KR0136872B1 - 전원의 고장 검출 및 보호 장치 - Google Patents

전원의 고장 검출 및 보호 장치

Info

Publication number
KR0136872B1
KR0136872B1 KR1019890007842A KR890007842A KR0136872B1 KR 0136872 B1 KR0136872 B1 KR 0136872B1 KR 1019890007842 A KR1019890007842 A KR 1019890007842A KR 890007842 A KR890007842 A KR 890007842A KR 0136872 B1 KR0136872 B1 KR 0136872B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switching power
signal
power transistor
switching
transistor
Prior art date
Application number
KR1019890007842A
Other languages
English (en)
Other versions
KR900001248A (ko
Inventor
애쉬완든 펠릭스
에른스트 바르트 데오도어
에드워드 하펠 페터
Original Assignee
죠셉 제이.락스
알 씨 에이 라이센싱 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 죠셉 제이.락스, 알 씨 에이 라이센싱 코포레이션 filed Critical 죠셉 제이.락스
Publication of KR900001248A publication Critical patent/KR900001248A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR0136872B1 publication Critical patent/KR0136872B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/63—Generation or supply of power specially adapted for television receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
    • H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
    • H02H7/122—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. dc/ac converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
    • H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
    • H02H7/1213—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for DC-DC converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Protection Of Static Devices (AREA)
  • Television Receiver Circuits (AREA)

Abstract

내용없음

Description

전원의 고장 검출 및 보호 장치
제 1 도는 본 발명의 한 특징을 실현하는 과전류 보호 회로의 제 1 실시예를 설명하기 위한 도면.
제 2 도 (a 내지 d)는 제 1 도의 회로의 동작을 설명하는데 이용되는 파형을 도시하는 도면.
제 3 도는 본 발명의 다른 특징을 실현하는 과전류 보호 회로의 제 2 실시예를 설명하기 위한 도면.
제 4 도(a 내지 d)는 제 3 도의 회로의 동작을 설명하는데 이용되는 파형을 도시하는 도면.
제 5 도는 푸시-풀 출력단에 이용되는 본 발명의 다른 특징을 실현하는 과전류 보호 회로의 제 3 실시예를 설명하기 위한 도면.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*
50 : 발진기 및 구동기단51 : 전류 감지 장치
100 : DC-DC 변환기U3A,U3B, U3C: 비교기
본 발명은, 예를 들어 텔레비젼 장치의 전원의 고장 보호 회로(fault protection circuit)에 관한 것으로, 특히 전력 MOSFET 트랜지스터에서의 과전류 상태를 방지하는 고장 보호 회로에 관한 것이다.
예를 들어, 텔레비젼과 같은 장치에 이용되는 DC-DC 변환기 또는, 초퍼(chopper)는, 변압기의 1차 권선의 제 1 단자에 결합된 제 1 주 전류 전도 전극을 가지며, 주어진 주파수에서 동작하는 스위칭 전력 트랜지스터를 이용할 수 있다. 1차 권선의 제 2 단자는 배터리 또는, AC주 전압을 정류하는 정류기로부터 얻어질 수 있는 입력 DC 전압에 결합될 수 있다. 트랜지스터가 스위치 오프될 때, 변압기의 2차 권선에 전압이 유도된다. 2차 귄선 내에서 유도된 전압은 부하 회로를 여기(energize)하는 출력 DC 전압을 발생하기 위해 정류된다. 그 부하 회로는 예를 들어, 텔레비젼 수상기의 편향 회로가 될 수도 있다.
파괴시킬 수 있는 과전류 상태에 대하여 전력 트랜지스터를 보호하는 것이 바람직하다. 그와 같은 과전류 상태는 예를 들어, 변압기의 2차 권선에서의 과부하 상태로 인하여 야기될 수 있다.
한 종래 기술의 텔레비젼 회로에 있어서, 전류 레벨 샘플링 저항기는 전력 트랜지스터의 주 전류 전도 전극과 직렬로 결합되어 있다. 주 전류 전도 전극 사이에 흐르는 전류를 나타내는 전압은 샘플링 저항기 양단에 발생된다. 그 샘플링 저항기 양단의 전압에 응답하는 한 비교기는 과전류 상태가 발생할 때 출력 신호를 발생한다. 그 과전류 상태는 전력 트랜지스터 내의 전류가 안전 동작 레벨을 고려한 소정의 임계 레벨을 초과할 때 발생한다. 그 비교기의 출력 신호는 전력 트랜지스터를 턴-오프하는 구동 회로에 인가되어, 과전류 상태가 검출될 때 전력 트랜지스터 내의 다른 전도 상태를 방지한다.
고전류 응용에 있어서, 이와 같은 샘플링 저항기는 불리하게도 큰 전력을 소모할 수 있다. 그로 인해, 변환기의 효율을 감소시킨다. 따라서, 그와 같은 샘플링 저항기를 전력 트랜지스터와 직렬로 삽입하지 않고 전력 트랜지스터 내의 전류를 감지하는 것이 바람직하다.
본 발명의 특징을 실현하는 회로에 있어서, 전력 트랜지스터는 예를 들어, MOSFET(금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터)의 형태로 되어 있다. 그 소스 전극을 접지되어 있으며, 그 드레인 전극은 전술한 변압기의 1차 권선에 결합되어 있다. 그 드레인 전극과 접지 사이에서 발생되는 전압은 그 트랜지스터의 전도상태 동안 MOSFET내의 전류에 비례한다. 따라서, 그와 같은 전압은 전도 상태 동안에 MOSFET에 흐르는 전류의 레벨을 나타낸다. 그와 같은 전압을 본 발명의 한 특징을 실현하는 과전류 보호 신호를 발생하는데 이용된다.
다른 한편으로, MOSFET가 비전도 상태로 되었을 때, 드레인 전극과 접지 사이의 전압은 실질적으로 더 높게 될 수 있고, MOSFET 트랜지스터의 전도 시간 동안에 흐르는 전류를 나타내지 않을 수 있다. 그러한 과전류 보호 신호에 영향을 주는 전압을 방지하는 것이 바람직하다.
본 발명의 한 관점에 따라, 예를 들어, 드레인 전극에서 발생되는 전압은 본 발명의 한 특징을 실현하는 제 1 신호의 제 1 부분을 발생하는데 이용된다. 드레인 전극에서의 전압은 MOSFET의 온(on) 저항기 양단에 발생되는 전압으로 지칭될 수 있다. 그 MOSFET가 전도 상태일 때, 상기 제 1 신호와 제 1 부분의 레벨은 드레인 전극에서의 전압에 따라 비례적으로 변화한다. 그 제 1 신호의 제 1 부분의 레벨은 트랜지스터 내의 전류를 나타낸다. MOSFET가 비전도 상태가 될 때, 제 1 신호의 제 2 부분은 예를 들어, 0볼트와 같은 일정한 레벨로 설정되거나 클램프(clamp)된다. 이와 같은 방식에 있어서, 제 1 신호의 진폭은 유익하게도 트랜지스터 내의 전류를 나타내지만, 트랜지스터가 비전도 상태일때 드레인 전극에서의 전압에 의해 영향을 받지 않는다.
제 1 신호는 비교기를 포함할 수 있는 전류 감지 장치에 결합된다. 제 1 신호의 크기가 과전류 상태를 나타내는 선정된 레벨을 초과할 때, 전류 감지 장치는 MOSFET의 게이트 전극에 결합된 제어 신호를 발생하여, 그로 인해 그 MOSFET는 오프된다. 이러한 방식에 있어서, MOSFET는 전위적으로 파괴적인 과전류 상태에 대해서 바람직하게 보호된다. 본 발명의 한 실시예에 있어서, MOSFET 전력 스위치가 비전도 상태일때 제 1 신호를 0볼트 레벨로 클램핑하기 위해 제 2 트랜지스터가 이용된다.
스위칭 전원에 있어서, 본 발명의 한 특징을 실현하는 고장 검출 및 보호 장치는 입력 공급 전압과, 제 1 및 제 2 주 전류 전도 전극 및 제어 전극을 갖는 제 1 스위칭 트랜지스터를 포함한다. 이러한 장치는 제 1 스위칭 전력 트랜지스터의 제어 전극에 결합되는 소정 주파수의 제 1 제어 신호원을 포함한다. 그 제 1 제어신호에 의해서, 정상적인 동작시에, 제 1 스위칭 트랜지스터는 소정 주파수에 따라 결정된 스위칭 주파수에서 동작한다. 그 장치의 이용 회로(utilization circuit)는, 그 이용 회로에서 출력 공급 전압을 발생하기 위해 입력 공급 전압과 제 1 주 전류 전도 전극에 결합된 임피던스를 포함한다. 그 임피던스는 제 1 스위칭 전력 트랜지스터에 흐르는 스위치된 주 전류에 대한 전류 경로를 형성한다. 제 1 스위칭 전력 트랜지스터가 전도 상태로 될 때, 제 1 스위칭 전력 트랜지스터의 제 1 및 제 2 주 전류 전도 전극들 사이에서 소정의 주파수에 따라 결정된 주파수에서 제 1 전류 감지 신호가 발생된다. 그 제 1 전류 감지 신호는 제 1 스위칭 전력 트랜지스터가 전도 상태로로 될 때 주 전류의 레벨을 나타낸다. 주 전류 레벨을 나타내는 제 2 전류 감지 신호의 제 1 부분은 제 1 스위칭 전력 트랜지스터가 전도 상태에 있을 때 제 1 제어 신호와 제 1 전류 감지 신호에 따라 출력 단자에서 발생된다. 그 출력 단자는 전력 트랜지스터가 비전도 상태에 있을 때 전력 트랜지스터로부터 분리되어, 제 1 스위칭 전력 트랜지스터가 비전도 상태에 있을 때 제 1 스위칭 전력 트랜지스터의 제 1 주 전류 전도 전극에서 발생되는 전압이 제 2 전류 감지 신호의 진폭에 실질적으로 기여하는 것을 방지한다. 제 2 전류 감지 신호의 제 1 부분의 크기가 전원 고장 상태의 발생을 나타내는 정상적인 동작 범위밖에 있게 될때 제 2 제어 신호를 발생한다. 제 2 제어 신호는 제 1 스위칭 전력 트랜지스터가 다른 전도 상태로 되는 것을 방지하기 위해 제 1 스위칭 전력 트랜지스터의 제어 전극에 결합된다.
제 1 도는 본 발명의 한 관점을 실현하는 과전류 보호 장치(100a)를 포함하는 텔레비젼 장치의 DC-DC 변환기 또는 초퍼 장치(100)를 설명하기 위한 도면이다. 제 2 도(a 내지 d)는 제 1 도의 장치(100)의 동작을 설명하는데 이용된 파형을 도시한 도면이다. 제 1 도 및 제 2 도(a 내지 d)에 도시된 동일한 부호와 번호는 동일한 부품 및 기능을 나타낸다.
제 1 도의 장치(100)는 제 2 도(a)에 도시된 것과 같은 정상 동작동안에 소정의 주파수에서 구형파 신호(VG)를 발생하는 발진기 및 구동기단(50)을 포함한다. 정상 동작 동안에, 제 1 도의 신호(VG)는 그 신호(VG)에 의해 결정된 스위칭 주파수에서 MOSFET(Q1)를 교대로 스위치-온 및 스위치-오프시킨다. 초퍼변압기(T1)의 1차 권선(T1a)은 트랜지스터(Q1)의 드레인 전극에 결합된 제 1 단자와 DC 입력 전압(B+)에 결합된 제 2 단자를 갖는다. 트랜지스터(Q1)의 스위칭 동작에 의해 변압기(T1)의 2차 권선(T1b)에 전압을 유도한다. 그러한 전압은 다이오드(D1) 및 캐패시터(C1) 를 포함하는 정류기 장치(60)에 의해 정류된다. 그 정류기 장치(60)는 저항기(RL) 와 같은 부하 양단에 DC 출력 전압(VRL)을 발생한다. 저항기(RL)는 제 1 도에 도시되어 있지 않은 텔레비젼 장치의 회로에 의해 형성되는 부하를 나타내는데, 그 회로는 전압(VRL)에 의해 여기된다.
트랜지스터(Q1)의 전도 결과로서, 제 2 도(b)에 도시된 바와 같이 램핑(ramping)전류(i1)가 권선(T1a)에 흐른다. 제 2 도(b 내지 d)의 점선은 전류(i1)가 실선으로 도시된 제 2 예보다 더 큰 제 1 예에 대응한다.
예를 들어, 제 2 도(c)의 간격(t1-t2) 동안에, 제 1 도의 전류(i1)는 그 전류(i1)에 비례한 트랜지스터(Q1)의 드레인에서의 업램핑(upramping) 전압(VQ1)을 나타낸다. 전압(VQ1)은 트랜지스터(Q1)가 완전히 턴-온되었을 때 트랜지스터 Q1의 온 또는 순방향 저항(forward resistance)의 값을 나타내는 rDS에 의해 증배된 전류(i1)의 크기와 동일하다. 제 2 도(c)의 간격(t1-t2) 동안과 같이 트랜지스터(Q1)가 비전도될 때, 제 1 도의 전압(VQ1)은 변압기(T1)의 변압기 동작의 결과로서 전압 B+보다 더 크게(positive)된다. 간격(t1-t2) 동안에, 예를 들어, 제 2 도(c)의 전압(VQ1)은 제 1 도의 전류(i1)의 크기를 나타낸다. 제 2 도(c)의 간격(t2-t1')동안에, 전압(VQ1)은 제 1 도의 트랜지스터(Q1)의 전류(i1)를 쉽게 나타내지 않는 부분을 포함한다.
본 발명의 한 특징에 따라, 전류 감지 신호(VQ2)는 트랜지스터(Q1)가 전도 상태가 될때 전류(i1)에 비례하고, 트랜지스터(Q1)가 비전도 상태가 될때 예를 들어, 0이 되는 전압(VQ1)으로부터 발생된다. 따라서, 신호( VQ2)는 트랜지스터(Q1)의 오프시간 동안에 전압(VQ1)에 의해 유리하게 영향을 받지 않는다. 이러한 방법에 있어서, 예를 들어 그 피크-피크(peak-to-peak) 진폭과 같은 신호(VQ2)의 진폭은 트랜지스터(Q1)의 온시간 동안에 발생하는 전류(i1)에 비례하게 된다. 그 신호(VQ2)의 그와 같은 특징은, 트랜지스터(Q1)가 비전도 상태로 될때 신호(VQ2)간 전압(VQ1)에 의해 영향을 받지 않기 때문에 신호(VQ2)의 다른 처리를 단순하게 한다는 장점이 있다. 신호(VQ2)의 그와 같은 처리는 예를 들어, 제 1 도의 전류(i1)의 평균값이나 또는 피크값을 나타내는 신호를 형성하기 위해 신호(VQ2)를 평균하거나 또는 노이즈를 감소시키기 위해 신호(VQ2)를 저역 통과 필터링 처리를 포함할 수 있다.
신호(VQ2)를 발생하기 위하여, 트랜지스터(Q1)의 드레인 전극은 저항기(R1)를 통해 션트 스위치(shunt switch)로서 동작하는 JFET(접합 전계 효과 트랜지스터)(Q2)의 드레인 전극에 결합된다. 트랜지스터(Q2)의 게이트 전극은 신호(VG)에 결합된다. 트랜지스터(Q1및 Q2)는 상보적인 방식, 즉 한 트랜지스터가 전도될때, 다른 트랜지스터는 비전도되거나, 그 역으로 되는 방식으로 동작한다.
본 발명의 한 특징을 실현하고 제 2 도(d)에 도시된 것처럼, 전극(Q2a)에 발생되는 신호(VQ2)는 간격(t1-t2) 동안에 제 2 도(c)의 전압(VQ1)과 동일하다. 예를 들어, 트랜지스터(Q1)가 비전도 상태로 될때 발생하는 간격(t1-t2) 동안에, 전압(VQ1)은 제 1 도의 전류(i1)를 쉽게 나타나지 않을 수 있다. 간격(t1-t2) 동안에 제 2 도(d)의 신호(VQ2)는 제 1 도의 전도성 JFET 트랜지스터(Q2)의 온저항에 의해 거의 0볼트로 클램프된다. 그로 인해, 트랜지스터(Q1)가 전도될때 신호(VQ2)에 대한 전압(VQ1)의 기여도는 트랜지스터(Q1)가 비전도될때 보다 실제로 더 크게 된다. 따라서 유리하게, 전류(i1)의 변화로 인하여, 예를 들어, 신호(VQ2)가 상기와 같이 클램프되지 않았을 경우 보다 신호(VQ2)의 평균이나 피크 진폭이 보다 크게 비례적으로 변화한다. 그 결과, 전류(i1)의 변화에 대해 보다 민감하게 반응하는 피크 진폭이 보다 크게 비례적으로 변화한다. 그 결과, 전류(i1)의 변화에 대해 보다 민감하게 반응하는 과전류 검출 방치가 된다. 이는, 저항기(R1)와 트랜지스터(Q1)가 매우 높게 무한 감쇠 계수(infinite attenuation factor)를 가진 제어 가능한 감쇠기를 형성하는 것을 알 수 있는데, 여기서, 그 감쇠 계수는 트랜지스터(Q1)가 비전도될 때 주로 감쇠하고, 트랜지스터(Q1)가 전도될때 신호(VQ2)를 형성하기 위해 감소되지 않은 전압(VQ1)을 결합한다.
바람직하게, 제 2 도(d)의 신호(VQ2)는 아날로그 신호이다. 아날로그 신호로서, 신호(VQ2)는 전류(i1)가 대응하는 범위의 값으로부터 어떤 임의 값을 취할 때 무한의 별개의 값을 포함하는 범위에서 어떤 임의 값으로 취할 수 있다. 이와 달리, 디지털 신호는 단지 한정된 수의 값만을 취할 수 있다. 아날로그 신호인 제 1 도의 신호(VQ2)는 도면에 도시되지 않았지만 전류 감지 장치(51)에 결합되는 필터된 전류 감지 신호를 얻기 위해 종래의 저역 통과 필터에서 쉽게 저역 필터될 수 있다. 만일, 전압(VQ1)이 직접 저역 통과 필터되었다면, 그 진폭은 전류(i1)를 쉽게 나타내지 않게 된다는 것을 주목한다. 그 이유는 트랜지스터(Q1)가 비전도될 때 전압(VQ1)의 일부가 크기에 있어 전류(i1)와 필수적으로 관련되지 않을 수 있기 때문이다. 그러한 부분은 트랜지스터(Q1)가 전도될때 전압(VQ1)의 다른 부분 보다 더 크게 될 수 있으며, 이는 전류(i1)의 정보를 추출하는 처리를 매우 어렵게 만든다.
신호(VQ2)는 전술한 저역 통과 필터를 포함할 수 있는 전류 감지 장치(51)의 입력 단자(51a)에 결합된다. 제 2 도(b)의 전류(i1)가 안전 동작 레벨로 고려된 선정된 레벨을 초과할 때 과전류 상태가 발생할 수 있다. 그와 같은 과전류 상태가 발생할 때, 피크 또는 평균값 신호(VQ2)는 대응하는 선정된 기준 전압 레벨보다 더 크게 된다. 결과적으로, 비교기를 포함할 수 있는 제 1 도의 전류 감지 장치(51)는 발진기 및 구동기(50)의 제어 단자(50a)에 결합되는 과전류 보호 신호(INHIBIT)를 발생한다. 그 신호(INHIBIT)에 의해 신호(VG)를 예를 들어 0볼트로 유지되도록 하고, 트랜지스터(Q1)를 비전도 상태로 유지되도록 한다. 제 1 도의 전류(i1)는 0이 되고, 그로 인해, 전술한 과전류 상태로부터 트랜지스터(Q1)를 보호한다. 트랜지스터(Q2)의 클램핑 동작은 유익하게, 전류(i1)의 크기에 관한 정보가 신호(INHIBIT)를 발생하기 위한 전압(VQ1)으로부터 얻어지는 방식으로 단순화한다.
제 3 도는 제 1 도의 장치(100)와 유사한 본 발명의 다른 특징을 실현하는 전원 장치(100)를 도시하고 있다. 특히, 제 1 도 및 제 3 도의 각각의 MOSFET 트랜지스터(Q1및 Q1')의 각각의 전류 크기는 각각의 트랜지스터가 턴-온 상태일때 대응하는 드레인 및 소스 전극 사이에서 발생되는 전압으로부터 얻어진다.
제 1 도의 신호(VQ2)와 유사한 제 3 도의 신호(VS')는 전류(i1)의 크기 정보를 포함한다. 제 4 도(a 내지 d)는 제 3 도의 장치(100')의 동작을 설명하는데 이용된 파형을 도시하고 있다. 제 3 도 및 제 4 도(a 내지 d)의 동일한 번호 및 부호는 항목과 동일한 기능를 나타낸다.
제 3 도의 장치(100')에 있어서, 트랜지스터(Q1')의 스위칭 동작을 제어하는 신호(VG')는 저항기(R2')를 통해 다이오드(D2')의 애노드 전극에 결합된다. 직렬 결합된 스위치로서 동작하는 다이오드(D2')는 트랜지스터(Q1')의 드레인 전극에 결합되는 캐소드 전극을 갖는다. 신호(VG)는 다이오드(D2)를 통해 작은 순방향 바이어싱 전류를 공급하고, 동시에, 그 신호(VG')로 인하여 트랜지스터(Q1')를 턴-온시킨다. 결과적으로, 신호(VS')는 전류(i1')의에 비례한다. 신호(VS')는 저항기(R2')와 다이오드(D1')의 애노드 사이의 접합부에 결합된 단자(51a')에서 발생된다. 신호(VS')는, 제 4 도(d)의 간격(ta-tb) 동안에, 저항(rDS')에 전압(VD2')의 레벨을 더한 값으로 곱셈된 전류(i1')의 크기와 동일하다. 전압(VD2)은 거의 0.7볼트와 거의 동일한 제 3 도의 다이오드(D2') 양단의 순방향 전압 강하된 전압이다.
예를 들어, 트랜지스터(Q1)가 비전도될때 발생하는 제 4 도(a)의 간격(tb-tc) 동안에서와 같이, 신호(VG')가 0일때, 제 3 도의 저항기(R2')의 전류는 0이 되고, 다이오드(D2')는 역바이어스 된다. 그 비전도 상태의 다이오드(D2')는 전압(VQ1')으로부터 입력단자(51a')를 유리하게 분리시킨다. 다이오드(D2)가 비전도 상태로 될때, 전압(VQ1)은 전압(B+)보다 높게 된다. 따라서, 예를 들어, 제 4 도(d)의 간격(tb-tC) 동안에, 신호(VS')는 거의 0볼트로 유지된다.
약간의 고장 상태로 인하여, 제 3 도의 신호(VG')가 너무 작게 될때, 전류(i1')의 크기가 과전류 상태일때, 전류 감지 장치(51')의 보호 신호(INHIBIT')가 발생된다. 그 신호(INHIBIT')는 트랜지스터(Q1')가 턴-온되는 것을 방지한다.
약간의 스위치된 모드의 전원 장치 응용에 있어서, 전류(i1') 및 전압(B+)에서 대응하는 변화에 직면하여 DC 출력 전압의 조정 범위를 증가시키기 위하여 전류(i1')가 증가할 때 신호(VG')의 주파수를 증가시키는 것이 바람직하게 될 수 있다. 유리하게, 예를 들어, 전류(i1')의 크기가 증가할때 신호(VG')의 주파수를 증가시키기 위해, 제 3 도에 점선으로 도시된 바와 같이, 발진기 및 구동기(50')의 주파수 제어 단자(50b')에도 신호(VS')가 결합될 수 있다.
제 5 도는 본 발명의 다른 특징을 실현하는 변환기(100)를 도시한 도면이다. 푸시-풀 스테이지(push-pull stage)를 포함하는 변환기(100)는 12볼트 배터리 입력 전압(VB)을 DC-DC 변환시켜 24볼트 출력 전압(V24)을 발생한다. 제 5 도의 변환기(100)는 예를 들어, 도면에 도시되지 않은 Hitachi회사에 의해 제조된 250ATB22 형태의 10인치 화상관을 갖는 휴대용 텔레비젼 수상기에 이용될 수도 있다. 또한, 제 5 도의 변환기(100)는 15볼트 예비 공급 전압(standby supply voltage)(VSB) 및 220볼트 공급전압(VDG)을 제공할 수 있다. 전압(VDG)은 도면에 도시되지 않은 공진 디가우싱(a resonant degaussing circuit)회로를 여기시키기 위해 이용될 수 있다.
그 변환기(100)에 있어서, MOSFET(Q10및Q20)의 드레인 전극은 초퍼 변압기(T10)의 1차 권선(T10a)의 종료 단자(90 및 91)에 각각 결합된다. 단자(90 및 91)의 중간에 위치한 1차 권선(T10a')의 단자(92)는 배터리 전압(VB)에 결합된다. 발진기(U1)는 위상이 반대인 신호(V2a및 V2b)를 각각 형성하기 위해 구동회로(U2)에 결합되는 반대 위상의 신호를 발생한다. 저항기(R3및 R4)을 통해 트랜지스터(Q10및 Q20)의 게이트 전극에 각각 결합된 신호(V2a및 V2b)로 인하여, 트랜지스터(Q10및 Q20)는 푸시-풀 방식으로 동작한다.
트랜지스터(Q10)의 드레인 전극(i10)은 제 3 도의 다이오드(D2')에 의해 행해지는 방식과 유사한 방식으로 다이오드(D20)에 의해 샘플링된다. 결과적으로, 제 5 도의 전압(VS10)은 제 3 도의 신호(VS')가 형성되는 방식과 비슷한 방식으로 형성된다. 유사하게, 제 5 도의 트랜지스터(Q30)의 드레인 전류(i20)의 드레인 전류(i20)는 전압(VS20)을 형성하기 위해 다이오드(D20)에 의해 샘플링된다. 교대로 발생되는 전압(VS10및 VS20')은 각각의 저항기(R6및 R7)에 인가된다. 결과적으로, 저항기(R6및 R7)의 접합 단자(A)에서 신호(VSUM)가 형성된다. 그 신호(VSUM)는 저항기(R18) 및 집적 캐패시터(C6) 양단에 발생되고, 비교기(U3C)의 반전 입력 단자에 결합된다. 다이오드(D20')는 예를 들어, 트랜지스터(Q10)가 비전도될때 트랜지스터(Q10) 양단의 전압(V90)이 신호(VSUM)에 영향을 주는 것을 방지한다.
전류(i10및 i20)중 어느 한 전류로 인하여 선정된 레벨를 초과하게 하는 고장 상태가 발생하면, 신호(VSUM)는 비교기(U3C)의 비반전 입력 단자에서 다이오드(D6) 양단에 발생되는 기준 전압(VRF)을 초과하게 된다. 결과적으로, 비교기(U3C)의 출력 단자에는 신호(V0)가 발생하게 된다. 신호(V0)는 비교기(U3A)의 반전 입력 단자의 역할을 하는 출력단자를 가진 비교기(U3B)의 비반전 입력 단자를 통해 결합된다. 그 결과, 신호(VSUM)가 기준 전압(VRF) 보다 클때 신호(V0)가 발생된다. 신호(V0)가 발생될때, 제 1, 또는 하이(HIGH) 논리 레벨의 신호(INHIBIT)는 비교기(U3A)의 출력 단자에서 발생된다. 그 제 1 논리 레벨의 신호(INHIBIT)로 인하여, 발진기(U1)의 출력 신호가 0볼트로 유지된다. 그 결과, 신호(V2a및 V2b)는 각각 0이 된다. 그로 인해, 트랜지스터(Q10및 Q20)의 스위칭 동작은 정지되고, 트랜지스터(Q10및 Q20)가 턴-온되는 것을 방지한다. 따라서, 신호(VSUM)는 0이 되고, 신호(V0)는 그 정상 작동 레벨로 복귀한다.
비교기(U3B)는 타임-아웃 타이머(time-out timer)로서 동작한다. 그 출력 신호(V3BOUT)가 변화하면, 그 신호(V3BOUT)는 그 정상 동작 레벨로 바로 복귀되는 것으로부터 방지된다. 신호(V3BOUT)는 신호(V0)가 정상동작 레벨로 복귀되는 시간으로부터, 예를 들어 150밀리초의 션트-다운(shut-down) 주기가 경과될 때까지 보호된다. 150밀리초 최소 지연은 캐패시터(C5')에 관련된 시정수에 의해 결정되고, 이하에 설명되는 것처럼 비교기(V3B)의 반전 입력 단자에 결합된다.
변환기(100)의 정상 동작 동안에, 신호(V3UM)는 전압(VRF)보다 작게 된다. 비교기(U3C)의 출력 단자, 즉 핀 번호 13은 도면에 도시하지 않은 오픈 콜렉터 트랜지스터에서 형성된 고임피던스를 나타낸다. 비교기(U3B)의 출력 단자, 즉 핀 번호 14는 역시 고임피던스를 나타낸다. 캐패시터(C5)는 분압기를 형성하는 저항기(R15,R14,R13및 R16)에 의해 결정된 전압으로 충전된다.
비교기(U3A)의 출력 단자에서의 신호(INHIBIT)가 로우(low)로 될때, 신호(INHIBIT)는 발진기(U1)를 인에이블 시킨다. 과부하 상태가 발생할때, 신호(VSUM)는 전압(VRF)의 레벨 이상을 증가하고, 비교기(U3C및 U3B)를 트리거(trigger)시킨다. 그들 출력 단자는 거의 접지 전위에 있는 LOW 상태로 스위치되고, 발진기(U1)를 디스에이블시키는 HIGH 상태 레벨로 비교기(U3A)의 출력 신호(INHIBIT)를 구동시킨다. 변환기(100)가 디스에이블되는 결과로서, 신호(VSUM)는 전압(VRF) 이하의 값으로 감소하고, 비교기(U3C)의 출력 단자는 고임피던스로 스위치된다. 저항기(R13)에 의해 제공되는 피드백으로 인하여, 비교기(U3B)의 출력 신호(V3BOUT)는 캐패시터(C5)가 저항기(R14)를 통해 신호(V0)의 전압보다 낮은 전압으로 방전될 때까지 LOW 상태로 유지된다. 신호(V0)는 비교기(U3B)의 비반전 출력 단자에서 발생된다. 결과적으로, 비교기(U3B)의 출력 단자는 고임피던스로 스위치되고 캐패시터(C5)는 저항기(R16,R13및 R14)를 통해 방전을 시작한다. 비교기(U3A)의 반전 입력 단자, 즉 핀 번호 6의 전압이 비반전 입력 단자(7)에서의 전압 이상으로 증가될때, 비교기(U3A)의 출력 신호(INHIABIT)는 LOW 상태로 스위치되고, 발진기(U1)를 인에이블 시킨다. 따라서, 신호(V2a및 V2b)의 발생이 다시 시작된다.
신호(VSUM)에 의한 트리거링 사이의 시간 간격과 트랜지스터(Q10및 Q20)의 스위칭 동작이 정지되는 시간은 바람직하게, 약 1밀리초 정도로 매우 짧게 된다. 트랜지스터(Q10및 Q20)의 스위치 동작이 정지된 후에, 그 스위칭 동작은 전술된 바와 같이 즉시 다시 시작될 수 없다. 스위칭 동작의 재시작은 적어도 150밀리초 션트-다운 주기가 경과된 후에 발생할 수 있다. 그로 인해, 트랜지스터(Q10및 Q20)는 다시 턴-온되기 이전에 과전류 상태로부터 회복되거나 그 과전류 상태에 대해 대처할 수 있다.
제 5 도의 회로에 있어서, 그 트리거링 레벨은 신호(VSUM)가 다이오드(D6)의 순방향 전압에 의해 결정되는 약 0.7볼트를 초과할때 발생한다. 그와 같은 레벨은 약 0.8볼트의 각각의 전압(V90및 V91)에 대응한다. 제 5 도의 MOSFET(Q10및 Q20)의 각각에 있어서, 트랜지스터가 완전히 턴-온되었을 때 발생하는 온저항은 약 0.12오옴이 될 수 있다. 그로 인해, 전류(i10및 i20)가 약 6.5암페어를 초과할때 변환기(100)의 션트-다운이 발생한다. 그 보호 임계 전압 또는 전류는 저항기(R18)의 값을 변화시켜 제어될 수 있다.
전압 비교기(U3A)는 그 반전 입력 단자를 통해, 제너 다이오드(D16)에서 발생된 기준 전압을 수신한다. 배터리 전압이 예를 들어, 11볼트 이하로 강하될 때, 비교기(U3A)의 반전 입력 단자의 신호(V3BOUT)가 비반전 입력 단자의 전압(VRF)보다 작게 되기 때문에, 신호(INHIBIT)가 발생된다. 그로 인해, 트랜지스터(Q10및 Q20)의 스위칭 동작은 정지된다. 결과적으로, 배터리의 다른 방전은 방지된다.
전압(V90및 V91)의 포지티브 부분은 다이오드(D4및 D5)를 통해 충전 캐패시터(C10)에 각각 결합된다. 그로 인해, 캐패시터(C2)는 약 24볼트로 충전된다. 변압기(T10)의 2차 권선(T10b) 양단에 발생된 전압은 정류되고, 캐패시터(C10), 다이오드(D8), 다이오드(D7) 및 캐패시터(C13)를 포함하는 배압기(voltage doubler)(66)에서 2배의 전압으로 된다. 그 배압기(66)는 설명되지는 않았지만 공진 디가우싱 회로에서 공급 전압으로서 이용될 수 있는 전압(VDG)을 발생한다,.
또한, 전압(VDG)은 트랜지스터를 턴-온시키기 위해 MOSFET(Q30)의 게이트에 결합된다. 캐패시터(C10)는 스위칭 동작이 정상적일때 단자(77)에서 전압(V24)을 발생시키기 위해 MOSFET(Q30)를 통해 단자(77)에 결합된다. 예를 들어 과전류 상태의 결과로서 스위칭 동작이 정지될때, 트랜지스터(Q30)는 바로 비전도상태로 된다. 트랜지스터(Q30)가 비전도 상태로 될때, 그 트랜지스터는 충전 캐패시터(C10)로부터 단자(77)를 분리시킨다. 이런 방식에 있어서, 트랜지스터(A30)는 부하에 대한 전원을 유리하게 바로 분리시킨다.

Claims (21)

  1. 입력 공급 전압원 ; 제 1 및 제 2 주 전류 전도 전극과 제어 전극을 갖는 제 1 스위칭 전력 트랜지스터; 정상 동작 동안에 상기 제 1 스위칭 트랜지스터가 소정의 주파수에 따라 결정된 스위칭 주파수에서 동작하도록 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터의 제어 전극에 결합되는 소정의 주파수의 제 1 제어 신호원; 출력 공급 전압을 발생하기 위해 상기 입력 공급 전압 및 상기 제 1 주 전류 전도 전극에 결합된 임피던스를 구비하는 이용 회로로서, 상기 임피던스(T1a)는 상기 소정의 주파수에 따라 결정된 주파수에서 제1 전류 감지 신호(VQ1)를 발생하기 위해 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)에서 흐르고, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터가 전도될때 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)의 제 1 (D) 및 제 2 (S) 주 전류 전도 전극 사이에서 발생되는 스위치된 주 (전류i1)에 대한 전류 경로를 형성하고, 상기 제 1전류 감지 신호 (VQ1)는 제 1스위칭전력 트랜지스터(Q1)가 전도될때 상기 주 전류의 레벨을 나타내는 이용 회로를 포함하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 회로에 있어서, 상기 제 1 제어 신호(VG) 및 상기 제 1 전류 감지 신호(VQ1)에 응답하고, 상기 제 1 주 전류 전도 전극(D)에 결합된 입력 단자(R1)를 가지고, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)가 전도 상태에 있을 때 상기 주 전류(i1)의 레벨을 나타내는 제 2 전류 감지 신호(VQ2)의 제 1 부분을 출력 단자(Q2a)에서 발생하고, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)가 비전도 상태에 있을 때 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)로부터 상기 출력 단자(Q2a)를 분리시켜, 상기 전력 트랜지스터가 비전도될때 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)의 상기 제 1 주 전류 전도 전극(D)에서 발생되는 전압(VQ1)을 상기 제 2 전류 감지 신호(VQ2)의 진폭에 실질적으로 기여하는 것으로부터 방지하기 위한 제 1 수단(Q2)과; 상기 제 2 전류 감지 신호(VQ2)에 응답하여, 상기 제 2 전류 감지 신호(VQ2)의 상기 제 1 부분의 크기가 상기 전원의 고장 상태의 발생을 나타내는 정상 동작 범위 밖에 있을 때, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)를 다른 전도 상태로부터 방지하기 위해 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)의 제어 전극에 결합되는 제 2 제어 신호(INHIBIT)를 발생하기 위한 제 2 수단(51)을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)는 상기 제 1 제어 신호(VG)의 각 사이클의 최소한 일부분 동안에 턴-온되는 MOSFET(Q1)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 수단은 상기 제 1 제어 신호(VG)에 결합되는 제어 전극(게이트)과, 제 2 임피던스(R1)를 통해 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)의 제 1 주 전류 전도 전극(D)에 결합된 주 전류 전도 전극을 갖는 제 2 스위칭 전력 트랜지스터(Q2)를 포함하여, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)가 전도될 때 상기 제 2 스위칭 트랜지스터(Q2)는 비전도되도록, 또는, 그 역으로 되도록 제 2 스위칭 트랜지스터(Q2)의 상기 제 2 주 전류 전도 전극에서 상기 제 2 전류 감지 신호(VQ2)를 발생하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 제 2 스위칭 트랜지스터는 션트 스위치로서 동작하는 FET(Q2)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 트랜지스터(Q1, Q2)의 제어 전극에서 발생되는 신호(VG)를 동일한 위상에 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  6. 제 3 항에 있어서, 상기 제 2 임피던스(R1)와 상기 제 2 스위칭 트랜지스터(Q2)는 상기 제 2 스위칭 트랜지스터(Q2)가 전도될때 발생되는 상기 제 1 전류 감지 신호(VQ1)의 일부를 감쇠시키는 감쇠기를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 수단(Q2)은 상기 제 1 제어 신호(VG)의 주파수에 관련된 주파수에서 동작하고, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)가 전도될때, 상기 제 1 수단은 상기 제 2 전류 감지 신호(VQ2)가 상기 제 2 전류 감지 신호(VQ2)의 상기 제 1 부분보다 낮은 선정된 일정 레벨로 되도록 하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 제 2 수단(51)은 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)에 흐르는 전류가 대응하는 선정된 임계 레벨보다 클때 제 2 제어 신호(INHIBIT)를 발생하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  9. 제 1 항에 있어서, 상기 이용 회로는 변압기의 권선에서 출력 공급 전압을 발생하기 위한 플라이백 변압기(T1)의 권선(T1b)과, 텔레비젼 장치의 회로 스테이지에 결합된 DC 제 2 출력 공급 전압(VRL)을 발생하기 위해 상기 권선(T1b)에 결합된 정류기(D1)를 구비하여 전력을 공급하는 전력 공급 스테이지를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 수단은 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)의 제 1 주 전류 전도 전극(D)에 결합되는 제 1 단자(캐소드)를 가진 다이오드(D2')를 포함하여, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1')가 전도될때 다이오드(D2')가 순방향 바이어스되고, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)가 비전도될때 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1')의 제 1 주 전류 전도 전극(D)에 발생되는 제 1 전류 감지 신호가 다이오드(D2')를 역바이어스 되도록 상기 다이오드(D2')의 제 2 단자(애노드)에서 제 2 전류 감지 신호( VD2')를 발생하여, 상기 다이오드(D2')의 제 2 단자(애노드)로부터 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1')의 제 1 주 전류 전도 전극(D)을 분리시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  11. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 전류 감지 신호(VQ1)는 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)가 전도될때 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1)의 내부 저항에 발생되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  12. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 제어 신호 발생 수단(50)은 제 2 전류 감지 신호(VQ2)의 크기에 따라 상기 제 1 제어 신호의 소정 주파수를 변화시키기 위해 상기 제 2 전류 감지 신호(VQ2)에 응답하게 되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  13. 제 1 항에 있어서, 상기 임피던스는 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q10)의 제 1 주 전류 전도 전극에 결합된 제 1 단자(90)를 가진 제 1 변압기 권선(T10a)과, 제 2 스위칭 전력 트랜지스터(Q20)를 포함하고, 상기 제 2 스위칭 전력 트랜지스터(Q2)는 그 제 2 스위칭 전력 트랜지스터에서 제 2 스위칭 전류를 전도하기 위해 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터로부터 떨어진 상기 제 1 변압기 권선(T10a)의 제 2 단자(91)에 결합된 제 1 주 전류 전도 전극(D)과, 상기 제 1 및 제 2 스위칭 전력 트랜지스터가 푸시-풀 방식으로 동작하도록 상기 제 1 제어 신호(V2a)와 관련된 주파수에서 제어 신호(V2b)에 응답하는 제어 전극을 가지며, 상기 제 2 수단(51)은 상기 제 1 및 제 2 스위칭 전력 트랜지스터(Q10및 Q20) 중 한 트랜지스터에서 과전류 상태를 나타내는 제 2 전류 감지 신호(VSUM)를 발생하기 위해 상기 제 1 (Q10) 및 제 2(Q20) 스위칭 전력 트랜지스터의 제 1 주 전류 전도 전극(D)에 결합된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 제 2 수단은 제 1 다이오드(D20), 제 2 다이오드(D30) 및 결합 수단(R6,R7)을 포함하고, 상기 제 1 다이오드(D20)는 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q10)의 제 1 주 전류 전도 전극(D)에 결합된 제 1 단자(캐소드)를 가지며, 제 2 다이오드(Q30)는 상기 제 2 스위칭 저력 트랜지스터(Q20)의 제 1 주 전류 전도 전극(D)에 결합된 제 1 단자(캐소드)를 가지며, 상기 결합 수단(R6,R7)은 다이오드(D20,D|30)에 결합되어, 제 1 다이오드(D20)의 제 2 단자(애노드)에서 발생된 신호(VS10)와 제 2 다이오드(D|30)의 제 2 단자(애노드)에서 발생된 신호(VS20)에 따라 상기 제 2 전류 감지 신호(VSUM)를 발생하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호장치.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 결합 수단은 상기 제 1 다이오드(D20)에 결합된 제 1 단자와 제 2 다이오드(D30)에 결합된 제 2 단자를 갖는 저항기(R6,R7)를 포함하고, 저항기(R6,R7)의 상기 제 1 및 제 2 단자 사이에 결합된 저항기(R6,R7)의 단자(A)에서 상기 제 2 전류 감지 신호(VSUM)가 발생되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  16. 제 13 항에 있어서, 상기 제 1 권선(T10a)에 결합되어 캐패시터(C10)에서 제 1 DC 출력 전압(VDG)을 발생하는 정류기 장치(D4,D5)와, 상기 변압기(T10)의 제 2 권선(T10b)에서 발생되는 신호에 응답하여, 정상 동작 동안에 상기 제 3 수단(Q30)의 출력 단자(77)에 상기 제 1DC 출력 전압을 결합시키고, 고장 상태가 발생할 때 상기 캐패시터(C10)로부터 상기 출력 단자(77)를 고속 분리시키는 제 3 스위칭 수단(D30)을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  17. 제 1 항에 있어서, 상기 제 2 전류 감지 신호(VSUM)에 응답하여, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q10)에 대한 손상을 방지하기에 충분한 제 2 제어 신호(INHIBIT)의 발생 다음에 단지 최소한 선정된 길이를 가진 주기가 경과된 후에만, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q10)에서 스위칭 동작의 재시작을 가능하게 하는 신호(V3BOUT)를 발생하기 위한 지연 수단(U3b)을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  18. 제 1 항에 있어서, 상기 제 2 수단(51)은 상기 입력 공급 저압(VB)이 선정된 레벨보다 낮을 때 상기 제 2 제어 신호(INHIBIT)를 발생하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  19. 제 1 항에 있어서, 상기 제 2 전류 감지 신호(INHIBIT)의 제 1 부분은 아날로그 신호인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  20. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1')가 전도될때의 간격 밖에서, 상기 제 1 수단(D2')은 상기 출력 단자(51a)와 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터(Q1') 사이에 삽입된 비전도 직렬 스위치로서 동작하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
  21. 압력공급 전압원 ; 제 1 스위칭 전류를 전도하기 위한 제 1 및 제 2 주 전류 전도 전극 및 제어 전극을 갖는 제 1 스위칭 전력 트랜지스터; 정상 동작 동안에 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터를 소정의 주파수에 따라 결정되는 스위칭 주파수에서 작동하도록 하기 위해, 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터의 제어 전극에 결합되는 소정의 주파수의 제 1 신호원; 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스트의 제 1 주 전류 전도 전극에 결합되는 제 1 단자를 가진 제 1 변압기 권선; 제 2 스위칭 전력 트랜지스터에 제 2 스위칭 전류를 전도하기 위해 상기 제 1 스위칭 전력 트랜지스터로부터 떨어진 상기 제 1 변압기 권선의 제 2 단자에 결합되는 제 1 주 전류 전도 전극과, 제 1 및 제 2 스위칭 전력 트랜지스터가 푸시-풀 방식으로 동작하도록 상기 제 1 신호의 주파수와 관련된 주파수의 신호에 응답하는 제어 전극을 갖는 제 2 스위칭 전력 트랜지스터를 포함하는 스위칭 전의 고장 검출 및 보호 장치에 있어서, 상기 제 1 (Q10) 및 제 2 (Q20)의 스위칭 전력 트랜지스터의 제 1 주 전류 전도 전극에 결합되어, 상기 제 1 신호(V2a)의 소정 주기의 제 1 및 제 2 부분 동안에 상기 제 1 (Q10) 및 제 2(Q20) 스위칭 전력 트랜지스터의 내부 임피던스 값에 각각 비례하고, 상기 제 1 및 제 2 부분 동안에 내부에 흐르는 제 1 (i10) 및 제 2 (i20) 스위칭 전류에 각각 비례하는 제 3 신호(VSUM)를 발생하기 위한 수단(D20,D30)과; 상기 제 3 신호(VSUM)에 응답하여, 상기 제 1(i10) 및 제 2(i20) 스위칭 전류중 어느 하나의 크기가 정상 동작 범위 밖에 있을 때, 상기 전원 내의 고장 상태의 발생을 나타내며, 그 고장 상황에 대해 보호를 제공하기 위해 상기 제 1(Q10) 및 제 2(Q20) 스위칭 전력 트랜지스터중 적어도 한 트랜지스터의 제어 전극에 결합되는 제어 신호(INHIBIT)를 발생하기 위한 수단(U3A)을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 고장 검출 및 보호 장치.
KR1019890007842A 1988-06-09 1989-06-08 전원의 고장 검출 및 보호 장치 KR0136872B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/204,474 US4907116A (en) 1988-06-09 1988-06-09 Power supply fault protection circuit
US204,474 1988-06-09

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR900001248A KR900001248A (ko) 1990-01-31
KR0136872B1 true KR0136872B1 (ko) 1998-04-28

Family

ID=22758041

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019890007842A KR0136872B1 (ko) 1988-06-09 1989-06-08 전원의 고장 검출 및 보호 장치

Country Status (7)

Country Link
US (1) US4907116A (ko)
EP (1) EP0345679B1 (ko)
JP (1) JP2819152B2 (ko)
KR (1) KR0136872B1 (ko)
CN (1) CN1018782B (ko)
DE (1) DE68920363T2 (ko)
FI (1) FI100625B (ko)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100429517B1 (ko) * 2002-11-23 2004-05-03 (주)빅텍 고압 방전등용 안정기
KR101635908B1 (ko) * 2015-04-08 2016-07-05 주식회사 세미콘라이트 반도체 발광소자
KR101635907B1 (ko) * 2015-04-13 2016-07-05 주식회사 세미콘라이트 반도체 발광소자
KR20190123904A (ko) 2018-04-25 2019-11-04 현대자동차주식회사 자세 교정 알림 장치 및 방법

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04150767A (ja) * 1990-10-08 1992-05-25 Fuji Electric Co Ltd スイッチング電源回路
JPH04286657A (ja) * 1991-03-18 1992-10-12 Fujitsu Ltd 圧電素子の異常検出回路
US6031342A (en) * 1997-02-12 2000-02-29 International Rectifier Corporation Universal input warm-start linear ballast
NZ511145A (en) * 2001-04-12 2003-11-28 Invensys Energy Systems Nz Ltd Overcurrent protection by current sensing of switched mode power supply
JP3748262B2 (ja) 2003-06-24 2006-02-22 ローム株式会社 スイッチング型直流−直流コンバータ
US7539028B2 (en) * 2005-07-01 2009-05-26 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for fault detection in a switching power supply
US8077483B2 (en) 2007-04-06 2011-12-13 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for sensing multiple voltage values from a single terminal of a power converter controller
US8077486B2 (en) * 2007-04-06 2011-12-13 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for power converter fault condition detection
US7781908B2 (en) * 2007-07-19 2010-08-24 Igo, Inc. Output power port management control
CN101582632A (zh) * 2008-05-12 2009-11-18 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 开关电源及使用该开关电源的用电设备
TWI397237B (zh) * 2008-05-30 2013-05-21 Hon Hai Prec Ind Co Ltd 開關電源及使用該開關電源之用電設備
CN102214987A (zh) * 2010-04-06 2011-10-12 大连精拓光电有限公司 用于为开关电源变换器提供过流保护的系统
US8929053B2 (en) * 2010-09-13 2015-01-06 William Henry Morong Direct-current current transformer
CN104205591B (zh) * 2012-02-24 2016-10-26 三菱电机株式会社 功率用开关电路

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2980843A (en) * 1957-09-26 1961-04-18 Controllix Corp Voltage regulator for generators
GB1525544A (en) * 1976-11-29 1978-09-20 Mullard Ltd Transistorized power supply circuit
NL7508272A (nl) * 1974-07-31 1976-02-03 Ducellier & Cie Elektronische ontsteekinrichting voor voertuigen met verbrandingsmotoren, in het bijzonder auto- mobielen.
DE2457664C2 (de) * 1974-12-06 1985-04-04 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Elektrische Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer stabilen Ausgangsspannung
US3968421A (en) * 1974-12-30 1976-07-06 Whirlpool Corporation Delayed on quick off regulator circuit for appliance control
IT1076507B (it) * 1976-01-14 1985-04-27 Plessey Handel Investment Ag Convertitore cc/cc
US4048552A (en) * 1976-02-12 1977-09-13 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Digitally regulated inverter
DE2638177C2 (de) * 1976-08-25 1985-10-24 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Schutzvorrichtung gegen Spannungsumpolung und Überspannungen für eine Halbleiterschaltung
US4318168A (en) * 1980-06-27 1982-03-02 Raytheon Company Over stress sense circuit for flyback power supply
US4307441A (en) * 1980-07-28 1981-12-22 United Technologies Corporation Current balanced DC-to-DC converter
US4363068A (en) * 1980-08-18 1982-12-07 Sundstrand Corporation Power FET short circuit protection
DE3104015C2 (de) * 1981-02-05 1984-10-11 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Überstromschutzanordnung für einen Halbleiterschalter
DE3128116A1 (de) * 1981-07-16 1983-02-03 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Kurzschlussfeste ansteuerschaltungsanordnung fuer einen elektrischen verbraucher
US4422132A (en) * 1981-12-14 1983-12-20 Sim Kar Lighting Fixture Co., Inc. Fluorescent-type fixture having improved fold-out lamp socket assemblies
US4429339A (en) * 1982-06-21 1984-01-31 Eaton Corporation AC Transistor switch with overcurrent protection
US4620258A (en) * 1984-03-30 1986-10-28 General Electric Company Circuit for self-commutated turn-off of latched devices, such as of the insulated-gate transistor/rectifier type
US4656399A (en) * 1985-04-29 1987-04-07 Rca Corporation Television power supply turn-on protection circuit
US4761812A (en) * 1985-12-10 1988-08-02 U.S. Holding Company, Inc. Constant power telephone line circuit
ATE58267T1 (de) * 1986-07-29 1990-11-15 Siemens Ag Schaltungsanordnung zur strombegrenzung.
US4745513A (en) * 1986-09-15 1988-05-17 General Electric Company Protection of GTO converters by emitter switching

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100429517B1 (ko) * 2002-11-23 2004-05-03 (주)빅텍 고압 방전등용 안정기
KR101635908B1 (ko) * 2015-04-08 2016-07-05 주식회사 세미콘라이트 반도체 발광소자
KR101635907B1 (ko) * 2015-04-13 2016-07-05 주식회사 세미콘라이트 반도체 발광소자
KR20190123904A (ko) 2018-04-25 2019-11-04 현대자동차주식회사 자세 교정 알림 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
FI892717A (fi) 1989-12-10
EP0345679A3 (en) 1991-04-24
EP0345679B1 (en) 1995-01-04
JP2819152B2 (ja) 1998-10-30
FI100625B (fi) 1998-01-15
CN1018782B (zh) 1992-10-21
US4907116A (en) 1990-03-06
DE68920363D1 (de) 1995-02-16
JPH02237463A (ja) 1990-09-20
KR900001248A (ko) 1990-01-31
DE68920363T2 (de) 1995-06-22
FI892717A0 (fi) 1989-06-02
EP0345679A2 (en) 1989-12-13
CN1038914A (zh) 1990-01-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR0136872B1 (ko) 전원의 고장 검출 및 보호 장치
JP2784463B2 (ja) 交流ライン安定化回路
CA1287103C (en) Cmos latch-up recovery circuit
EP0667666B1 (en) Power supply comprising a ciruit for limiting inrush currents
US6480043B2 (en) Circuit and method for protecting a switching power supply from a fault condition
US4754385A (en) Two transistor flyback switching converter with current sensing for discontinuous operation
US5402059A (en) Switching power supply operating at little or no load
US5596465A (en) Overcurrent protection circuit for a dc-to-dc converter
US4024437A (en) D.C. power supply circuit
US5943225A (en) Circuit for removing a peak reverse voltage generated from a power supply source
US6385060B1 (en) Switching power supply with reduced energy transfer during a fault condition
EP1376840A2 (en) Switching power supply circuit and electronic device
US5124875A (en) Overcurrent protection apparatus
JP2001503959A (ja) スイッチ電源用の故障制御回路
MXPA00005454A (es) Aparato de suministro de energia, metodo y aparato electronico.
EP0588173B1 (en) Switch mode power supply with standby mode operation
JPH0767328A (ja) スイッチングレギュレータ電源装置
US5991175A (en) Control circuit for an in-rush current control element, and a protection circuit and power supply employing the same
US6356468B1 (en) Arrangement for limiting starting current in a power supply
US6721151B2 (en) Ground fault interrupter
KR102164483B1 (ko) 감쇠 진동을 이용한 아크 감지 회로
KR100384325B1 (ko) 스위치 모드 파워 서플라이의 출력 파워를 측정하기 위한 회로
WO1995008862A1 (en) Method and switching arrangement for starting a power supply
JPH07231650A (ja) 昇圧チョッパー回路
JPH11196529A (ja) 電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20120105

Year of fee payment: 15

EXPY Expiration of term