JPWO2018216158A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

スイッチング素子（１１）と、リアクトル（１２）とを有し、直流電圧成分に交流電圧成分が重畳した入力電圧を電力変換して負荷に出力する電源主回路部（２）と、入力電圧の検出値（Ｖｉｎｓｅｎ）が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、入力電圧の検出値（Ｖｉｎｓｅｎ）が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、スイッチング素子（１１）のオンタイミングを遅らせるようにスイッチング素子（１１）のオンタイミングを決定する電源制御部（３）を備えた。

Description

この発明は、直流／直流電力変換を行う電力変換装置に関するものである。

スイッチング素子とリアクトルとを備え、入力直流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する電力変換装置の高効率な制御法としてゼロクロススイッチング制御（以下、ＺＣＳ制御と称す）が知られている。ＺＣＳ制御は、スイッチング素子に流れる電流またはリアクトルに流れる電流が零となるタイミングを零電流信号として検出し、零電流信号を検出したタイミングでスイッチング素子をスイッチングさせる制御である。ＺＣＳ制御は、軽負荷時においてはスイッチング周波数が高周波化し、スイッチング損失が増大するという課題が存在する。

そこで、スイッチング周波数の高周波化を防止し、スイッチング損失を低減する方法が開示されている。例えば特許文献１では、零電流信号を検出してからスイッチング素子をスイッチングするまでの間に遅延時間を挿入する方法を開示している。また、例えば特許文献２では、検出した零電流信号の数をカウントして、零電流信号のカウント数が一定回数に達したタイミングでスイッチング素子をスイッチングする方法を開示している。

特許５８２８１０６号 特開２０１４−１３１４５５号

上記特許文献１および上記特許文献２は電力変換装置の入力電圧である入力直流電圧に交流電圧成分が重畳した場合についての検討がなされていない。そのため、入力直流電圧に交流電圧成分が重畳した場合、出力電圧に大きなリップルが発生するという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、入力直流電圧に交流電圧成分が重畳した場合でも出力電圧のリップルを低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子と、リアクトルとを有し、直流電圧成分に交流電圧成分が重畳した入力電圧を電力変換して負荷に出力する電源主回路部と、
上記入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、上記入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、上記スイッチング素子のオンタイミングを遅らせるように上記スイッチング素子のオンタイミングを決定する電源制御部を備えたものである。

この発明の電力変換装置によれば、入力直流電圧に交流電圧成分が重畳した場合においても出力電圧のリップルを低減することができる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態１による入力電源の構成例を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態１による電源主回路部の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電源主回路部の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電源主回路部の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電源制御部の制御動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１による入力電圧検出値と比較閾値との比較を表す図である。 この発明の実施の形態１によるカウント可変ＺＣＳ制御適用時のシミュレーション結果を表す図である。 この発明の実施の形態１によるカウント可変ＺＣＳ制御不適用時のシミュレーション結果を表す図である。 この発明の実施の形態１による入力電圧検出値と比較閾値との他の比較例を表す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の他の例を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるカウント可変ＺＣＳ制御適用時のシミュレーション結果を表す図である。 この発明の実施の形態１によるカウント可変ＺＣＳ制御不適用時のシミュレーション結果を表す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の他の例を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の他の例を示す回路ブロック図である。 図１５の電力変換装置の電源主回路部の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の他の例を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置を示す回路ブロック図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置１を示す回路ブロック図である。本実施の形態１の電力変換装置１は、電源主回路部２と、電源制御部３とを備えている。電源主回路部２は、スイッチング素子１１、ダイオード１３、リアクトル１２を有するコンバータ６と、コンバータ６の出力電圧を平滑化するコンデンサＣｏを備えている。電源主回路部２は、コンバータ６の入力側に入力電源４が、コンデンサＣｏの出力側に負荷５がそれぞれ接続される。

入力電源４は、交流電圧成分および直流電圧成分を含む電圧Ｖｉｎ（以降、入力電圧Ｖｉｎ若しくは脈動電圧Ｖｉｎと称す）を出力する装置である。入力電源４は脈動電圧Ｖｉｎを出力するものであればよく、図２に示すように、交流電源４１が出力する交流電圧Ｖａｃをダイオードブリッジ回路４２により全波整流し、その後、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路４３により電力変換を行うという構成としてもよい。なお、図２において、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサを示す。
また、入力電源４として、ＰＦＣ回路４３を用いずに交流電圧Ｖａｃをダイオードブリッジ回路４２で全波整流した電圧を出力する構成としてもよい。
さらに、入力電源４として、ダイオードブリッジ回路４２を用いずに交流電圧Ｖａｃを直接直流電圧に変換する交流／直流コンバータ（図示せず）を用いる構成としてもよい。
なお、実施の形態１では、図１に示すように、脈動電圧Ｖｉｎを発生させる入力電源４を、交流電源４Ａと直流電源４Ｂが直列接続された回路図として示す。

コンバータ６は、入力電圧（脈動電圧）Ｖｉｎを入力し、目標とする出力電圧Ｖｏに直流／直流電力変換する電力変換器であり、例えばスイッチング素子１１、リアクトル１２、ダイオード１３を備える降圧チョッパ回路から構成される。なお、コンバータ６はスイッチング素子とリアクトルを有し、直流／直流電力変換を行う回路であればよく、例えば、昇圧チョッパ回路、昇降圧チョッパ回路、Ｈブリッジ型昇降圧回路、ＳＥＰＩＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｅｎｄｅｄ Ｐｒｉｍａｒｙ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）コンバータ、フライバックコンバータ、またはＣｕｋコンバータであってもよい。また、スイッチング素子１１は、後述する電源制御部３で生成したスイッチング素子駆動信号Ｇａ（以下、ゲート信号Ｇａと称す）により駆動されるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒｎｓｉｓｔｏｒ）素子、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）素子などである。また、ダイオード１３を、ＦＥＴ素子またはＩＧＢＴ素子などのスイッチング素子Ｑ１（図示せず）に変更し、スイッチング素子１１およびスイッチング素子Ｑ１のオンオフを逆論理で動作させる同期整流方式としてもよい。

電源主回路部２は、入力電圧検出部７、出力電圧検出部８、零電流検出部９を備える。入力電圧検出部７は、入力電圧（脈動電圧）Ｖｉｎの大きさを入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎとして検出するものであり、例えば図１に示すように、２つ以上の直列に接続された分圧抵抗を備える。出力電圧検出部８は、直流化された出力電圧ｖｏの大きさを出力電圧検出値Ｖｏｓｅｎとして検出するものであり、例えば図１に示すように、２つ以上の直列に接続された分圧抵抗を備える。零電流検出部９は、リアクトル１２に流れる電流の零点を検出するためのものであり、例えば図１に示すように、リアクトル１２に対して逆極性の補助巻線が設けられている。零電流検出部９の補助巻線から得られる電圧ＶＬｓｅｎは後述する電源制御部３の零電流信号生成部３１に出力され、零電流信号生成部３１はリアクトル１２の電流の零点を検出して零電流信号ＺＣＤを出力する。

なお、零電流検出部９は、リアクトル１２に流れる電流の零点を検出できる構成であれば、補助巻線を用いる方法でなくてもよく、例えば、リアクトル１２のローサイドに電流検出抵抗を設置し、電流検出抵抗の両端に発生する電圧からリアクトル１２の電流の零点を検出する方法でもよい。

次に、電源制御部３について説明する。電源制御部３は、零電流信号生成部３１と、オン時間生成部３２と、オンタイミング生成部３３と、スイッチング駆動部３４を備える。零電流信号生成部３１は、前述のように、零電流検出部９から得られる電圧ＶＬｓｅｎに基づいて、リアクトル１２に流れる電流が零になるタイミングを表す零電流信号ＺＣＤを出力する。オン時間生成部３２は、出力電圧検出値Ｖｏｓｅｎおよび目標電圧値Ｖｏｒｅｆに基づいて、ゲート信号ＧａをＨｉｇｈ（以下、“Ｈ”と記す）に維持する時間、すなわちスイッチング素子１１のオン時間を導出する。オンタイミング生成部３３は、零電流信号ＺＣＤ、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎおよび出力電圧検出値Ｖｏｓｅｎに基づいてカウント可変ＺＣＳ制御を行い、ゲート信号Ｇａを“Ｈ”とするタイミング、すなわちスイッチング素子１１のオンタイミングを決定する。カウント可変ＺＣＳ制御は、入力電圧（脈動電圧）Ｖｉｎに重畳している交流電圧成分に基づいてゲート信号Ｇａを“Ｈ”とするタイミングを決定する制御である。カウント可変ＺＣＳ制御については後に詳述する。スイッチング駆動部３４は、オン時間生成部３２からのオン時間と、オンタイミング生成部３３からのオンタイミングを入力し、スイッチング素子１１を動作させるゲート信号Ｇａを生成する。

次に、図３を用いて電源主回路部２の回路動作、特にＺＣＳ制御の回路動作を説明する。図３は、スイッチング駆動部３４が出力するゲート信号Ｇａ、リアクトル１２に流れるリアクトル電流ｉＬ、零電流信号生成部３１が出力する零電流信号ＺＣＤの関係を横軸を時間として表している。
ゲート信号Ｇａが“Ｈ”となり、スイッチング素子１１がオンすると、図１において、入力電源４、スイッチング素子１１、リアクトル１２、負荷５、入力電源４の順に電流が流れ、リアクトル電流ｉＬは増加する。リアクトル電流ｉＬが増加する期間は零電流信号ＺＣＤが“Ｈ”となる。

ゲート信号ＧａがＬｏｗ（以下、“Ｌ”と記す）となり、スイッチング素子１１がオフとなると、リアクトル１２、負荷５、ダイオード１３、リアクトル１２の順に電流が流れ、リアクトル電流ｉＬは零まで減少する。リアクトル電流ｉＬが零まで減少する期間は零電流信号ＺＣＤが“Ｌ”となる。

ここで、上記リアクトル電流ｉＬが増加する期間と上記リアクトル電流ｉＬが零まで減少する期間は、負荷５に供給する電力が小さくなるほど短くなる。

リアクトル電流ｉＬが零まで立ち下がると、リアクトル１２のインダクタンス成分とスイッチング素子１１の寄生容量とによりＬＣ共振が発生し、このＬＣ共振による共振電流がリアクトル電流ｉＬに流れる。リアクトルに共振電流が流れる期間において、リアクトル電流ｉＬが零となりかつ立ち上がるタイミングで零電流信号ＺＣＤは“Ｈ”となる。零電流信号ＺＣＤが“Ｈ”となるタイミングでゲート信号を“Ｈ”とすることで、スイッチング素子１１のスイッチングで発生するスイッチング損失を低減することができる。

次に、カウント可変ＺＣＳ制御の概要を説明する。カウント可変ＺＣＳ制御では、リアクトル１２に共振電流が流れる期間において零電流信号ＺＣＤの“Ｈ”への立上りをカウントし、カウント数が所定の回数に達したタイミングでゲート信号Ｇａを“Ｈ”とする。このとき、脈動電圧Ｖｉｎに重畳した交流電圧成分に基づいてゲート信号Ｇａを“Ｈ”とするまでのカウント数を可変させる。具体的には、脈動電圧Ｖｉｎの電圧値が重畳する交流電圧成分により大きくなる時はゲート信号Ｇａを“Ｈ”とするまでのカウント数を増加させる。また、脈動電圧Ｖｉｎの電圧値が重畳する交流電圧成分により小さくなる時はゲート信号Ｇａを“Ｈ”とするまでのカウント数を減少させる。

図４および図５はカウント可変ＺＣＳ制御の動作説明図である。図４は、零電流信号ＺＣＤをカウントして、カウント数が２回となったタイミングでゲート信号Ｇａを“Ｈ”としている。図５は、零電流信号ＺＣＤをカウントして、カウント数が３回となったタイミングでゲート信号Ｇａを“Ｈ”としている。零電流信号ＺＣＤのカウント数を多くしてゲート信号Ｇａを“Ｈ”とする図５に示す方が、零電流信号ＺＣＤのカウント数を少なくしてゲート信号Ｇａを“Ｈ”とする図４に示す方に比べ、ゲート信号Ｇａを“Ｌ”とする期間が増え、ゲート信号Ｇａのデューティ比が小さくなっていることがわかる。つまり、脈動電圧Ｖｉｎが重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、零電流信号ＺＣＤのカウント数を大きくすることで、ゲート信号Ｇａのデューティ比を小さくし、出力電圧の増大を抑える。また、脈動電圧Ｖｉｎが重畳する交流電圧成分により小さくなる時は、零電流信号ＺＣＤのカウント数を小さくすることで、ゲート信号Ｇａのデューティ比を大きくし、出力電圧の減少を抑える。以上の動作により、出力電圧に発生するリップル成分を低減することができる。

また、カウント可変ＺＣＳ制御は負荷５に供給する電力に応じて、零電流信号ＺＣＤのカウント数を可変する。具体的には、軽負荷時は、高負荷時に比べて零電流信号ＺＣＤのカウント数を増加させる。これにより、負荷５に供給する電力が小さくなり、上記リアクトル電流ｉＬが増加する期間および減少する期間が短くなっても、スイッチング周波数が高周波化することを防止することができる。なお、零電流信号ＺＣＤのカウント数は、スイッチング周波数が高周波化しないように設定すればどのように設定してもよく、例えば負荷５の電力によらずにスイッチング周波数がほとんど同じとなるように設定してもよいし、例えば負荷５に供給する電力が小さい時は負荷に供給する電力が大きい時よりスイッチング周波数が低減されるように設定してもよい。

次に、電源制御部３の詳細について説明する。なお、電源制御部３は、全部がＩＣ（Ｉｎｔｅｒｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いない一般のデジタル制御回路（デジタル制御回路と同機能をもつソフトウェアによる回路も含まれる）でもよく、またその構成要素の一部がデジタル制御回路であっても良い。さらに、全部がデジタル制御回路を用いないアナログ制御回路であっても良い。本実施の形態では、マイコンを用いるデジタル制御回路とした構成について記述する。

オン時間生成部３２は、出力電圧検出値Ｖｏｓｅｎと目標電圧値Ｖｏｒｅｆの差分を演算し、その差分が零になるようにスイッチング素子１１のオン時間を決定する。オン時間の演算は、ＰＩ制御（比例積分制御）、ＰＩＤ制御（比例微分積分制御）等の古典制御、あるいはＨ∞（Ｈ−ｉｎｆｉｎｉｔｙ）制御等の現代制御など、出力電圧検出値Ｖｏｓｅｎと目標電圧値Ｖｏｒｅｆの差分を零とするように制御する方法であればどんな制御を用いてもよい。オン時間生成部３２のオン時間の演算により、出力電圧Ｖｏを任意の目標電圧値Ｖｏｒｅｆに調整することができる。

オンタイミング生成部３３は、零電流信号ＺＣＤ、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎおよび出力電圧検出値Ｖｏｓｅｎを用いて、カウント可変ＺＣＳ制御を行い、ゲート信号Ｇａのオンタイミングを生成する。

オンタイミング生成部３３の動作を図６のフローチャートを用いて説明する。なお、図６において符号Ｓは処理ステップを意味する。

まず、オンタイミング生成部３３は制御処理を開始すると、電源主回路部２の入力電圧検出部７により入力電圧（脈動電圧）Ｖｉｎを検出して得られる入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎ、および出力電圧検出部８により出力電圧Ｖｏを検出して得られる出力電圧検出値Ｖｏｓｅｎを取り込む（ステップＳ１）。

次に、出力電圧検出値Ｖｏｓｅｎとあらかじめ分かっている負荷５の抵抗値から負荷５の供給電力を算出し、負荷５の供給電力に基づいて基準カウントｃｎｔを決定する（ステップＳ２）。基準カウントｃｎｔは１以上の整数であり、負荷５の供給電力が小さい時ほど数値が大きくなるように設定する。なお、当該ステップＳ２の実施位置は図６に示した位置でなくてもよく、後述するステップＳ３、またはステップＳ４の後にステップＳ２を実施してもよい。なお、負荷５に流れる電流の電流検出回路を追加して、負荷５に流れる電流の検出値と出力電圧検出値Ｖｏｓｅｎを用いて負荷５の供給電力を算出する構成としてもよい。

次に、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎの平均値を算出することにより、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎの直流電圧成分を算出し、算出した結果を比較閾値Ｖｃｏｍｐと設定する（ステップＳ３）。なお、ステップＳ３はオンタイミング生成部３３の制御周期ごとに行う必要はなく、比較閾値Ｖｃｏｍｐを一度設定した後はステップＳ３を省略してもよい。また、比較閾値Ｖｃｏｍｐは入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎから算出する必要はなく、入力電源４の直流電圧成分の大きさが予めわかっている場合は、その値を比較閾値Ｖｃｏｍｐに設定しておいても良い。例えば、入力電源４がＡＣ／ＤＣコンバータである場合は、ＡＣ／ＤＣコンバータの目標出力電圧を比較閾値Ｖｃｏｍｐとしてあらかじめ設定しておいてもよい。

次に、ステップＳ４において、ステップＳ３で算出した比較閾値Ｖｃｏｍｐと入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎとの大小比較を行う。図７は比較閾値Ｖｃｏｍｐと入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎとの大小比較を説明するための図である。図７において、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎが比較閾値Ｖｃｏｍｐ以上の期間Ｔ１を斜線を付して表し、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎが比較閾値Ｖｃｏｍｐより小さい期間Ｔ２と区別している。

ステップＳ４における比較閾値Ｖｃｏｍｐと入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎとの大小比較により、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎが比較閾値Ｖｃｏｍｐより小さい期間Ｔ２は、基準カウントｃｎｔから減少補正値ｘ１を減算した値をターンオンカウントＺＣＤｃｎｔに設定する（ステップＳ５）。入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎが比較閾値Ｖｃｏｍｐ以上の期間Ｔ１は、基準カウントｃｎｔに増加補正値ｘ２を加算した値をターンオンカウントＺＣＤｃｎｔに設定する（ステップＳ６）。ここで、減少補正値ｘ１と増加補正値ｘ２はともに０以上の整数であるが、減少補正値ｘ１と増加補正値ｘ２が同時に０となることはない。また、減少補正値ｘ１は基準カウントｃｎｔ未満の値をもつ。そのため、ターンオンカウントＺＣＤｃｎｔが零および負の値となることはない。

次に、電源制御部３の零電流信号生成部３１はリアクトル電流ｉＬが零となるタイミングを表す零電流信号ＺＣＤを出力して、オンタイミング生成部３３は零電流信号ＺＣＤを検出する（ステップＳ７）。そして、零電流信号ＺＣＤの検出をカウントして、カウント数がターンオンカウントＺＣＤｃｎｔに達したタイミングでゲート信号Ｇａを“Ｈ”とするタイミング、すなわちスイッチング素子１１のオンタイミングを決定する（ステップＳ８）。
以上の説明が、オンタイミング生成部３３の動作（図６のフローチャート）の説明である。以上のように、動作させることによりカウント可変ＺＣＳ制御を実現することができる。

実際に、Ｍｙｗａｙプラス社の回路シミュレーションを使用して、本実施の形態のカウント可変ＺＣＳ制御の効果確認を行った。今回のシミュレーションでは、直流電圧３００Ｖと交流電圧２０Ｖ（１００Ｈｚ）を直列接続し、入力電圧とした。また、比較閾値Ｖｃｏｍｐを３００Ｖ、基準カウントｃｎｔを３、減少補正値ｘ１を１、増加補正値ｘ２を１、目標電圧値Ｖｏｒｅｆを２００Ｖと設定した。

図８および図９は、カウント可変ＺＣＳ制御適用時および不適用時のシミュレーション結果を表す図である。図８および図９において、上段の図は入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎと比較閾値Ｖｃｏｍｐの波形を表し、中段の図は出力電圧Ｖｏの波形を表し、下段の図はターンオンカウントＺＣＤｃｎｔを表している。
図８は入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎと比較閾値Ｖｃｏｍｐを比較し、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎが比較閾値Ｖｃｏｍｐ以上（Ｖｉｎｓｅｎ＞＝Ｖｃｏｍｐ）時はターンオンカウントＺＣＤｃｎｔが４に、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎが比較閾値Ｖｃｏｍｐより小さい（Ｖｉｎｓｅｎ＜Ｖｃｏｍｐ）時はターンオンカウントＺＣＤｃｎｔが２になっていることが確認できる。また、図９は入力電圧検出値の大きさに関係なく常にターンオンカウントＺＣＤｃｎｔを２となるように設定した場合のシミュレーション結果である。

図８のシミュレーション結果は、図９のシミュレーション結果より、出力電圧Ｖｏの脈動が小さくなっていることが確認できる。出力電圧Ｖｏの最大値と最小値の差を出力電圧Ｖｏの平均値で割ることで算出される出力電圧Ｖｏのリップル率は、図８のシミュレーション結果では０．０６８、図９のシミュレーション結果では０．１３１である。したがって、カウント可変ＺＣＳ制御の出力電圧リップル低減効果が確認できた。

なお、本実施の形態では、図７に示すように、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎと入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎにより算出される比較閾値Ｖｃｏｍｐの比較により、ターンオンカウントＺＣＤｃｎｔを決定した。しかしながら、ターンオンカウントＺＣＤｃｎｔは、入力電圧（脈動電圧）の直流電圧成分に重畳する交流電圧成分に基づいて決定すればどのように定めてもよい。例えば、図１０に示すように、比較閾値としてＶｃｏｍｐ１とＶｃｏｍｐ２を設けて、これら比較閾値Ｖｃｏｍｐ１、Ｖｃｏｍｐ２と、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎを比較しても良い。図１０に示す例の場合、ターンオンカウントＺＣＤｃｎｔは脈動電圧Ｖｉｎの１周期間に３つで可変となる。すなわち、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎが比較閾値Ｖｃｏｍｐ１より小さい期間Ｔ３０、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎが比較閾値Ｖｃｏｍｐ２より小さくかつ比較閾値Ｖｃｏｍｐ１以上の期間Ｔ２０、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎが比較閾値Ｖｃｏｍｐ２以上の期間Ｔ１０において、それぞれターンオンカウントＺＣＤｃｎｔが順に大きくなるように決定する。

また、本実施の形態ではコンバータ６として図１に示す降圧チョッパ回路を用いる構成で説明を行ったが、コンバータ６はスイッチング素子とリアクトルを有し、ＤＣ／ＤＣ変換を行う回路であればどのような回路を用いてもよい。例えば、図１１に示すようにコンバータ６として昇圧チョッパ回路を用いる構成としてもよい。

図１１に示すように、コンバータ６として昇圧チョッパ回路を用いる構成とした場合も、これまで説明したコンバータ６に降圧チョッパ回路を用いる構成と同様にカウント可変ＺＣＳ制御を行うことができる。すなわち、入力電圧（脈動電圧）Ｖｉｎに重畳する交流電圧成分に応じてターンオンカウントＺＣＤｃｎｔを可変することで出力電圧Ｖｏのリップルを低減することができる。

コンバータ６として、図１１の昇圧チョッパ回路を用いる構成とした場合について、Ｍｙｗａｙプラス社の回路シミュレーションを使用して、本実施の形態のカウント可変ＺＣＳ制御の効果確認を行った。今回のシミュレーションは直流電圧１００Ｖと交流電圧２０Ｖ（１００Ｈｚ）を直列接続し、入力電圧とした。また、比較閾値Ｖｃｏｍｐを１００Ｖ、基準カウントｃｎｔを３、減少補正値ｘ１を１、増加補正値ｘ２を１、目標電圧値Ｖｏｒｅｆを２００Ｖと設定した。

図１２および図１３は、コンバータ６として図１１の昇圧チョッパ回路を用いた場合の、カウント可変ＺＣＳ制御適用時および不適用時のシミュレーション結果である。図１２および図１３において、上段の図は入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎと比較閾値Ｖｃｏｍｐの波形を表し、中段の図は出力電圧Ｖｏの波形を表し、下段の図はターンオンカウントＺＣＤｃｎｔを表している。

図１２はカウント可変ＺＣＳ制御適用時のシミュレーション波形であり、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎが比較閾値Ｖｃｏｍｐ以上（Ｖｉｎｓｅｎ＞＝Ｖｃｏｍｐ）の時はターンオンカウントＺＣＤｃｎｔが４に、入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎが比較閾値Ｖｃｏｍｐより小さい（Ｖｉｎｓｅｎ＜Ｖｃｏｍｐ）時はターンオンカウントＺＣＤｃｎｔが２になっていることが確認できる。また、図１３は入力電圧検出値Ｖｉｎｓｅｎに関わらず、常にターンオンカウントＺＣＤｃｎｔを２と設定した時のシミュレーション波形である。図１２のカウント可変ＺＣＳ制御適用時の方が図１３の不適用時の場合より、出力電圧Ｖｏの脈動が小さくなっていることが確認できる。出力電圧Ｖｏの最大値と最小値の差を出力電圧Ｖｏの平均値で割ることで算出される出力電圧Ｖｏのリップル率は、図１２の場合は０．０４３、図１３の場合は０．０６９であった。したがって、コンバータ６として昇圧チョッパ回路を用いる構成とした場合も、カウント可変ＺＣＳ制御による出力電圧リップル低減効果が確認できた。

また、本実施の形態では、図１に示すように、零電流検出部９および零電流信号生成部３１を用いてリアクトル１２に流れる電流の零点を零電流信号ＺＣＤとして検出し、カウント可変ＺＣＳ制御を行ったが、これに限らない。すなわち、スイッチング素子１１に加わる電圧が零となるタイミングを零電圧信号ＺＶＤとして検出し、零電流信号ＺＣＤの替わりに零電圧信号ＺＶＤを使用してもよい。この場合、図１に示す零電流検出部９および零電流信号生成部３１の替わりに、図１４に示すように、スイッチング素子１１に加わる電圧を検出する零電圧検出部９０およびスイッチング素子１１に加わる電圧が零となるタイミングを零電圧信号ＺＶＤとして出力する零電圧信号生成部３１０を用いることになる。その他の構成および動作は、上記の説明と同様である。

さらに、本実施の形態では、スイッチング素子のオンタイミングを零電流信号ＺＣＤのカウント数を用いて決定する制御法について説明したが、入力電圧に重畳する交流電圧成分に応じてスイッチング素子のオンタイミングを決定しさえすれば、零電流信号ＺＣＤをカウントしない構成で実現してもよい。例えば、スイッチング素子のオンタイミングを所定時間が経過したタイミングに設定すると共に、入力電圧に重畳する交流電圧成分により当該所定時間を可変にする制御法で実現してもよい。

以下、入力電圧に重畳する交流電圧成分により所定時間を可変にする制御について、図１５の電力変換装置の回路図および図１６の回路動作図に基づいて説明する。図１５において、電力変換装置１の電源主回路部２および電源制御部３の構成は図１の構成と基本的に同じであるが、電源制御部３の制御動作、特にオンタイミング生成部３３Ａの動作が異なる。

図１５において、電源制御部３は、零電流検出部９から得られる電圧ＶＬｓｅｎに基づいてリアクトル１２に流れる電流が零になるタイミングを示す零電流信号ＺＣＤを出力する零電流信号生成部３１と、出力電圧検出値Ｖｏｓｅｎおよび目標電圧値Ｖｏｒｅｆに基づいてスイッチング素子１１のオン時間を導出するオン時間生成部３２と、零電流信号ＺＣＤに基づいて所定時間経過したタイミングをスイッチング素子１１のオンタイミングとして決定するオンタイミング生成部３３Ａと、オン時間生成部３２からのオン時間とオンタイミング生成部３３Ａからのオンタイミングを入力してスイッチング素子１１を動作させるゲート信号Ｇａを生成するスイッチング駆動部３４を備えている。

図１６において、オンタイミング生成部３３Ａは、スイッチング素子１１がオフした後の１回目の零電流信号ＺＣＤの立上りタイミングｔ１から時間測定を開始し、測定した時間が所定時間Ｔｄに達したタイミングによりスイッチング素子１１をオンするオンタイミングを決定する。スイッチング素子１１のオンタイミングを決定するための所定時間Ｔｄは入力電圧に重畳される交流電圧成分により決定する。すなわち、入力電圧の検出値Ｖｉｎｓｅｎが直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、入力電圧の検出値Ｖｉｎｓｅｎが直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、所定時間Ｔｄを長くする遅延制御を行う。

図１５および図１６により説明した遅延制御を行うことにより、零電流信号ＺＣＤを用いる構成と同様の動作を実現できるとともに、出力電圧リップルの低減効果を得ることができる。なお、時間測定を開始するタイミングは零電流信号ＺＣＤに基づくものでなく、例えば、図１４で説明した零電圧信号ＺＶＤに基づくものであっても良い。また、スイッチング素子１１がオンするタイミングまたはスイッチング素子１１がオフするタイミングとしても良い。

スイッチング素子１１がオンまたはオフするタイミングから時間測定を開始する電力変換装置の例を図１７に示す。図１７において、スイッチング検出部３５は、スイッチング駆動部３４からのゲート信号Ｇａに基づいてスイッチング素子１１のオンまたはオフのタイミングを検出する。オンタイミング生成部３３Ｂは、スイッチング素子１１のオンまたはオフしたタイミングから時間測定を開始し、測定した時間が所定時間に達したタイミングでスイッチング素子１１をオンするオンタイミングを決定する。その他の動作は図１５および図１６で説明した内容と同様である。

以上のように、実施の形態１によれば、スイッチング素子と、リアクトルとを有し、直流電圧成分に交流電圧成分が重畳した入力電圧を電力変換して負荷に出力する電源主回路部と、入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、スイッチング素子のオンタイミングを遅らせるようにスイッチング素子のオンタイミングを決定する電源制御部を備えたので、出力電圧に発生するリップルを低減することができる。

また、電源制御部は、入力電圧の検出値と比較閾値とを比較し、入力電圧の検出値が比較閾値以上の時は、比較閾値より小さい時に比べて、スイッチング素子のオンタイミングを遅らせるようにスイッチング素子のオンタイミングを決定するようにしたので、簡単な制御により出力電圧に発生するリップルを低減することができる。

さらに、比較閾値を入力電圧の直流電圧成分としたので、簡単な制御により出力電圧に発生するリップルを低減することができる。

また、電源制御部は、リアクトルに流れる電流が零になるタイミングを示す零電流信号を出力する零電流信号生成部およびスイッチング素子に加わる電圧が零になるタイミングを示す零電圧信号を出力する零電圧信号生成部のうちいずれか一方と、零電流信号および零電圧信号のうちいずれか一方の回数をカウントし、カウント数が所定回数に達したタイミングをスイッチング素子のオンタイミングとして決定するオンタイミング生成部と、オンタイミング生成部で決定したオンタイミングでスイッチング素子をターンオンするスイッチング駆動部を備え、入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、上記入力電圧の検出値が上記直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、上記所定回数を大きくするカウント可変ゼロクロススイッチング制御を行うようにしたので、出力電圧に発生するリップルを低減することができると共に、リアクトルに流れる電流が零となるタイミングまたはスイッチング素子に加わる電圧が零になるタイミングでスイッチング素子をオンするため、スイッチング損失の低減およびスイッチングノイズの低減を図ることができる。

また、電源制御部は、リアクトルに流れる電流が零になるタイミングを示す零電流信号を出力する零電流信号生成部、スイッチング素子に加わる電圧が零になるタイミングを示す零電圧信号を出力する零電圧信号生成部、およびスイッチング素子がオンまたはオフするタイミングを検出するスイッチング検出部のうちいずれか一つと、零電流信号、零電圧信号、およびスイッチング素子のオンまたはオフするタイミングのうちいずれか一つから所定時間経過したタイミングをスイッチング素子のオンタイミングとして決定するオンタイミング生成部と、オンタイミング生成部で決定したオンタイミングでスイッチング素子をターンオンするスイッチング駆動部を備え、入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、所定時間を長くする遅延制御を行うようにしたので、簡単な制御により出力電圧に発生するリップルを低減することができる。

また、電源制御部は、負荷への供給電力が低い場合は、負荷への供給電力が高い場合に比べて、スイッチング素子のオンタイミングを遅らせるようにスイッチング素子のオンタイミングを決定する。また、負荷への供給電力が低い場合は、負荷への供給電力が高い場合に比べて、所定回数を大きくするカウント可変ゼロクロススイッチング制御を行う。さらに、負荷への供給電力が低い場合は、負荷への供給電力が高い場合に比べて、所定時間を長くする遅延制御を行う。その結果、負荷への供給電力が変動した場合においても、スイッチング周波数が高周波化することを防止し、スイッチング損失の増大を防ぐことができる。

また、電源制御部は、負荷への供給電力が大きい場合は、（１）入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、入力電圧の検出値が上記直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、スイッチング素子のオンタイミングを遅らせるようにスイッチング素子のオンタイミングを決定して、スイッチング素子をスイッチング制御するとともに、
負荷への供給電力が小さい場合は、（２）スイッチング素子を一定のスイッチング周期でスイッチング制御する制御法、（３）入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分によらずに、リアクトルに流れる電流が零になるタイミングを示す零電流信号の回数をカウントし、カウント数が定められた回数に達したタイミングをスイッチング素子のオンタイミングとして決定して、スイッチング素子をスイッチング制御する制御法、のうち少なくとも一つの制御を行うようにしても良い。
これによれば、負荷への供給電力が大きい場合、出力電圧に発生するリップルを低減することができる。

また、電源制御部は、電源主回路部の出力電圧検出値と目標電圧値に基づいてスイッチング素子のオン時間を決定するようにしたので、所望の出力電圧を得ることができる。

実施の形態２．
図１８はこの発明の実施の形態２による電力変換装置を示す回路ブロック図である。図１８において、図１と同一もしくは対応する構成部分には同一の符号を付す。この実施の形態２は、実施の形態１に対して、負荷をＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）モジュール５０とした場合であり、図１の負荷５がＬＥＤモジュール５０に変更された点、出力電圧検出部８が出力電流検出部８０に変更された点、出力電圧検出値Ｖｏｓｅｎが出力電流検出値Ｉｏｓｅｎに変更された点、オン時間生成部３２に入力される目標電圧値Ｖｏｒｅｆが目標電流値Ｉｏｒｅｆに変更された点が異なる。なお、出力電流検出部８０は、例えば、図示しない電流検出抵抗を設置し、電流検出抵抗の両端間に発生する電位差をＬＥＤモジュール５０に流れる電流に対応した電圧変換値Ｉｏｓｅｎとして検出する。また、ＬＥＤモジュール５０は、図１８ではＬＥＤチップを全て直列に接続した構成としているが、直列接続した場合に限らず並列接続や直並列接続としてもよく、１個のＬＥＤであっても良い。さらに、ここでは負荷としてＬＥＤを接続しているが、ＬＥＤでなく、有機エレクトロルミネッセンス（有機ＥＬ）、レーザーダイオード等に変更しても良い。

ここで、ＬＥＤは通常、その特性から電流制御が適している。そのため、本実施の形態では、出力電圧を目標電圧に調整する制御から出力電流を目標電流に調整する制御へと変更している。図１８において、オン時間生成部３２は、出力電流検出値Ｉｏｓｅｎおよび目標電流値Ｉｏｒｅｆに基づいてスイッチング素子１１のオン時間を導出する。すなわち、オン時間生成部３２は、出力電流検出値Ｉｏｓｅｎと目標電流値Ｉｏｒｅｆの差分を演算し、その差分が零になるようにスイッチング素子１１のオン時間を決定する。このように構成すれば、実施の形態１と同様の制御により、ＬＥＤモジュール５０に流れる出力電流の制御を行うことができる。

また、電源制御部３は、実施の形態１で説明した通り、入力電圧の検出値Ｖｉｎｓｅｎが直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、入力電圧の検出値Ｖｉｎｓｅｎが直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、スイッチング素子１１のオンタイミングを遅らせるようにスイッチング素子１１のオンタイミングを決定してスイッチング制御を行っているので、出力電流のリップルを低減することができる。

特に、負荷をＬＥＤとした場合、ＬＥＤに流れる電流に大きなリップルが重畳していると、防犯カメラやビデオカメラなどに光ちらつきが写りこむという問題が発生する。実施の形態２では、実施の形態１で説明したカウント可変ＺＣＳ制御または遅延制御により出力電流に発生するリップルの低減を実現できるので、光ちらつきの発生を防止することができる。また、電力変換装置がＬＥＤの光量を調整するための調光機能を搭載する場合は、通常外部から入力される目標電流値Ｉｏｒｅｆを調光機能により可変可能な構成とすれば、調光機能が実現できる。

以上のように、実施の形態２によれば、出力電流検出値と目標電流値に基づいてスイッチング素子のオン時間を決定するようにしたので、出力電流を目標電流に調整することができるとともに、実施の形態１で説明した効果と同様の効果を得ることができる。特に、出力電流に発生するリップルを低減することができる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせることや、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (14)

1. スイッチング素子と、リアクトルとを有し、直流電圧成分に交流電圧成分が重畳した入力電圧を電力変換して負荷に出力する電源主回路部と、
   上記入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、上記入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、上記スイッチング素子のオンタイミングを遅らせるように上記スイッチング素子のオンタイミングを決定する電源制御部を備えた電力変換装置。
2. 上記電源制御部は、上記入力電圧の検出値と比較閾値とを比較し、上記入力電圧の検出値が上記比較閾値以上の時は、上記比較閾値より小さい時に比べて、上記スイッチング素子のオンタイミングを遅らせるように上記スイッチング素子のオンタイミングを決定する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記比較閾値は、上記入力電圧の直流電圧成分とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記電源制御部は、上記リアクトルに流れる電流が零になるタイミングを示す零電流信号を出力する零電流信号生成部および上記スイッチング素子に加わる電圧が零になるタイミングを示す零電圧信号を出力する零電圧信号生成部のうちいずれか一方と、上記零電流信号および上記零電圧信号のうちいずれか一方の回数をカウントし、カウント数が所定回数に達したタイミングを上記スイッチング素子のオンタイミングとして決定するオンタイミング生成部と、上記オンタイミング生成部で決定した上記オンタイミングで上記スイッチング素子をターンオンするスイッチング駆動部を備え、
   上記入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、上記入力電圧の検出値が上記直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、上記所定回数を大きくする制御を行う請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 上記電源制御部は、上記リアクトルに流れる電流が零になるタイミングを示す零電流信号を出力する零電流信号生成部、上記スイッチング素子に加わる電圧が零になるタイミングを示す零電圧信号を出力する零電圧信号生成部、および上記スイッチング素子がオンまたはオフするタイミングを検出するスイッチング検出部のうちいずれか一つと、上記零電流信号、上記零電圧信号、および上記スイッチング素子のオンまたはオフするタイミングのうちいずれか一つから所定時間経過したタイミングを上記スイッチング素子のオンタイミングとして決定するオンタイミング生成部と、上記オンタイミング生成部で決定した上記オンタイミングで上記スイッチング素子をターンオンするスイッチング駆動部を備え、
   上記入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、上記入力電圧の検出値が上記直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、上記所定時間を長くする遅延制御を行う請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 上記電源制御部は、上記負荷への供給電力が低い場合は、上記負荷への供給電力が高い場合に比べて、上記スイッチング素子のオンタイミングを遅らせるように上記スイッチング素子のオンタイミングを決定する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 上記電源制御部は、上記負荷への供給電力が低い場合は、上記負荷への供給電力が高い場合に比べて、上記所定回数を大きくする制御を行う請求項４に記載の電力変換装置。
8. 上記電源制御部は、上記負荷への供給電力が低い場合は、上記負荷への供給電力が高い場合に比べて、上記所定時間を長くする遅延制御を行う請求項５に記載の電力変換装置。
9. 上記電源制御部は、上記負荷への供給電力が大きい場合、上記入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により大きくなる時は、上記入力電圧の検出値が上記直流電圧成分に重畳する交流電圧成分により小さくなる時に比べて、上記スイッチング素子のオンタイミングを遅らせるように上記スイッチング素子のオンタイミングを決定して、上記スイッチング素子をスイッチング制御し、
   上記負荷への供給電力が小さい場合、上記スイッチング素子を一定のスイッチング周期でスイッチング制御する制御法、および、上記入力電圧の検出値が直流電圧成分に重畳する交流電圧成分によらずに、上記リアクトルに流れる電流が零になるタイミングを示す零電流信号の回数をカウントし、カウント数が定められた回数に達したタイミングを上記スイッチング素子のオンタイミングとして決定して、上記スイッチング素子をスイッチング制御する制御法のうち少なくとも一つの制御を行う請求項１に記載の電力変換装置。
10. 上記電源制御部は、上記電源主回路部の出力電圧検出値と目標電圧値に基づいて上記スイッチング素子のオン時間を決定する請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 上記電源制御部は、上記電源主回路部の出力電流検出値と目標電流値に基づいて上記スイッチング素子のオン時間を決定する請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 上記電源主回路部は、上記負荷として、ＬＥＤ、有機エレクトロルミネッセンスおよびレーザーダイオードのうちいずれか一つが接続されている請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 上記電源主回路部は、降圧チョッパ回路から構成される請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
14. 上記電源主回路部は、昇圧チョッパ回路から構成される請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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