JPWO2020208788A1 - モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ - Google Patents

Abstract

単相モータ（１２）を駆動するモータ駆動装置（２）は、バッテリ（１０）と単相モータ（１２）との間に配置され、起動時には単相モータ（１２）に第１電圧を印加し、通常時には単相モータ（１２）に第２電圧を印加するインバータ（１１）を備える。第１電圧の印加後に第１電圧の印加を停止する停止期間が存在し、インバータ（１１）は、停止期間の経過後に第２電圧を印加する。

Description

本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、モータ駆動装置によって駆動される単相モータを搭載した電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。

従来、多相ブラシレスモータで位置センサレス起動する場合、インバータが生成する回転磁界に追従してモータが回転するように高周波の電圧を印加する方法がある。また、下記特許文献１には、三相のセンサレスブラシレスモータの起動方法において、１回の通電でロータの初期位置を設定し、設定した初期位置に基づいてロータの回転速度を上昇させ、回転速度が上昇した後に、ロータの位置検出を行う方法が開示されている。

特開平１−３０８１９２号公報

上記の通り、多相モータでは、種々の起動方法が提案されている。一方、単相モータの場合、インバータによる回転磁界が生成できない。このため、起動制御と通常制御とを切り分け、ロータの回転中に起動制御から通常制御に切り替えることが一般的に実施される。

しかしながら、起動制御から通常制御への切り替えの際に、ロータ磁極位置に応じた適切な電圧を印加しなければ、急峻な電流が発生し、単相モータにダメージを与えてしまうおそれがある。また、切り替えの際に急峻な電流が流れると、過電流遮断機能が働いて、単相モータを停止させてしまう可能性がある。従って、単相モータを位置センサレスで起動する場合、安全且つ確実な起動が求められている。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、単相モータを位置センサレスで起動する場合において、単相モータを安全且つ確実に起動することができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、直流電源と単相モータとの間に配置され、起動時には単相モータに第１電圧を印加し、通常時には単相モータに第２電圧を印加するインバータを備える。第１電圧の印加後に第１電圧の印加を停止する停止期間が存在する。インバータは、停止期間の経過後に第２電圧を印加する。

本発明に係るモータ駆動装置によれば、単相モータを位置センサレスで起動する場合において、単相モータを安全且つ確実に起動することができるという効果を奏する。

実施の形態に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図 実施の形態における単相モータの構造の説明に供する断面図 図２に示す単相モータを励磁した際のロータ位置の変化を示す図 図２に示す単相モータのトルク特性を示す図 図１に示すインバータの回路図 図５に示すインバータの変形例を示す回路図 図１に示す制御部の機能部位のうちのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する機能部位を示すブロック図 図７に示すキャリア比較部の一例を示すブロック図 図８に示すキャリア比較部を用いて動作させたときの要部の波形例を示すタイムチャート 図７に示すキャリア比較部の他の例を示すブロック図 図１０に示すキャリア比較部を用いて動作させたときの要部の波形例を示すタイムチャート 図８に示すキャリア比較部を用いて動作させたときの要部の波形例を示す図９とは異なるタイムチャート 実施の形態の動作説明に使用する第１のタイムチャート 実施の形態の動作説明に使用する第２のタイムチャート 図１３と対比させた比較例の動作説明に使用するタイムチャート 実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図 実施の形態に係るモータ駆動装置を備えたハンドドライヤの構成図

以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。

実施の形態．
図１は、実施の形態に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成を示すブロック図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、を備える。モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する駆動装置である。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。

モータ駆動装置２は、インバータ１１と、アナログディジタル変換器３０と、制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。インバータ１１と単相モータ１２は、２本の接続線１８ａ，１８ｂによって接続されている。

モータ駆動システム１は、電圧検出器２０，２１及び電流検出器２２を備えている。モータ駆動システム１は、ロータ１２ａの回転位置を検出するための位置センサ信号を用いない、いわゆる位置センサレスの駆動システムである。

電圧検出器２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖ_ｄｃを検出する検出器である。直流電圧Ｖ_ｄｃは、バッテリ１０の出力電圧であり、インバータ１１への印加電圧である。

電圧検出器２１は、接続線１８ａ，１８ｂ間に生じる交流電圧Ｖ_ａｃを検出する検出器である。交流電圧Ｖ_ａｃは、インバータ１１が単相モータ１２に印加するモータ印加電圧と、単相モータ１２によって誘起されるモータ誘起電圧とが重畳された電圧である。インバータ１１が動作を停止し、単相モータ１２が回転している場合、モータ誘起電圧が観測される。なお、本明細書では、インバータ１１が動作を停止し、インバータ１１が電圧を出力していない状態を「ゲートオフ」と呼ぶ。また、インバータ１１が出力する電圧を、適宜「インバータ出力電圧」と呼ぶ。

電流検出器２２は、モータ電流Ｉ_ｍを検出する検出器である。モータ電流Ｉ_ｍは、インバータ１１から単相モータ１２へ供給される交流電流である。モータ電流Ｉ_ｍは、単相モータ１２のステータ１２ｂに巻かれている、図１では不図示の巻線に流れる交流電流に等しい。電流検出器２２には、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）、又はシャント抵抗を用いて電流を検出する電流検出器を例示できる。

単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。電動送風機は、電気掃除機及びハンドドライヤといった装置に搭載される。

インバータ１１は、バッテリ１０から印加される直流電圧Ｖ_ｄｃを交流電圧に変換する電力変換器である。インバータ１１は、変換した交流電圧を単相モータ１２に印加することで、単相モータ１２に交流電力を供給する。

アナログディジタル変換器３０は、アナログデータをディジタルデータに変換する信号変換器である。アナログディジタル変換器３０は、電圧検出器２０によって検出された直流電圧Ｖ_ｄｃの検出値、及び電圧検出器２１によって検出された交流電圧Ｖ_ａｃの検出値をディジタルデータに変換して制御部２５に出力する。また、アナログディジタル変換器３０は、電流検出器２２によって検出されたモータ電流Ｉ_ｍの検出値をディジタルデータに変換して制御部２５に出力する。

制御部２５は、アナログディジタル変換器３０で変換されたディジタル出力値３０ａと、電圧振幅指令Ｖ＊とに基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４（以下、適宜「Ｑ１〜Ｑ４」と表記）を生成する。電圧振幅指令Ｖ＊については、後述する。

駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されるＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４に基づいて、インバータ１１内のスイッチング素子を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４（以下、適宜「Ｓ１〜Ｓ４」と表記）を生成する。

制御部２５は、プロセッサ３１、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４を生成する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御及び進角制御に関する各種演算を行う処理部である。プロセッサ３１としては、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイコン、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、又はシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）を例示できる。

メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域としても使用される。メモリ３４は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。

図２は、実施の形態における単相モータ１２の構造の説明に供する断面図である。図２には、実施の形態で用いる単相モータ１２の一例として、単相の永久磁石ブラシレスモータのロータ１２ａ及びステータ１２ｂの断面形状が示されている。

ロータ１２ａはシャフト１２ｃに嵌合され、図示の矢印方向、すなわち反時計回りに回転可能に構成される。ロータ１２ａには、４個の永久磁石が周方向に配列されている。これらの４個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａにおける磁極を形成する。なお、本実施の形態では、ロータ１２ａの磁極数が４極の場合を例示するが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。

ロータ１２ａの周囲には、ステータ１２ｂが配置される。ステータ１２ｂは、４つの分割コア１２ｄが環状に連結されて構成されている。

分割コア１２ｄは、非対称形状のティース１２ｅを有する。ティース１２ｅには、巻線１２ｆが巻回されている。ティース１２ｅは、ロータ１２ａ側に突出する第１先端部１２ｅ１及び第２先端部１２ｅ２を有する。回転方向に対し、回転方向の先にある側が第１先端部１２ｅ１であり、回転方向の後にある側が第２先端部１２ｅ２である。ここで、第１先端部１２ｅ１とロータ１２ａとの距離を「第１ギャップ」と呼び、Ｇ１で表す。また、第２先端部１２ｅ２とロータ１２ａとの距離を「第２ギャップ」と呼び、Ｇ２で表す。第１ギャップＧ１と第２ギャップＧ２との間には、Ｇ１＜Ｇ２の関係がある。

図３は、図２に示す単相モータ１２を励磁した際のロータ位置の変化を示す図である。図４は、図２に示す単相モータ１２のトルク特性を示す図である。図３の上段部には、ロータ１２ａの停止位置が示されている。ロータ１２ａの停止位置において、磁極の中心を表す磁極中心線と、構造的な中心を表すティース中心線とは、回転方向に対して磁極中心線が先行するようにずれている。これは、単相モータ１２が非対称形状のティース１２ｅを有する構造であるために生ずる。この構造により、図４に示すようなトルク特性が表れる。

図４において、実線で示す曲線Ｋ１はモータトルク、破線で示す曲線Ｋ２はコギングトルクを表している。モータトルクは、ステータ１２ｂの巻線に流れる電流によってロータ１２ａに発生するトルクである。コギングトルクは、ステータ１２ｂの巻線に電流が流れていないときに永久磁石の磁力によってロータ１２ａに発生するトルクである。反時計方向をトルクの正にとる。また、図４の横軸は機械角を表しており、磁極中心線がティース中心線に一致するロータ１２ａの停止位置が機械角０°である。図４に示されるように、機械角０°のときのコギングトルクは正である。このため、ロータ１２ａは反時計方向に回転し、コギングトルクがゼロとなる機械角θ１の位置で停止する。この機械角θ１の位置が、図３の上段部に示す停止位置である。

図２に示す単相モータ１２の場合、ロータ１２ａの停止位置は２箇所ある。停止位置の１つは、上述した図３の上段部に示す停止位置であり、もう１つは図３の下段部に示す停止位置である。巻線１２ｆに直流電圧を印加すると、反時計回りに回転し、図３の中段部に示す励磁中の状態を経て図３の下段部に示す状態で停止する。図３の例の場合、直流電圧の印加によってティース１２ｅに発生する磁力が、対向するロータ１２ａの磁極と同極であるため、回転方向にトルクがかかり、ロータ１２ａは回転する。そして、ある時間が経過し、ティース１２ｅに発生する磁力と、対向するロータ１２ａの磁極とが異極となる図３の下段部の位置で安定的に停止する。

図５は、図１に示すインバータ１１の回路図である。インバータ１１は、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４（以下、適宜「５１〜５４」と表記）を有する。

スイッチング素子５１，５２は、第１のレグであるレグ５Ａを構成する。レグ５Ａは、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子５１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子５２とが直列に接続された直列回路である。

スイッチング素子５３，５４は、第２のレグであるレグ５Ｂを構成する。レグ５Ｂは、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子５３と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子５４とが直列に接続された直列回路である。

レグ５Ａ，５Ｂは、高電位側の直流母線１６ａと低電位側の直流母線１６ｂとの間に、互いに並列になるように接続される。これにより、レグ５Ａ，５Ｂは、バッテリ１０の両端に並列に接続される。

スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。一般的に、インバータ回路では、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。よって、レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アームの第１のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アームの第２のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。同様に、レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アームの第３のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アームの第４のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。

スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続端６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続端６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続端６Ａと接続端６Ｂとの間には、単相モータ１２が接続される。

スイッチング素子５１〜５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。

スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。なお、別途の環流ダイオードを接続してもよい。また、ＭＯＳＦＥＴに代えて絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。

スイッチング素子５１〜５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。

一般的にＷＢＧ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１〜５４のうちの少なくとも１つにＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。また、ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高い。このため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能である。また、半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。

また、図６は、図５に示すインバータ１１の変形例を示す回路図である。図６に示すインバータ１１Ａは、図５に示すインバータ１１の構成において、更にシャント抵抗５５ａ，５５ｂを追加したものである。シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出するための検出器であり、シャント抵抗５５ｂは、レグ５Ｂに流れる電流を検出するための検出器である。図６に示すように、シャント抵抗５５ａは、スイッチング素子５２の低電位側の端子と、直流母線１６ｂとの間に接続され、シャント抵抗５５ｂは、スイッチング素子５４の低電位側の端子と直流母線１６ｂとの間に接続されている。シャント抵抗５５ａ，５５ｂを備えるインバータ１１Ａを用いた場合、図１に示す電流検出器２２は、省略することができる。この構成の場合、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの検出値は、アナログディジタル変換器３０を介してプロセッサ３１に送られる。プロセッサ３１は、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの検出値に基づいて、後述する起動制御と通常制御とを実施する。

なお、シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出できるものであればよく、図６のものに限定されない。シャント抵抗５５ａは、直流母線１６ａとスイッチング素子５１の高電位側の端子との間、スイッチング素子５１の低電位側の端子と接続端６Ａとの間、又は接続端６Ａとスイッチング素子５２の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。同様に、シャント抵抗５５ｂは、直流母線１６ａとスイッチング素子５３の高電位側の端子との間、スイッチング素子５３の低電位側の端子と接続端６Ｂとの間、又は接続端６Ｂとスイッチング素子５４の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。また、シャント抵抗５５ａ，５５ｂに代え、ＭＯＦＦＥＴのオン抵抗を利用し、オン抵抗の両端に生じる電圧で電流検出を行う構成としてもよい。

図７は、図１に示す制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図である。

図７において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖ_ｍを生成するときに用いる進角制御された進角位相θ_ｖと基準位相θ_ｅとが入力される。基準位相θ_ｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θ_ｍを電気角に換算した位相である。なお、前述したように、実施の形態に係るモータ駆動装置２は、位置センサからの位置センサ信号を用いない、いわゆる位置センサレス駆動の構成である。このため、ロータ機械角θ_ｍ及び基準位相θ_ｅは、演算によって推定される。また、ここで言う「進角位相」とは、電圧指令の「進み角」である「進角」を位相で表したものである。更に、ここで言う「進み角」とは、ステータ１２ｂの巻線１２ｆに印加されるモータ印加電圧と、ステータ１２ｂの巻線１２ｆに誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進み角」は正の値をとる。

また、キャリア比較部３８には、進角位相θ_ｖと基準位相θ_ｅとに加え、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖ_ｄｃと、電圧指令Ｖ_ｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ＊とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、進角位相θ_ｖ、基準位相θ_ｅ、直流電圧Ｖ_ｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ＊に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４を生成する。

図８は、図７に示すキャリア比較部３８の一例を示すブロック図である。図８には、キャリア比較部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。

図８において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆ_Ｃ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆ_Ｃの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要はない。

キャリア比較部３８Ａは、図８に示すように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。

絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ＊の絶対値｜Ｖ＊｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ＊｜が、電圧検出器２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算される。図８の構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。一方、絶対値｜Ｖ＊｜を直流電圧Ｖ_ｄｃで除算することにより、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。

乗算部３８ｃでは、基準位相θ_ｅに進角位相θ_ｖを加えた“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値が演算される。演算された“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“１／２”が乗算される。加算部３８ｅでは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”が加算される。乗算部３８ｆでは、加算部３８ｅの出力に“−１”が乗算される。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１〜５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖ_ｍ１として比較部３８ｇに入力され、乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖ_ｍ２として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇでは、正側電圧指令Ｖ_ｍ１と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、負側電圧指令Ｖ_ｍ２と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。

図９は、図８に示すキャリア比較部３８Ａを用いて動作させたときの要部の波形例を示すタイムチャートである。図９には、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖ_ｍ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖ_ｍ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖ_ｍ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖ_ｍ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖ_ｍ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖ_ｍ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図８に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図９に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。

ＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期ごとに正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図９に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。実施の形態に係るモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。

また、図９に示される波形は、電圧指令Ｖ_ｍの半周期Ｔ／２の期間において、レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、レグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖ_ｍ１と負側電圧指令Ｖ_ｍ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。なお、以下の説明において、両側ＰＷＭで動作させる動作モードを「両側ＰＷＭモード」と呼び、片側ＰＷＭで動作させる動作モードを「片側ＰＷＭモード」と呼ぶ。また、「両側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号を「両側ＰＷＭ信号」と呼び、「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号を「片側ＰＷＭ信号」と呼ぶ場合がある。

図１０は、図７に示すキャリア比較部３８の他の例を示すブロック図である。図１０には、上述した片側ＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図１０に示されるキャリア生成部３３の構成は、図８に示されるものと同一又は同等である。また、図１０に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図８に示されるキャリア比較部３８Ａと同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示している。

キャリア比較部３８Ｂは、図１０に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。

絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、電圧検出器２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算される。図１０の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。

乗算部３８ｃでは、基準位相θ_ｅに進角位相θ_ｖを加えた“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値が演算される。演算された“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｋでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“−１”が乗算される。加算部３８ｍでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“１”が加算される。加算部３８ｎでは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖ_ｍの反転出力に“１”が加算される。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１〜５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖ_ｍ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖ_ｍ４として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇでは、第１電圧指令Ｖ_ｍ３と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、第２電圧指令Ｖ_ｍ４と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。

図１１は、図１０に示すキャリア比較部３８Ｂを用いて動作させたときの要部の波形例を示すタイムチャートである。図１１には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖ_ｍ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖ_ｍ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。なお、図１１では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖ_ｍ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖ_ｍ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖ_ｍ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖ_ｍ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖ_ｍ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖ_ｍ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図１０に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図１１に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。

図１１に示される波形では、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。

また、図１１に示される波形では、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５２は常時オン状態となるように制御され、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５４は常時オン状態となるように制御される。なお、図１１は一例であり、一方の半周期では、スイッチング素子５１が常時オン状態となるように制御され、他方の半周期では、スイッチング素子５３が常時オン状態となるように制御される場合も有り得る。即ち、図１１に示される波形には、電圧指令Ｖ_ｍの半周期において、スイッチング素子５１〜５４のうちの少なくとも１つがオン状態となるように制御されるという特徴がある。

また、図１１において、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期ごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。

図１２は、図８に示すキャリア比較部３８Ａを用いて動作させたときの要部の波形例を示す図９とは異なるタイムチャートである。図９は、正側電圧指令Ｖ_ｍ１及び負側電圧指令Ｖ_ｍ２が正弦波である場合の例示であるのに対し、図１２は、正側電圧指令Ｖ_ｍ１及び負側電圧指令Ｖ_ｍ２が固定値である場合、即ち、電圧指令Ｖ_ｍが直流である場合を示している。以下、直流の電圧指令Ｖ_ｍに基づいて単相モータ１２を駆動することを「直流励磁」と呼ぶ。直流励磁において、直流の電圧指令Ｖ_ｍが、電圧指令Ｖ_ｍの半周期Ｔ／２の期間ごとに一定値である場合、それぞれのＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４では、各パルスのパルス幅が等しい等幅の電圧パルス列が得られる。また、図１０に示すキャリア比較部３８Ｂを用いても直流励磁のＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４の生成は、可能である。具体的に、図１０に示すキャリア比較部３８Ｂの場合、例えば、乗算部３８ｃに入力する“θ_ｅ＋θ_ｖ”の値をπ／２に設定し、加算部３８ｍにおいて加算する係数“１”の値、及び加算部３８ｎにおいて加算する係数“１”の値を、適宜調整することで、直流励磁のＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４の波形が得られる。

次に、本実施の形態における要部の動作について説明する。図１３は、実施の形態の動作説明に使用する第１のタイムチャートである。図１４は、実施の形態の動作説明に使用する第２のタイムチャートである。なお、上述の図２及び図３では、非対称形状のティース１２ｅを有する単相モータ１２を例示しているが、駆動対象の単相モータは、図２及び図３の構造のものに限定されない。即ち、本実施の形態の手法は、ティース１２ｅが非対称形状である場合に限定されず、ティース１２ｅが対称形状である場合においても適用可能である。

図１３において、上段部にはＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４の波形が示され、下段部にはモータ電流Ｉ_ｍの波形が示されている。また、中段部では、インバータ出力電圧の波形が実線で示され、モータ誘起電圧の波形が破線で示されている。なお、図１３に示す各波形は、図１０に示すキャリア比較部３８Ｂを用いて動作させたときのものである。前述したように、キャリア比較部３８Ｂでは、片側ＰＷＭ信号が生成される。また、以下の説明では、起動時の制御を「起動制御」と呼び、通常時、即ち起動時以外の制御を「通常制御」と呼ぶ。

起動制御では、直流励磁によってＰＷＭ信号が生成される。直流励磁によって生成されるＰＷＭ信号は、図１３の上段部に示されるようなパルス状の電圧パルス列である。この電圧パルス列によって、図１３の中段部に示されるインバータ出力電圧が単相モータ１２に印加される。このとき、単相モータ１２には、下段部に示されるようなモータ電流Ｉ_ｍが流れる。なお、この起動制御において、単相モータ１２に印加されるインバータ出力電圧を、適宜「第１電圧」と呼ぶ。

単相モータ１２が規定の回転速度に達すると、インバータ１１はゲートオフする。これにより、単相モータ１２に対する第１電圧の印加は停止される。第１電圧の印加停止は、停止期間において継続される。停止期間は、第１電圧の印加を停止する期間である。なお、起動制御の実施期間、即ち起動制御を開始してから第１電圧の印加を停止するまでの時間は、単相モータ１２が規定の回転速度に達するまでの時間でもよいし、予め設定されている規定の時間でもよい。

停止期間においては、電圧検出器２１によってモータ誘起電圧が検出される。制御部２５は、モータ誘起電圧のゼロクロスに基づいてロータ磁極の極間を検出し、モータ誘起電圧のゼロクロス周期に基づいて単相モータ１２の回転速度を演算する。図１４には、ゼロクロスカウンタを用いて回転速度を演算する処理のイメージが示されている。図１４に示すように、ゼロクロスカウンタがゼロにリセットされるタイミングに合わせて回転速度の演算が行われる。このように、本実施の形態の手法では、停止期間中のモータ誘起電圧が監視され、停止期間中のモータ誘起電圧に基づいて回転速度が演算される。これにより、回転速度が変動する過程であっても、正確な回転速度の演算が可能になる。

なお、上記では、電圧検出器２１によってモータ誘起電圧を検出する例を説明したが、この例に限定されない。電圧検出器２１は、接続線１８ａ，１８ｂ間に生じる交流電圧Ｖ_ａｃを検出する検出器であるが、接続線１８ａ，１８ｂ間ではなく、インバータ１１と接続される単相モータ１２における不図示の入力端子間の電圧を検出してもよい。また、接続線１８ａ，１８ｂは、インバータ１１における交流側の電気配線であるが、インバータ１１における直流側の電圧を検出してもよい。一例として、インバータ１１の直流側の直流母線１６ａ，１６ｂ間に接続した電圧検出用の抵抗で検出する構成が考えられる。但し、インバータ１１の直流側で検出する場合、バッテリ１０の出力電圧をゼロにする制御手段、又はバッテリ１０とインバータ１１との間の電気的接続を切り離す機構が必要である。

停止期間が終了すると、図１３に示す通常制御に移行する。通常制御では、上段部に示されるような正弦波の電圧指令に基づくＰＷＭ信号が生成され、中段部に示されるインバータ出力電圧が単相モータ１２に印加される。このとき、単相モータ１２には、下段部に示されるような正弦波のモータ電流Ｉ_ｍが流れる。なお、この通常制御において、単相モータ１２に印加されるインバータ出力電圧を、適宜「第２電圧」と呼ぶ。

第２電圧の印加は、モータ誘起電圧に基づいて行われる。図１３の例では、モータ誘起電圧がゼロクロスするタイミングでＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ４がオンとされている。このように、第２電圧を印加するタイミングをモータ誘起電圧に基づいて制御することで、モータ電流Ｉ_ｍが過電流になるのを抑止することができる。

なお、図１３に示す通常制御の例では、単相モータ１２を高効率に制御するために正弦波の電圧指令としているが、この例に限定されない。モータ駆動装置２の適用対象が効率よりも加速性能を重視する製品である場合には、例えば矩形波の電圧指令を用いてもよい。

次に、実施の形態における起動制御において、図１３に示すような停止期間を設ける意義について説明する。図１５は、図１３と対比させた比較例の動作説明に使用するタイムチャートである。図１５において、上段部にはＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４の波形が示され、下段部にはモータ電流Ｉ_ｍの波形が示されている。また、中段部では、インバータ出力電圧の波形が実線で示され、モータ誘起電圧の波形が破線で示されている。

起動制御から通常制御に切り替えるとき、モータ電流Ｉ_ｍは、インバータ出力電圧とモータ誘起電圧との差電圧により決まる。従って、この差電圧が大きいときに制御の切り替えを行うと、過大な電流が流れてしまうおそれがある。図１５には、モータ電流Ｉ_ｍが過電流遮断値である閾値Ｖｔｈを超える様子が示されている。モータ電流Ｉ_ｍが過電流遮断値を超えてしまった場合、インバータ１１をゲートオフする必要があり、単相モータ１２の駆動は中断せざるを得ない。

上記の問題に対応するため、本実施の形態では、前述の通り、起動制御と通常制御の間に停止期間を設けている。また、前述の通り、停止期間においては、インバータ１１をゲートオフしてモータ誘起電圧の情報を取得する。そして、モータ誘起電圧の情報に基づいて第２電圧を印加するタイミングを決定する。そして、停止期間の経過後にインバータ１１をゲートオンして第２電圧を印加し、単相モータ１２を駆動する。これにより、単相モータ１２に過大な電流が流れることを抑止している。

なお、上記では、第２電圧を印加するタイミングをモータ誘起電圧に基づいて決定する例について説明したが、この例に限定されない。第２電圧を印加するタイミングをモータ電流Ｉ_ｍに基づいて決定してもよい。モータ電流Ｉ_ｍは、電流検出器２２によって検出される。このため、電流検出器２２の検出値に基づいて、第２電圧を印加するタイミングを決定することができる。具体的には、モータ電流Ｉ_ｍの検出値がゼロクロスするタイミングを第２電圧の印加タイミングとすることができる。

次に、停止期間の具体的な設定例について説明する。

（１）停止期間の下限値
停止期間の下限値については、下記の設定指針Ａ，Ｂに基づいて決定することができる。

＜設定指針Ａ＞
モータ電流Ｉ_ｍが５％以下となる３τ以上の時間とする。「τ」は時定数である。

時定数τは、単相モータ１２のモータ定数から求めることができる。モータ定数の抵抗値をＲ、インダクタンス値をＬとすると、τ＝Ｌ／Ｒで表される。例えば、Ｒ＝０．５［Ω］，Ｌ＝３００［μＨ］とした場合、τ＝Ｌ／Ｒ＝０．６［ｍｓ］であり、３τ＝１．８［ｍｓ］となる。

＜設定指針Ｂ＞
起動時に推定した電気角周波数の１周期以上とする。

例えば、起動時の回転速度が３７５００［ｒｐｍ］、極対数が２の場合、以下のように計算できる。
機械角周波数：３７５００［ｒｐｍ］→６２５［ｒｐｓ］
電気角周波数：１２５０［Ｈｚ］＝６２５［ｒｐｓ］×２（極対数）
電気角１周期：１÷１２５０［Ｈｚ］＝８００［μｓ］

上記のように、設定指針Ａでは１．８［ｍｓ］であり、設定指針Ｂでは８００［μｓ］となるので、より短い８００［μｓ］を採用する。よって、この例において、停止期間の下限値は、８００［μｓ］に設定される。

（２）停止期間の上限値
停止期間を長くとると、起動時に推定した回転速度と、停止期間の経過後に第２電圧を印加するときの回転速度との差異が大きくなってしまう。このような状態で第２電圧を印加すると、モータ電流Ｉ_ｍが過電流遮断値を超えてしまったり、単相モータ１２に発生する衝撃が大きくなったりするおそれがある。このため、回転速度が減衰しない時間を上限値として設定する必要がある。ここで、回転速度が減衰する程度は、単相モータ１２に接続される負荷のイナーシャに大きく依存する。従って、停止期間の上限値は、単相モータ１２に接続される負荷のイナーシャに基づいて決定することができる。

以上説明したように、実施の形態に係るモータ駆動装置は、起動時には単相モータに第１電圧を印加し、起動後の通常制御時には単相モータに第２電圧を印加する。第１電圧の印加後には、第１電圧の印加を停止する停止期間が存在し、モータ駆動装置は、この停止期間の経過後に第２電圧を印加する。これにより、単相モータを位置センサレスで起動する場合において、単相モータを安全且つ確実に起動することができる。

なお、停止期間の下限値は、単相モータのモータ定数、又は起動時における単相モータの回転速度に基づいて決定することができる。また、停止期間の上限値は、単相モータに接続される負荷のイナーシャに基づいて決定することができる。

また、単相モータに接続される負荷の特性は、製品の試験段階において、充分に把握することが可能である。従って、停止期間の範囲を負荷条件に応じて厳密に設定しておくことができる。このようにすれば、モータ誘起電圧又はモータ電流を検出せずに、第２電圧を印加するタイミングを決定することもできる。

次に、実施の形態に係るモータ駆動装置の適用例について説明する。上述したモータ駆動装置は、例えば電気掃除機に用いることができる。電気掃除機のように、電源の投入直後から直ぐに使用する製品の場合、実施の形態に係るモータ駆動装置が有する起動時間短縮による効果が大きくなる。

図１６は、実施の形態に係るモータ駆動装置２を備えた電気掃除機６１の構成図である。図１６に示す電気掃除機６１は、いわゆるスティック型の電気掃除機である。図１６において、電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。

電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ１０を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。

なお、図１６では、スティック型の電気掃除機を例示したが、スティック型の電気掃除機に限定されるものではない。電動送風機を搭載した電気機器であれば、任意の製品に本発明を適用できる。

また、図１６は、バッテリ１０を電源として用いる構成であるが、これに限定されない。バッテリ１０に代えて、コンセントから供給する交流電源を用いる構成でもよい。

次に、実施の形態に係るモータ駆動装置の他の適用例について説明する。上述したモータ駆動装置は、例えばハンドドライヤに用いることができる。ハンドドライヤの場合、手を挿入してから電動送風機を駆動するまでの時間が短い程、ユーザの使用感は向上する。このため、実施の形態に係るモータ駆動装置が有する起動時間短縮の効果が大いに発揮される。

図１７は、実施の形態に係るモータ駆動装置２を備えたハンドドライヤ９０の構成図である。図１７において、ハンドドライヤ９０は、図１に示されるモータ駆動装置２と、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機９５とを備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。

上述した電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０は、何れも実施の形態に係るモータ駆動装置２を備えた位置センサレスの製品であるため、以下に示す効果が得られる。

まず、位置センサレスの構成の場合、位置センサが無くても起動することができるため、位置センサの材料費、加工費等のコストを削減することができる。また、位置センサが無いため、位置センサの取り付けずれによる性能影響を無くすことができる。これにより、安定した性能を確保することができる。

また、位置センサはセンシティブなセンサであるため、位置センサの設置位置に関して、高精度な取り付け精度が要求される。また、取り付け後に位置センサの取り付け位置に応じた調整が必要になる。これに対し、位置センサレスの構成の場合、位置センサそのものが不要となり、位置センサの調整工程も排除することができる。これにより、製造コストを大幅に削減することができる。また、位置センサの経年変化による影響が発生しないため、製品の品質を向上させることができる。

また、位置センサレスの構成の場合、位置センサが不要であるため、インバータと単相モータとを分離して構成することができる。これにより、製品に対する制約を緩和することが可能となる。例えば、水分の多い水場で使用する製品の場合、製品におけるインバータの搭載位置を水場から遠い箇所に配置することができる。これにより、インバータが故障する可能性を小さくできるので、装置の信頼性を高めることができる。

また、位置センサレスの構成の場合、位置センサに代えて配置した電流検出器により、モータ電流又はインバータ電流を検出することで、軸ロック及び欠相と言ったモータの異常を検知することができる。このため、位置センサが無くても、製品を安全に停止させることができる。

以上の通り、実施の形態に係るモータ駆動装置を電気掃除機及びハンドドライヤに適用した構成例を説明したが、これらの例に限定されない。モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に広く適用することができる。モータが搭載された電気機器の例は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、及び電動送風機である。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、又は一般送排風用の送風手段である。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ モータ駆動システム、２ モータ駆動装置、５Ａ，５Ｂ レグ、６Ａ，６Ｂ 接続端、１０ バッテリ、１１，１１Ａ インバータ、１２ 単相モータ、１２ａ ロータ、１２ｂ ステータ、１２ｃ シャフト、１２ｄ 分割コア、１２ｅ ティース、１２ｅ１ 第１先端部、１２ｅ２ 第２先端部、１２ｆ 巻線、１６ａ，１６ｂ 直流母線、１８ａ，１８ｂ 接続線、２０，２１ 電圧検出器、２２ 電流検出器、２５ 制御部、３０ アナログディジタル変換器、３０ａ ディジタル出力値、３１ プロセッサ、３２ 駆動信号生成部、３３ キャリア生成部、３４ メモリ、３８，３８Ａ，３８Ｂ キャリア比較部、３８ａ 絶対値演算部、３８ｂ 除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ 乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ 加算部、３８ｇ，３８ｈ 比較部、３８ｉ，３８ｊ 出力反転部、５１，５２，５３，５４ スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ ボディダイオード、５５ａ，５５ｂ シャント抵抗、６１ 電気掃除機、６２ 延長管、６３ 吸込口体、６４，９５ 電動送風機、６５ 集塵室、６６ 操作部、６８，９７ センサ、９０ ハンドドライヤ、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９８ 吸気口、９９ 手挿入部。

Claims (13)

1. 単相モータを駆動するモータ駆動装置であって、
   直流電源と前記単相モータとの間に配置され、起動時には前記単相モータに第１電圧を印加し、通常時には前記単相モータに第２電圧を印加するインバータを備え、
   前記第１電圧の印加後に前記第１電圧の印加を停止する停止期間が存在し、
   前記インバータは、前記停止期間の経過後に前記第２電圧を印加する
   モータ駆動装置。
2. 前記停止期間の下限値は、前記単相モータのモータ定数、又は起動時における前記単相モータの回転速度に基づいて決定される
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記停止期間の上限値は、前記単相モータに接続される負荷のイナーシャに基づいて決定される
   請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記インバータの直流側の電圧を検出する電圧検出器、又は前記インバータの交流側の電圧を検出する電圧検出器を備え、
   前記停止期間の経過後に前記通常時へ移行するタイミングは、前記電圧検出器の検出値に基づいて決定される
   請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
5. 前記インバータ又は前記単相モータに流れる電流を検出する電流検出器を備え、
   前記停止期間の経過後に前記通常時へ移行するタイミングは、前記電流検出器の検出値に基づいて決定される
   請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
6. 前記第１電圧は、パルス状の電圧パルス列である
   請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
7. 前記電圧パルス列は、等幅の電圧パルス列である
   請求項６に記載のモータ駆動装置。
8. 前記パルス状の電圧は、キャリアと電圧指令とに基づいて生成される
   請求項６又は７に記載のモータ駆動装置。
9. 前記インバータは、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子を有し、
   複数の前記スイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている
   請求項１から８の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    請求項９に記載のモータ駆動装置。
11. 請求項１から１０の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電動送風機。
12. 請求項１１に記載の電動送風機を備えた電気掃除機。
13. 請求項１１に記載の電動送風機を備えたハンドドライヤ。

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