; 418, 420 ; 422, 424) 으로 구성되는 스위치는 스위치 (426, 428) 와 함께 제 5 도에 도시된 게이트 전압 커맨드 타이밍 신호 (파이 1, 파이 2, 파이 1a, 파이 2b, 파이 1vp, 파이 2vm)에 해당하는 도통 경로 및 개방 회로를 제공한다. NMOS트랜지스터 (426, 428)는 PMOS 트랜지스터와 관련하여 사용될 필요가 없는데, 그 이유는 연산 증폭기가 트랜지스터 (426) 소오스를 신호 조정 회로 (400) 접지로 강제시키며 트랜지스터 (428)의 소오스가 신호 조정 회로 (400) 접지에 결속되어 있기 때문이다.
상기 게이트 전압 커맨드 타이밍 신호는 fclk로 부터 유도된다. 제 4 도에서, 파이 1 이 고레벨인 경우, 트랜지스터 (402, 404, 410, 412, 422, 424, 428) 는 도통하지만 나머지 트랜지스터는 비도통 상태로 된다. 이는 C1이 전압 (Vspos)으로 충전되는 것을 허용한다. C2가 방전되지만 C4는 저역통과 필터로서 작용할 뿐만 아니라 게이트 전압 커맨드 타이밍 신호의 이전 위상 (phase)으로 부터의 전하를 유지하여 Vout(440)가 OV로 떨어지지 않게 한다. C2가 파이 1의 각 주기동안 방전되기 때문에, 차동 입력 신호는 파이 1의 다수 주기에 걸쳐 통합되지 않는다. 차후에는, 파이 1은 OV로 된다. 파이 1 및 파이 2가 C1에 걸린 Vspos및 Vsneg사이의 어떠한 경쟁도 방지하도록 저 레벨인 제 5 도에 도시된 바와같은 단시간의 주기후에는, 파이 2가 고레벨로 된다. 파이 2가 고레벨로 됨에 따라, 연산증폭기는 반전 입력에 접속된 C1의 단자를 접지로 구동시키도록 동작한다. (Vspos- Vsneg) * C1과 동일한 충전은 이제 C2로 이전된다. 그러므로, Vout(440) = (Vspos- Vsneg) * C1/C2와 동일한 C2에 의해 분할되는 충전이다. 입력 회로 (434)의 구성 및 비오버래핑 (non-overlapping) (파이 1b, 파이 1vp, 파이 2b, 파이 2 vm)은 신호 조정 회로(400)가 차동 전압 입력을 샘플링하는 것을 허용한다. 또한, 연산 증폭기 (442)가 자동차 용도에 사용되는 경우, 연산 증폭기 (442)는 4.75 V 내지 5.25 V의 전력 공급원 변동 (Vcc), -40℃ 내지 + 125℃의 동작 온도범위, 100 dB의 개방 루프이득, 500 kHz의 단일 이득 주파수, 5 mV보다 작은 증폭기 오프셋 전압, -70dB의 D.C. 전력 공급원 제거비, -40 dB 보다 큰 40 kHz에서의 전력 공급원 제거비, Vcc - 0.1 V 와 같거나 큰 IL= -2 μA 에서의 최소 출력 고레벨 전압, 및 0.1V 와 동일하거나 작은 IL= +2 μA에서의 최대 출력 저레벨 전압을 지니는 것이 바람직스럽다.
고 임피던스 상태가 자동차 용도와 같은 용도에서 입력 (430, 432)양단에 존재하는 경우, 신호 조정 회로 (400)는 신속하게 고임피던스 상태를 검출하여 정확한 미리 결정된 출력 전압을 제공해야 한다. 자동차 용도에서, 전형적인 미리 결정된 출력 전압은 대략 0.405 * Vcc 또는 2.025 V와 동일하다. 고 임피던스는 예를들면 산소 감지기 (302)가 차가운 상태이거나 개방회로로 형성된 리드를 지니는 경우에 존재할 수 있다. 고 임피던스 상태시, 캐패시터 (C1, C2)사이에 분배되는 전하는 제로 (0)로 되며 Vout(440)는 고 임피던스 검출 회로 (436)가 존재하지 않을 경우 거의 OV로 된다. Vout(440)를 미리 결정된 출력 전압으로 강제시키기 위하여, 고 임피던스 검출 회로 (436)는 신호 조정 회로 (400)에 합체된다. 입력 (430, 432) 양단의 입력 임피던스가 증가함에 따라, 스위치드 캐패시터 (C3)는 신호원 (Vcc(444), gnd (446))을 제공하여 캐패시터 (C1)를 충전시키고 신호 조정 회로 (440) 의 이득을 변경함으로써 Vout(440)를 결정함에 있어서 보다 우월하게 해준다. 예컨대, 산소 감지기 (302) 저항이 10 Mohm에 이를 때 입력 (430, 432) 양단의 임피던스가 미리 결정된 값으로 증가하는 경우, C3는 C1과 직렬로 이루어져 있으며 Vout, (440) = [C3/(C3+ C1+ CPAR) ] * ( C1/C2) * VCC 인데, 이 경우 CPAR은 접지, 부차적으로는 트랜지스터 (404, 408)의 드레인 - 소오스 접합 캐패시턴스에 대한 폴리실리콘 도체의 결합 캐패시턴스로 부터 주로 야기되는 기생 캐패시턴스이다. C1= 6,2238 pF이고, C2= 1.365 pF 이며, C3= 0.809 pF 이고, CPAR= 2.044 pF 인 경우, Vout(440) = [ C3/(C3+ C1+ CPAR) ] * 4.56 * Vcc 또는 Vout= 0.406 * Vcc 인데, 이는 상기에 기술한 고 임피던스상태하에서의 자동차 용도의 허용가능한 출력 전압이다.
신호 조정 회로 (400)가 여러 주파수로 클로킹될 수 있지만, 자동차 용도에서는 클록 주파수가 100 kHz로 설정된다. 신호 조정 회로 (400)가 100 kHz로 클로킹되고 연산 증폭기 (442)를 구동시키는데 사용될 수 있는 충전 신호를 항상 지니기 때문에, 신호 조정 회로 (400)는 제 1 도의 인터페이스 회로 (100) 보다 신속하게 신호 조정 회로 (400) 입력 양단에 걸린 고 임피던스 상태동안 미리 결정된 출력 전압(Vout; 440)을 설정하는데, 그 이유는 차동 입력이 100 kHz로 샘플링되고 입력 임피던스 및 이득 특성이 보다 정확하기 때문이다. 그 이외에도, 제 4 도에서의 C3의 임피던스가 매우 크기 (대략 7.49 Mohm) 때문에, 산소 감지기 (302) 가 고 직렬 임피던스를 지니는 경우 극소량의 전류는 산소 감지기 (302) 내에 발생된다. 그 이외에도, C3는 C1, C2및 C4와 아울러 그러한 큰 임피던스를 이루는데 극미한 면적을 필요로 한다.
또한, 신호 조정 회로 (400)는 산소 감지기 (302) 접지 및 신호 조정 회로(400) 접지 사이에서 나타나는 자동차 용도에서의 ± 2V와 같은 큰 공통 모드 전압에서의 매우 정확한 차동 입력 임피던스, 이득, 및 고 임피던스 검출로써 동작될 수 있다. 이는 NMOS 트랜지스터 (404, 408, 426, 428)의 기판을 대략 - 4V와 동일한 Vbb로 바이어스시키고 NMOS 트랜지스터 (404, 408)의 게이트를 파이 1vp 및 파이 2vm으로 각각 바이어스시킴으로써 달성된다. 제 5 도에 도시된 바와같이, 파이 1vp 및 파이 2vm은 +5V에서 -4.3V로 스윙한다. 이는 최대 -2V의 음 (-)공통 모드 전압이 입력 (432, 430) 에 존재할 경우조차도 NMOS 트랜지스터 (404, 408) 모두가 용이하게 턴오프될 수 있다는 것을 보장한다.
제 7 도를 참조하면, 바이어스 발생기 회로 (700)가 도시되어 있다. 초기에 고레벨의 CLK 신호 (702) 가 수신되는 경우, 캐패시터 (704) 는 CLK 신호 (702) 전압으로 충전하려고 시도한다. 그러나, 트랜지스터 (706)의 베이스 - 에미터 접합전압 (Vbe) 은 CLK 신호 (702) 전압에서 트랜지스터 (706) 의 Vbe를 뺀값과 동일한 전압으로 캐패시터 (704)를 충전시킨다. 저 레벨의 CLK 신호 (702)가 수신되는 경우, 캐패시터 (704)의 트랜지스터 (706) 베이스 측은, 고레벨의 CLK 신호가 +5볼트이고, 저레벨의 CLK 신호가 0볼트이며, 트랜지스터 (706)의 Vbe가 0.7 볼트일 때 고레벨의 CLK 신호 (702)에서 트랜지스터 (706) 의 Vbe를 뺀 전위, 예컨대 -4.3 볼트로 강제된다. 트랜지스터 (706)의 베이스가 트랜지스터 (708)의 에미터에 접속되어 있기 때문에, 트랜지스터 (706)의 베이스에 걸린 저레벨 전압은 트랜지스터 (708)를 턴온시키고, Vbb(710)는 트랜지스터 (708) 의 베이스 전압에다 대략 - 4 볼트인 트랜지스터 (708) 의 베이스 - 에미터 전압을 더한 값과 동일한 전압을 얻는다. 캐패시터 (712)는 Vbb(710)의 전압레벨을 유지하는데 일조한다. 캐패시터 (704)는 제 3 도의 신호 조정 유니트(300)의 외부에 배치되어 있으며 100 pF의 값을 지닌다. 캐패시터 (712)는 7 pF 의 값을 지닌다.
신호 (파이 1 vp, 파이 2 vm)는 모두 신호 조정 회로 (400)와 동일한 + 5V Vcc 신호원을 사용하여 발생된다. 제 6 도는 제 2 도의 신호 조정 유니트 (202)의 일부이며 제 3 도에 도시된 바와같은 신호 조정 회로를 갖는 동일한 집적 회로의 일부로서 제조될 수 있는 진폭레벨 신장기 회로 (600)를 예시한 것이다. 비록 제 6 도에는 파이 2 vm의 발생이 도시되어 있지만, 파이 1vp는 또한 동일한 회로를 사용하고 파이 2 및 파이 2b 대신에 각각 신호 (파이 1, 파이 1b)를 사용하여 발생된다. 상기 진폭레벨 신장기 (600)는 제 5 도에 도시된 바와같이 Vcc 및 접지사이로 스윙하는 입력신호 (파이 2)를 수신하는 입력 (602)을 지닌다. 제 6 도를 참조하면, 파이 2 의 양 (+)의 엣지상에서는, npn 트랜지스터 (604)의 베이스가 캐패시터 (606)의 결합작용에 기인하여 Vcc로 되려고 시도한다. 그러나, 베이스 - 에미터 접합은 베이스 전압을 0.7 V로 제한하는 기능을 한다. 이러한 시점에서, 파이 2 b 는 저레벨로 되어 PMOS 트랜지스터 (610)를 턴온시키고 출력 (614)에 걸린 출력 전압 (파이 2vm)을 Vcc로 구동시킨다. 또한 이러한 시점에서, PMOS 트랜지스터 (618) 는 오프상태이지만, NMOS 트랜지스터 (612)는 온상태이여서 NMOS 트랜지스터 (608)를 오프상태로 유지하는데 일조한다. 파이 2의 음 (-)의 엣지상에서는, npn 트랜지스터 (604)의 베이스는 캐패시터 (606)에 의한 전하 유지에 기인하여 - ( Vcc - 0.7)V 까지 음 (-)으로 된다. 저장용 캐패시터 (616) 는 - (Vcc - 0.7)V 로 충전되고 PMOS 트랜지스터 (610) 는 오프상태이여서 음 (-) 의 전하가 자장용 캐패시터 (616) 로 부터 제거되지 않게 한다. 이러한 시점에서 PMOS 트랜지스터 (618)는 턴온되는데, 이는 NMOS 트랜지스터 (608)를 턴온시킨다. NMOS 트랜지스터 (608)의 소오스가 - (Vcc - 0.7)V에 있기 때문에, 출력 (614)에 걸린 파이 2 vm은 - (Vcc - 0.7)V로 구동된다. Vcc가 전형적인 자동차 용도에서와 같이 + 5V와 동일한 경우, 파이 2 vm은 제 5 도에 도시된 바와같이 +5V와 - 4.3V사이로 스윙한다.
MOSFET의 스케일링 (scaling)은 파이 2가 저레벨일 경우 캐패시터 (616)가 방전되는 것을 보장한다. 그러므로, PMOS 트랜지스터 (618)는 5 ㎛ 의 길이 및 26 ㎛의 폭으로 스케일링되고, NMOS 트랜지스터는 5 ㎛의 길이 및 50 ㎛의 폭으로 스케일일되며, NMOS 트랜지스터 (612)는 20 ㎛의 길이 및 6 ㎛ 의 폭으로 스케일링된다. 그러므로, 신호 조정 유니트 (202)는 단일 전압 공급원으로 부터의 진정한 이중 공급원 동작을 제공한다. 이는 온도에 비례하여 다이오드의 Vbe가 감소함에 따라 고온 성능에 손상을 주는 레벨 이동용 다이오드의 사용과는 대조적으로 진폭레벨 신장기 (600)가 온도에 걸쳐 대단히 변하지 않는 보다 낮은 음(-)의 전압을 발생시키기 때문에 관련 기술의 인터페이스 회로 (100)보다 효율적이며 효과적이다.
제 8 도는 신호 조정 회로 (400) 출력 전압 (Vout(400) )대 감지기 임피던스를 예시한 것이다. 상기 그래프의 상측 부분은 자동차 용도에서 사용되는 산소 감지기에 대한 온도 정보를 제공한다. 감지기 임피던스가 증가함에 따라, Vout(440)는 대략 2.025V의 공칭 전압으로 천이한다.
본원에 기재되지 않은 다른 실시예, 변형예 및 개선점은 첨부한 특허청구의 범위에 의해 한정되는 본 발명의 범위로 부터 반드시 배제되지 않는다.

Claims (30)

  1. 클록 발생 제어 신호를 수신하는 단자를 지니는 신호 조정 회로에 있어서,
    입력 단자 및 출력 단자를 지니는 증폭기,
    증폭기 입력 단자에 연결된 제 1 단자 및 제 2 단자를 지니는 입력 임피던스,
    입력 임피던스 제 2 단자에 연결되어 있으며 제 1 클록 발생 제어 신호에 응답하여 제 1 및 제 2 신호원 입력 단자 사이로 입력 임피던스 제 2 단자를 스위칭하는 제 1 수단을 지니는 입력 회로,
    입력 임피던스 제 2 단자에 연결된 제 1 단자 및 제 2 단자를 지니는 검출 임피던스를 포함하는 고 임피던스 검출회로, 및
    증폭기 입력 및 출력단자 각각의 양단에 연결된 제 2 단자 및 제 1 단자를 지니는 피드백 임피던스를 포함하는 피드백 회로를 포함하는 신호 조정 회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 증폭기는 연산 증폭기이며 상기 입력 임피던스는 캐패시터로 부터 유도되는 신호 조정 회로.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 고임피던스 검출 회로의 제 2 단자에 연결되어 상기 제 2 단자에 제 1 기준 전위를 공급하는 전력 공급원, 및 가변 신호원 전압 출력 및 가변 신호원 임피던스를 지니고 상기 제 1 및 제 2 신호원 입력 단자 양단에 연결된 신호원이 결합되어 있으며, 신호원 임피던스가 검출 임피던스에 비해 클 경우, 증폭기 출력이 제 1 기준전위에 비례하고 신호원 임피던스가 검출 임피던스에 비해 작을 경우 증폭기 출력이 신호원 전압 출력에 비례하는 신호 조정 회로.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 전력 공급원은 상기 신호 조정 회로에 제 1 및 제 2 기준 전위를 공급하며, 상기 제 1 기준 전위는 +5 볼트이고, 상기 제 2 기준 전위는 0 볼트이며, 상기 제 1 신호원 입력 단자는 - 1.5 볼트의 전위에 있고, 상기 제 2 신호원 입력 단자는 - 2 볼트의 전위에 있는 신호 조정 회로.
  5. 제 1 항에 있어서, 제 1 기준전위 및 제 2 기준 전위를 공급하는 전력 공급원 및 가변 신호원 전압 출력 및 가변 신호원 임피던스를 지니며 상기 제 1 및 제 2 신호원 입력 단자 각각의 양단에 연결된 신호원이 결합되어 있고,
    상기 입력 임피던스 제 1 단자 및 증폭기 입력 사이에 연결된 제 2 클록발생 제어 신호에 응답하여 증폭기 입력 단자 및 제 3 기준 전위사이로 입력 임피던스의 제 1 단자를 스위칭하는 제 2 수단, 및
    검출 임피던스 및 전력 공급원 사이에 연결된 제 3 클록 발생 제어 신호에 응답하여 상기 제 1 및 제 2 기준 전위 사이로 검출 임피던스의 제 2 단자를 스위칭하는 제 3 수단을 부가적으로 포함하며,
    제 1 주기 동안 상기 제 1 및 제 3 스위칭 수단은 상기 제 1 신호원 입력 단자 및 상기 제 1 기준 전위에 각각 입력 임피던스 제 2 단자를 연결시키고, 상기제 2 스위칭 수단은 상기 제 3 기준 전위에 입력 임피던스 제 1 단자를 연결시켜 상기 입력 임피던스가 제 1 전하를 저장하게 하며, 제 2 주기동안 상기 제 1 및 제 3 스위칭 수단은 상기 제 2 신호원 입력 단자 및 상기 제 2 기준 전위에 각각 상기 입력 임피던스 제 2 단자를 연결시키고, 상기 제 2 스위칭 수단은 증폭기 입력 단자에 입력 임피던스 제 1 단자를 연결시켜 입력 임피던스가 제 2 전하를 저장하게 하며 증폭기가 제 1 및 제 2 전하 사이의 차와 동일한 전하를 피드백 임피던스로 전달하게 하는 신호 조정 회로.
  6. 제 5 항에 있어서, 제 4 클록 발생제어 신호에 응답하여 제 1 주기동안 제 4 기준 전위로 그리고 제 2 주기 동안 증폭기 출력 단자로 피드백 임피던스의 제 2 단자를 스위칭하는 제 4 수단을 부가적으로 포함하는 신호 조정 회로.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 주기는 100 킬로 헤르쯔의 주파수에서 반복하는 신호 조정 회로.
  8. 제 6 항에 있어서, 진폭 레벨 신장기 회로가 결합되어 있으며, 상기 제 1, 제 3, 및 제 4 스위칭 수단은 제어 단자를 각각 지니는 2 쌍의 병렬 연결된 NMOS 및 PMOS 트랜지스터를 포함하고, 상기 제 2 스위칭 수단은 한쌍의 NMOS 트랜지스터를 포함하며, 상기 제 1 스위칭 수단 NMOS 트랜지스터의 제어 단자는 상기 진폭 레벨 신장기 회로에 연결되어 있고 - 4.3 볼트의 전위를 지니는 신호 조정 회로.
  9. 제 1 항에 있어서, 출력 단자 및 감지기 기준 전위 단자를 지니는 산소 감지기 및 입력 단자를 지니는 연료 - 공기 혼합물 제어 시스템이 결합되어 있으며, 산소 감지기 출력 단자는 제 1 신호원 입력 단자에 연결되어 있고, 산소 감지기 기준 전위 단자는 제 2 신호원 입력 단자에 연결되어 있으며, 연료 - 공기 혼합물 제어 시스템 입력 단자는 증폭기 출력 단자에 연결되어 있는 신호 조정 회로.
  10. 원격 감지기로 부터 수신되며, 전력 공급원의 제 1 전압 - 제 2 전압 범위내에 있으며 상기 범위보다 낮은 값에 있는 전압값을 포함하는 전압 신호를 조정하도록 단일의 전력 공급원으로 부터 동작하는 신호 조정 유니트에 있어서,
    원격 감지기로 부터 전압 신호를 수신하도록 감지기 입력 단자에 연결된 전류 단자 및 제어 단자를 지니는 NMOS 스위치를 포함하는 신호 조정 회로.
    제 3 전압으로 부터 제 4 전압으로 변화하는 클록 신호 (CLK)를 발생시키는 클록 발생기, 및
    CLK를 수신하는 입력단자, CLK에 응답하는 복수개의 스위치, 제 1 및 제 2 단자를 지니는 에너지 저장 디바이스, 및 NMOS 스위치 제어 단자에 연결된 출력 단자를 포함하는 진폭 레벨 신장기 회로를 포함하며,
    CLK가 제 3 전압을 지니는 경우, 에너지 저장 디바이스 제 1 단자는 제 3 전압을 지니고 제 2 단자는 대략 제 2 전압을 지니며 상기 스위치중 제 1 스위치는 출력을 제 1 전력 공급원 전압에 연결시키고, CLK 가 제 4 전압을 지니는 경우, 클록 발생기는 대략 음 (-)의 제 3 전압으로 에너지 저장 디바이스 제 2 단자를 구동시키며 상기 스위치중 제 2 스위치는 대략 음 (-)의 제 1 전압에 출력을 연결시키는 신호 조정 유니트.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 신호 조정 유니트는 2개의 신호 조정 회로를 포함하는 신호 조정 유니트.
  12. 제 10 항에 있어서, 상기 클록 발생기는 단일 레지스터로 부터 각각 유도되는 복수개의 클록 신호를 발생시키는 신호 조정 유니트.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 레지스터는 신호 조정 유니트의 외부에 배치되어 있는 신호 조정 유니트.
  14. 증폭기,
    상기 증폭기의 입력 단자 및 출력 단자 양단에 연결된 피드백 회로.
    출력 단자 및 제 1 및 제 2 감지기 신호 입력 단자를 지니며 입력 회로출력 단자에 상기 제 1 및 제 2 입력 단자를 연결시키기 위한 복수개의 스위치를 포함하는 입력 회로,
    입력 회로 출력 단자에 연결된 제 1 단자 및 증폭기 입력에 연결된 제 2 단자를 지니는 임피던스, 및
    제 1 및 제 2 공칭 신호 입력 단자, 입력 임피던스 제 1 단자에 연결된 제 1 단자 및 제 2 단자를 지니는 검출 임피던스, 및 검출 임피던스 제 2 단자에 제 1 및 제 2 공칭 신호 입력 단자를 연결시켜 고임피던스가 검출 임피던스에 비해 입력회로의 제 1 및 제 2 감지기 신호 입력 단자 사이에 존재할 경우 신호 조정 회로의 이득을 변경시키는 복수개의 스위치를 지니는 고임피던스 검출 회로를 포함하고,
    입력 임피던스 및 피드백 회로는 신호 조정 회로의 이득에 도움이 되는 신호 조정 회로.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 증폭기는 연산 증폭기인 신호 조정 회로.
  16. 제 14 항에 있어서, 상기 입력 회로는,
    NMOS 트랜지스터와 병렬로 연결되어 있으며 제 1 제어 신호 및 제 2 제어 신호 각각에 연결된 제어 단자를 각각 갖는 PMOS 트랜지스터, 및 상기 제 1 및 제 2 제어 신호 각각에 응답하여 입력 회로 출력 단자에 제 1 신호원 출력을 전기적으로 연결시키는 동작가능한 전류 경로를 지니는 제 1 스위치쌍,
    NMOS 트랜지스터와 병렬로 연결되어 있으며 제 3 제어 신호 및 제 4 제어 신호에 각각 연결된 제어 단자를 각각 지니는 PMOS 트랜지스터, 및 상기 제 3 및 제 4 제어 신호 각각에 응답하여 입력 회로 출력 단자에 제 1 신호원 기준을 전기적으로 연결시키는 동작가능한 전류 경로를 지니는 제 2 스위칭쌍을 포함하며,
    상기 제 1 제어 신호는 제 1 전위에서 제 2 전위로 순환하는 주기 신호이고,상기 제 2 제어 신호는 제 3 전위에서 제 1 전위로 순환하는 제 1 제어 신호의 상보 신호이며, 상기 제 3 제어 신호는 제 1 전위에서 제 2 전위로 순환하는 제 1 제어 신호의 상보신호이고, 상기 제 4 제어 신호는 제 1 전위에서 제 3 전위로 순환하는 제 3 제어 신호의 상보 신호이며, 상기 제 1 및 제 3 제어신호의 제 2 전위는 비오버래핑(non-overlapping) 되어 있는 신호 조정 회로.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 제 1 전위는 +5 볼트이며, 상기 제 2 전위는 0 볼트이고, 상기 제 3 전위는 -4.3 볼트인 신호 조정 회로.
  18. 제 16 항에 있어서, 상기 고임피던스 검출 회로는,
    NMOS 트랜지스터와 병렬로 연결되어 있으며 제 1 제어 신호 및 제 5 제어 신호에 각각 연결된 제어 단자를 각각 지니는 PMOS 트랜지스터, 및 제 1 및 제 2 제어 신호 각각에 응답하여 입력 회로 출력 단자에 제 2 신호원 출력을 전기적으로 연결시키는 동작가능한 전류 경로를 지니는 제 1 스위칭쌍,
    NMOS 트랜지스터와 병렬로 연결되어 있으며 제 3 제어 신호 및 제 6 제어신호 각각에 연결된 제어 단자를 각각 지니는 PMOS 트랜지스터, 및 제 3 및 제 6 제어 신호 각각에 응답하여 입력 회로 출력 단자에 제 2 신호원 기준을 전기적으로 연결시키는 동작가능한 전류 경로를 지니는 제 2 스위치쌍을 포함하며,
    상기 제 5 제어 신호는 제 1 제어 신호의 상보 신호이고 상기 제 6 제어신호는 제 3 제어 신호의 상보 신호인 신호 조정 회로.
  19. 제 14 항에 있어서, 상기 고임피던스 검출회로는,
    NMOS 트랜지스터와 병렬로 연결되어 있으며 제 1 제어 신호 및 제 2 제어 신호에 각각 연결된 제어 단자를 각각 지니는 PMOS 트랜지스터, 및 제 1 및 제 2 제어 신호 각각에 응답하여 입력 회로 출력 단자에 제 2 신호원 출력을 전기적으로 연결시키는 동작 가능한 전류 경로를 지니는 제 1 스위치쌍,
    NMOS 트랜지스터와 병렬로 연결되어 있으며 제 3 제어 신호 및 제 4 제어 신호 각각에 연결된 제어 단자를 각각 지니는 PMOS 트랜지스터, 및 제 3 및 제 6 제어 신호 각각에 응답하여 입력 회로 출력 단자에 제 2 신호원 기준을 전기적으로 연결시키는 동작가능한 전류 경로를 지니는 제 2 스위치쌍을 포함하고,
    상기 제 1 제어 신호는 제 1 전위에서 제 2 전위로 순환하는 주기 신호이며, 상기 제 2 제어 신호는 제 1 제어 신호의 상보 신호이고, 상기 제 3 제어 신호는 제 1 전위에서 제 2 전위로 순환하는 제 1 제어 신호의 상보신호이며, 상기 제 4 제어신호는 제 3 제어 신호의 상보신호이고, 상기 제 1 및 제 3 제어 신호의 제 2 전위는 비오버래핑되어 있는 신호 조정 회로.
  20. 제 14 항에 있어서, 상기 증폭기의 입력 단자 및 출력 단자 양단에 연결된 에너지 저장 요소를 부가적으로 포함하는 신호 조정 회로.
  21. 감지기 입력에 감지기 신호를 제공하는 감지기 신호원 및 상기 신호원과 직렬로 연결된 감지기 임피던스를 포함하는 감지기로 부터의 입력에 해당하는 출력을 제공하는 신호 조정 장치에 있어서,
    출력 및 입력을 지니는 증폭기,
    공칭 신호 발생기,
    제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 기준 단자,
    제 1 및 제 2 단자를 지니는 제 1 임피던스,
    제 1 단자를 지니며 제 1 임피던스 제 1 단자에 연결된 제 2 단자를 또 지니는 제 2 임피던스,
    제 1 단자를 지니며 제 1 임피던스 제 2 단자에 연결된 제 2 단자를 또 지니는 제 3 임피던스,
    상기 클록 발생기에 연결된 제어 단자, 상기 제 1 임피던스 제 1 단자에 연결된 공통 단자, 상기 감지기 입력에 연결된 제 1 스위치 단자, 및 상기 제 1 기준단자에 연결된 제 2 스위치 단자를 지니는 제 1 스위치 회로,
    상기 클록 발생기에 연결된 제어 단자, 상기 제 2 임피던스 제 1 단자에 연결된 제 1 공통, 상기 제 2 기준단자에 연결된 제 1 스위치 단자, 및 상기 공칭 신호 발생기에 연결된 제 2 스위치 단자를 지니는 제 2 스위치 회로,
    상기 클록 발생기에 연결된 제어 단자, 상기 제 3 임피던스 제 1 단자에 연결된 공통 단자, 상기 증폭기 출력에 연결된 제 1 스위치 단자, 및 상기 제 3 기준단자에 연결된 제 2 스위치 단자를 지니는 제 3 스위치 회로, 및
    상기 클록 발생기에 연결된 제어 단자, 상기 제 1 임피던스 제 2 단자에 연결된 공통 단자, 상기 증폭기 입력에 연결된 제 1 스위치 단자, 및 제 4 기준 단자에 연결된 제 2 스위치 단자를 지니는 제 4 스위치 회로를 포함하는 신호 조정 장치.
  22. 제 21 항에 있어서, 상기 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 기준 단자는 0 볼트의 전위를 지니는 신호 조정 장치.
  23. 제 21 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 4 스위치 회로는 상기 클록 발생기에 연결된 각각의 제 4 단자를 부가적으로 포함하며,
    상기 클록 발생기는 상기 제 1 스위치 회로에 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 제어 신호, 및 제 1 바이어스 신호를 제공하고, 상기 제 2 스위치 회로에 제 1, 제 3, 제 5 및 제 6 제어 신호를 제공하며, 상기 제 3 스위치 회로에 제 3, 제 6, 제 1, 및 제 4 제어 신호를 제공하고, 상기 제 4 스위치 회로에 상기 제 5 및 제 6 제어 신호 및 제 1 바이어스 신호를 제공하는 신호 조정 장치.
  24. 제 23 항에 있어서, 상기 제 1 제어 신호는 제 1 전위에서 제 2 전위로 순환하는 주기 신호이며, 상기 제 2 제어 신호는 제 3 전위에서 제 1 전위로 순환하는 제 1 제어 신호의 상보 신호이고, 상기 제 3 제어 신호는 제 2 전위에서 제 1 전위로 순환하는 제 1 제어 신호의 상보 신호이며, 상기 제 4 제어 신호는 제 2 전위에서 제 3 전위로 순환하는 제 3 제어 신호의 상보 신호이고, 상기 제 5 제어 신호는 제 2 전위에서 제 1 전위로 순환하는 제 1 신호의 상보신호이며, 상기 제 6 제어 신호는 제 1 전위에서 제 2 전위로 순환하는 제 3 제어 신호의 상보 신호이고, 상기 제 1 및 제 3 제어 신호의 제 2 전위는 비오버래핑되어 있는 신호 조정 장치.
  25. 제 24 항에 있어서,
    제 5 기준 단자,
    제 1 전위에서 제 2 전위로 순환하는 클록킹된 입력 신호의 진폭을 제 1 전위로 부터 제 3 전위로 순환하는 진폭 신장된 신호로 신장시키는 진폭레벨 신장기 회로로서,
    상기 클록킹된 입력 신호를 수신하도록 상기 클록 발생기에 연결된 제 1 제어 단자, 상보형의 제 1 클록킹된 입력 신호를 수신하는 제 2 제어 단자, 상기 공칭신호 발생기에 연결된 제 1 기준 단자, 및 출력 단자를 지니는 제 5 스위치 회로,
    제 1 단자 및 상기 제 5 스위치 제 1 제어 단자에 연결된 제 2 단자를 지니는 에너지 저장 디바이스,
    상기 에너지 저장 디바이스의 제 2 단자에 연결된 제 1 스위치 단자 및 제 5 기준 단자에 연결된 제 2 단자를 지니는 제 1 스위치를 포함하는 진폭 레벨 신장기 회로를 부가적으로 포함하는 신호 조정 장치.
  26. 정상 감지기 동작시 감지된 이벤트의 특성을, 그리고 비정상 감지기 동작시 공칭 표시를 나타내는 조정된 신호를 제공하도록 감지기로 부터의 출력신호를 처리하는 신호 조정 회로에 있어서,
    상기 감지기내에 포함되어 있으며 상기 감지된 이벤트에 응답하는 제 2 임피던스를 통한 제 1 전압으로부터의 제 1 전하 레벨로 제 1 임피던스를 충전시키는 제 1 충전 수단,
    제 2 임피던스가 제 3 임피던스 보다 클 경우 주로 제 3 임피던스를 통한 제 2 전압으로부터의 제 2 전하 레벨로 상기 제 1 임피던스를 충전시키는 제 2 충전 수단,
    상기 증폭기의 입력상에의 충전 단계로 부터 초래되는 제 1 임피던스상에의 제 3 전하 레벨의 인가를 위해 상기 제 1 임퍼던스에 제 3 전압을 인가하는 스위칭 수단, 및
    상기 제 1 임피던스상의 예비 충전 레벨 및 제 3 전하 레벨 사이의 전하 레벨차를 전달하도록 증폭기의 피드백 경로에 제 4 임피던스를 지니는 증폭 수단을 포함하여, 상기 감지기 출력 신호를 조정하는 신호 조정 회로.
  27. 감지기 기준 전위로 기준화되는 감지기로 부터의 감지기 출력 신호를 처리하고 정상 감지기 동작시 감지된 이벤트의 특성을 나타내고 비정상 감지기동작시 공칭 제 1 및 제 2 기준 전위로 부터의 공칭 표시를 제공하는 제어 신호를 제어 유니트에 제공하는 전자 제어 보드에 있어서,
    제 1 및 제 2 단자를 지니는 입력 임피던스,
    상기 입력 임피던스에 연결되어 있으며 감지기 출력 신호 및 감지기 기준 전위를 샘플링하고 정상 감지기 동작시 감지기 출력 표시 전하를 제 1 임피던스로 전달하는 입력 단자를 지니는 제 1 샘플링 수단,
    상기 입력 임피던스에 연결되어, 상기 공칭 제 1 및 제 2 기준 전위를 샘플링하고 비정상 감지기 동작시 검출 임피던스를 통한 공칭 표시 전하를 제 1 임피던스로 전달하는 제 2 샘플링 수단,
    증폭수단의 출력 신호를 변경하여 정상 감지기 동작시 감지기 출력 표시전하를 제 4 임피던스로 전달하고 비정상 감지기 동작시 공칭 표시 전하를 전달하도록 제 4 임피던스를 갖는 피드백 경로를 지니는 증폭 수단을 포함하고, 비정상 감지기 동작시 제 1 샘플링 수단 입력 단자 사이의 임피던스가 검출임피던스에 비해 높은 전자 제어 보드.
  28. 제 27 항에 있어서, 상기 증폭 수단의 출력 신호는 아날로그 신호이며,
    상기 증폭 수단에 연결되어 증폭수단 출력 신호를 등가의 디지탈 신호로 변환시키는 아날로그 - 디지탈 변환기, 및
    상기 증폭수단 출력에 연결되어 제어 유니트에 전자 제어 신호를 제공하는 마이크로컨트롤러 수단를 부가적으로 포함하는 전자 제어 보드.
  29. 제 28 항에 있어서, 상기 제어 유니트는 내연기관 연료 - 공기 혼합물을 제어하는 전자 제어 보드.
  30. 정상 감지기 동작시 감지된 이벤트의 특성을, 그리고 비정상 감지기 동작시 공칭 표시를 나타내는 조정된 신호를 제공하도록 감지기로 부터의 출력신호를 처리하는 방법에 있어서,
    상기 감지기내에 포함되어 있으며 상기 감지된 이벤트에 응답하는 제 2 임피던스를 통한 제 1 전압으로부터 제 1 임피던스를 충전시키는 단계,
    제 2 임피던스가 제 3 임피던스 보다 클 경우 주로 제 3 임피던스를 통한 제 2 전압으로부터 제 1 임피던스를 충전시키는 단계,
    제 1 임피던스상에서의 충전 단계로 부터의 과잉 전하를 초래시키는 제 1 임피던스상에의 전하의 인가를 위해 제 1 임피던스에 제 3 전압을 인가시키는 단계, 및
    증폭기의 피드백 경로내의 제 4 임피던스로 제 1 임피던스상의 과잉 전하를 전달하도록 증폭기의 출력신호를 변경하는 단계로서, 상기 출력신호를 조정하는 단계를 포함하는 방법.
KR1019960701776A 1994-08-04 1995-08-04 공통모드범위및동작환경전반에걸쳐정확한입력임피던스및이득특성을나타내는신호조정장치및방법 KR100329402B1 (ko)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US28605194A 1994-08-04 1994-08-04
US08/286051 1994-08-04
US08/286,051 1994-08-04
PCT/US1995/009788 WO1996004711A1 (en) 1994-08-04 1995-08-04 Signal conditioning apparatus and method exhibiting accurate input impedance and gain characteristics over common mode range and operational environments

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR960705399A KR960705399A (ko) 1996-10-09
KR100329402B1 true KR100329402B1 (ko) 2002-08-08

Family

ID=23096849

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019960701776A KR100329402B1 (ko) 1994-08-04 1995-08-04 공통모드범위및동작환경전반에걸쳐정확한입력임피던스및이득특성을나타내는신호조정장치및방법

Country Status (6)

Country Link
US (1) US5554951A (ko)
EP (1) EP0722626B1 (ko)
JP (1) JPH09504418A (ko)
KR (1) KR100329402B1 (ko)
DE (1) DE69525830T2 (ko)
WO (1) WO1996004711A1 (ko)

Families Citing this family (51)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5872469A (en) * 1996-04-05 1999-02-16 Analog Devices, Inc. Switched capacitor circuit adapted to store charge on a sampling capacitor related to a sample for an analog signal voltage and to subsequently transfer such stored charge
US5801524A (en) * 1997-05-27 1998-09-01 International Business Machines Corporation Voltage controlled current source for low voltage applications
US6194910B1 (en) 1998-06-24 2001-02-27 Teradyne, Inc. Relayless voltage measurement in automatic test equipment
JP3612699B2 (ja) * 1998-07-13 2005-01-19 株式会社デンソー 酸素濃度センサ素子インピーダンス検出装置
US6374817B1 (en) 2000-04-12 2002-04-23 Daimlerchrysler Corporation Application of OP-AMP to oxygen sensor circuit
US6892310B1 (en) * 2000-10-26 2005-05-10 Cypress Semiconductor Corporation Method for efficient supply of power to a microcontroller
US8149048B1 (en) 2000-10-26 2012-04-03 Cypress Semiconductor Corporation Apparatus and method for programmable power management in a programmable analog circuit block
US6724220B1 (en) 2000-10-26 2004-04-20 Cyress Semiconductor Corporation Programmable microcontroller architecture (mixed analog/digital)
US8160864B1 (en) 2000-10-26 2012-04-17 Cypress Semiconductor Corporation In-circuit emulator and pod synchronized boot
US7765095B1 (en) 2000-10-26 2010-07-27 Cypress Semiconductor Corporation Conditional branching in an in-circuit emulation system
US8103496B1 (en) 2000-10-26 2012-01-24 Cypress Semicondutor Corporation Breakpoint control in an in-circuit emulation system
US8176296B2 (en) 2000-10-26 2012-05-08 Cypress Semiconductor Corporation Programmable microcontroller architecture
US7406674B1 (en) 2001-10-24 2008-07-29 Cypress Semiconductor Corporation Method and apparatus for generating microcontroller configuration information
US8078970B1 (en) 2001-11-09 2011-12-13 Cypress Semiconductor Corporation Graphical user interface with user-selectable list-box
US8042093B1 (en) 2001-11-15 2011-10-18 Cypress Semiconductor Corporation System providing automatic source code generation for personalization and parameterization of user modules
US7770113B1 (en) 2001-11-19 2010-08-03 Cypress Semiconductor Corporation System and method for dynamically generating a configuration datasheet
US8069405B1 (en) 2001-11-19 2011-11-29 Cypress Semiconductor Corporation User interface for efficiently browsing an electronic document using data-driven tabs
US6971004B1 (en) 2001-11-19 2005-11-29 Cypress Semiconductor Corp. System and method of dynamically reconfiguring a programmable integrated circuit
US7774190B1 (en) 2001-11-19 2010-08-10 Cypress Semiconductor Corporation Sleep and stall in an in-circuit emulation system
US7844437B1 (en) 2001-11-19 2010-11-30 Cypress Semiconductor Corporation System and method for performing next placements and pruning of disallowed placements for programming an integrated circuit
US8103497B1 (en) 2002-03-28 2012-01-24 Cypress Semiconductor Corporation External interface for event architecture
US7308608B1 (en) 2002-05-01 2007-12-11 Cypress Semiconductor Corporation Reconfigurable testing system and method
US7761845B1 (en) 2002-09-09 2010-07-20 Cypress Semiconductor Corporation Method for parameterizing a user module
US7295049B1 (en) 2004-03-25 2007-11-13 Cypress Semiconductor Corporation Method and circuit for rapid alignment of signals
US8069436B2 (en) 2004-08-13 2011-11-29 Cypress Semiconductor Corporation Providing hardware independence to automate code generation of processing device firmware
US8286125B2 (en) 2004-08-13 2012-10-09 Cypress Semiconductor Corporation Model for a hardware device-independent method of defining embedded firmware for programmable systems
US7332976B1 (en) 2005-02-04 2008-02-19 Cypress Semiconductor Corporation Poly-phase frequency synthesis oscillator
JP4268595B2 (ja) * 2005-03-30 2009-05-27 日本特殊陶業株式会社 ガス検出装置、このガス検出装置に用いるガスセンサ制御回路及び、ガス検出装置の検査方法
US7400183B1 (en) 2005-05-05 2008-07-15 Cypress Semiconductor Corporation Voltage controlled oscillator delay cell and method
US8089461B2 (en) 2005-06-23 2012-01-03 Cypress Semiconductor Corporation Touch wake for electronic devices
US8085067B1 (en) 2005-12-21 2011-12-27 Cypress Semiconductor Corporation Differential-to-single ended signal converter circuit and method
EP1811654A1 (en) * 2006-01-20 2007-07-25 Stmicroelectronics SA Amplifier feedback switch configuration with improved PSRR
EP1811653A1 (en) * 2006-01-20 2007-07-25 Stmicroelectronics SA Amplifier input switch configuration with improved PSRR
US8067948B2 (en) 2006-03-27 2011-11-29 Cypress Semiconductor Corporation Input/output multiplexer bus
US8040266B2 (en) 2007-04-17 2011-10-18 Cypress Semiconductor Corporation Programmable sigma-delta analog-to-digital converter
US9564902B2 (en) 2007-04-17 2017-02-07 Cypress Semiconductor Corporation Dynamically configurable and re-configurable data path
US8516025B2 (en) 2007-04-17 2013-08-20 Cypress Semiconductor Corporation Clock driven dynamic datapath chaining
US8092083B2 (en) 2007-04-17 2012-01-10 Cypress Semiconductor Corporation Temperature sensor with digital bandgap
US8026739B2 (en) 2007-04-17 2011-09-27 Cypress Semiconductor Corporation System level interconnect with programmable switching
US8130025B2 (en) 2007-04-17 2012-03-06 Cypress Semiconductor Corporation Numerical band gap
US7737724B2 (en) 2007-04-17 2010-06-15 Cypress Semiconductor Corporation Universal digital block interconnection and channel routing
US8065653B1 (en) 2007-04-25 2011-11-22 Cypress Semiconductor Corporation Configuration of programmable IC design elements
US8266575B1 (en) 2007-04-25 2012-09-11 Cypress Semiconductor Corporation Systems and methods for dynamically reconfiguring a programmable system on a chip
US9720805B1 (en) 2007-04-25 2017-08-01 Cypress Semiconductor Corporation System and method for controlling a target device
US8049569B1 (en) 2007-09-05 2011-11-01 Cypress Semiconductor Corporation Circuit and method for improving the accuracy of a crystal-less oscillator having dual-frequency modes
US9448964B2 (en) 2009-05-04 2016-09-20 Cypress Semiconductor Corporation Autonomous control in a programmable system
US8643405B2 (en) 2011-11-30 2014-02-04 Mcci Corporation Passive capture adapter circuit for sensing signals of a high-speed circuit
US9048777B2 (en) * 2012-12-31 2015-06-02 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for integrated circuit interface and associated methods
TWM461699U (zh) * 2013-02-06 2013-09-11 Jim Technology Co Ltd 含氧感知器之訊號修訂裝置
EP3461004B1 (en) * 2017-09-20 2021-04-28 Nxp B.V. An amplifier and a wireless signal receiver comprising said amplifier
US11313303B1 (en) 2021-04-01 2022-04-26 Ford Global Technologies, Llc Oxygen sensor adaptive impedance control

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5486025A (en) * 1977-12-21 1979-07-09 Nissan Motor Co Ltd Air fuel ratio controller
US4232271A (en) * 1979-02-05 1980-11-04 National Semiconductor Corporation Instrumentation amplifier with extended common mode range
CH639804A5 (fr) * 1981-03-26 1983-11-30 Centre Electron Horloger Amplificateur dynamique en technologie cmos.
DE3118898A1 (de) * 1981-05-13 1982-12-02 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Elektromagnetisch betaetigbares ventil, insbesondere kraftstoffeinspritzventil fuer kraftstoffeinspritzanlagen
US4453130A (en) * 1982-08-25 1984-06-05 Northern Telecom Limited Switched-capacitor stage with differential output
US4604584A (en) * 1985-06-10 1986-08-05 Motorola, Inc. Switched capacitor precision difference amplifier
US4760346A (en) * 1986-09-30 1988-07-26 Motorola, Inc. Switched capacitor summing amplifier

Also Published As

Publication number Publication date
EP0722626B1 (en) 2002-03-13
WO1996004711A1 (en) 1996-02-15
JPH09504418A (ja) 1997-04-28
DE69525830T2 (de) 2002-11-07
KR960705399A (ko) 1996-10-09
EP0722626A1 (en) 1996-07-24
US5554951A (en) 1996-09-10
DE69525830D1 (de) 2002-04-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100329402B1 (ko) 공통모드범위및동작환경전반에걸쳐정확한입력임피던스및이득특성을나타내는신호조정장치및방법
US7282894B2 (en) Method and apparatus for performing lossless sensing and negative inductor currents in a high side switch
US7109761B2 (en) Comparator circuit
US4851719A (en) Time constant automatic adjustment circuit for a filter circuit
US7365588B2 (en) Automatic time constant adjustment circuit
US11949320B2 (en) Rdson-based current sensing system
US6628147B2 (en) Comparator having reduced sensitivity to offset voltage and timing errors
JP4641775B2 (ja) 磁気検出用半導体集積回路およびそれを搭載した電子部品
US5498986A (en) Oxygen sensor interface circuit with simplified amplifier requirements
EP0526423A1 (en) An integrated instrumentation amplifier with differential input and a single power supply, with integrated frequency-compensating capacitance
US4607174A (en) Voltage detection circuit using threshold as reference voltage for detecting input voltage
US4053799A (en) Voltage memory device
JP3273871B2 (ja) 電圧検出装置
US5467034A (en) Oxygen sensor interface circuit with optimized gain characteristics
US7654756B2 (en) Actuator drive circuit and actuator device
US20230268916A1 (en) Semiconductor device
JP3019624B2 (ja) 電流検出装置
KR20050013530A (ko) 샘플 및 홀드 회로
JP4327611B2 (ja) 短絡用回路およびエンジンのアンチノック制御装置
US6867605B2 (en) Circuit for determining the internal resistance of a linear lambda probe
JP3545260B2 (ja) 半導体集積回路試験装置
JPH0423353A (ja) 混成集積回路の機能トリミング方法
JPH04812A (ja) 電子回路
JP2537748B2 (ja) 比較回路
CN116499523A (zh) 一种多功能采样装置及系统

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130227

Year of fee payment: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140227

Year of fee payment: 13

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150227

Year of fee payment: 14

EXPY Expiration of term