CN113647010A - 马达驱动装置、电动送风机、电吸尘器以及干手器 - Google Patents

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Abstract

驱动单相马达(12)的马达驱动装置(2)具备逆变器(11)，该逆变器(11)配置于电池(10)与单相马达(12)之间，在启动时对单相马达(12)施加第1电压，在通常时对单相马达(12)施加第2电压。在施加第1电压之后存在停止施加第1电压的停止期间，逆变器(11)在经过停止期间之后施加第2电压。

Description

马达驱动装置、电动送风机、电吸尘器以及干手器
技术领域
本发明涉及驱动单相马达的马达驱动装置、搭载有由马达驱动装置驱动的单相马达的电动送风机、电吸尘器以及干手器。
背景技术
以往有当在多相无刷马达中进行无位置传感器启动的情况下以使马达追随于由逆变器生成的旋转磁场而旋转的方式施加高频的电压的方法。另外，在下述专利文献1中公开了三相的无传感器无刷马达的启动方法，在该方法中通过1次通电来设定转子的初始位置，根据所设定的初始位置使转子的转速上升并且在转速上升之后进行转子的位置检测。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平1-308192号公报
发明内容
如上述那样，关于多相马达提出了各种启动方法。另一方面，在单相马达的情况下无法生成由逆变器产生的旋转磁场。因此，一般实施如下操作：划分启动控制和通常控制，在转子的旋转过程中从启动控制切换到通常控制。
然而，在从启动控制向通常控制切换时，如果不施加与转子磁极位置相应的适当的电压，则有可能产生陡峭的电流而会对单相马达造成损伤。另外，如果在切换时流过陡峭的电流，则有可能过电流切断功能发挥作用，使单相马达停止。因而，在无位置传感器地启动单相马达的情况下，要求安全且可靠的启动。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于得到能够在无位置传感器地启动单相马达的情况下安全且可靠地启动单相马达的马达驱动装置。
为了解决上述课题、达到目的，本发明是驱动单相马达的马达驱动装置。马达驱动装置具备逆变器，该逆变器配置于直流电源与单相马达之间，在启动时对单相马达施加第1电压，在通常时对单相马达施加第2电压。在施加第1电压之后存在停止施加第1电压的停止期间。逆变器在经过停止期间之后施加第2电压。
根据本发明的马达驱动装置，起到能够在无位置传感器地启动单相马达的情况下安全且可靠地启动单相马达这样的效果。
附图说明
图1是示出包括实施方式的马达驱动装置的马达驱动系统的结构的框图。
图2是用于说明实施方式中的单相马达的构造的剖视图。
图3是示出对图2所示的单相马达进行了励磁时的转子位置的变化的图。
图4是示出图2所示的单相马达的转矩特性的图。
图5是图1所示的逆变器的电路图。
图6是示出图5所示的逆变器的变形例的电路图。
图7是示出图1所示的控制部的功能部位中的生成脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation：PWM)信号的功能部位的框图。
图8是示出图7所示的载波比较部的一个例子的框图。
图9是示出使用图8所示的载波比较部进行了动作时的主要部分的波形例的时序图。
图10是示出图7所示的载波比较部的另一例子的框图。
图11是示出使用图10所示的载波比较部进行了动作时的主要部分的波形例的时序图。
图12是与示出使用图8所示的载波比较部进行了动作时的主要部分的波形例的图9不同的时序图。
图13是用于说明实施方式的动作的第1时序图。
图14是用于说明实施方式的动作的第2时序图。
图15是用于说明与图13进行对比的比较例的动作的时序图。
图16是具备实施方式的马达驱动装置的电吸尘器的结构图。
图17是具备实施方式的马达驱动装置的干手器的结构图。
(符号说明)
1：马达驱动系统；2：马达驱动装置；5A、5B：支路；6A、6B：连接端；10：电池；11、11A：逆变器；12：单相马达；12a：转子；12b：定子；12c：轴；12d：分割芯；12e：齿；12e1：第1前端部；12e2：第2前端部；12f：绕组；16a、16b：直流母线；18a、18b：连接线；20、21：电压检测器；22：电流检测器；25：控制部；30：模拟数字变换器；30a：数字输出值；31：处理器；32：驱动信号生成部；33：载波生成部；34：存储器；38、38A、38B：载波比较部；38a：绝对值运算部；38b：除法部；38c、38d、38f、38k：乘法部；38e、38m、38n：加法部；38g、38h：比较部；38i、38j：输出反转部；51、52、53、54：开关元件；51a、52a、53a、54a：体二极管；55a、55b：分流电阻；61：电吸尘器；62：延长管；63：吸入口体；64、95：电动送风机；65：集尘室；66：操作部；68、97：传感器；90：干手器；91：壳体；92：手探测传感器；93：水接受部；94：排水容器；96：罩；98：吸气口；99：手插入部。
具体实施方式
以下，根据附图详细地说明本发明的实施方式的马达驱动装置、电动送风机、电吸尘器以及干手器。此外，本发明并不限于以下的实施方式。
实施方式.
图1是示出包括实施方式的马达驱动装置2的马达驱动系统1的结构的框图。图1所示的马达驱动系统1具备单相马达12、马达驱动装置2以及电池10。马达驱动装置2是对单相马达12供给交流电力而驱动单相马达12的驱动装置。电池10是对马达驱动装置2供给直流电力的直流电源。
马达驱动装置2具备逆变器11、模拟数字变换器30、控制部25以及驱动信号生成部32。逆变器11与单相马达12利用两根连接线18a、18b连接。
马达驱动系统1具备电压检测器20、21以及电流检测器22。马达驱动系统1是不使用用于检测转子12a的旋转位置的位置传感器信号的所谓的无位置传感器的驱动系统。
电压检测器20是检测从电池10输出到马达驱动装置2的直流电压Vdc的检测器。直流电压Vdc是电池10的输出电压，是向逆变器11的施加电压。
电压检测器21是检测在连接线18a、18b间产生的交流电压Vac的检测器。交流电压Vac是由逆变器11施加到单相马达12的马达施加电压与由单相马达12感应的马达感应电压重叠而成的电压。在逆变器11停止动作而单相马达12旋转的情况下，观测到马达感应电压。此外，在本说明书中，将逆变器11停止动作而逆变器11未输出电压的状态称为“栅极截止”。另外，将逆变器11输出的电压适当地称为“逆变器输出电压”。
电流检测器22是检测马达电流Im的检测器。马达电流Im是从逆变器11供给到单相马达12的交流电流。马达电流Im与卷绕于单相马达12的定子12b的在图1中未图示的绕组中所流过的交流电流相等。作为电流检测器22，能够例示使用变流器(Current Transformer：CT)或者分流电阻来检测电流的电流检测器。
单相马达12被用作使未图示的电动送风机旋转的旋转电机。电动送风机搭载于电吸尘器以及干手器这样的装置。
逆变器11是将从电池10施加的直流电压Vdc变换为交流电压的电力变换器。逆变器11通过将变换后的交流电压施加到单相马达12，从而对单相马达12供给交流电力。
模拟数字变换器30是将模拟数据变换为数字数据的信号变换器。模拟数字变换器30将由电压检测器20检测到的直流电压Vdc的检测值以及由电压检测器21检测到的交流电压Vac的检测值变换为数字数据而输出到控制部25。另外，模拟数字变换器30将由电流检测器22检测到的马达电流Im的检测值变换为数字数据而输出到控制部25。
控制部25根据由模拟数字变换器30变换后的数字输出值30a和电压振幅指令V＊，生成PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4(以下，适当地记载为“Q1～Q4”)。关于电压振幅指令V＊将在后面叙述。
驱动信号生成部32根据从控制部25输出的PWM信号Q1～Q4，生成用于驱动逆变器11内的开关元件的驱动信号S1、S2、S3、S4(以下，适当地记载为“S1～S4”)。
控制部25具有处理器31、载波生成部33以及存储器34。处理器31生成用于进行PWM控制的PWM信号Q1～Q4。处理器31是进行与PWM控制以及超前角控制有关的各种运算的处理部。作为处理器31，能够例示CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)、微型处理器、微机、微型计算机、DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)或者系统LSI(LargeScale Integration，大规模集成)。
在存储器34中保存有由处理器31读取的程序。存储器34还被用作处理器31进行运算处理时的作业区域。一般存储器34是RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、闪存存储器、EPROM(Erasable Programmable ROM，可擦可编程只读存储器)、EEPROM(注册商标)(Electrically EPROM，电可擦可编程只读存储器)这样的非易失性或者易失性的半导体存储器。载波生成部33的结构的详细内容将在后面叙述。
图2是用于说明实施方式中的单相马达12的构造的剖视图。在图2中作为在实施方式中使用的单相马达12的一个例子示出了单相的永久磁铁无刷马达的转子12a以及定子12b的剖面形状。
转子12a嵌合于轴12c，构成为能够向图示的箭头方向即绕逆时针旋转。在转子12a中，在周向上排列有4个永久磁铁。这4个永久磁铁以使磁化方向在周向上交替地反转的方式配置，形成转子12a中的磁极。此外，在本实施方式中例示了转子12a的磁极数为4极的情况，但转子12a的磁极数也可以为4极以外的数。
在转子12a的周围配置有定子12b。定子12b是4个分割芯12d连结成环状而构成的。
分割芯12d具有非对称形状的齿12e。在齿12e缠绕有绕组12f。齿12e具有向转子12a侧突出的第1前端部12e1以及第2前端部12e2。相对于旋转方向，处于旋转方向的前方的一侧是第1前端部12e1，处于旋转方向的后方的一侧是第2前端部12e2。在此，将第1前端部12e1与转子12a的距离称为“第1间隙”，用G1表示。另外，将第2前端部12e2与转子12a的距离称为“第2间隙”，用G2表示。在第1间隙G1与第2间隙G2之间存在G1<G2的关系。
图3是示出对图2所示的单相马达12进行了励磁时的转子位置的变化的图。图4是示出图2所示的单相马达12的转矩特性的图。在图3的上层部示出了转子12a的停止位置。在转子12a的停止位置处，表示磁极的中心的磁极中心线与表示构造上的中心的齿中心线以相对于旋转方向而使磁极中心线先行的方式偏离。这是由于单相马达12是具有非对称形状的齿12e的构造而产生的。由于该构造，呈现如图4所示的转矩特性。
在图4中，用实线表示的曲线K1表示马达转矩，用虚线表示的曲线K2表示齿槽转矩。马达转矩是因在定子12b的绕组中流过的电流而在转子12a产生的转矩。齿槽转矩是当在定子12b的绕组中未流过电流时因永久磁铁的磁力而在转子12a产生的转矩。将逆时针方向取为转矩的正。另外，图4的横轴表示机械角，磁极中心线与齿中心线一致的转子12a的停止位置为机械角0°。如图4所示，机械角为0°时的齿槽转矩为正。因此，转子12a向逆时针方向旋转，在齿槽转矩为零的机械角θ1的位置处停止。该机械角θ1的位置是图3的上层部所示的停止位置。
在图2所示的单相马达12的情况下，转子12a的停止位置有两处。停止位置之一是上述图3的上层部所示的停止位置，另一个是图3的下层部所示的停止位置。当对绕组12f施加直流电压时，逆时针旋转，经过图3的中层部所示的励磁中的状态而在图3的下层部所示的状态下停止。在图3的例子的情况下，由于直流电压的施加而在齿12e产生的磁力与对置的转子12a的磁极相同极性，所以在旋转方向上被施加转矩，转子12a旋转。然后，经过某个时间，在齿12e产生的磁力与对置的转子12a的磁极成为不同极性的图3的下层部的位置处稳定地停止。
图5是图1所示的逆变器11的电路图。逆变器11具有桥连接的多个开关元件51、52、53、54(以下，适当地记载为“51～54”)。
开关元件51、52构成作为第1支路的支路5A。支路5A是作为第1开关元件的开关元件51与作为第2开关元件的开关元件52串联地连接而成的串联电路。
开关元件53、54构成作为第2支路的支路5B。支路5B是作为第3开关元件的开关元件53与作为第4开关元件的开关元件54串联地连接而成的串联电路。
支路5A、5B在高电位侧的直流母线16a与低电位侧的直流母线16b之间相互并联地连接。由此，支路5A、5B并联地连接于电池10的两端。
开关元件51、53位于高电位侧，开关元件52、54位于低电位侧。一般而言，在逆变器电路中，高电位侧被称为“上臂”，低电位侧被称为“下臂”。因而，有时将支路5A的开关元件51称为“上臂的第1开关元件”，有时将支路5A的开关元件52称为“下臂的第2开关元件”。同样地，有时将支路5B的开关元件53称为“上臂的第3开关元件”，将支路5B的开关元件54称为“下臂的第4开关元件”。
开关元件51与开关元件52的连接端6A以及开关元件53与开关元件54的连接端6B构成桥电路中的交流端。单相马达12连接于连接端6A与连接端6B之间。
作为开关元件51～54的各个开关元件，使用金属氧化膜半导体场效应型晶体管即MOSFET(Metal－Oxide－Semiconductor Field－Effect Transistor)。MOSFET是FET(Field－Effect Transistor，场效应晶体管)的一个例子。
在开关元件51中形成有并联连接于开关元件51的漏极与源极之间的体二极管51a。在开关元件52中形成有并联连接于开关元件52的漏极与源极之间的体二极管52a。在开关元件53中形成有并联连接于开关元件53的漏极与源极之间的体二极管53a。在开关元件54中形成有并联连接于开关元件54的漏极与源极之间的体二极管54a。多个体二极管51a、52a、53a、54a分别是形成于MOSFET的内部的寄生二极管，被用作续流二极管。此外，也可以连接另外的环流二极管。另外，也可以代替MOSFET而使用绝缘栅极双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor：IGBT)。
开关元件51～54不限于由硅系列材料形成的MOSFET，也可以是由碳化硅、氮化镓、氧化镓或者金刚石这样的宽带隙(Wide Band Gap：WBG)半导体形成的MOSFET。
一般而言，WBG半导体的耐电压以及耐热性比硅半导体高。因此，作为多个开关元件51～54中的至少1个开关元件而使用WBG半导体，从而开关元件的耐电压性以及容许电流密度高，能够使内置有开关元件的半导体模块小型化。另外，WBG半导体的耐热性也高。因此，能够使得用于使由半导体模块产生的热散热的散热部小型化。另外，能够简化使由半导体模块产生的热散热的散热构造。
另外，图6是示出图5所示的逆变器11的变形例的电路图。图6所示的逆变器11A是在图5所示的逆变器11的结构中进一步追加分流电阻55a、55b而成的。分流电阻55a是用于检测在支路5A中流过的电流的检测器，分流电阻55b是用于检测在支路5B中流过的电流的检测器。如图6所示，分流电阻55a连接于开关元件52的低电位侧的端子与直流母线16b之间，分流电阻55b连接于开关元件54的低电位侧的端子与直流母线16b之间。在使用了具备分流电阻55a、55b的逆变器11A的情况下，能够省略图1所示的电流检测器22。在该结构的情况下，分流电阻55a、55b的检测值经由模拟数字变换器30发送到处理器31。处理器31根据分流电阻55a、55b的检测值，实施后述启动控制和通常控制。
此外，分流电阻55a只要能够检测在支路5A中流过的电流即可，不限于图6的例子。分流电阻55a也可以配置于直流母线16a与开关元件51的高电位侧的端子之间、开关元件51的低电位侧的端子与连接端6A之间或者连接端6A与开关元件52的高电位侧的端子之间。同样地，分流电阻55b也可以配置于直流母线16a与开关元件53的高电位侧的端子之间、开关元件53的低电位侧的端子与连接端6B之间或者连接端6B与开关元件54的高电位侧的端子之间。另外，也可以构成为代替分流电阻55a、55b而利用MOFFET的导通电阻，通过在导通电阻的两端产生的电压来进行电流检测。
图7是示出图1所示的控制部25的功能部位中的生成PWM信号的功能部位的框图。
在图7中，在生成后述电压指令Vm时使用的被超前角控制的超前角相位θv和基准相位θe被输入到载波比较部38。基准相位θe是将作为转子12a的从基准位置起的角度的转子机械角θm换算为电角度后的相位。此外，如前所述，实施方式的马达驱动装置2是不使用来自位置传感器的位置传感器信号的所谓的无位置传感器驱动的结构。因此，转子机械角θm以及基准相位θe通过运算来推测。另外，在此所称的“超前角相位”是用相位表示作为电压指令的“提前角”的“超前角”的。进而，在此所称的“提前角”是指被施加到定子12b的绕组12f的马达施加电压与被定子12b的绕组12f感应出的马达感应电压之间的相位差。此外，在马达施加电压比马达感应电压超前时，“提前角”是正的值。
另外，除了超前角相位θv和基准相位θe之外，由载波生成部33生成的载波、直流电压Vdc、作为电压指令Vm的振幅值的电压振幅指令V＊也被输入到载波比较部38。载波比较部38根据载波、超前角相位θv、基准相位θe、直流电压Vdc以及电压振幅指令V＊，生成PWM信号Q1～Q4。
图8是示出图7所示的载波比较部38的一个例子的框图。在图8中示出了载波比较部38A以及载波生成部33的详细结构。
在图8中，在载波生成部33中设定了作为载波的频率的载波频率fC[Hz]。在载波频率fC的箭头的前头，示出在“0”与“1”之间上下的三角波载波作为载波波形的一个例子。作为逆变器11的PWM控制，有同步PWM控制和非同步PWM控制。在同步PWM控制的情况下，需要使载波与超前角相位θv同步。另一方面，在非同步PWM控制的情况下，无需使载波与超前角相位θv同步。
如图8所示，载波比较部38A具有绝对值运算部38a、除法部38b、乘法部38c、乘法部38d、乘法部38f、加法部38e、比较部38g、比较部38h、输出反转部38i以及输出反转部38j。
在绝对值运算部38a中，运算电压振幅指令V＊的绝对值|V＊|。在除法部38b中，将绝对值|V＊|除以由电压检测器20检测到的直流电压Vdc。在图8的结构中，除法部38b的输出是调制率。作为电池10的输出电压的电池电压由于持续流过电流而变动。另一方面，通过将绝对值|V＊|除以直流电压Vdc，能够调整调制率的值，使马达施加电压不因电池电压的下降而下降。
在乘法部38c中，运算对基准相位θe加上超前角相位θv而得到的“θe+θv”的正弦值。运算出的“θe+θv”的正弦值与作为除法部38b的输出的调制率相乘。在乘法部38d中，“1/2”与作为乘法部38c的输出的电压指令Vm相乘。在加法部38e中，“1/2”与乘法部38d的输出相加。在乘法部38f中，“－1”与加法部38e的输出相乘。加法部38e的输出作为用于驱动多个开关元件51～54中的上臂的两个开关元件51、53的正侧电压指令Vm1而输入到比较部38g，乘法部38f的输出作为用于驱动下臂的两个开关元件52、54的负侧电压指令Vm2而输入到比较部38h。
在比较部38g中，比较正侧电压指令Vm1和载波的振幅。使比较部38g的输出反转的输出反转部38i的输出成为向开关元件51的PWM信号Q1，比较部38g的输出成为向开关元件52的PWM信号Q2。同样地，在比较部38h中，比较负侧电压指令Vm2和载波的振幅。使比较部38h的输出反转的输出反转部38j的输出成为向开关元件53的PWM信号Q3，比较部38h的输出成为向开关元件54的PWM信号Q4。由于输出反转部38i，开关元件51与开关元件52不会同时导通，由于输出反转部38j，开关元件53与开关元件54不会同时导通。
图9是示出使用图8所示的载波比较部38A进行了动作时的主要部分的波形例的时序图。在图9中示出了从加法部38e输出的正侧电压指令Vm1的波形、从乘法部38f输出的负侧电压指令Vm2的波形、PWM信号Q1～Q4的波形以及逆变器输出电压的波形。
PWM信号Q1在正侧电压指令Vm1比载波大时成为“低(Low)”，在正侧电压指令Vm1比载波小时成为“高(High)”。PWM信号Q2是PWM信号Q1的反转信号。PWM信号Q3在负侧电压指令Vm2比载波大时成为“低(Low)”，在负侧电压指令Vm2比载波小时成为“高(High)”。PWM信号Q4是PWM信号Q3的反转信号。这样，图8所示的电路由“低激活(Low Active)”构成，但也可以由各个信号成为相反的值的“高激活(High Active)”构成。
如图9所示，逆变器输出电压的波形中示出基于PWM信号Q1与PWM信号Q4的差电压的电压脉冲和基于PWM信号Q3与PWM信号Q2的差电压的电压脉冲。这些电压脉冲作为马达施加电压而被施加到单相马达12。
作为在生成PWM信号Q1～Q4时使用的调制方式，已知双极型调制和单极调制。双极型调制是输出在电压指令Vm的每个周期以正或者负的电位来变化的电压脉冲的调制方式。单极调制是输出在电压指令Vm的每个周期以3个电位来变化的电压脉冲即变化为正的电位、负的电位以及零的电位的电压脉冲的调制方式。图9所示的波形是基于单极调制的。在实施方式的马达驱动装置2中，可以使用任意的调制方式。此外，在需要将马达电流波形进一步控制成正弦波的用途中，优选采用高次谐波含有率比双极型调制少的单极调制。
另外，图9所示的波形通过在电压指令Vm的半周期T/2的期间中，使构成支路5A的开关元件51、52和构成支路5B的开关元件53、54这4个开关元件进行开关动作的方式而得到。在该方式中，以正侧电压指令Vm1和负侧电压指令Vm2这双方进行开关动作，所以被称为“两侧PWM”。相对于此，还有在电压指令Vm的一个周期T中的一个半周期中使开关元件51、52的开关动作暂停、在电压指令Vm的一个周期T中的另一个半周期中使开关元件53、54的开关动作暂停的方式。该方式被称为“单侧PWM”。以下，说明“单侧PWM”。此外，在以下的说明中，将以两侧PWM进行动作的动作模式称为“两侧PWM模式”，将以单侧PWM进行动作的动作模式称为“单侧PWM模式”。另外，有时将基于“两侧PWM”的PWM信号称为“两侧PWM信号”，将基于“单侧PWM”的PWM信号称为“单侧PWM信号”。
图10是示出图7所示的载波比较部38的另一例子的框图。在图10中示出了上述单侧PWM信号的生成电路的一个例子，具体而言，示出了载波比较部38B以及载波生成部33的详细结构。此外，图10所示的载波生成部33的结构与图8所示的结构相同或者等同。另外，在图10所示的载波比较部38B的结构中，对与图8所示的载波比较部38A相同或者等同的结构部附加相同的符号而示出。
如图10所示，载波比较部38B具有绝对值运算部38a、除法部38b、乘法部38c、乘法部38k、加法部38m、加法部38n、比较部38g、比较部38h、输出反转部38i以及输出反转部38j。
在绝对值运算部38a中，运算电压振幅指令V＊的绝对值|V＊|。在除法部38b中，将绝对值|V＊|除以由电压检测器20检测到的直流电压Vdc。在图10的结构中，除法部38b的输出也是调制率。
在乘法部38c中，运算对基准相位θe加上超前角相位θv而得到的“θe+θv”的正弦值。运算出的“θe+θv”的正弦值与作为除法部38b的输出的调制率相乘。在乘法部38k中，“－1”与作为乘法部38c的输出的电压指令Vm相乘。在加法部38m中，“1”与作为乘法部38c的输出的电压指令Vm相加。在加法部38n中，“1”与乘法部38k的输出即电压指令Vm的反转输出相加。加法部38m的输出作为用于驱动多个开关元件51～54中的上臂的两个开关元件51、53的第1电压指令Vm3而输入到比较部38g。加法部38n的输出作为用于驱动下臂的两个开关元件52、54的第2电压指令Vm4而输入到比较部38h。
在比较部38g中，比较第1电压指令Vm3和载波的振幅。使比较部38g的输出反转的输出反转部38i的输出成为向开关元件51的PWM信号Q1，比较部38g的输出成为向开关元件52的PWM信号Q2。同样地，在比较部38h中，比较第2电压指令Vm4和载波的振幅。使比较部38h的输出反转的输出反转部38j的输出成为向开关元件53的PWM信号Q3，比较部38h的输出成为向开关元件54的PWM信号Q4。由于输出反转部38i，开关元件51与开关元件52不会同时导通，由于输出反转部38j，开关元件53与开关元件54不会同时导通。
图11是示出使用图10所示的载波比较部38B进行了动作时的主要部分的波形例的时序图。在图11中示出了从加法部38m输出的第1电压指令Vm3的波形、从加法部38n输出的第2电压指令Vm4的波形、PWM信号Q1～Q4的波形以及逆变器输出电压的波形。此外，在图11中，为了方便，振幅值比载波的峰值大的第1电压指令Vm3的波形部分和振幅值比载波的峰值大的第2电压指令Vm4的波形部分用平的直线表示。
PWM信号Q1在第1电压指令Vm3比载波大时成为“低(Low)”，在第1电压指令Vm3比载波小时成为“高(High)”。PWM信号Q2是PWM信号Q1的反转信号。PWM信号Q3在第2电压指令Vm4比载波大时成为“低(Low)”，在第2电压指令Vm4比载波小时成为“高(High)”。PWM信号Q4是PWM信号Q3的反转信号。这样，图10所示的电路由“低激活(Low Active)”构成，但也可以由各个信号成为相反的值的“高激活(High Active)”构成。
如图11所示，逆变器输出电压的波形中示出基于PWM信号Q1与PWM信号Q4的差电压的电压脉冲和基于PWM信号Q3与PWM信号Q2的差电压的电压脉冲。这些电压脉冲作为马达施加电压而被施加到单相马达12。
在图11所示的波形中，在电压指令Vm的一个周期T中的一个半周期中，开关元件51、52的开关动作暂停，在电压指令Vm的一个周期T中的另一个半周期中，开关元件53、54的开关动作暂停。
另外，在图11所示的波形中，在电压指令Vm的一个周期T中的一个半周期中，开关元件52以始终成为导通状态的方式被控制，在电压指令Vm的一个周期T中的另一个半周期中，开关元件54以始终成为导通状态的方式被控制。此外，图11是一个例子，可能还存在在一个半周期中开关元件51以始终成为导通状态的方式被控制、在另一个半周期中开关元件53以始终成为导通状态的方式被控制的情况。即，在图11所示的波形中，具有在电压指令Vm的半周期中开关元件51～54中的至少1个开关元件以成为导通状态的方式被控制这样的特征。
另外，在图11中逆变器输出电压的波形成为在电压指令Vm的每个周期以3个电位来变化的单极调制。如前述那样，也可以代替单极调制而使用双极型调制，但在需要将马达电流波形进一步控制成正弦波的用途中，优选采用单极调制。
图12是与示出使用图8所示的载波比较部38A进行了动作时的主要部分的波形例的图9不同的时序图。图9是正侧电压指令Vm1以及负侧电压指令Vm2为正弦波的情况下的例示，相对于此，图12示出了正侧电压指令Vm1以及负侧电压指令Vm2为固定值的情况即电压指令Vm为直流的情况。以下，将根据直流的电压指令Vm来驱动单相马达12这一情况称为“直流励磁”。在直流励磁中，在直流的电压指令Vm在每电压指令Vm的半周期T/2的期间为恒定值的情况下，能够在各个PWM信号Q1～Q4中得到各脉冲的脉冲宽度相等的等宽的电压脉冲串。另外，即使使用图10所示的载波比较部38B，也能够生成直流励磁的PWM信号Q1～Q4。具体而言，在图10所示的载波比较部38B的情况下，例如，将输入到乘法部38c的“θe+θv”的值设定为π/2，适当地调整在加法部38m中相加的系数“1”的值以及在加法部38n中相加的系数“1”的值，从而能够得到直流励磁的PWM信号Q1～Q4的波形。
接下来，说明本实施方式中的主要部分的动作。图13是用于说明实施方式的动作的第1时序图。图14是用于说明实施方式的动作的第2时序图。此外，在上述图2以及图3中，例示出具有非对称形状的齿12e的单相马达12，但驱动对象的单相马达不限于图2以及图3的构造的例子。即，本实施方式的手法不限于齿12e为非对称形状的情况，在齿12e为对称形状的情况下也能够应用。
在图13中，在上层部示出了PWM信号Q1～Q4的波形，在下层部示出了马达电流Im的波形。另外，在中层部中，用实线表示逆变器输出电压的波形，用虚线表示马达感应电压的波形。此外，图13所示的各波形是使用图10所示的载波比较部38B进行动作时的波形。如前所述，在载波比较部38B中生成单侧PWM信号。另外，在以下的说明中，将启动时的控制称为“启动控制”，将通常时即启动时以外的控制称为“通常控制”。
在启动控制中，通过直流励磁来生成PWM信号。通过直流励磁而生成的PWM信号是如图13的上层部所示的脉冲状的电压脉冲串。利用该电压脉冲串，图13的中层部所示的逆变器输出电压被施加到单相马达12。此时，在单相马达12中流过如下层部所示的马达电流Im。此外，将在该启动控制中被施加到单相马达12的逆变器输出电压适当地称为“第1电压”。
当单相马达12达到规定的转速时，逆变器11的栅极截止。由此，停止对单相马达12施加第1电压。在停止期间继续停止施加第1电压。停止期间是停止施加第1电压的期间。此外，启动控制的实施期间即从开始启动控制起至停止施加第1电压为止的时间既可以是直至单相马达12达到规定的转速为止的时间，也可以是预先设定的规定的时间。
在停止期间，由电压检测器21检测马达感应电压。控制部25根据马达感应电压的过零点来检测转子磁极的极间，根据马达感应电压的过零点周期来运算单相马达12的转速。在图14中示出了使用过零点计数器来运算转速的处理的图形。如图14所示，与过零点计数器复位为零的定时相匹配地进行转速的运算。这样，在本实施方式的手法中，监视停止期间中的马达感应电压，根据停止期间中的马达感应电压来运算转速。由此，即使是转速发生变动的过程，也能够运算准确的转速。
此外，在上述中说明了由电压检测器21检测马达感应电压的例子，但不限于该例子。电压检测器21是检测在连接线18a、18b间产生的交流电压Vac的检测器，但也可以不检测连接线18a、18b间的电压，而检测与逆变器11连接的单相马达12中的未图示的输入端子间的电压。另外，连接线18a、18b是逆变器11中的交流侧的电布线，但也可以检测逆变器11中的直流侧的电压。作为一个例子，考虑由连接于逆变器11的直流侧的直流母线16a、16b间的电压检测用的电阻检测的结构。但是，当在逆变器11的直流侧检测的情况下，需要使电池10的输出电压成为零的控制单元或者将电池10与逆变器11之间的电连接切离的机构。
当停止期间结束时，转移到图13所示的通常控制。在通常控制中，生成如上层部所示的基于正弦波的电压指令的PWM信号，中层部所示的逆变器输出电压被施加到单相马达12。此时，在单相马达12中流过如下层部所示的正弦波的马达电流Im。此外，在该通常控制中，将被施加到单相马达12的逆变器输出电压适当地称为“第2电压”。
根据马达感应电压来施加第2电压。在图13的例子中，在马达感应电压过零点的定时PWM信号Q1、Q4导通。这样，根据马达感应电压来控制施加第2电压的定时，从而能够抑制马达电流Im成为过电流。
此外，在图13所示的通常控制的例子中，为了高效地控制单相马达12，设为正弦波的电压指令，但不限于该例子。在马达驱动装置2的应用对象是与效率相比更加重视加速性能的产品的情况下，也可以使用例如矩形波的电压指令。
接下来，说明在实施方式中的启动控制中，设置如图13所示的停止期间的意义。图15是用于说明与图13进行对比的比较例的动作的时序图。在图15中，在上层部示出了PWM信号Q1～Q4的波形，在下层部示出了马达电流Im的波形。另外，在中层部中用实线表示逆变器输出电压的波形，用虚线表示马达感应电压的波形。
在从启动控制切换到通常控制时，马达电流Im根据逆变器输出电压和马达感应电压的差电压而被确定。因而，当在该差电压大时进行控制的切换时，有可能会流过过大的电流。在图15中示出了马达电流Im超过作为过电流切断值的阈值Vth的情形。在马达电流Im超过过电流切断值的情况下，需要使逆变器11的栅极截止，必须使单相马达12的驱动中断。
为了应对上述问题，在本实施方式中，如前述那样，在启动控制与通常控制之间设置有停止期间。另外，如前述那样，在停止期间中，使逆变器11栅极截止而获取马达感应电压的信息。然后，根据马达感应电压的信息来决定施加第2电压的定时。然后，在经过停止期间之后，使逆变器11栅极导通而施加第2电压来驱动单相马达12。由此，抑制在单相马达12中流过过大的电流。
此外，在上述中，说明了根据马达感应电压来决定施加第2电压的定时的例子，但不限于该例子。也可以根据马达电流Im来决定施加第2电压的定时。马达电流Im由电流检测器22检测。因此，能够根据电流检测器22的检测值来决定施加第2电压的定时。具体而言，能够将马达电流Im的检测值过零点的定时设为第2电压的施加定时。
接下来，说明停止期间的具体的设定例。
(1)停止期间的下限值
能够根据下述的设定指南A、B来决定停止期间的下限值。
<设定指南A>
设为马达电流Im为5％以下的3τ以上的时间。“τ”是时间常数。
时间常数τ能够根据单相马达12的马达常数来求出。当将马达常数的电阻值设为R、将电感值设为L时，用τ＝L/R表示。例如，在设为R＝0.5[Ω]、L＝300[μH]的情况下，τ＝L/R＝0.6[ms]，3τ＝1.8[ms]。
<设定指南B>
设为在启动时推测出的电角度频率的一个周期以上。
例如，在启动时的转速为37500[rpm]、极对数为2的情况下，能够以如下方式计算。
机械角频率：37500[rpm]→625[rps]
电角度频率：1250[Hz]＝625[rps]×2(极对数)
电角度一个周期：1÷1250[Hz]＝800[μs]
如上所述，在设定指南A中是1.8[ms]，在设定指南B中是800[μs]，所以采用更短的800[μs]。因而，在该例子中，停止期间的下限值被设定为800[μs]。
(2)停止期间的上限值
当取长的停止期间时，在启动时推测出的转速与在经过停止期间之后施加第2电压时的转速的差异变大。当在这样的状态下施加第2电压时，有可能马达电流Im超过过电流切断值，或者在单相马达12中产生的冲击变大。因此，需要将转速不衰减的时间设定为上限值。在此，转速衰减的程度大幅依赖于与单相马达12连接的负载的惯性。因而，停止期间的上限值能够根据与单相马达12连接的负载的惯性来决定。
如以上说明，实施方式的马达驱动装置在启动时对单相马达施加第1电压，在启动后的通常控制时对单相马达施加第2电压。在施加第1电压之后，存在停止施加第1电压的停止期间，马达驱动装置在经过该停止期间之后施加第2电压。由此，能够在无位置传感器地启动单相马达的情况下，安全且可靠地启动单相马达。
此外，停止期间的下限值能够根据单相马达的马达常数或者启动时的单相马达的转速来决定。另外，停止期间的上限值能够根据与单相马达连接的负载的惯性来决定。
另外，能够在产品的试验阶段充分地掌握与单相马达连接的负载的特性。因而，能够预先根据负载条件严格地设定停止期间的范围。由此，还能够不检测马达感应电压或者马达电流地决定施加第2电压的定时。
接下来，说明实施方式的马达驱动装置的应用例。上述马达驱动装置例如能够用于电吸尘器。在如电吸尘器那样是在紧接着电源的接通立即使用的产品的情况下，实施方式的马达驱动装置所具有的启动时间缩短所产生的效果变大。
图16是具备实施方式的马达驱动装置2的电吸尘器61的结构图。图16所示的电吸尘器61是所谓的推杆型的电吸尘器。在图16中，电吸尘器61具备图1所示的电池10、图1所示的马达驱动装置2、由图1所示的单相马达12驱动的电动送风机64、集尘室65、传感器68、吸入口体63、延长管62以及操作部66。
使用电吸尘器61的用户手持操作部66而对电吸尘器61进行操作。电吸尘器61的马达驱动装置2将电池10作为电源而驱动电动送风机64。通过驱动电动送风机64，从吸入口体63进行垃圾的吸入。所吸入的垃圾经由延长管62被收集到集尘室65。
此外，在图16中例示了推杆型的电吸尘器，但并不限于推杆型的电吸尘器。只要是搭载有电动送风机的电气设备，就能够将本发明应用于任意的产品。
另外，图16是将电池10用作电源的结构，但不限于此。也可以是代替电池10而使用从插座供给的交流电源的结构。
接下来，说明实施方式的马达驱动装置的其它应用例。上述马达驱动装置例如能够用于干手器。在干手器的情况下，从将手插入起至驱动电动送风机为止的时间越短，则用户的使用感越提高。因此，大幅发挥实施方式的马达驱动装置所具有的启动时间缩短的效果。
图17是具备实施方式的马达驱动装置2的干手器90的结构图。在图17中，干手器90具备图1所示的马达驱动装置2、壳体91、手探测传感器92、水接受部93、排水容器94、罩96、传感器97、吸气口98以及由图1所示的单相马达12驱动的电动送风机95。在此，传感器97是陀螺仪传感器以及人感传感器中的任意传感器。在干手器90中，手被插入到处于水接受部93的上部的手插入部99，从而水由于由电动送风机95进行的吹送而被吹飞，被吹飞的水在由水接受部93收集之后留存于排水容器94。
上述电吸尘器61以及干手器90都是具备实施方式的马达驱动装置2的无位置传感器的产品，所以能够得到以下所示的效果。
首先，在无位置传感器的结构的情况下，即使没有位置传感器也能够启动，所以能够削减位置传感器的材料费、加工费等成本。另外，没有位置传感器所以能够消除位置传感器的安装偏离所致的性能影响。由此，能够确保稳定的性能。
另外，位置传感器是敏感的传感器，所以关于位置传感器的设置位置，要求高精度的安装精度。另外，在安装后需要进行与位置传感器的安装位置相应的调整。相对于此，在无位置传感器的结构的情况下，不需要位置传感器本身，能够还消除位置传感器的调整工序。由此，能够大幅削减制造成本。另外，不会产生位置传感器的经年变化所致的影响，所以能够提高产品的品质。
另外，在无位置传感器的结构的情况下，不需要位置传感器，所以能够使逆变器与单相马达分离地构成。由此，能够缓和针对产品的制约。例如，当在水分多的饮水站使用的产品的情况下，能够将产品中的逆变器的搭载位置配置于远离饮水站的部位。由此，能够减小逆变器发生故障的可能性，所以能够提高装置的可靠性。
另外，在无位置传感器的结构的情况下，由代替位置传感器而配置的电流检测器检测马达电流或者逆变器电流，从而能够探测轴锁止以及缺相这样的马达的异常。因此，即使没有位置传感器也能够使产品安全地停止。
如上那样，说明了将实施方式的马达驱动装置应用于电吸尘器以及干手器的结构例，但不限于这些例子。马达驱动装置2能够广泛应用于搭载有马达的电气设备。搭载有马达的电气设备的例子是焚烧炉、粉碎机、干燥机、集尘机、印刷机器、清洁机器、糖果机器、制茶机器、木工机器、塑料挤出机、纸箱机器、包装机器、热风产生机、OA设备以及电动送风机。电动送风机是物体输送用、吸尘用或者普通送排风用的送风单元。
此外，以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术进行组合，还能够在不脱离本发明的要旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。

Claims (13)

1.一种马达驱动装置，驱动单相马达，其中，
所述马达驱动装置具备逆变器，该逆变器配置于直流电源与所述单相马达之间，在启动时对所述单相马达施加第1电压，在通常时对所述单相马达施加第2电压，
在施加所述第1电压之后存在停止施加所述第1电压的停止期间，
所述逆变器在经过所述停止期间之后施加所述第2电压。
2.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，
所述停止期间的下限值是根据所述单相马达的马达常数或者启动时的所述单相马达的转速而决定的。
3.根据权利要求1或者2所述的马达驱动装置，其中，
所述停止期间的上限值是根据与所述单相马达连接的负载的惯性而决定的。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的马达驱动装置，其中，
所述马达驱动装置具备电压检测器，该电压检测器检测所述逆变器的直流侧的电压，或者该电压检测器检测所述逆变器的交流侧的电压，
在经过所述停止期间之后转移到所述通常时的定时是根据所述电压检测器的检测值而决定的。
5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的马达驱动装置，其中，
所述马达驱动装置具备电流检测器，该电流检测器检测在所述逆变器或者所述单相马达中流过的电流，
在经过所述停止期间之后转移到所述通常时的定时是根据所述电流检测器的检测值而决定的。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的马达驱动装置，其中，
所述第1电压是脉冲状的电压脉冲串。
7.根据权利要求6所述的马达驱动装置，其中，
所述电压脉冲串是等宽的电压脉冲串。
8.根据权利要求6或者7所述的马达驱动装置，其中，
所述脉冲状的电压是根据载波和电压指令而生成的。
9.根据权利要求1至8中的任意一项所述的马达驱动装置，其中，
所述逆变器具有桥连接的多个开关元件，
多个所述开关元件中的至少1个开关元件由宽带隙半导体形成。
10.根据权利要求9所述的马达驱动装置，其中，
所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓、氧化镓或者金刚石。
11.一种电动送风机，具备权利要求1至10中的任意一项所述的马达驱动装置。
12.一种电吸尘器，具备权利要求11所述的电动送风机。
13.一种干手器，具备权利要求11所述的电动送风机。
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