KR100252724B1 - 영상표시장치용고전압안정화회로장치 - Google Patents

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Abstract

텔레비젼 수신기에 있어서, 수상관에 대한 울터 가속 전위 또는 고전압(U)은 플라이백 변압기(T1)의 고 전압 권선(W2)의 발생하는 리트레이스 펄스 전압(VW2)을 정류함으로써 유도된다. 리트레스 펄스 전압은 플라이백 변압기의 일차 권선(W1)을 경유하여 고 전압 권선에 결합되는 수평 편향 회로 출력단(Q1, 79)에 의해 생성된다. 수평 편향 회로 출력단은 수평 편향 권선(LH), 리트레이스 커패시터(CR) 및 트레이스 스위치(Q1, DQ1)를 포함한다.
트레이스 스위치는 제동 다이오드(DQ1) 및 수평 출력 트랜지스터(Q1)를 포함한다. 에너지 저장 코일(L1)은 수평 트레이스의 전반부에 시작하여 리트레이스부에 끝나는 조절 가능한 시간 간격(t1-t5) 동안 플라이백 변압기의 제3권선(W3)에 병렬로 결합된다. 트레이스부동안 코일에 저장되는 에너지는 하이 빔 전류에서 고 전압을 증가시키도록 리트레이스시 플라이백 변압기에 전달된다. 에너지 량은 안정화된 고 전압을 얻도록 제어되거나 조절된다. 에너지 저장 코일은 에너지 전달 갼격 동안 리트레이스 공진 회로(79)에 병렬 결합되어, 빔 전류 증가에 따라 증가될 수 있는 수평 리트레이스 시간을 또한 안정화 시킨다.

Description

영상 표시 장치용 고 전압 안정화 회로 장치
제1도는 본 발명의 양상을 구체화하고, 울터 전압을 감지하는 울터 전압 조절 회로를 갖는 수평 편향 회로를 예시한 도면.
제2a도-제2e도 및 제3a도-제3f도는 제1도의 회로 동작을 설명하는데 유용한 파형을 예시한 도면.
제4도는 울터 전압 조절 회로가 변압기 전류를 직접 감지하는 본 발명의 제2실시예를 예시한 도면.
제5도는 래스터 왜곡 보정 회로를 포함하는 본 발명의 제3실시예를 예시한 도면
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
66 : 전압 조절기 79 : 리트레이스 공진 회로
100 : 수평 편향 회로 103 : 펄스 폭 변조기
SHV : 고 전압 정류 다이오드 U : 울터 전압
본 발명은 고 전압 안정화한 텔레비젼 장치용 전원 장치에 관한 것이다.
텔레비젼 수신기 또는 모니터 회로에 있어서, 수상관에 대한 출터 가속 전위(ultor accelerating potential) 또는 고 전압은 통상, 수평 출력 플라이백 변압기의 고 전압 권선에 생성된 리트레이스 펄스 전압을 정류함으로써 유도된다. 리트레이스 펄스 전압은 플라이백 변압기의 일차 권선을 경유하여 고 전압 권선에 결합되는 수평 편향 회로 출력단에 의해 발생한다. 제동 다이오드와 수평 출력 트랜지스터를 갖는 수평 편향 회로 출력단은 수평 편향 권선, 리트레이스 커패시터 및 트레이스 스위치를 구비한다.
일반적인 텔레비젼 수신 회로에 있어서, 래스터 사이즈는 울터 가속 전위의 제곱근에 반비례 한다. 고 전압 회로가 일정량의 소스 임피던스를 나타내므로, 울터 단자로 부터 유도되는 부하 전류를 증가시키는 것은 감소된 울터 가속 전위를 초래한다. 빔 전류 변화로 인한 울터 전압 변화는 플라이백 변압기의 일차 권선 및 고 전압 간의 누설 인덕턱스에 주로 기인하여 발생한다. 울터 전압 변화로 동작의 감소를 초래할 수 있다. 감소된 동작은 바람직하지 못한 래스터 사이즈 변화, 감소된 피크 밝기 및 하이 빔 전류에서의 불량 초점으로 인하여 발생한다.
수상관의 내부 및 외부 아쿠아덱(aquadag)은 리트레이스시, 플라이백 변압기 전류에 의해 충전되고, 빔전류에 의해 방전되는 커패시턴스로서 동작한다. 리트레이스시, 빔 전류의 증가는 충전 전류의 증가를 필요로 한다. 이것은 증가된 리트레이스 시간 폭 및 감소된 리트레이스 또는 플라이백 전압 펄스진폭을 야기시키면서, 편향 권선을 포함하는 편향 리트레이스 회로의 부하 증가를 초래한다. 그 결과, 빔 전류의 작용으로서 리트레이스 시간 폭 변화에 기인한 "S"형 변이 때문에 동작의 감소가 부가된다.
대형 수상관의 도입, 특히 16:9의 가로 세로 비를 갖는 수상관의 도입은 고 전압 및 편향 회로의 개선 동작을 요구한다. 예컨대, 16:9 수상관상에 4:3 화상 표시는 좌우측 화상 경계선을 도시한다. 리트레이스 전압 진폭 및/또는 폭 변이에 기인하는 표시 브레딩(breathing) 또는 편향왜곡은 마스킹 오버스캔이 발견되지 안으므로 가시적일 수 있다. 빔 전류 변이로 리트레이스 폭 및 고 전압의 안정성을 향상시키는 것은 바람직하다.
본 발명의 제1양상에 따르며, 에너지 저장 코일은 수평 트레이스의 후방에서 시작하여 리트레이스 동안에 끝나는 제어 가능한 시간 간격 동안 플라이백 변압기의 권선에 병렬로 결합된다. 트레이스부 동안 코일에 저장되는 에너지는 하이 빔 전류에서 고 전압을 향상시키도록 리트레이스시 플라이백 변압기로 전달된다. 에너지량은 안정화된 고 전압을 얻도록 제어되거나 조절된다.
본 발명의 제2양상에 따르면, 에너지 저장 코일은 에너지 전달 간격시 리트레이스 공진 회로에 병렬 결합되며, 따라서, 빔 전류를 증가시킴으로써 달리 증가될 수 있는 수평 리트레이스 시간을 또한 안정화 시킨다.
본 발명의 제3양상을 구체화 하는 조절 전원 장치는 편향 권선을 갖는 리트레이스 공진 회로를 포함한다. 편향 전류는 편향 사이클시 편향 권선에 발생하고, 제1펄스는 리트레이스시 플라이백 변압기의 제1권선에 발생한다.
펄스 폭 변조기는 제어 신호에 따라 변조되는 펄스 폭 변조 신호 발생용 제어 신호에 응답한다. 리트레이스시, 스위칭 배치는 변조된 신호에 따라 변조되는 제2권선의 제2펄스를 발생시킨다. 제1 및 제2펄스는 부하 회로의 조절된 부하 전압 및 조절된 부하 전류중 하나를 발생시키는 변압기를 경유하여 부하 회로에 변압기 결합된다.
제1도는 안정화된 울터 전압(U)을 발생시키는 본 발명의 제1양상을 구체화 시키며, 수평 편향 회로(100) 및 고 전압 안정화 또는 조절 회로(102)를 예시한다. 예컨대, 제1도위 배치는 Mitsubishi A89JKA 81X 유형의 37" 색수상관(도시 생략)에 관련하여 이용될 수 있다. 간략화를 위해서, 본 발명의 설명에 무관한 동서 래스터 보정, 수평 선형성 보정 및 성분값은 제1도에 생략되어 있다.
수평율 구동 신호에 응답하는 편향 회로(100)의 스위칭 트랜지스터(Q1)는 수평율 리트레이스 전압(V1)을 발생시킨다. 전압(V1)은 편향 리트레이스 또는 플라이백 공진 회로(79)에 발생한다. 전압(V1)은 권선(W2)의 각 권선부에 수평을 리트레이스 또는 플라이백 고 전압(VW2)을 형성하기 위하여 플라이백 변압기(T1)의 일차 권선을 경유하여 고 전압 권선(W2)에 결합된다. 회로(79)는 편향 전류(iy)가 발생하는 편향 권선(LH)을 포함한다. 권선(W2)의 권선부에 다이오드 분할 구성으로 결합되는 정류 다이오드(DHV)는 도시 생략된 수상관의 양극에 결합되는 울터 전압(U)을 발생시킨다.
제2a도-제2e도 및 제3a도-제3f도는 제1도의 회로 설명에 유용한 파형을 예시한다. 제1도, 제2aㄷ도도도-제2e도 및 제3a도-제3f도의 동일 부호 및 번호는 동일 항목 및 기능을 나타낸다. 제2a도-제2e도의 파형은 0.2mA 평균 빔 전류에 대해서는 실선으로, 1.2mA 평균 빔 전류에 대해서는 점선으로 도시되어 있다.
좌측의 제2a도 및 제2b도로 언급되는 제2a도 및 제2b도의 좌측면 상의 각각의 파형은 고 전압 조절 회로(102)가 디스에이블될 때의 동작을 설명하는데 이용된다. 이경우, 제1도의 리트레이스 전압(V1)은 점선 표시된 하이 빔 전류에서 감소하며, 리트레이스 시간은 증가하는 경향이 있다. 간격(tc)는 플라이백 변압기(T1)의 권선(W2)에 통합된 고 전압 정류 다이오드(DHV)의 전도 간격을 나타낸다. 간격(tc)는 제2a도의 좌측에 도시된 바와 같이 로우빔 전류에서 무시할 만큼 작으나, 제1도의 권선(W1 및 W2)간의 누설 인덕턴스로 인해 하이 빔 전류를 증가시킨다. 결과적으로, 울터 전압(U)는 28.5엣 25.9KV로 현저하게 감소한다. 고 전압 레벨(U)은 좌측 제2a도에서, 간격(tc)중앙의 리트레이스 전압과 거의 같다. 좌측 제2b도의 일차 전류(i1)의 기울기는 권선(W1)에 결합되는 제1도의 공급 전압(B+), 권선(W1)의 인덕턴스 및 회로(79)의 리트레이스 공진 주파수에 의해 결정된다. 전압(B+)은 권선(Q1)의 비도트 단자에 결합된다. 또, 전압(B+)은 전압 조절기(66)에 의해 공급된다.
회복 에너지를 나타내는 -부 전류(i1)는 전압(B+)을 조절하는 전압 조절기(66)로 되돌아 흐른다. 전류(i1)는 하이 빔 전류에서 1.7A 피크 진폭에까지 증가한다. 이 증가량은 -부 전류(i1)르 감소시키기 위해 부가된 D.C. 성분으로서 나타난다. -부 전류(i1)가 0에 도달할 경우, 에너지는 조금도 회복되지 않고 트랜지스터(Q1)에 병렬 결합된 제동 다이오드(DQ1)는 전도 불가능하다. 과잉 D.C. 성분은 특히 동작 원인의 편향 왜곡 및 고 전압의 감소를 발생시킨다.
본 발명의 특성에 따르면, 고 전압 조절 회로(102)는 에너지 저장 코일이나 인덕터(L1), 다이오드(D1) 및 제어 회로(103)에 의해 제어되는 스위칭 트랜지스터(Q2)의 콜렉터-에미터 전류 경로에 병렬로 결합된 변압기(T1)의 권선(W3)을 포함한다. 다이오드(D1)는 제어 가능한 트레이스부 동안에 전도된다. 코일(L1)양단의 커패시터(C7) 및 저항(R20)을 포함하는 스너버 네트워크는 다이오드(D1)가 리트레이스 간격동안 차단할때 과잉 링잉을 방지한다. 우측 제2a도-제2e도의 파형은 고 전압 조절 회로(102)의 정상 동작을 설명하는데 사용된다. 바람직하기로는, 제1도의 권선(W3)은 또한 도시 생략된 영상 출력 증폭기에 에너지를 가하는 커패시터(C2)에 공급 전압을 함유하기 위하여 정류기(D2), 전류 제한 저항(R4) 및 필터 커패시터(C2)를 갖는 리트레이스 전압 전원에 사용된다.
고 전압 표시 전압은 전압 분학기에 결합되는 트랜지스터(Q3)의 에미터에 생성된다. 전압 분할기는 블리더 저항기(BLEEDER)를 추가로 포함한다. 제어회로(103)는 제2d도의 파형을 갖는 트랜지스터(Q2)의 베이스 구동 전압(V3)을 발생시킨다. 트랜지스터(Q2)를 전도시키기 시작하는 전압(V3)의 리딩 에지(leading edge, LE)는 트레이스시 발생하는 간격(t1-t2)에서 저항(R1)양단 전압에 따라 위상 변조된다. 저항(R1)의 양단 전압은 울터 전압(U)이 변화할 경우 변화한다. 제1도의 트랜지스터(Q2)는 제2d도에 실선으로 도시된 간격(t2-t6)동안, 로우빈 전류 또는 하이 울터 전압(U)에서 전도한다. 빈 전류 증가 또는 전압(U)의 감소는 전압(V3)의 리딩 에지(LE)가 1.2mA 빔 전류에 대응하는 전섬 도시된 시간(t2)에서 시간(t1)으로 향상되게 한다. 트랜지스터(Q2)는 간격(t1-t6) 동안 전도하여 권선(W3)의 비도트 단자에서 전압을 접지 전위로 클램프 한다. 권선(W3)의 도트 단자에서 제2e도의 -트레이스 전압(V2)은 인덕터(L1), 다이오드(D1), 권선(W3) 및 트랜지스터(Q2)를 통하여 접지로 부터 흐르는 제2c도의 업 램핑 전류(i2)를 발생한다.
전류(i2)는 리트레이스 간격의 시작부, 시간(t3)에서 피크 진폭에 도달한다.
코일(L1)의 전류(i2) 및 임피던스는 권선(W3, W1)의 권선비에 따라 일차 권선(W1)에 나타난다. 코일(L1)의 인덕턴스를 감소시키기 때문에, 우측 제2b도에서 전류(i1)는 좌측 제2b도에서 보다 더 높은 비율로 증가한다. 전류(i1)는 제2c도의 변압기 결합된 전류(i2)에 기인하는 좌측 제2b도 보다 더 높은 우측 제2b도의 점선 도시된 피크 값에 도달한다. 시간(t3)에서 전류(i2)의 피크 진폭은 코일(L1)에 저장된 에너지를 결정한다. 변압기 결합으로써, 저장된 에너지는 또한 좌측 제2b도의 전류(i1) 및 우측 제2b도의 전류(i1) 간의 피크 진폭차를 나타낸다.
변압기(T1), 코일(L1) 및 편향 권선(LH) 각각의 자기 에너지는 우측 제2a도의 리트레이스 전압(V1)을 발생시키도록 리트레이스 간격의 전반부 동안 제1도 회로(79)의 커패시터(CR)로의 리트레이스 전류의 흐름으로서 전달된다.
권선(W3)의 도트 단자에서의 +리트레이스 전압(V2)으로 인하여 권선(W3)에 흐르는 전류(i2)는 다운 램핑 전류가 된다. 전류(i2)는 제2c도의 시간(t5)에서 제로 레벨에 도달한다. 그리고, 제1도의 다이오드(D1)는 리트 레이스 전압(V2)에 의해 역 바이어스 되며 권선(W3)으로부터 코일(L1)을 분리한다. 따라서, 코일(L1)은 다운 램핑 전류(i2)가 흐르는 동안, 리트레이스 회로(79)에 병렬 결합된다.
편향 권선(LH)에 직렬 결합되는 트레이스 커패시터(CS) 양단에 생성되는 트레이스 전압(VCS)은 전압(B+)과 같은 D.C. 전압 성분을 갖는다. 전압(VCS)의 D.C. 전압 성분은 회로(102)의 트랜지스터(Q2)의 전도 간격 변화에 의해 거의 영향 받지 않는다. 편향 전류(iy)는 전압(B+)에 의해 결정되는 전압(VCS)의 D.C. 전압 성분에 따라 조절된다. 전압(B+)은 고 전압 조절 회로(102)의 동작과 무관하게 조절된다.
본 발명의 특성에 따르면, 회로(102)를 포함하는 -피드백 루프는 편향 전류(iy)에 크게 영향을 미치지 않고서 울터 전압(U)을 조절한다. 따라서, 빔 전류 로딩의 변화에 야기되는 전류(i2)의 피크 진폭 변화는 전압(B+)에 의해 분리 조절되는 전류(iy)에 영향을 미치지 않는다.
본 발명의 다른 특성에 따르면, 리트레이스 주파수는 빔 전류 변화에 의해 야기되는 리트레이스 시간 변조를 보상하기 위해 제2c도의 전류(i2) 전도 간격(t3-t5) 동안 증가한다. 따라서, 우측 제2a도의 전압(V1)은 실선 및 점선 간의 차이로 도시되는 로우 빔 전류에서 보다 하이 빔 전류에서 더 빨리 증가한다. 제1도의 코일(L1)로부터 전달되는 부가 에너지는 로우 빔 전류에서 보다 하이 빔 전류에서 전압(V1)의 더높은 피크 진폭을 발생시킨다. 결과적으로, 고 전압(U)에서의 증가는 하이 빔 전류에서 더 작고 리트레이스 시간은 일정하게 유지되는 것이 바람직하다.
하이 빔 전류에서, 고 전압(U)레벨은 제2a도의 실선으로 도시되는 펄스 전압(V1)의 평균값과 거의 같으며,이 전압(V1)은 제1도의 정류 다이오드(DHV)가 전도되는 간격(tc) 동안 발생한다. 간격(tc) 동안의 전압(V1) 평균값은 로우 빔 전류에서 전압(V1)피크값과 거의 같다. 우측 제2a도에서 하이 및 로우 빔 전류에서의 전압(U)간 차는 좌측 제2a도에 도시된 것과의 비교시 더 작은 것이 바람직하다.
회로(103)는 트랜지스터(Q)를 제어하는 펄스 폭 변조된 전압(V3)을 발생시킨다. 회로(103)에 있어서, 블리더 저항(BLEEDER)의 로우 전압 단부는 필터 커패시터(C1)에 결합되고, 저항(R1)을 경유하여 트랜지스터(Q3)의 에미터에 결합된다. 저항(R7), 다이오드(D4), 제너 다이오드(D5) 및 저항(R8)을 포함하는 바이어싱 네트 워크는 트랜지스터(Q3)의 안정한 기준 베이스 전압 및 트랜지스터(Q4)의 에미터 전압을 제공한다.
저항(R1)의 블리더 전류는 직렬 배치되는 저항(R2), 저항(R3), 저항(R5) 및 변압기(T1)의 플라이백 변압기 권선(도시 생략)을 통하여 접지로 흐르는 다량으로 분할된다. 저항(R2, R3 및 R5)의 전류 경로에서 플라백 권선은 단자(103a)에서 -로 향하는 250Vpp 리트레이스 펄스를 발생시킨다. D.C. 효과에 있어서, 단자(103a)의 리트레이스 펄스는 접지 전위를 나타낸다.
단자(103a)의 리트레이스 펄스는 톱니파 전압(V4)을 생성하기 위해 저항(R5) 및 커패시터(C3)를 포함하는 직접 네트워크에 의해 통합된다.
블리더 전류의 다른 더 작은 부분은 트랜지스터(Q3) 및 빔 전류 샘플링 부하 저항(R6)을 통하여 흐른다. 저항(R6) 양단에 발생하는 고 전압 표시 전압(V5)은 커패시터(C4)에 의해 필터된다. 반면, 트랜지스터(Q3)의 에미터가 일정한 D.C. 전위에 있기 때문에 저항(R5)의 양단 전압(V4)은 고 전압 변화에 의해 변조되지 않는다. 제3b도에 도시된 바와 같이 전압(V5)은 울터 전압 변화로 변하게 된다. 양호하게는 저항(R2, R3 및 R5) 에 흐르는 전류는 D.C. 레벨 전압(V5)을 감소시켜, 저항(R6)에 대해 더 높은 값을 갖는 저항 사용을 가능하게 한다.
전압(V4)은 제3f도의 간격(t1-t2) 동안 트레일링 에지 전압(V9)변조용 전압비교기(U1A)에 의해 전압(V5)과 비교된다. 제1도의 비교기(U1B, U1C)는 리트레이스시, 각각 비교기(U1B, U1C)의 출력 전압(V8,V9)을 억제하도록 리트레이스 펄스 전압(V6)에 의해 구동된다. 비교기(U1D)는 제1도의 저항(R10) 및 커패시터(C5)의 R-C 네트워크에 의해 형성되는 제3d도의 톱니파 전압(V7)에 의해 구동된다. 출력 전압(V8)은 트레이스 간격의 전반부 동안 트랜지스터(Q2)가 턴온되는 것을 방지한다. 전압(V8, V9)은 트랜지스터(Q5)의 베이스를 구동하기 위해 저항(R16,R15)을 경유하여 합해진다. 트랜지스터(Q5)는 트랜지스터(Q2)의 베이스에 발생하는 전압(V3)을 콜렉터에 생성한다. 고 전압(U)은 미분 방식으로 D.C. 전압(V4, V5)레벨을 변화시키는 가변 저항(R3)에 의해 조정된다.
트랜지스터(Q4)는 회로(103) 및 트랜지스터(Q2)를 디스에이블링 함으로써 보호하게 된다. 블리더 전류가 공칭값의 약 70% 이하로 떨어질 경우, 트랜지스터(Q3)는 디스에이블되거나 비전도되며, 트랜지스터(Q4)는 전도된다. 저항(R7), 다이오드(D4) 및 트랜지스터(Q4)에 흐르는 전류는 트레이스 동안 전압(V8, V9)의 합이 +가 되도록 야기시키며, 전압(V4)보다 더 높은 전압으로 커패시터(C4)를 충전시킨다. 결과적으로, 트랜지스터(Q2)는 트레이스 동안 전도될 수 없고, 전류(i2)는 0이 된다. 이런 불량 조건은 결함 또는 차단 블리더 저항으로 발생될 수 있다. 바람직하기로는, 고 전압 조절기는 고전압(U)이 공칭값의 70% 이상이 될때까지 디스에이블 되므로, 보호 동작은 소프트한 개시 동작을 제공한다.
제4도는 발명의 제2양상을 구체화하며, 고 전압 조절기(102')를 예시하고 있다. 제4도의 부호(')를 제외한 제1도 및 제4도의 동일 부호 및 번호는 동일한 항목 및 기능을 나타낸다. 직렬 결합된 제4도의 다이오드(D'), 인덕터(L1') 및 트랜지스터(Q2')는 -값으로 되는 리트레이스 펄스를 제공하는 권선(W3')에 결합된다. 또한, 권선(W3')은 예컨대, 수직 편향 증폭기(도시 생략)에 의해 요구되는 28 볼트 공급 전압을 커패시터(C2')에 발생하는 트레이스 정류기(D2')용 전압 소스로서 사용된다. 고 전압 조절 회로(102')의 동작은 제1도에 기재된 회로(102)와 유사하다. 또, 제1도의 회로에 관한 제2a도-제2e도의 파형은 제4도에 도시된 바와 같이, 반전되는 제2e도의 파형을 제외한 제4도의 회로에 관하여 적용될 수 있다. 제4도의 제어 회로(103') 및 제1도의 회로(103)간의 차이는 제4도의 제어 회로(103')가 제1도에 도시된 울터 전압(U)에 의한 것 보다 권선(W2')의 고 전압 충전 전류의 샘플에 의해 직접 제어된다는 것이다. 제4도의 권선(W2')에 흐르는 충전 전류는 제4도의 저항(R21)을 통하여 샘플된다. 커패시터(C8)는 필터링을 제공한다. 저항(R21)에 흐르는 충전 전류는 고 전압(U')에 역비례 한다. 따라서, 제4도의 배치는 개방 루프 구성에서 적절히 동작 가능하다. 제4도의 회로는 블리더 저항을 포함하지 않는 고 전압 회로에 사용될 수 있다.
본 발명의 양상을 구체화 하는 제5도의 조절회로(102")는 울터 전압 조절을 제공하며, 제1도의 회로에 관하여 기술된 것과 유사하게 동작한다. 제5도에 있어서, E-W 래스터 왜곡 보정된 수평 편향 회로(200)가 포함된다. 제5도의 부호(")를 제외한 제1도와 제5도의 동일 부호 및 번호는 동일한 항목 및 기능을 나타낸다.
제5도의 E-W 스위칭 트랜지스터(Q11)는 전도되고, 동서 진폭 변조된 편향 전류를 포함하는 리트레이스 간격의 제1부분 동안 편향 공진 회로(79")에 제어 가능한 양의 에너지를 공급한다. 수평 리트레이스는 트랜지스터(Q1")가 턴오프될때 시작된다. 트랜지스터(Q11)는 수평 트레이스 간격의 시작 시간에서 부터 제1수평 리트레이스부의 제어 가능한 일정 구간까지 전도성을 유지한다.
제1리트레이스부가 시작될대 트랜지스터(Q1")은 비전도적으로 된다.
제1부분의 길이는 동 서 래스터 왜곡 보정을 제공하기 위해 수직율 방식으로 변화한다. 리트레이스 제1부분에 다르면, 트랜지스터(Q11)는 비전도적으로 되며, 공진 회로(79")로부터 권선(W1") 및 플라이백 커패시턴스(CT)를 포함하는 플라이백 공진 회로(251)를 분리시킨다. 고 전압 조절 회로(102")는 또, 다이오드(DHV) 전도시 리트레이스 간격의 제2부분 동안 리트레이스 회로(79")로 부터 분리된다. 결과적으로, 회로(102")는 회로(79")에 의해 바이패스 되지 않는다. 따라서, 회로(102")의 효율은 양호하게 증가된다.
회로(79"), 회로(200) 및 회로(251)를 포함하는 편향 회로의 동작은 Haferl씨의 "래스터 왜곡 보정 회로"로 명칭되어 1991년 6월 28일자로 출원 허여된 미합중국 특허 출원 번호 제722,809호에 더욱 상세히 기재되어 있다.

Claims (16)

  1. 편향 권선(LH)을 포함하는 리트레이스 공진 회로(79)와;
    플라이백 변압기(T1)와;
    상기 변압기의 제1권선(W1)에 결합되는 입력 공급 전압(B+)의 소스(60)와;
    편향 주파수에 관련된 주파수에서 동기 입력 신호(Q1의 베이스에서)의 소스와;
    편향 사이클 동안에는 상기 편향 권선에 편향 전류(iy)를, 리트레이스 동안에는 상기 변압기의 상기 제1권선에 상기 제1펄스(V1)를 발생시키는 상기 변압기 및 상기 편향 권선에 결합되어, 상기 입력 신호에 응답하는 제1스위칭 수단(Q1)과;
    제어 신호(V4)에 응답하여, 상기 제어 신호에 따라 변조되는 펄스 폭 변조된 신호(V3)를 발생하는 펄스 폭 변조기(103)를 구비하는 영상 표시 장치용 조절 전원 장치에 있어서,
    상기 변압기의 제2권선(W3)에 결합되어, 상기 펄스 폭 변조 신호에 응답하여, 리트레이스 동안 상기 제2권선에 상기 변조된 신호에 따라 변조되는 제2펄스를 발생하는 제2스위칭 수단(Q2,D1)을 포함하는데, 상기 제1 및 제2펄스는 상기 변압기를 통해 부하 회로(ANODE)에 변압기-결합되어 상기 부하 회로에 조절된 부하 전압(U) 및 조절된 부하 전류(iBEAM)중 하나를 발생하는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    인덕턴스(L1)는 전류 경로를 형성하도록 상기 제2권선(W3)에 결합되어, 트레이스 동안 상기 인덕턴스 값에 의해 결정되고, 변화율을 갖는 상기 제2권선의 상기 펄스폭 변조 신호(V3)에 따라 변조되는 전류(i2)를 발생시키는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1스위칭 수단(Q1)은 트래이스 동안 상기 제2권선(W3)에 상기 입력 공급 전압을 변압기-결합하는 상기 변압기(T1)의 상기 제1권선(W1) 양단에 상기 입력 공급 전압(B+)을 인가하여 상기 인덕턴스(L1)에 상기 제2권선 전류(i2)를 생성하는 상기 제2권선에 트레이스 전압을 발생하는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제2권선(W3)은 상기 변압기(T)를 통해 완전히 여자되는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 제2권선 전류(i2)는 리트레이스 동안 상기 부하 회로(ANODE)에 변압기-결합되는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1펄스(V1)는 상기 변압기(T1)의 고전압 권선(W2)에 변압기-결합되고, 정류기(DHV)는 상기 고전압 권선에 결합되어 상기 제1펄스로부터 울터 전압(U) 및 빔 전류(iBEAM)를 발생하는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 펄스 폭 변조기(103)는 피드백 방식으로 상기 울터 전압을 조절하는 상기 고전압 권선에 흐르는 전류(iBEAM)와 상기 울터 전압(U) 중 하나에 응답하는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 폭 변조 신호(V3)의 변조는 상기 편향 전류(iy)에 영향을 미치지 않는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 입력 공급 전압(B+)은 트레이스 동안 상기 변압기(T1)의 상기 제1권선(W1)에 전류(i1)를 발생시켜 상기 변압기에 자기 에너지를 저장하며, 이 저장된 자기 에저니는 리트레이스 동안 상기 리트레이스 공진 회로(79) 및 상기 부하 회로(ANODE)에 에너지 손실량을 재공급하는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 폭 변조된 신호(V3)가 트레이스 동안 변조되는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  11. 제1항에 있어서,
    인덕턴스(L1)는 상기 변압기(T1)의 상기 제2권선(W3)에 결합되어, 빔 전류(iBEAM)에 따라 변조되는 피크 진폭을 갖는 램핑 제2전류를 상기 인덕턴스에 전도하며 상기 제2스위칭 수단(Q2)은 리트레이스 간격(t3-t6)의 제1부분(t5-t6, 제2b도) 동안에는 상기 변압기로부터 상기 인덕턴스를 분리하고 상기 리트레이스 간격의 제2부분(t3-t5) 동안에는 상기 변압기에 상기 인덕턴스를 결합하며, 상기 제1 및 제2부분의 각 길이는 상기 빔 전류(iBEAM)에 따라서 변화하는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 인덕턴스(L1)는 상기 제2권선 전류(i2)의 전류 경로에 형성되고,
    상기 변압기(T1)를 통해 상기 리트레이스 공진 회로(79)에 결합되어 상기 빔 전류 변화에 의해 야기되는 기인하는 리트레이스 시간 변조에 대해 보상 하기 위한 방식으로 상기 빈 전류(iBEAM)에 따라 상기 리트레이스 회로의 리트레이스 공진 주파수는 변화시키는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 제2스위칭 수단(Q2,D1)은 2-단자 정류기(D1)를 구비하는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 폭 변조기(103)는 상기 부하 전류 및 전압(U) 중 하나에 응답하여 상기 부하 전류 및 전압중 하나에 관하여 상기 변조 신호(V3)의 펄스 폭을 변화시키는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 편향 전류(iy)는 상기 입력 공급 저압(B+)에 따라 조절되며 펄스 폭 변조에 의해 영향 받지 않는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
  16. 편향 권선(LH)을 포함하는 리트레이스 공징 회로(79)와;
    플라이백 변압기(T1)와;
    트레이스 동안, 상기 변압기의 제1권선(W1)에 발생하는 입력 공급 전압(B+)의 소스(66)와;
    편향 주파수에 관련된 주파수에서 동기 입력 신호(Q1의 베이스)의 소스와;
    상기 편향 권선 및 변압기에 결합되어, 상기 입력 신호에 응답하여 편향사이클 동안에는 상기 편향 권선에 편향 전류(iy)를, 트레이스 동안에는 상기 변압기의 상기 제1권선에 제1펄스(V1)를 발생시키는 제1스위칭 수단(Q1)을 구비하는 영상 표시 장치용 조절 전원 장치에 있어서,
    상기 변압기의 제2권선(W3)에 결합되어, 상기 입력 공급 전압이 트레이스 동안 상기 제1권선으로부터 상기 인덕턴스에 변압기-결합되어 리트레이스 동안 저장되는 자기 에너지로부터 상기 인턱턴스에 상기 제2권선이 제2펄스를 발생시키는 상기 인덕턴스에 자기 에너지를 저장시키는 에너지 저장 인덕턴스(L1)를 포함하는데, 상기 제1 및 제2펄스는 상기 변압기를 통해 부하 회로(ANODE)에 변압기-결합되어 상기 제2펄스에 따라 조절되는 상기 부하 회로의 조절된 부하 전류와 조절된 부하 전압(V) 중 하나를 발생시키는 것을 특징으로 하는 조절 전원 장치.
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