KR0143826B1 - 코드 분할 다중접속 시스템을 사용하는 이동통신을 위한 송신전력 제어 방법 및 장치 - Google Patents

코드 분할 다중접속 시스템을 사용하는 이동통신을 위한 송신전력 제어 방법 및 장치

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KR0143826B1
KR0143826B1 KR1019950012645A KR19950012645A KR0143826B1 KR 0143826 B1 KR0143826 B1 KR 0143826B1 KR 1019950012645 A KR1019950012645 A KR 1019950012645A KR 19950012645 A KR19950012645 A KR 19950012645A KR 0143826 B1 KR0143826 B1 KR 0143826B1
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꼬지 오노
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고지 오보시
엔.티.티 이도오쓰으신모오 가부시끼가이샤
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Abstract

CDMA 시스템에서 무선 통신의 송신 전력을 제어하기 위한 송신 전력 제어 방법. 제1국으로부터 전송된 제1 송신 신호의 송신 전력은 제2국으로부터 보내진 제2 송신 신호에 포함된 송신 전력 제어 신호에 의해 결정된다. 제1국은 제2 송신 신호를 컨벌루션 코드의 형태로 수신하고, 그것을 제1 비터비 디코더 및 제2 비터비 디코더를 이용하여 복호한다. 제1 비터비 디코더는 제1 소정 길이의 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메모리를 포함하고, 제2 비터비 디코더는 상기 제1 소정 길이보다 짧은 제2 소정 길이의 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메모리를 포함한다. 제2 송신 신호에 포함된 송신 전력 제어 신호는 제2 비터비 디코더의 출력으로부터 추출되고, 다른 정보 데이터는 상기 제1 비터비 디코더의 출력으로부터 얻어진다. 상기 제1국은 추출된 송신 전력 제어 신호를 기본으로 제1 송신 신호의 송신 전력을 제어한다. 이것은 아주 정확하고, 빠른 응답 송신 전력 제어를 얻을 수 있게 만든다.

Description

코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템을 사용하는 이동 통신을 위한 송신 전력 제어 방법 및 장치
제1a도 및 제1b도는 종래의 송신 전력 제어 방법의 원리를 설명하는 흐름도,
제2도는 본 발명에 따른 송신 전력 제어 방법의 원리를 보여주는 흐름도,
제3도는 경로 메모리 길이를 파라메터로 비터비 디코더의 평균 비트 에러율의 작용을 설명하는 다이어그램,
제4도는 본 발명에 따른 송신 전력 제어 장치의 실시예를 보여주는 블럭 다이어그램, 및
제5도는 본 발명에 따른 송신 전력 제어 장치의 다른 실시예를 보여주는 블럭 다이어그램.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
10:안테나 11:이중 급전 장치
12:RF 수신기 13:역확산기
14:복조기 15:비터비 디코더
16:간략화된 비터비 디코더 17:송신 전력 제어 비트 추출기
18:송신 전력 제어기 19:희망파 수신 전력 검출기
20:간섭파 수신 전력 검출기 21:SIR 계산기
22:송신 전력 제어 비트 결정부 23:신호 발생기
24:컨벌루션 인코더 25:변조기
26:확산기 27:RF 송신기
30:인터리버 35:역인터리버
본 발명은 무선 시스템에 관련된 것으로, 특히 코드 분할 다중 접속(Code Division Multiple Access; 이하 CDMA라 칭함) 시스템을 이용하는 이동 통신 장치에 관련된 것이다.
잘 알려진 바와 같이, CDMA 시스템에서는 다수의 사용자가 같은 주파수 대역을 사용하므로, 다른 사용자들로부터의 신호들이 어떤 사용자의 신호와 간섭되어, 상기 사용자의 통신 품질을 떨어뜨리게 된다. 게다가, 기지국 근처에 있는 제1 이동국 및 상기 기지국에서 멀리 떨어져 있는 제2 이동국이 동시에 통신을 수행할 때, 제1 이동국으로부터의 송신된 신호는 높은 전력으로 기지국에 수신되고, 제2 이동국으로부터의 송신된 신호는 낮은 전력으로 수신될 것이다.
따라서, 기지국 근처에 있는 이동국으로부터의 간섭으로 인해서 기지국과 멀리 떨어진 이동국 사이의 통신에서 채널 품질이 크게 떨어지는 원근거리 문제(near-far problem)가 발생한다. 이러한 면에서, 원근거리 문제를 극복할 수 있는 기술로써 송신 전력 제어가 연구되어 왔다. 송신국에서의 송신 전력 제어는, 수신국에 수신된 전력 또는, 수신 전력으로 부터 얻어지는 신호 대 간섭 전력비(Signal-to-Interference power Ratio; 이하 SIR이라 칭함)가 송신국의 위치와는 독립적으로 일정하게 유지되는 방식으로 송신 전력을 제어하므로써 수행되고, 그 결과 전 서비스 지역에서 일정한 채널 품질을 제공한다. 특히, 역방향(이동국에서 기지국으로) 채널에서, 각 이동국에서의 송신 전력 제어는 이동국으로부터 전송되어 기지국에 수신되는 신호의 수신 전력 또는 수신 전력에 연관된 SIR이 기지국에서 일정하게 유지되도록 수행된다.
CDMA 시스템은 다른 사용자들로부터의 간섭을 백색 잡음(white noise)으로 간주하므로, 같은 잡음 전력이 사용자의 수에 따라 증가하고, 셀내의 가입자 수에 의한 용량은 소정의 채널 품질을 제공할 수 있는 수신 SIR을 기초로 하여 결정된다.
한편, 순방향(기지국에서 이동국으로) 채널에서 수신 SIR은 일정하게 유지된다. 이것은 원하는 채널 신호가 간섭을 일으키는 다른 사용자를 위한 신호와 같은 전파 경로를 통해 기지국에서 이동국으로 전파되고, 간섭파와 같은 변동(fluctuation)을 하기 때문인데, 변동은 장기, 단기, 순시 변동을 포함한다. 수신 SIR은 순방향 채널에서는 일정하므로, 동일한 셀내에서 간섭만을 고려할 때에는 송신 전력 제어가 요구되지 않는다.
그러나, 간섭을 백색 잡음으로 취급하는 CDMA 시스템은, 인접 셀과 동일한 주파수 대역을 공유하므로, 다른 셀로부터의 간섭을 고려해야만 한다. 비록 다른 셀로부터의 간섭 전력이 동일 셀내의 간섭 전력처럼 레일리(Rayleigh) 페이딩에 기인한 순시 변동에 의해 일어날지라도, 이 변동은 희망 신호의 변동과는 다르다.
TIA(Telecommunications Industry Association)에 의해 표준화된 CDMA 시스템에 따르면, 기본적으로 순방향 송신 전력 제어는 수행되지 않지만, 이동국으로의 기지국의 송신 전력은 기지국에서 프레임 에러율이 소정의 문턱(threshold) 레벨을 초과할 때 증가된다. 이것은 커다란 송신 전력 변화 양이 다른 셀로의 간섭을 증가시키기 때문이다. 그러나, 이러한 종래 시스템은 다른 셀들의 기지국으로부터의 송신 신호에 의해 야기되는 다른 셀로부터의 간섭에 기인한 순시 변동을 뒤따를 수 없다.
송신 전력 제어 비트를 이용한 폐쇄 루프 제어(closed loop control)를 기초로한 송신 전력 제어 방법은 순시 변동을 추적할 수 있는 종래 송신 전력 제어 방법으로 알려져 있다.
제1a도 및 제1b도는 기지국이 셀내의 이동국과 통신할때 폐쇄 루프 제어에 기초한 송신 전력 제어 방법의 일예를 보여준다. 제1a도 및 제1b도에서 도시된 바와 같이, 이동국은 S102 단계에서 기지국으로부터의 수신 신호를 역확산한 뒤에, S122 단계에서 기지국으로부터의 희망 신호의 수신 전력 및 간섭의 수신 전력을 측정한다. 그후에, 이동국은 S124 단계에서 측정된 결과를 기본으로 수신 SIR을 계산하고, S126 단계에서 수신 SIR과 기준 SIR을 비교하고, S128 단계에서 비교 결과를 기본으로 기지국의 송신 전력을 제어하기 위한 송신 전력 제어 비트를 결정한다. 이때, 이동국은 S130 단계에서 송신 전력 제어 비트를 포함하는 프레임을 형성하고, 그것을 기지국으로 전송한다. 이것과 병행하여, 이동국은 S132 단계에서 기지국으로부터 전송된 신호를 복조하고, S134 단계에서 송신 전력 제어 비트를 추출하고, S136 단계에서 기지국으로부터 보내진 송신 전력 제어 비트의 명령에 따라 자신의 송신 전력을 결정한다.
마찬가지로, 기지국은 S142 단계에서 이동국으로부터의 수신 신호를 역확산하고, S172 단계에서 이것을 복조하며, S174 단계에서 송신 전력 제어 비트를 추출하고, S176 단계에서 이동국으로부터 보내진 송신 전력 제어 비트의 명령에 따라 자신의 송신 전력을 결정한다. 더욱이, 기지국은 S162 단계에서 이동국으로부터의 희망 신호의 수신 전력 및 간섭의 수신 전력을 측정하고, S164 단계에서 수신된 SIR을 계산하고, S166 단계에서 수신 SIR과 기준 SIR을 비교하며, S168 단계에서 측정된 결과를 기초로 하여 이동국의 송신 전력을 제어하기 위한 송신 전력 제어 비트를 결정한다. 그 다음에, 기지국은 S170 단계에서 송신 전력 제어 비트를 전송될 신호에 삽입하므로써 프레임을 형성하고, 그것을 이동국으로 보낸다.
제1a도 및 제1b도와 관련하여 전술한 종래의 폐쇄 루프 송신 전력 제어 방법에 있어서, 송신 전력 제어 비트에 고도의 신뢰도가 요구된다. 이것은 통신 경로의 저하로 인한 잘못된 송신 전력 제어 비트가 요구되는 제어에 반하는 전력 제어를 초래하기 때문이다. 이것은 과잉 송신 전력은 다른 사용자에게 간섭을 증가시키고, 부족한 송신 전력은 불충분한 채널 품질을 초래하게 된다.
송신 전력 제어 비트의 신뢰도를 증가시키기 위해서, 송신 전력 제어 비트를 위한 에러 정정 코딩이 효과적이다. 특히, CDMA 시스템에서는 대역폭 확산에 의해 에러가 랜덤해지므로, 랜덤 에러에 대해 고도의 정확성을 가지는 컨벌루션 코딩(convolutional coding)/비터비 디코딩(Viterbi decoding)이 셀룰라(cellular) CDMA 시스템을 위해 효과적이다. 그러나, 비터비 디코딩은 컨벌루션 코드의 구속장(constraint length)의 5배에서 6배인 경로 히스토리(path history) 길이를 가지는 경로 메모리를 필요로 한다. 그러므로, 송신 전력 제어 비트의 복호는 경로 메모리의 경로 히스토리 길이에 대응되는 지연을 야기한다. 이것은 통신 경로에서 순시 변화가 뒤따를 수 없다는 문제점을 나타내고, 이것은 고도의 정확한 송신 전력 제어를 가로막는다.
이러한 면에서 본 발명의 목적은 송신 전력 제어 비트를 이용한 CDMA 시스템을 위하여 매우 정확하고 빠른 응답 송신 전력 제어 방법 및 장치를 제공하는데 있다.
본 발명의 제1 실시예에서,
제2국으로부터 보내지고 제1국에 수신되는 제2 송신 신호에 포함된 송신 전력 제어 신호에 따라 제1국으로부터 방사되는 제1 송신 신호의 송신 전력을 제어하고, 상기 제1 및 제2 송신 신호가 컨벌루션 코드의 형태로 표현되는, CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템을 이용한 무선 통신에서,
상기 제1국에서, 제1 소정 길이의 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메모리를 포함하는 제1 비터비 디코더를 이용하여 상기 제2 송신 신호를 복호하는 단계;
상기 제1국에서, 상기 제1 소정의 길이보다 짧은 제2 소정 길이의 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메모리를 포함하는 제2 비터비 디코더를 이용하여 상기 제2 송신 신호를 복호하는 단계;
상기 제1국에서, 상기 제2 비터비 디코더의 출력으로부터 상기 제2 송신 신호에 포함된 상기 송신 전력 제어 신호를 추출하는 단계;
상기 제1국에서, 상기 제1국의 상기 제1 송신 신호의 송신 전력을 상기 제2 비터비 디코더의 출력으로부터 추출된 상기 송신 전력 제어 신호를 이용하여 제어하는 단계;
상기 제1국에서, 상기 제1 비터비 디코더의 출력으로부터 상기 송신 전력 제어 신호와 다른 정보 데이터를 얻는 단계를 구비한 송신 전력 제어 방법이 제공된다.
상기 제1 소정 경로 히스토리 길이는 상기 컨벌루션 코드의 구속장의 5배이고, 상기 제2 소정 경로 히스토리 길이는 구속장의 2배가 된다.
상기 송신 전력 제어 방법은,
상기 제2국에서, 상기 제1국으로부터의 상기 제1 송신 신호의 수신 전력을 측정하는 단계;
상기 제2국에서, 상기 수신 전력을 기본으로 상기 제1 송신 신호의 송신 전력을 결정하는 단계;
상기 제2국에서, 상기 결정 단계에서 결정된 상기 송신 전력에 대응되는 상기 송신 전력 제어 신호를 생성하는 단계;
상기 제2국에서, 상기 송신 전력 제어 신호를 상기 제2 송신 신호에 삽입하는 단계;
상기 제2국에서, 상기 송신 전력 제어 신호를 포함하는 상기 제2 송신 신호의 컨벌루션 인코딩을 수행하는 단계; 및
상기 제2국으로부터의 상기 제2 송신 신호를 전송하는 단계를 더 구비한다.
상기 제1국은 CDMA 시스템의 이동국이고, 상기 제2국은 CDMA 시스템의 기지국이다.
상기 제1국은 CDMA 시스템의 기지국이고, 상기 제2국은 CDMA 시스템의 이동국이다.
상기 송신 전력 제어 방법은,
상기 제1국에서, 인터리브된 신호를 생성하기 위해 상기 컨벌루션 코드를 인터리브하는 단계;
상기 제1국에서, 변조된 신호를 생성하기 위해 상기 인터리브된 신호를 변조하는 단계;
상기 제1국에서, 확산 신호를 생성하기 위해 확산 코드를 이용하여 상기 변조된 신호를 확산하는 단계;
상기 확산 신호를 상기 제1국으로부터 상기 제2국으로 전송하는 단계를 더 구비한다.
상기 송신 전력 제어 방법은,
상기 제2국에서, 상기 제1국으로부터 보내진 확산 신호를 수신하는 단계;
상기 제2국에서, 역확산 신호를 생성하기 위해 상기 확산 코드의 사본을 이용하여 상기 확산 신호를 역확산하는 단계;
상기 제2국에서, 복조된 신호를 생성하기 위해 역확산 신호를 복조하는 단계;
상기 제2국에서, 역인터리브된 신호를 생성하기 위해 상기 복조된 신호를 역인터리브하는 단계;
상기 제2국에서, 상기 제1 비터비 디코더 및 상기 제2 비터비 디코더에 상기 역인터리브된 신호를 제공하는 단계를 더 구비한다.
본 발명의 제2 실시예에서,
제2국으로부터 보내진 제2 송신 신호에 포함된 송신 전력 제어 신호에 따라 제1국으로부터 방사되는 제1 송신 신호의 송신 전력을 제어하고, 상기 제1 및 제2 송신 신호가 컨벌루션 코드의 형태로 표현되는, CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템을 이용한 무선 통신에서,
상기 제1국에서, 상기 제2 송신 신호를 제1 소정 길이의 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메모리를 포함하는 제1 비터비 디코더를 이용하여 복호하기 위한 수단;
상기 제1국에서, 상기 제2 송신 신호를, 상기 제1 소정 길이보다 짧은 제2 소정 길이의 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메모리를 포함하는 제2 비터비 디코더를 이용하여 복호하기 위한 수단;
상기 제1국에서, 상기 제2 비터비 디코더의 출력으로부터 상기 제2 송신 신호에 포함된 상기 송신 전력 제어 신호를 추출하기 위한 수단;
상기 제1국에서, 상기 제1국의 상기 제1 송신 신호의 송신 전력을 상기 제2 비터비 디코더의 출력으로부터 추출된 상기 송신 전력 제어 신호를 이용하여 제어하기 위한 수단; 및
상기 제1국에서, 상기 제1 비터비 디코더의 출력으로부터의 상기 송신 전력 제어 신호와는 다른 정보 데이터를 얻기 위한 수단을 구비한 송신 전력 제어 장치가 제공된다.
상기 제1 소정 경로 히스토리 길이는 상기 컨벌루션 코드의 구속장의 5배이고, 상기 제2 경로 히스토리 길이는 구속장의 2배이다.
상기 송신 전력 제어 장치는,
상기 제2국에서, 상기 제1국으로부터의 상기 제1 송신 신호의 수신 전력을 측정하기 위한 수단;
상기 제2국에서, 상기 수신 전력을 기본으로 상기 제1 송신 신호의 송신 전력을 결정하기 위한 수단;
상기 제2국에서, 상기 결정 수단에 의해 결정된 상기 송신 전력에 대응되는 상기 송신 전력 제어 신호를 발생하기 위한 수단;
상기 제2국에서, 상기 송신 전력 제어 신호를 상기 제2 송신 신호에 삽입하기 위한 수단;
상기 제2국에서, 상기 송신 전력 제어 신호를 포함하는 상기 제2 송신 신호의 컨벌루션 인코딩을 수행하기 위한 수단; 및
상기 제2국으로부터 상기 제2 송신 신호를 전송하기 위한 수단을 구비한다.
상기 제1국은 CDMA 시스템의 이동국이고, 상기 제2국은 CDMA 시스템의 기지국이다.
상기 제1국은 CDMA 시스템의 기지국이고, 상기 제2국은 CDMA 시스템의 이동국이다.
상기 송신 전력 제어 장치는,
상기 제1국에서, 인터리브된 신호를 생성하기 위해 상기 컨벌루션 코드를 인터리브하기 위한 수단;
상기 제1국에서, 변조 신호를 생성하기 위해 상기 인터리브된 신호를 변조하기 위한 수단;
상기 제1국에서, 확산 코드를 생성하기 위해 상기 변조된 신호를 확산 코드를 이용하여 확산하기 위한 수단; 및
상기 확산 신호를 상기 제1국으로부터 상기 제2국으로 전송하기 위한 수단을 더 구비한다.
상기 송신 전력 제어 장치는,
상기 제2국에서, 상기 제1국으로부터 보내진 확산 신호를 수신하기 위한 수단;
상기 제2국에서, 역확산 신호를 생성하기 위해 상기 확산 신호를 상기 확산 코드의 사본을 이용하여 역확산시키기 위한 수단;
상기 제2국에서, 복조된 신호를 생성하기 위해 역확산 신호를 복조하기 위한 수단;
상기 제2국에서, 역인터리브된 신호를 생성하기 위해 상기 복조된 신호를 역인터리브하기 위한 수단; 및
상기 제1 비터비 디코더 및 상기 제2 비터비 디코더에 상기 역인터리브된 신호를 제공하기 위한 수단을 더 구비한다.
본 발명에 따라, 수신기측에는 그 경로 히스토리 길이가 컨벌루션 코드의 구속장의 약 5배 정도인 경로 메모리를 갖는 일반적인 비터비 디코더 및 그 경로 히스토리 길이가 일반적인 비터비 디코더의 길이보다 짧은 경로 메모리를 갖는 간략화된 비터비 디코더가 제공되어 있다. 컨벌루션 코드의 형태에서 송신 신호는 일반적인 비터비 디코더에 의해 복호되는 반면에, 송신 전력 제어 비트는 짧은 시간내에 간략화된 비터비 디코더에 의해 복호됨으로써, 복호 결과를 기초로 하여 송신 전력 제어를 수행한다.
본 발명의 상기 및 다른 목적, 효과, 특성, 및 장점은 첨부된 도면을 참조한 실시예의 다음 설명으로부터 더욱 명백해질 것이다.
첨부된 도면을 참조하여 본 발명이 상세히 설명될 것이다.
[제1 실시예]
제2도는 본 발명에 따른 송신 전력 제어 방법의 시퀀스를 설명한다. 본 발명은 기지국에서의 송신 전력 제어뿐만 아니라 이동국의 송신 전력 제어에도 응용될 수 있다. 여기서, 본 발명에 따른 송신 전력 제어 장치는 기지국에서 송신전력 제어에 응용되는 예를 들어서 설명될 것이다.
한 기지국이 그 기지국과 연관된 셀내에 있는 이동국과 통신할때, 상기 기지국은 S202 단계에서 이동국으로부터 보내진 수신 신호를 역확산하고, S222단계에서 복조 및 역인터리브(이동국이 인터리브할 경우)를 수행하고, 수신 신호를 두 부분으로 나눈다. 제1 부분은 S224 단계에서 수신 신호(컨벌루션 코드)의 구속장 보다 약 5배정도 긴 경로 히스토리 길이를 가진 경로 메모리를 포함하는 일반적인 비터비 디코더에 의해 복호된다. 일반적인 비터비 디코더의 출력은 정보 데이터로 사용된다. 비터비 디코더의 상세한 것은 다음 서적에 설명되어 있다. 예를들어, A. M. Michelson 및 A. H. Levesque의, Error-Control Techniques for Digital communication, Wiley-Interscience Publication (ISBN 0-471-88074-4); S. Lin 및 D. J. Costello의, Error Control Coding:Fundamentals and Applications, Prentice-Hall, Inc, (ISBN 0-13-283796-X); V. K. Bhargava, D. Haccoun, R. Matyas 및 P. P. Nuspl의, Digital Communications by Satellite, Wiley-Interscience Publication, (ISBN 0-471-08316-X); 및 J. G. Proakis 및 M. Salehi의, Communication Systems Engineering, Prentice-Hall, (ISBN 0-13-158932-6)이 여기에 참고로 수용된다.
비터비 디코더의 복호 지연은 경로 메모리의 경로 히스토리 길이와 같다. 일반적인 비터비 디코더는 컨벌루션 인코더의 구속장의 약 5배정도의 경로 히스토리 길이를 가진 경로 메모리를 사용한다. 따라서, 구속장이 7비트이면, 경로 메모리의 경로 히스토리 길이는 7×5=35비트가 된다. 그러므로, 일반적인 비터비 디코더는 디코딩 동안 경로 히스토리 길이에 상응하는 지연을 송신 전력 제어 비트에 제공하기 때문에, 일반적인 비터비 디코더에 의해 복호되는 송신 전력 제어 비트에 따라 송신 전력 제어가 수행되면, 순시 변동을 뒤따를 수 있는 빠른 응답 송신 전력 제어는 이루어질 수 없다.
이것을 고려하면, 본 실시예에는 일반적인 비터비 디코더의 경로 히스토리 길이보다 짧은 경로 히스토리 길이를 가지는 경로 메모리를 갖는 간략화된 제2 비터비 디코더가 제공된다. 기지국은 S226 단계에서 간략화된 비터비 디코더를 이용하여 수신 신호를 복호하고, S228 단계에서 송신 전력 제어 비트를 추출하며, S230 단계에서 송신 전력 제어 비트의 명령에 따라 송신 전력을 결정한다. 간략화된 비터비 디코더의 경로 히스토리 길이는 구속장의 두배 정도로 즉, 14비트에서 설정된다. 이것은 간략화된 비터비 디코더의 복호 간격이 일반적인 비터비 디코더의 2/5로 감소될 수 있음을 의미하며, 이것은 순시 변동을 뒤따르는 것을 가능하게 한다. 위에서 설명한 단계와 병행하여, 기지국은 S202 단계에서 이동국으로부터의 수신 신호를 역확산한후에, S242 단계에서 희망 신호의 수신 전력 및 간섭의 수신 전력을 측정한다. 그후에, 기지국은 S244 단계에서 희망 신호의 수신 전력 대 간섭의 수신 전력의 수신 SIR을 계산하고, S246 단계에서 수신 SIR과 소정의 기준 SIR을 비교하여, 비교된 결과를 기본으로 S248 단계에서 이동국의 송신 전력을 제어하기 위한 송신 전력 제어 비트를 결정한다. 그 다음에, 기지국은 송신 전력 제어 비트를 전송될 프레임에 삽입하고, 프레임을 컨벌루션 코드로 부호화하고, S250 단계에서 프레임의 확산 및 변조를 수행하여, 그것을 이동국으로 전송한다. 컨벌루션 코드로 변환된 프레임은 S250에서 컨벌루션 코딩/비터비 디코딩의 효율을 개선하기 위해 인터리브(interleave)된다.
지금, 간략화된 제2 비터비 디코더의 경로 히스토리 길이를 결정하기 위한 방법을 설명한다.
제3도는 경로 히스토리 길이를 파라메터로 비터비 디코더의 비트 에러율의 작용을 설명한다. 제3도에서, 가로축은 평균 비트 에러율을 가리키고, 세로축은 비트당 신호 전력(Eb) 대 잡음 전력 밀도(No)의 비를 가리킨다. 만약 비터비 디코더의 경로 히스토리 길이가 구속장과 같다면, 이 도면에서 설명된 것처럼 에러 정정 효과가 이루어질 수 없는데, 이 도면은 간략화된 비터비 디코더의 에러율 특성은 에러 정정이 수행되지 않을 때의 에러율 특성과 거의 같다는 것을 보여준다.
만약, 구속장의 5배인 경로 히스토리 길이를 갖는 일반적인 비터비 디코더에 의해 복호될때 10-3의 평균 비트 에러율을 생성하는 수신 신호가 구속장의 2배인 경로 히스토리 길이를 갖는 간략화된 비터비 디코더에 의해 복호된다면, 6×10-3의 비트 에러율이 얻어질 수 있다. 이것은 비트 에러율이 2×10-2에서 6×10-3로, 즉 약 1/3이 감소된다는 것을 뜻한다. 같은 수신 신호가 구속장의 3배인 경로 히스토리 길이를 갖는 간략화된 비터비 디코더에 의해 복호되면, 2×10-3의 비트 에러율이 얻어진다. 이것은 에러 정정이 수행되지 않을 경우와 비교하여 비트 에러율이 1/10로 감소된다는 것을 뜻한다. 이런 것들을 고려하여, 송신 전력 제어가 순시 변동을 뒤따를 수 있게 하는 간략화된 비터비 디코더의 경로 히스토리 길이는 정보 송신율 및 가정된 최대 도플러(Doppler) 주파수로 부터 얻어진다. 예를 들어, 이것은 구속장의 2배로 결정된다.
제4도는 본 발명에 따른 확산 스펙트럼 통신 시스템의 일실시예를 보여주는 블럭 다이어그램이다. 제4도에서, 도면부호 10은 안테나, 11은 이중 급전 장치, 12는 RF 수신기, 13은 역확산기, 14는 복조기, 15는 일반적인 비터비 디코더, 16은 간략화된 비터비 디코더, 17은 송신 전력 제어 비트 추출기, 18은 송신 전력 제어기, 19는 희망파 수신 전력 검출기, 20은 간섭파 수신 전력 검출기, 21은 SIR 계산기, 22는 송신 전력 제어 비트 결정부, 23은 신호 발생기, 24는 컨벌루션 인코더, 25는 변조기, 26은 확산기, 27은 RF 송신기를 가리킨다.
이어서, 이동국이 유사한 배치를 갖고 있고 유사한 방법으로 동작하기는 하나, 기지국의 동작이 제4도를 참조하여 설명된다. 이동국으로부터 전송된 확산 스펙트럼 신호는 안테나(10)에 의해 수신된다. 수신 신호는 이중 급전 장치(11)를 통해 RF 수신기(12)로 입력된다. RF 수신기(12)에서 수신 신호는 통과 대역밖의 성분을 제거하기 위해 대역 통과 필터(BPF)를 통과하고, 증폭기에 의해 증폭되고, 국부 발진기에 의해 발생되는 클럭 신호에 의해 중간 주파수(IF) 신호로 다운 컨버팅(down-converting)된다. IF 신호는 대역 통과 필터를 통과하고, 그 레벨은 자동 이득 제어 회로(AGC)에 의해 적절한 신호로 정정된다. AGC의 출력은 의사-코히어런트(pseudo-coherent) 검출되고, 베이스밴드 신호로 주파수 변환된다.
베이스밴드 신호는 저역 통과 필터(LPF)를 통과하고, 아날로그/디지틀(A/D) 변환되어, 디지틀 신호로 출력된다. RF 수신기(12)로부터 출력된 디지틀 신호는 역확산기(13)에 의해 역확산되어, 협대역 변조 신호로 출력된다. 변조 신호는 복조기(14)에 의해 복조된다.
복조된 신호는 두 부분으로 나뉜다. 제1 부분은 구속장의 약 5배 정도의 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메모리를 포함하는 일반적인 비터비 디코더(15)에 공급되어 복호된다. 제2 부분은 일반적인 비터비 디코더(15) 보다 짧은 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메모리를 포함하는 간략화된 비터비 디코더(16)에 공급된다. 일반적인 비터비 디코더(15)의 출력은 정보 데이터로 사용되며, 간략화된 비터비 디코더(16)의 출력은 송신 전력 제어를 위해 사용되는 송신 전력 제어 비트를 얻는데 사용된다.
송신 전력 제어 비트 추출기(17)는 간략화된 비터비 디코더(16)에 의해 복호된 신호로부터 송신 전력 제어 비트를 추출한다. 추출된 송신 전력 제어 비트는 송신 전력 제어 비트를 기초로 하여 기지국의 송신 전력을 결정하는 송신 전력 제어기(18)로 공급되고, RF 송신기(27)에 제어 정보를 제공한다. 따라서, 기지국의 송신 전력은 제어된다.
한편, 역확산기(13)내의 희망파 수신 전력 검출기(19) 및 간섭파 수신 전력 검출기(20)는 SIR 계산기(21)가 수신 SIR을 얻는 것을 기초로 하여 희망파 수신 전력 및 간섭파 수신 전력을 각각 검출한다.
송신 전력 제어 비트 결정부(22)는 수신 SIR을 소정의 기준 SIR과 비교하고, 수신 SIR이 기준 SIR보다 작을때는 이동국의 송신 전력의 증가를 명령하는 송신 전력 제어 비트를 생성하고, 수신 SIR이 기준 SIR보다 클때는 이동국의 송신 전력의 감소를 명령하는 송신 전력 제어 비트를 생성하여, 상기 송신 제어 비트를 신호 발생기(23)에 공급한다.
신호 발생기(23)는 송신 전력 제어 결정부(22)로부터 공급되는 송신 전력 제어 비트를 포함하는 전송될 프레임을 형성하고, 이것을 컨벌루션 인코더(24)에 제공한다. 컨벌류션 인코더(24)는 송신 전력 제어 비트 및 정보 데이터를 포함하는 신호를 컨벌루션 코드로 변환한다. 컨벌루션 인코더(24)의 출력, 즉 이동국으로 전송될 신호는 변조기(25)에 의해 변조되고, 확산기(26)에 의해 확산되어, RF 송신기(27)로 공급된다. RF 송신기(27)에 의해 IF 대역으로 변환된 후에 RF 대역으로 변환되는 전송될 신호는 송신 전력 제어기(18)로부터 출력된 제어 정보에 의해 결정되는 송신 전력으로 전송된다.
[제2 실시예]
제5도는 본 발명에 따른 확산 스펙트럼 통신 시스템의 다른 실시예를 보여주는 블럭 다이어그램이다. 제5도에서, 제4도와 같은 기능을 갖는 하드웨어 블럭은 제4도와 같은 도면부호로 나타낸다.
이 실시예에는 제4도에 나타낸 시스템에 부가하여 인터리버(interleaver, 30) 및 역인터리버(deinterleaver, 35)가 제공된다. 인터리버(30)는 컨벌루션 코드로 변환된 신호를 인터리브하고, 역인터리버(35)는 인터리브된 신호를 원래의 신호로 역변환한다. 따라서, 페이딩에 의해 발생하는 연집 비트 에러(burst bit error)가 이 실시예의 인터리브에 의해 랜덤하게 만들어진다. 이것은 컨벌루션 코딩/비터비 디코딩의 에러 정정 능력을 개선할 수 있다.
본 발명은 다양한 실시예에 관해 상세히 설명되었으며, 그리고 넓은 관점에서는 본 발명에서 벗어나지 않고 변화와 수정이 이루어질 수 있다는 것은 상기로부터 통상의 지식을 가진자에게 명백하며, 그리고 그러한 모든 수정과 변환을 첨부된 청구항에 포함하고자 한다.

Claims (14)

  1. 제2국으로부터 보내지고 제1국에 수신되는 제2 송신 신호에 포함된 송신 전력 제어 신호에 따라 제1국으로부터 방사되는 제1 송신 신호의 송신 전력을 제어하고, 상기 제1 및 제2 송신 신호가 컨벌루션 코드의 형태로 표현되는, CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템을 이용한 무선 통신을 위한 송신 전력 제어 방법은, 상기 제1국에서, 제1 소정 길이의 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메모리를 포함하는 제1 비터비 디코더를 이용하여 상기 제2 송신 신호를 복호하는 단계; 상기 제1국에서, 상기 제1 소정의 길이보다 짧은 제2 소정 길이의 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메모리를 포함하는 제2 비터비 디코더를 이용하여 제2 송신 신호를 복호하는 단계; 상기 제1국에서, 상기 제2 비터비 디코더의 출력으로부터 상기 제2 송신 신호에 포함된 상기 송신 전력 제어 신호를 추출하는 단계; 상기 제1국에서, 상기 제1국의 상기 제1 송신 신호의 송신 전력을 상기 제2 비터비 디코더의 출력으로부터 추출된 상기 송신 전력 제어 신호를 이용하여 제어하는 단계; 상기 제1국에서, 상기 제1 비터비 디코더의 출력으로부터 상기 송신 전력 제어 신호와 다른 정보 데이터를 얻는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 소정 경로 히스토리 길이는 상기 컨벌루션 코드의 구속장의 5배이고, 상기 제2 소정 경로 히스토리 길이는 구속장의 2배가 되는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 벙법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제2국에서, 상기 제1국으로부터의 상기 제1 송신 신호의 수신 전력을 측정하는 단계; 상기 제2국에서, 상기 수신 전력을 기본으로 상기 제1 송신 신호의 송신 전력을 결정하는 단계; 상기 제2국에서, 상기 결정 단계에서 결정된 상기 송신 전력에 대응되는 상기 송신 전력 제어 신호를 생성하는 단계; 상기 제2국에서, 상기 송신 전력 제어 신호를 상기 제2 송신 신호에 삽입하는 단계; 상기 제2국에서, 상기 송신 전력 제어 신호를 포함하는 상기 제2 송신 신호의 컨벌루션 인코딩을 수행하는 단계; 및 상기 제2국으로부터의 상기 제2 송신 신호를 전송하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제1국은 CDMA 시스템의 이동국이고, 상기 제2국은 CDMA 시스템의 기지국인 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 방법.
  5. 제3항에 있어서, 상기 제1국은 CDMA 시스템의 기지국이고, 상기 제2국은 CDMA 시스템의 이동국인 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제1국에서, 인터리브된 신호를 생성하기 위해 상기 컨벌루션 코드를 인터리브하는 단계; 상기 제1국에서, 변조된 신호를 생성하기 위해 상기 인터리브된 신호를 변조하는 단계; 상기 제1국에서, 확산 신호를 생성하기 위해 확산 코드를 이용하여 상기 변조된 신호를 확산하는 단계; 상기 확산 신호를 상기 제1국으로부터 상기 제2국으로 전송하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제2국에서 상기 제1국으로부터 보내진 확산 신호를 수신하는 단계; 상기 제2국에서, 역확산 신호를 생성하기 위해 상기 확산 코드의 사본을 이용하여 상기 확산 신호를 역확산하는 단계; 상기 제2국에서, 복조된 신호를 생성하기 위해 신호를 복조하는 단계; 상기 제2국에서, 역인터리브된 신호를 생성하기 위해 상기 복조된 신호를 역인터리브하는 단계; 상기 제2국에서, 상기 제1 비터비 디코더 및 상기 제2 비터비 디코더에 상기 역인터리브된 신호를 제공하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 방법.
  8. 제2국으로부터 보내진 제2 송신 신호에 포함된 송신 전력 제어 신호에 따라 제1국으로부터 방사되는 제1 송신 신호의 송신 전력을 제어하고, 제1 및 제2 송신 신호는 컨벌루션 코드의 형태로 표현되는, CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템을 이용한 무선 통신을 위한 송신 전력 제어 장치는, 상기 제1국에서, 상기 제2 송신 신호를 제1 소정 길이의 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메모리를 포함하는 제1 비터비 디코더를 이용하여 복호하기 위한 수단; 상기 제1국에서, 상기 제2 송신 신호를, 상기 제1 소정 길이보다 짧은 제2 소정 길이의 경로 히스토리 길이를 갖는 경로 메로리를 포함하는 제2 비터비 디코더를 이용하여 복호하기 위한 수단; 상기 제1국에서, 상기 제2 비터비 디코더의 출력으로부터 상기 제2 송신 신호에 포함된 상기 송신 전력 제어 신호를 추출하기 위한 수단; 상기 제1국에서, 상기 제1국의 상기 제1 송신 신호의 송신 전력을 상기 제2 비터비 디코더의 출력으로부터 추출된 상기 송신 전력 제어 신호를 이용하여 제어하기 위한 수단; 및 상기 제1국에서, 상기 제1 비터비 디코더의 출력으로부터의 상기 송신 전력 제어 신호와는 다른 정보 데이터를 얻기 위한 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제1 소정 경로 히스토리 길이는 상기 컨벌루션 코드의 구속장의 5배이고, 상기 제2 경로 히스토리 길이는 구속장의 2배인 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 장치.
  10. 제8항에 있어서, 상기 제2국에서, 상기 제1국으로부터의 상기 제1 송신 신호의 수신 전력을 측정하기 위한 수단; 상기 제2국에서, 상기 수신 전력을 기본으로 상기 제1 송신 신호의 송신 전력을 결정하기 위한 수단; 상기 제2국에서, 상기 결정 수단에 의해 결정된 상기 송신 전력에 대응되는 상기 송신 전력 제어 신호를 발생하기 위한 수단; 상기 제2국에서, 상기 송신 전력 제어 신호를 상기 제2 송신 신호에 삽입하기 위한 수단; 상기 제2국에서, 상기 송신 전력 제어 신호를 포함하는 상기 제2 송신 신호의 컨벌루션 인코딩을 수행하기 위한 수단; 및 상기 제2국으로부터 상기 제2 송신 신호를 전송하기 위한 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 제1국은 CDMA 시스템의 이동국이고, 상기 제2국은 CDMA 시스템의 기지국인 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 장치.
  12. 제10항에 있어서, 상기 제1국은 CDMA 시스템의 기지국이고, 상기 제2국은 CDMA 시스템의 이동국인 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 장치.
  13. 제8항에 있어서, 상기 제1국에서, 인터리브된 신호를 생성하기 위해 상기 컨벌루션 코드를 인터리브하기 위한 수단; 상기 제1국에서, 변조 신호를 생성하기 위해 상기 인터리브된 신호를 변조하기 위한 수단; 상기 제1국에서, 확산 코드를 생성하기 위해 상기 변조된 신호를 확산 코드를 이용하여 확산하기 위한 수단; 및 상기 확산 신호를 상기 제1국으로부터 상기 제2국으로 전송하기 위한 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 제2국에서, 상기 제1국으로부터 보내진 상기 확산 신호를 수신하기 위한 수단; 상기 제2국에서, 역확산 신호를 생성하기 위해 상기 확산 신호를 상기 확산 코드의 사본을 이용하여 역확산시키기 위한 수단; 상기 제2국에서, 복조된 신호를 생성하기 위해 역확산 신호를 복조하기 위한 수단; 상기 제2국에서, 역인터리브된 신호를 생성하기 위해 상기 복조된 신호를 역인터리브하기 위한 수단; 및 상기 제1 비터비 디코더 및 상기 제2 비터비 디코더에 상기 역인터리브된 신호를 제공하기 위한 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 송신 전력 제어 장치.
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