JPWO2015049740A1 - パルス位置変調方式インパルス無線送信機および無線通信システム - Google Patents

Abstract

バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器102と、所定の通過周波数帯域を有し、バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器の出力を通過させるバンドパスフィルタ103と、バンドパスフィルタの出力を増幅する送信増幅器104と、送信アンテナ105と、を有し、バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、クロック信号の１周期ごとに反転し、送信データに応じてパルス幅が異なるパルス幅可変パルスを、クロック信号の１周期ごとに出力する位置変調機能付きトリガーフリップフロップ704と、パルス幅可変パルスの変化エッジの変化方向に応じて正極パルスまたは負極パルスを発生するパルス発生フィルタ506と、を有するパルス位置変調方式インパルス無線送信機。

Description

本発明は、パルス位置変調方式インパルス無線送信機および無線通信システムに関する。

インターネット利用者の爆発的増大と高精細画像などコンテンツの大容量化・多様化にともない、無線通信においても伝送容量の増大が望まれている。大容量無線通信方式としては、商用無線局が少なく、広い周波数帯域を確保しやすいミリ波帯の利用が適している。インパルス方式による無線通信送は、ＲＦパルスを伝送媒体とする無線伝送であり、広帯域無線通信システムへの適用が期待されている。

インパルス方式による無線送信機は、低周波パルス信号から逓倍により高周波パルス信号を得るため、バンドパスフィルタの比帯域が従来方式と比較して大きくなる上、局部発振器やミキサが不要で、低周波バンドパスフィルタを使用できる。そのため、搬送波方式による狭帯域送信機と比較して、無線部の構成が簡素・低コストとなるため、毎秒１０ギガビット（１０Ｇｂｐｓ）を超える大容量無線通信の実現手段として期待されている。

インパルス方式による無線通信では、データの１、０に対応してミリ波パルスを送信するＯＮ／ＯＦＦ変調、包絡線検波を行なう。毎秒伝送可能なデータ量（伝送速度）は、バンドパスフィルタの通過周波数帯域幅で決まる。法令により無線通信用途として数〜数十ギガヘルツ（ＧＨｚ）と広い周波数帯域幅がいくつか割り当てられているミリ波帯（３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ）を用いて、毎秒数十ギガビット（Ｇｂｐｓ）の大容量通信を簡易なシステムで実現するのに適している。

近年のインパルス方式による無線送信機の送信部では、輝線スペクトルによる伝送電力の制限を解消するため、直前の“１”の極性とは反対の極性をもつパルスを生成する、いわゆるバイポーラＲＺ（リターンゼロ）式短パルス発生器を用いるものが出現している。
バイポーラＲＺ式を含め、従来のインパルス方式による無線通信システムの課題としては、使用する周波数帯域幅あたりの伝送ビット数が小さい、つまり周波数利用効率が低いことが挙げられる。ＯＮ／ＯＦＦ変調を行うため、１０ＧＨｚの周波数帯域幅を使用する場合、せいぜい１０Ｇｂｐｓのデータ伝送しか行えない。無線通信システムが近接し相互の干渉が問題になる場合や、同じ周波数帯を利用して伝送速度を上げる要求が出た場合に、周波数利用効率の高い通信システムが求められる。

特開２００２−２７１４２８号公報 特表平１０−５０８７２５号公報 特開２０１３−３４０７５号公報 特表２００７−５１８３０１号公報 特開２０１３−１５７６６０号公報

実施形態によれば、送信機の構成が簡単で、周波数利用効率の高い通信システムが実現される。

第１の態様のパルス位置変調方式インパルス無線送信機は、バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器と、バンドパスフィルタと、送信増幅器と、送信アンテナと、を有する。バンドパスフィルタは、所定の通過周波数帯域を有し、バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器の出力を通過させる。送信増幅器は、バンドパスフィルタの出力を増幅する。バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、位置変調機能付きトリガーフリップフロップと、パルス発生フィルタと、を有する。位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、クロック信号の１周期ごとに反転し、送信データに応じてパルス幅が異なるパルス幅可変パルスを、クロック信号の１周期ごとに出力する。パルス発生フィルタは、パルス幅可変パルスの変化エッジの変化方向に応じて正極パルスまたは負極パルスを発生する。

第１の態様によれば、周波数利用効率が向上するパルス位置変調方式のインパルス無線送信機が、簡単な構成の位置変調機能付きトリガーフリップフロップを使用して実現される。

図１は、インパルス無線伝送システムの構成例およびそこで使用するバンドパスフィルタの通過周波数帯域を示す図であり、（Ａ）が構成例を、（Ｂ）が周波数帯域を示す。 図２は、特許文献５に記載されたバイポーラＲＺ型インパルス無線送信機（以下、Ｂ−ＲＺ送信機と称する）で使用する短パルス発生部の構成例を示す図である。 図３は、図２の短パルス発生部の動作例を説明するためのタイミングチャートである。 図４は、実施形態のパルス位置変調方式インパルス無線送信機の短パルス発生部の構成を示す図であり、（Ａ）が短パルス発生部の構成を、（Ｂ）が位置変調機能付きトリガフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）の構成を示す。 図５は、図４の短パルス発生部の動作例を説明するためのタイミングチャートである。 図６は、同期確認処理を行うパルス位置変調方式インパルス無線通信システムの受信アルゴリズムを説明するフローチャートであり、（Ａ）が通信開始時の処理を、（Ｂ）が通信時の処理を示す。 図７は、図６に示した受信アルゴリズムを実行するパルス位置変調方式インパルス無線受信機の構成を示す図である。 図８は、遅延線路で実現した可変遅延部を示す図である。 図９は、負荷容量を切り換えることにより実現した可変遅延部を示す図である。 図１０は、可変容量により実現した可変遅延部を示す図である。 図１１は、送信データ（０，０）、（０，１）、（１，１）、（１，０）をＤ／Ａ変換器に供給した場合の可変容量の容量値の変化例を示す図である。

実施形態のパルス位置変調方式インパルス無線送信機および無線伝送システムを説明する前に、インパルス無線伝送システムについて説明する。
図１は、インパルス無線伝送システムの構成例およびそこで使用するバンドパスフィルタの通過周波数帯域を示す図であり、（Ａ）が構成例を、（Ｂ）が周波数帯域を示す。

インパルス無線伝送システムは、送信機と、受信機と、を有する。送信機は、ベースバンド信号生成器１０１と、短パルス発生部１０２と、バンドパスフィルタ１０３と、送信増幅器１０４と、送信アンテナ１０５と、を有する。受信機は、受信アンテナ１２１と、受信増幅器１２２と、検波器１２３と、リミットアンプ１２４と、ベースバンド信号再生器１２５と、を有する。

まず、送信機について説明する。ベースバンド信号生成器１０１は、タイムスロット単位のデータ信号を生成し、短パルス発生部１０２に出力する。後述するように、データ信号は、「１」の値ではハイレベルになり、「０」の値ではローレベルになる。データ信号の通信速度は例えば１０ギガビット／秒（Ｇｂｐｓ）である。短パルス発生器部１０２は、データ信号がタイムスロットでハイレベルになると、短パルスを生成する。バンドパスフィルタ１０３は、短パルスに対して所定の通過周波数帯域のみを通過させるためのフィルタリングを行い、ミリ波パルスＡ７を出力する。

図１（Ｂ）は、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域１３２を示す。短パルス特性１３１は、短パルスの周波数特性を示す。バンドパスフィルタ１０３の出力するミリ波パルスは、短パルス特性１３１のうちの通過周波数帯域１３２の部分のみの周波数成分を有する。ＵＷＢ（超広帯域無線：Ultra Wide Band）等では、使用可能な周波数帯域が制限されている。その周波数帯域の制限を満たすようにするために、バンドパスフィルタ１０３を用いる。通過周波数帯域１３２は、例えば、通過下限周波数ｆ１が８０ＧＨｚ、通過上限周波数ｆ２が９０ＧＨｚであり、通過周波数帯域幅がｆ２−ｆ１＝９０−８０＝１０ＧＨｚである。

送信増幅器１０４は、ミリ波パルスを増幅し、送信アンテナ１０５を介して、送信信号を無線送信する。送信信号は、ミリ波パルスの有無により、「１」又は「０」のデータを表す。

次に、受信機について説明する。受信増幅器１２２は、受信アンテナ１２１を介して無線受信した受信信号を増幅する。検波器１２３は、受信増幅器１２２により増幅された受信信号（ミリ波パルス）の包絡線を検波して出力する。リミットアンプ１２４は、検波器１２３により検波された信号を増幅する。ベースバンド信号再生器１２５は、リミットアンプ１２４により増幅された信号を入力し、例えば１０Ｇｂｐｓの受信データの再生を行う。

インパルス方式の無線伝送システムは、マイクロ波帯、準ミリ波帯、ＵＷＢをはじめとする超広帯域無線通信に利用可能である。インパルス方式は、狭帯域通信方式と比較して、発振器やミキサが不要でＲＦ部の構成が簡素・低コストとなる特徴を有し、広帯域を利用できるミリ波帯においては１０Ｇｂｐｓを超える広帯域無線通信の実現が期待される。

インパルス無線伝送システムに割り当てられた周波数帯域幅をＢｍａｘとすれば、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域幅ＢｂｐｆがＢｍａｘと等しいとき、最大通信速度Ｂｍａｘを得る。例えば、周波数帯域幅Ｂｍａｘが１０ＧＨｚの場合、図１（Ｂ）に示すように、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域幅Ｂｂｐｆはｆ２−ｆ１＝９０−８０＝１０ＧＨｚであり、データ信号の通信速度は１０Ｇｂｐｓである。

ところで、多くの無線伝送システムは、例えば周波数１ＭＨｚ当たりの信号強度０ｄＢｍ（＝１ｍＷ／ＭＨｚ）というように、法令や規格などで、単位周波数当りの信号強度（電力スペクトル密度）が規定される。送信信号に輝線スペクトルが含まれると、輝線スペクトルの信号強度が上記の電力スペクトル密度の制限にかかって、全周波数帯域での平均電力を上げられないという事態が生じる。具体的には、割り当てられた周波数帯域Ｂｍａｘが１０ＧＨｚ（＝１００００ＭＨｚ）のとき、送信スペクトル強度が周波数帯域内で一定であれば、１（ｍＷ／ＭＨｚ）×１００００（ＭＨｚ）＝１０Ｗの出力が可能となる。しかし、送信信号に１ｍＷ／ＭＨｚの輝線スペクトルが含まれる場合、小さな電力しか出せない。信号を誤りなく長距離送信するためには、全周波数帯域のスペクトル電力を最大限大きくして、雑音等に対する信号強度マージン（ＳＮ比）を確保する必要がある。送信電力が輝線スペクトルで制限されると、ＳＮ比を十分確保できない。このように、輝線スペクトルにより送信電力が制限され、長距離・高品質通信が不利となるため、輝線スペクトルの生じないインパルス無線伝送システムの実現が課題である。そこで、送信信号に輝線スペクトルを含まず、長距離・高品質通信に適したバイポーラリターンゼロ（ＲＺ）型インパルス無線伝送システムが提案されている。

図２は、特許文献５に記載されたバイポーラＲＺ型インパルス無線送信機（以下、Ｂ−ＲＺ送信機と称する）で使用する短パルス発生部１０２の構成例を示す図である。図２の（Ａ）は短パルス発生部１０２の構成を、図２の（Ｂ）はトリガフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）の構成を示す。
図３は、図２の短パルス発生部１０２の動作例を説明するためのタイミングチャートである。

短パルス発生部１０２は、入力バッファ５０１および５０２と、ＮＲＺ−ＲＺ変換部５０３と、トリガフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）５０４と、エッジ整形（シェーピング）回路５０５と、パルス発生フィルタ５０６と、パルス（広帯域）増幅器５０７と、を有する。

データ信号Ａは、ノンリターンゼロ信号である。入力バッファ５０１はノンリターンゼロ信号Ａをバッファリングし、入力バッファ５０２はクロック信号Ｃｌｏｃｋをバッファリングする。ＮＲＺ−ＲＺ（ノンリターンゼロ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ：ＮＲＺ）−リターンゼロ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ：ＲＺ））変換部５０３は、ノンリターンゼロ信号Ａをリターンゼロ信号Ｂに変換する。具体的には、ＮＲＺ−ＲＺ変換部５０３は、論理積（ＡＮＤ）回路であり、ノンリターンゼロ信号Ａ及びクロック信号ＣＬＫの論理積をとり、その論理積信号をリターンゼロ信号Ｂとして出力する。

Ｔ−ＦＦ５０４は、例えば、図２の（Ｂ）に示すような、リターンゼロ信号Ｂをトランスファーゲート信号とするマスタースレーブ型のフリップフロップ回路で実現される。Ｔ−ＦＦ５０４は、インバータ６０２と６０３を入力と出力を相互に接続したマスターラッチと、インバータ６０５と６０６を含むスレーブラッチと、スレーブラッチの出力のフィードバック経路に設けられたインバータ６０７と、を有する。Ｔ−ＦＦ５０４は、さらにトランスファーゲート６０１および６０４と、を有する。トランスファーゲート６０１および６０４は、例えばトランジスタで形成される。これは、以下に説明するゲートについても同様である。トランスファーゲート６０１はスレーブラッチの出力をインバータ６０７を介してマスターラッチにフィードバックする経路に、ゲート６０４はマスターラッチの出力とスレーブラッチの入力の間に、それぞれ設けられる。トランスファーゲート６０１はリターンゼロ信号Ｂにより、トランスファーゲート６０４はリターンゼロ信号Ｂの反転信号により、それぞれ導通状態が制御される。これにより、Ｔ−ＦＦ５０４は、リターンゼロ信号Ｂが１周期変化する毎に出力信号Ｃを反転させる、リターンゼロ信号Ｂの分周回路として動作する。例えば、リターンゼロ信号Ｂがハイレベル→ローレベル→ハイレベルのように１周期変化する毎に、出力信号Ｃは論理レベルが反転する。このように、出力信号Ｃは、リターンゼロ信号Ｂの立ち上がりエッジに同期して論理反転する。

エッジシェーピング回路５０５は、Ｔ−ＦＦ５０４の出力信号Ｃの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジを急峻にした信号をパルス発生フィルタ５０６に出力する。出力信号Ｃを急峻にした信号は、立ち上がり時間及び立ち下がり時間の短い信号になり、より高い周波数までスペクトルを有する信号となる。

エッジシェーピング回路５０５は、例えば、直列に接続した偶数個のインバータにより実現される。エッジシェーピング回路５０５は、ピーキングを与えるインダクタを設けて、より急峻なエッジが得られるようにしてもよい。

インバータは、ｐチャネルＭＯＳトランジスタとｎチャネルＭＯＳトランジスタを電源間に直列に接続し、２個のトランジスタのゲートに入力信号を印加し、ｐＭＯＳトランジスタとｎＭＯＳトランジスタの接続ノードから反転信号を得ることで実現される。他の部分で使用するインバータも同様に実現される。

パルス発生フィルタ５０６は、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタである。パルス発生フィルタ５０６は、エッジシェーピング回路５０５の出力信号の低周波数成分を除去することにより、データ信号Ａの値（１の値）に応じたパルスの有無であって正極パルス及び負極パルスを交互に生成した信号Ｄを出力する。パルス発生フィルタ５０６としては、例えば、直列接続されたキャパシタ素子を使用できる。広帯域増幅器５０７は、広帯域増幅器又は分布型増幅器であり、パルス発生フィルタ５０６の出力信号Ｄを増幅し、その増幅した信号を図１（Ａ）のバンドパスフィルタ１０３に出力する。

なお、信号Ｃのエッジが十分に急峻である場合には、エッジシェーピング回路５０５を削除してもよい。また、信号Ｄの大きさが十分であれば、広帯域増幅器５０７を削除してもよい。

短パルス発生部１０２からバンドパスフィルタ１０３に出力されるバイポーラ短パルスは、データ信号の値に応じたパルスの有無であって正極パルス及び負極パルスを交互に生成されるパルスである。例えば、バイポーラ短パルスは、データ信号の値が「１」のときに正極パルス又は負極パルスが発生し、データ信号の値が「０」のときに基準電圧となる。正極パルスは基準電圧に対して正電圧のパルスであり、負極パルスは基準電圧に対して負電圧のパルスである。すなわち、バイポーラ短パルスは、直前のパルスに対して逆極性のパルスになる。

バイポーラ短パルスは、ユニポーラ短パルスに対して、高周波成分の位相が反転するだけであり、信号の包絡線が同じになる。図１の（Ａ）の検波器１２３は、受信信号の包絡線を検波する。したがって、図１の（Ａ）のインパルス無線通信装置の受信部は、ユニポーラ短パルスを受信する場合でも、バイポーラ短パルスを受信する場合でも同じ構成でよい。

バイポーラ短パルスを利用すると、通信速度（１０Ｇｂｐｓ）の整数倍に等しい周波数でノッチ（凹部）が生じ、電力スペクトル密度が小さくなる。そのため、ユニポーラ短パルスを利用する場合に比べて、単位周波数当たりの信号強度の最大値を小さくでき、送信電力の確保が容易となり、長距離・高品質通信を行うのに有利となる。

ユニポーラＲＺ方式およびバイポーラＲＺ式を含め、インパルス無線通信システムは、使用する周波数帯域幅あたりの伝送ビット数が小さい、つまり周波数利用効率が低いという問題がある。インパルス無線通信では、ＯＮ／ＯＦＦ変調を行うため、１０ＧＨｚの周波数帯域幅を使用する場合、せいぜい１０Ｇｂｐｓのデータ伝送しか行えない。無線通信システムが近接し相互の干渉が問題になったり、同じ周波数帯を利用して伝送速度を上げる要求が出た場合に、周波数利用効率の高い通信システムが求められる。

無線伝送装置の周波数利用効率を向上するためには、１シンボルに対し複数ビットの情報をのせる方法、いわゆる多値化が有効である。パルス伝送の場合は、パルスの出現位置を変えることにより情報を伝送するパルス位置変調（ＰＰＭ）が知られている。

インパルス無線通信システムで、パルス位置変調を行う場合、１周期内に１個のパルスを配置し、送信データに応じてパルスを配置する位置（位相）を変える。パルス位置変調を行うインパルス無線通信システムは、これまであまり知られておらず、特許文献４には、パルス位置変調を行うインパルス無線通信システムにおける受信機が開示されているが、特に送信機については知られていない。
以下に説明する実施形態では、簡単な構成でパルス位置変調方式インパルス無線送信機が開示される。

実施形態のパルス位置変調方式インパルス無線通信システムは、図１の（Ａ）に示した通信システムと同様の構成を有し、送信機の短パルス発生部１０２の構成が、これまで説明したものとは異なる。

図４は、実施形態のパルス位置変調方式インパルス無線送信機の短パルス発生部１０２の構成を示す図であり、（Ａ）が短パルス発生部１０２の構成を、（Ｂ）が位置変調機能付きトリガフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）の構成を示す。
図５は、図４の短パルス発生部１０２の動作例を説明するためのタイミングチャートである。

実施形態の短パルス発生部１０２は、シリアル−パラレル（Ｓ−Ｐ）変換部７０１と、セレクタ７０２と、クロックバッファ７０３と、位置変調機能付きＴ−ＦＦ７０４と、エッジ整形回路５０５と、パルス発生フィルタ５０６と、パルス増幅器５０７と、を有する。

シリアル−パラレル（Ｓ−Ｐ）変換部７０１は、シリアルデータの送信データを２ビットのデータにシリアル−パラレル変換する。なお、送信データが２ビットのパラレルデータの場合には、Ｓ−Ｐ変換部７０１は設ける必要がない。また、送信データが２×Ｎビットのパラレルデータの場合には、Ｓ−Ｐ変換部７０１の代わりに、パラレルデータから２ビットずつ順に選択するセレクタを設ければよい。

セレクタ７０２は、２ビットの送信データの（０，０）、（０，１）、（１，１）、（１，０）に応じて、４本のセレクタ出力のうち１本を高レベル（Ｈｉｇｈ）に、残りを低レベル（Ｌｏｗ）に設定する。言い換えれば、セレクタ７０２は、デコーダとして機能する。なお、４本のセレクタ出力に対応する信号が入力される場合には、セレクタ７０２を削除することが可能である。

クロックバッファ７０３は、クロック信号Ｃｌｏｃｋをバッファリングする。
位置変調機能付きＴ−ＦＦ７０４については後述する。
エッジ整形（シェーピング）回路５０５、パルス発生フィルタ５０６およびパルス増幅器５０７は、図２で説明したものと同じであり、説明は省略する。

位置変調機能付きＴ−ＦＦ７０４は、図４の（Ｂ）に示すような構成を有する。Ｔ−ＦＦ７０４は、インバータ８０２と８０３を入力と出力を相互に接続したマスターラッチと、インバータ８０５と８０６を含むスレーブラッチと、スレーブラッチの出力のフィードバック経路に設けられたインバータ８０７と、を有する。Ｔ−ＦＦ７０４は、さらにトランスファーゲート８０１および８０４と、を有する。トランスファーゲート８０１はスレーブラッチの出力をインバータ８０７を介してマスターラッチにフィードバックする経路に、トランスファーゲート８０４はマスターラッチの出力とスレーブラッチの入力の間に、それぞれ設けられる。トランスファーゲート８０１はクロック信号Ｃｌｏｃｋにより、トランスファーゲート８０４はクロック信号Ｃｌｏｃｋの反転信号により、それぞれ導通状態が制御される。

Ｔ−ＦＦ７０４は、さらに、スレーブラッチにおいて、インバータ８０５の出力とインバータ８０６の入力（位置変調機能付きＴ−ＦＦ７０４の出力ノード）との間に接続された可変遅延部８１０を有する。可変遅延部８１０は、インバータ８０５の出力とインバータ８０６の入力間に並列に接続された４つの信号経路を有する。第１信号経路は、トランスファーゲート８１１のみを有する。第２信号経路は、直列に接続したトランスファーゲート８１２、バッファ８１３およびトランスファーゲート８１４を有する。第３信号経路は、直列に接続したトランスファーゲート８１５、バッファ８１６、８１７およびトランスファーゲート８１８を有する。第４信号経路は、直列に接続したトランスファーゲート８１９、バッファ８２０、８２１、８２２およびトランスファーゲート８２３を有する。トランスファーゲート８１１のゲートには、セレクタ７０２の送信データ（０，０）に対応してＨｉｇｈとなる信号が印加される。トランスファーゲート８１２および８１４のゲートには、セレクタ７０２の送信データ（０，１）に対応してＨｉｇｈとなる信号が印加される。トランスファーゲート８１５および８１８のゲートには、セレクタ７０２の送信データ（１，１）に対応してＨｉｇｈとなる信号が印加される。トランスファーゲート８１９および８２３のゲートには、セレクタ７０２の送信データ（１，０）に対応してＨｉｇｈとなる信号が印加される。したがって、セレクタ７０２の送信データ（０，０）に対応して第１信号経路が選択され、（０，１）に対応して第２信号経路が選択され、（１，１）に対応して第３信号経路が選択され、（１，０）に対応して第４信号経路が選択される。第１から第４信号経路は、バッファの個数が０から３個であり、バッファの個数に応じてインバータ８０５の出力変化が、インバータ８０６の入力（出力ノードＣ）に現れるまでの時間に差を生じる。

図４の（Ｂ）に示すＴ−ＦＦ７０４では、クロック信号Ｃｌｏｃｋの１周期ごとに、出力信号ＣがＨｉｇｈとＬｏｗに交互に変化する。さらに、Ｔ−ＦＦ７０４では、クロック信号Ｃｌｏｃｋが立ち下ると、インバータ８０５の入力が変化し、出力信号Ｃが変化する。したがって、４つの信号経路のいずれかを選択するかにより、クロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジから出力信号Ｃが変化するまでの時間が異なる。

図５に示すように、Ｔ−ＦＦ７０４の出力信号Ｃは、クロック信号Ｃｌｏｃｋの１周期ごとに変化し、出力信号Ｃの変化エッジのクロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジからの時間が、送信データＤａｔａの値に応じて異なる。前述のように、パルス発生フィルタ５０６は、信号Ｃの高周波成分をバンドパスフィルタ機能により抽出し、出力信号Ｃの立ち上りエッジおよび立ち下りエッジに応じて正極パルスおよび負極パルスとなる信号Ｄを出力する。したがって、出力データＤａｔａに応じて異なる位置に正極パルスまたは負極パルスとなる信号Ｄを出力する。なお、図において、破線は、送信データＤａｔａが（０，０）に固定の場合の、Ｔ−ＦＦ７０４の出力信号Ｃおよびパルス発生フィルタ５０６の出力信号Ｄを示す。信号Ｄは、パルス増幅器５０７で増幅した後、バンドパスフィルタ１０３に出力される。

以上説明したように、実施形態のパルス位置変調方式インパルス無線送信機は、１周期に１個のパルスを、４値（２ビット）の送信データに応じて１周期内での位置を変えて出力する。図５に示すように、信号Ｄの正極パルスおよび負極パルスは、送信データの値に応じた位置に出現する。

上記のように、信号Ｄの正極パルスおよび負極パルスは、送信データに応じて、クロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジから次の立ち上りエッジの間の異なる位置（位相）に配置される。信号Ｄの正極パルスおよび負極パルスの位置の差は、受信機側での識別を容易にする上で、できるだけ広いことが望ましい。そのため、クロック信号Ｃｌｏｃｋは、Ｈｉｇｈの期間が短く、Ｌｏｗの期間が長い、言い換えればデューティが小さいことが望ましい。これにより、位置変調を行うに必要な時間が広がって、近接する状態間のマージンがとれると共に更なる多値化が可能になる。

なお、以上の説明では、Ｔ−ＦＦ７０４の出力信号Ｃは、クロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジに対応して変化する例を示した。しかし、トランスファーゲート８０１および８０４のゲートに入力するクロック信号Ｃｌｏｃｋを反転すれば、Ｔ−ＦＦ７０４の出力信号Ｃは、クロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち上りエッジに対応して変化する。この場合、クロック信号Ｃｌｏｃｋは、Ｈｉｇｈの期間が長く短く、Ｌｏｗの期間が短い長い、言い換えればデューティが大きいことが望ましい。

以上、実施形態のパルス位置変調方式インパルス無線通信システムの送信機について説明した。受信機は、例えば、パルス位置を検出する機能を有する特許文献１または４に記載されたインパルス無線受信機で実現される。

また、実施形態のパルス位置変調方式インパルス無線通信システムでは、通信開始時および一定時間ごとに、送信側と受信側で同期確認処理を行う。以下、同期確認処理を行うパルス位置変調方式インパルス無線受信機について説明する。

図６は、同期確認処理を行うパルス位置変調方式インパルス無線通信システムの受信アルゴリズムを説明するフローチャートであり、（Ａ）が通信開始時の処理を、（Ｂ）が通信時の処理を示す。

図６の（Ａ）に示すように、通信開始時には、ステップＳ１０１で、送信側の無線局Ａから受信側の無線局Ｂに、パイロット信号を送信する。
ステップＳ２０１で、受信側の無線局Ｂが、受信信号を検知し、クロック信号を抽出する。

ステップＳ２０２で、受信側の無線局Ｂが、抽出したクロック信号に受信クロックを同期させるクロック同期処理を行う。
ステップＳ２０３で、受信側の無線局Ｂが、クロック同期処理終了後、さらに受信側での通信を行うために必要な処理を行い、通信の準備を完了させる(Rx Ready)。

ステップＳ２０４で、受信側の無線局Ｂが、送信側の無線局Ａにパイロット信号を送信する。
ステップＳ１０２で、送信側の無線局Ａが、受信信号を検知し、通信を行うために必要な処理を行い、通信の準備を完了させる(Tx Ready)。これにより同期確認処理が終了する。

ステップＳ１０３で、送信側の無線局Ａが、データを送信する。
ステップＳ２０５で、受信側の無線局Ｂが、送信されたデータを受信する。

図６の（Ｂ）に示すように、通信時には、ステップＳ３０１で、送信側の無線局Ａが、データを送信する。
ステップＳ４０１で、受信側の無線局Ｂが、送信されたデータを受信する。
以下、一定時間が経過するまでデータ送受信動作を繰り返す。

送信側の無線局Ａは、時間を計時しており、ステップＳ３０２で、一定時間Ｔ１が経過したことを検知すると、ステップＳ３０３に進む。
ステップＳ３０３では、ステップＳ１０１と同様に、送信側の無線局Ａから受信側の無線局Ｂに、パイロット信号を送信する。

ステップＳ４０２では、受信側の無線局Ｂは、ステップＳ２０１およびＳ２０２のクロック同期処理を行い、クロック同期の更新を行う。
その後、送信側の無線局ＡはステップＳ３０１に戻り、受信側の無線局ＢはステップＳ４０１に戻り、データ送受信動作を繰り返す。

図７は、図６に示した受信アルゴリズムを実行するパルス位置変調方式インパルス無線受信機の構成を示す図である。
図７の受信機は、同期確認処理を行う部分に加えて、図１に示した受信機と同様に、受信アンテナ１２１と、受信増幅器１２２と、検波器１２３と、リミットアンプ１２４と、を有する。図７の受信機は、ベースバンド信号再生器１２５も有するが、図７では図示していない。受信アンテナ１２１、受信増幅器１２２、検波器１２３、リミットアンプ１２４および図示していないベースバンド信号再生器１２５は、一般的な受信機のものと同じである。同期確認処理を行う部分は、ベースバンド信号再生器１２５内に形成され、スイッチ（ＳＷ）２０１、クロック再生回路２０２、スイッチ（ＳＷ）制御回路２０３、位相比較回路２０４およびＡＤ変換機２０５を有する。位相比較回路２０４およびＡＤ変換機２０５は、通常のデータ信号再生に係る部分であり、位相比較回路２０４は、クロック再生回路２０２からの受信クロック信号ＣＬＫを受けてパルスの位相（位置）を検出する。

通信開始時には、ＳＷ制御回路２０３が、リミットアンプ１２４の出力がクロック再生回路２０２に入力するように、スイッチ２０１をＯＮする。この状態で、パイロット信号を利用してクロック再生し、クロック同期が達成されると、クロック再生回路２０２はＳｙｎｃ信号をＨｉｇｈとする。この状態で、復調データの中でパイロット信号のｅｎｄを検出すると、ＳＷ制御回路２０３は、スイッチ２０１をＯＦＦし、この後、クロック再生回路２０２は自走する。位相比較回路２０４は、クロック再生回路２０２からの受信クロック信号ＣＬＫとパルスの位相差を検出し、Ａ／Ｄ変換器２０５がデータを復調する。

ＳＷ制御回路２０３は、Ａ／Ｄ変換器２０５から供給される復調データの中でパイロット信号のｓｔａｒｔを検出した場合、復調データをｄｉｓａｂｌｅとする信号を出力し、再度同期動作を行う。

以上、実施形態のパルス位置変調方式インパルス無線通信システムについて説明したが、各種の変形例があり得るのは言うまでもない。以下、パルス位置変調方式インパルス無線受信機のＴ−ＦＦ７０４の変形例について説明する。

図８は、遅延線路で実現した可変遅延部８３０を示す図である。
図８の可変遅延部８３０は、図４に示した可変遅延部８１０のバッファ８１３、８１６および８１７、および８２０から８２２を、遅延線路８３３、８３６および８３９で置き換えた構成を有する。遅延線路８３３、８３６および８３９は、信号の遅延量が異なる。遅延線路８３３、８３６および８３９は、抵抗、コイル（インダクタ）、容量、トランジスタなどを組み合わせた公知の遅延線路（ディレイライン）で実現される。

図９は、負荷容量を切り換えることにより実現した可変遅延部９００を示す図である。
図９の可変遅延部９００は、スレーブラッチのインバータ８０５の出力（信号Ｃの出力ノード）と基準電源（ＧＮＤ）との間に接続され、接続するか否かが選択可能な複数の負荷容量を有する。複数の負荷容量は、複数のゲート９０１−９０４と複数の異なる容量値の容量ＣＬ０−ＣＬ３とをそれぞれ直列に接続することにより実現される。ゲート９０１−９０４を形成するトランジスタのゲートは、送信データ（０，０）、（０，１）、（１，１）、（１，０）により導通が制御される。小さな容量値の容量が接続されるゲートを導通した場合には遅延量は小さいが、大きな容量値の容量が接続されるゲートを導通した場合には遅延量は大きくなる。

図１０は、可変容量により実現した可変遅延部９１０を示す図である。
図１０の可変遅延部９１０は、スレーブラッチのインバータ８０５の出力とＧＮＤとの間に接続された可変容量ＣＬと、送信データから可変容量ＣＬの容量値を設定するアナログ信号を発生するＤ／Ａ変換器９１１と、を有する。
図１１は、送信データ（０，０）、（０，１）、（１，１）、（１，０）をＤ／Ａ変換器９１１に供給した場合の可変容量ＣＬの容量値の変化例を示す図である。
可変容量ＣＬの容量値を小さな値に設定した場合には遅延量は小さいが、大きな容量値に設定した場合には遅延量は大きくなる。

以上説明した実施形態のパルス位置変調方式インパルス無線通信システムによれば、周波数利用効率を高めることができる。また、パルス出現時間がランダムに変動するため、線スペクトルの抑圧にも効果がある。以上説明した無線通信システムおよび送信機の構成は、７０ＧＨｚ以上の超高周波数帯を使用して、１０Ｇｂｐｓ程度の大容量を伝送する通信装置に好適である。１０Ｇｂｐｓ程度の伝送速度の場合、４値ＰＰＭの遅延量は１０ｐｓ程度のオーダとなり、バッファまたはインバータの遅延時間と同程度となる。これにより、送信機自体のサイズ、消費電力ともに最適なものとなる。

以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものである。特に、記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。

１０１ ベースバンド信号生成部
１０２ 短パルス発生部
１０３ バンドパスフィルタ
１０４ 送信増幅器
１０５ 送信アンテナ
１２１ 受信アンテナ
１２２ 受信増幅器
１２３ 検波器
１２４ リミットアンプ
１２５ ベースバンド信号再生器
５０５ エッジ整形（シェイピング）回路
５０６ パルス発生フィルタ
５０７ パルス増幅器
７０１ シリアル−パラレル（Ｓ−Ｐ）変換部
７０２ セレクタ
７０３ クロックバッファ
７０４ 位置変調機能付きトリガーフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）
８１０ 可変遅延部

Claims (9)

1. バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器と、
   所定の通過周波数帯域を有し、前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器の出力を通過させるバンドパスフィルタと、
   前記バンドパスフィルタの出力を増幅する送信増幅器と、
   送信アンテナと、を備え、
   前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
   クロック信号の１周期ごとに反転し、送信データに応じてパルス幅が異なるパルス幅可変パルスを、前記クロック信号の１周期ごとに出力する位置変調機能付きトリガーフリップフロップと、
   前記パルス幅可変パルスの変化エッジの変化方向に応じて正極パルスまたは負極パルスを発生するパルス発生フィルタと、を備えることを特徴とするパルス位置変調方式インパルス無線送信機。
2. 前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
   前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップの出力信号の変化エッジを急峻にするエッジ整形回路と、
   前記エッジ整形回路の出力を増幅するパルス増幅器と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のパルス位置変調方式インパルス無線送信機。
3. 前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
   シリアルデータをパラレルデータに変換する直並列変換回路と、
   前記パラレルデータから、データパターンにより定められた送信データを選択するセレクタと、を備えることを特徴とする請求項１または２に記載のパルス位置変調方式インパルス無線送信機。
4. 前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、データ伝送速度と同一の周波数を有する前記クロック信号を受け、
   前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップが前記クロック信号の立ち上がりエッジに対応して出力を変化させる場合には、前記クロック信号の低レベルの期間が短く、前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップが前記クロック信号の立ち下がりエッジに対応して出力を変化させる場合には、前記クロック信号の高レベルの期間が短い、ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のパルス位置変調方式インパルス無線送信機。
5. 前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、マスタースレーブ回路を有し、
   前記マスタースレーブ回路のスレーブ部が、セレクタ部からの信号により遅延量が選択される可変遅延回路を含む、ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のパルス位置変調方式インパルス無線送信機。
6. 前記可変遅延回路は、直列に接続された異なる個数のインバータまたはバッファの複数の列を含み、前記送信データに応じていずれかの列を選択することを特徴とする請求項５に記載のパルス位置変調方式インパルス無線送信機。
7. 前記複数の列の最終段には、駆動能力の等しいインバータまたはバッファを使用し、初段から最終段の前段までには、駆動能力が最終段の前記インバータまたはバッファより小さいインバータまたはバッファを使用することを特徴とする請求項６に記載のパルス位置変調方式インパルス無線送信機。
8. 前記可変遅延回路は、前記スレーブ部の出力に接続された可変負荷容量を含み、前記送信データに応じていずれかの列を選択することを特徴とする請求項５に記載のパルス位置変調方式インパルス無線送信機。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載のパルス位置変調方式インパルス無線送信機と、
   受信アンテナ、前記受信アンテナの受信した信号を増幅する受信増幅器、および前記受信増幅器の出力信号を検波して受信データを取り出す検波器を含む受信機と、を備えることを特徴とするパルス位置変調方式インパルス無線通信システム。

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