JPWO2013176147A1 - 電力増幅回路 - Google Patents

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Abstract

電力増幅回路における線形性及び電力効率を高める。電力増幅回路は、ベースに入力される信号を増幅してコレクタから出力する第１のトランジスタと、第１のトランジスタのベースとコレクタとの間に設けられ、第１のトランジスタのベース−コレクタ間の寄生容量と比較して電圧依存性が低い静電容量を有する第１のキャパシタと、を備える。

Description

本発明は、電力増幅回路に関する。
携帯電話等の移動体通信機においては、基地局へ送信する信号の電力を増幅するために電力増幅回路（パワーアンプ）が用いられる。近年、携帯電話においては、高速なデータ通信の規格である、ＨＳＵＰＡ（High Speed Uplink Packet Access）やＬＴＥ（Long Term Evolution）、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄなどの変調方式が採用されてきている。このような通信規格では、通信速度を向上させるために、位相や振幅のずれを小さくすることが重要となる。すなわち、電力増幅回路に高い線形性が求められる。また、このような通信規格では、通信速度を向上させるために、信号の振幅が変化する範囲（ダイナミックレンジ）が広くなることが多い。そして、ダイナミックレンジが大きい場合においても線形性を高くするためには、高い電源電圧が必要となり、電力増幅回路における消費電力が大きくなる傾向にある。
一方、携帯電話においては、通話や通信の可能時間を長くするために、消費電力を低減させることが求められる。例えば、特許文献１には、入力される変調信号の振幅レベルに応じて電力増幅回路の電源電圧を制御することによって電力効率の向上を図る、エンベロープトラッキング方式が開示されている。
特開２０１２−４８２１号公報
電力増幅回路において高い線形性を実現するためには、信号の振幅レベルによらずにゲインが一定となるように制御することが重要となる。これは、エンベロープトラッキング方式を採用する場合においても同じである。
図１７Ａ−図１７Ｃは、電力増幅回路に用いられるトランジスタの特性を説明するための図である。図１７Ａは、トランジスタのゲイン特性の一例を示す図である。図１７Ａに示すように、一般的に、トランジスタのゲインは、出力電力があるレベルに達するまでは一定レベル（小信号ゲイン）であり、その後低下していく。そのため、例えば、Ａ点においてトランジスタを動作させれば、電力効率が高く、位相歪みも小さくなる。一方、例えば、Ｂ点においてトランジスタを動作させると、位相歪みが大きくなってしまう。
例えば、図１７Ｂに示すように、電源電圧がＶ１からＶ３まで変化する場合において、小信号ゲインのレベルが、電源電圧のレベルによらず同一（ＧＣ）であれば、エンベロープトラッキング方式におけるゲインＧＥＴを小信号ゲインＧＣに合わせればよい。
しかしながら、実際には、例えば図１７Ｃに示すように、小信号ゲインのレベルが、電源電圧のレベルによって変化することがある。ここで、例えば、エンベロープトラッキング方式におけるゲインＧＥＴを、電源電圧Ｖ１における小信号ゲインＧ１に合わせると、電源電圧Ｖ１では電力効率が高く、位相歪みが小さくなるものの、電源電圧Ｖ２，Ｖ３においては位相歪みが大きくなってしまう。また、例えば、エンベロープトラッキング方式におけるゲインＧＥＴを、電源電圧Ｖ２における小信号ゲインＧ２に合わせると、電源電圧Ｖ２における位相歪みは改善されるものの、電源電圧をＶ１まで下げられないことによって電力効率が低下してしまう。
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、電力増幅回路における線形性及び電力効率を高めることを目的とする。
本発明の一側面に係る電力増幅回路は、ベースに入力される信号を増幅してコレクタから出力する第１のトランジスタと、第１のトランジスタのベースとコレクタとの間に設けられ、第１のトランジスタのベース−コレクタ間の寄生容量と比較して電圧依存性が低い静電容量を有する第１のキャパシタと、を備える。
本発明によれば、電力増幅回路における線形性及び電力効率を高めることが可能となる。
本発明の一実施形態である電力増幅回路を含む送信ユニットの構成例を示す図である。 ＲＦ部の構成の一例を示す図である。 固定の電源電圧を用いて電力増幅を行った場合の電力損失の一例を示す図である。 エンベロープトラッキングによる可変の電源電圧を用いて電力増幅を行った場合の電力損失の一例を示す図である。 電力増幅回路の構成の一例を示す図である。 ＨＢＴにおける電源電圧とゲインとの関係の一例を示すシミュレーション結果である。 ベース−コレクタ間容量の変化率とゲイン差との関係の一例を示すシミュレーション結果である。 ベース−コレクタ間容量の関係の一例を示す図である。 ＨＢＴの断面構造の一例を示す図である。 ＨＢＴの断面構造の一例を示す図である。 ゲイン差と電力効率及び位相歪みとの関係の一例を示す図である。 ゲイン差と電力効率及び位相歪みとの関係の一例を示す図である。 出力電力と隣接チャネル漏洩電力との関係の一例を示すシミュレーション結果である。 出力電力と電力付加効率との関係の一例を示すシミュレーション結果である。 ゲイン差、ＰＡＥ、及び電源電圧の動作範囲の関係の一例を示すシミュレーション結果である。 二段の電力増幅回路の構成の一例を示す図である。 二段の電力増幅回路の構成の他の一例を示す図である。 電力増幅回路に用いられるトランジスタの特性を説明するための図である。 電力増幅回路に用いられるトランジスタの特性を説明するための図である。 電力増幅回路に用いられるトランジスタの特性を説明するための図である。
以下、図面を参照して本発明の一実施形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態である電力増幅回路を含む送信ユニットの構成例を示す図である。送信ユニット１０は、例えば、携帯電話等の移動体通信機において、音声やデータなどの各種信号を基地局へ送信するために用いられる。なお、移動体通信機は基地局から信号を受信するための受信ユニットも備えるが、ここでは説明を省略する。
図１に示すように、送信ユニット１０は、ベースバンド部２０、高周波（ＲＦ：Radio Frequency）部２２、電源部２４、電力増幅回路２６、フロントエンド部２８、及びアンテナ３０を含んで構成される。
ベースバンド部２０は、ＨＳＵＰＡやＬＴＥ等の変調方式に基づいて、音声やデータなどの入力信号を変調し、変調信号を出力する。本実施形態では、ベースバンド部２０から出力される変調信号は、振幅および位相をＩＱ平面上で表したＩＱ信号（Ｉ信号及びＱ信号）として出力される。ＩＱ信号の周波数は、例えば、数ＭＨｚから数１０ＭＨｚ程度である。
ＲＦ部２２は、ベースバンド部２０から出力されるＩＱ信号から、無線送信を行うための高周波（ＲＦ）信号を生成する。ＲＦ信号は、例えば、数百ＭＨｚから数ＧＨｚ程度である。また、ＲＦ部２２は、ＩＱ信号に基づいて変調信号の振幅レベルを検出し、電力増幅回路２６に印加される電源電圧ＶREGがＲＦ信号の振幅レベルに応じたレベルとなるように、電源部２４に対して電源制御信号を出力する。つまり、ＲＦ部２２は、エンベロープトラッキングを行うために電源制御信号を出力する。
なお、ＲＦ部２２において、ＩＱ信号からＲＦ信号へのダイレクトコンバージョンが行われるのではなく、ＩＱ信号が中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）信号に変換され、ＩＦ信号からＲＦ信号が生成されることとしてもよい。
電源部２４は、ＲＦ部２２から出力される電源制御信号に応じたレベルの電源電圧ＶREGを生成し、電力増幅回路２６に供給する。電源部２４は、例えば、電源制御信号に応じたレベルの電源電圧ＶREGを入力電圧から生成するＤＣ−ＤＣコンバータにより構成することができる。
電力増幅回路２６は、ＲＦ部２２から出力されるＲＦ信号の電力を、基地局に送信するために必要なレベルまで増幅し、増幅信号を出力する。
フロントエンド部２８は、増幅信号に対するフィルタリングや、基地局から受信する受信信号とのスイッチングなどを行う。フロントエンド部２８から出力される増幅信号は、アンテナ３０を介して基地局に送信される。
図２は、ＲＦ部２２の構成の一例を示す図である。図２に示すように、ＲＦ部２２は、遅延回路４０，４２、ＲＦ変調部４４、振幅レベル検出部４６、歪み補償部４８、及びデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ：Digital to Analog Converter）５０を含んで構成される。
遅延回路４０，４２は、ＲＦ信号が電力増幅回路２６に入力されるタイミングと、ＲＦ信号の振幅レベルに応じた電源電圧ＶREGが電力増幅回路２６に供給されるタイミングとを合わせるために、ＩＱ信号を所定時間遅延させる回路である。
ＲＦ変調部４４は、ＩＱ信号からＲＦ信号を生成して出力する。具体的には、ＲＦ変調部４４は、例えば、Ｉ信号と搬送波信号とを乗算器で合成するとともに、Ｑ信号と、９０度位相をずらした搬送波信号とを乗算器で合成し、これらの合成信号を減算器で合成することにより、ＲＦ信号を得ることができる。
振幅レベル検出部４６は、ＩＱ信号に基づいて変調信号の振幅レベルを検出する。ここで検出される振幅レベルは、ＲＦ変調部４４から出力されるＲＦ信号の振幅レベルに応じたものとなる。
歪み補償部４８は、エンベロープトラッキングを行う際に増幅信号に振幅歪みが発生しないように、電源電圧ＶREGのレベルを調整する。図１７に示したように、電力増幅回路２６に用いられるトランジスタは、電源電圧ＶREGによってゲイン特性が変化することがある。そのため、電力増幅回路２６において線形性を保つためには、ゲインが一定となるように電源電圧ＶREGを制御する必要がある。歪み補償部４８は、例えば、トランジスタのゲイン特性に基づいた、変調信号の振幅レベルと電源電圧ＶREGのレベルとの対応関係を示すテーブルを記憶しておくことができる。そして、歪み補償部４８は、このテーブルに基づいて、電源電圧ＶREGを変調信号の振幅レベルに応じたレベルとするための電源制御信号を出力することができる。
ＤＡＣ５０は、歪み補償部４８から出力される電源制御信号をアナログ信号に変換して出力する。
図３及び図４を参照して、エンベロープトラッキングによる電源電圧制御の一例を説明する。図３には、固定の電源電圧を用いて電力増幅を行った場合の電力損失の一例が示されている。図３に示すように、ＲＦ信号の振幅レベルが大きく変化する場合、ＲＦ信号の振幅の最大レベルに合わせた固定の電源電圧を採用すると、ＲＦ信号の振幅レベルが小さい区間における電力損失は大きなものとなる。
図４には、エンベロープトラッキングによる可変の電源電圧を用いて電力増幅を行った場合の電力損失の一例が示されている。図４に示すように、ＲＦ信号の振幅レベルに応じて電源電圧を変動させることにより、電力損失を低減させることができる。
本実施形態では、電源部２４は、ＲＦ部２２から出力される電源制御信号に基づいて、電力増幅回路２６に供給される電源電圧ＶREGを、ＲＦ信号の振幅レベルに応じたレベルに制御する。
図５は、電力増幅回路２６の構成の一例を示す図である。図５に示すように、電力増幅回路２６は、整合回路６０ａ，６０ｂ、ＨＢＴ（Heterojunction Bipolar Transistor）チップ６２、及びインダクタ６４を含んで構成されている。電力増幅回路２６は、入力されるＲＦ信号の電力を増幅して増幅信号を生成する。電力増幅回路２６には、バイアス電圧Ｖbias、固定の電源電圧ＶCC、可変の電源電圧ＶREGが供給される。
整合回路６０ａ，６０ｂは、インピーダンスを整合させるために用いられる。具体的には、整合回路６０ａは、ＲＦ部２２の出力インピーダンスと、ＨＢＴチップ６２の入力インピーダンスとを整合させる。また、整合回路６０ｂは、ＨＢＴチップ６２の出力インピーダンスと、フロントエンド部２８の入力インピーダンスとを整合させる。
ＨＢＴチップ６２は、電力増幅用のトランジスタを含む集積回路である。図５に示すように、ＨＢＴチップ６２は、ＨＢＴ７０，７２、キャパシタ７４ａ，７４ｂ，７６、及び抵抗７８を含んで構成されている。
キャパシタ７４ａ，７４ｂは、カップリングコンデンサであり、例えば、ＭＩＭ（Metal Insulation Metal）構造により形成することができる。キャパシタ７４ａは、ＲＦ信号の交流成分を後段に出力する。また、キャパシタ７４ｂは、増幅信号の交流成分を後段に出力する。
ＨＢＴ７０及び抵抗７８は、キャパシタ７４ａから出力されるＲＦ信号の電圧レベルをＨＢＴ７２の動作範囲にシフトさせるためのバイアス回路である。ＨＢＴ７０のコレクタには、電源電圧ＶCCが印加され、ＨＢＴ７０のベースには、バイアス電圧Ｖbiasが印加されている。ＨＢＴ７０及び抵抗７８は、エミッタフォロワ回路となっており、電源電圧Ｖbiasによって、ＨＢＴ７２のベースに印加されるバイアス電圧のレベルが制御される。
ＨＢＴ７２は、ベースに入力されるＲＦ信号を増幅するためのトランジスタである。ＨＢＴ７２のコレクタには、ＲＦ信号の振幅レベルに応じて制御される電源電圧ＶREGがインダクタ６４を介して印加されている。ＨＢＴ７２は、ベースに入力されるＲＦ信号を電源電圧ＶREGを用いて増幅するエミッタ接地回路を構成している。
キャパシタ７６は、ＨＢＴ７２のベースとコレクタとの間に設けられている。キャパシタ７６は、静電容量の電圧依存性が、ＨＢＴ７２のベース−コレクタ間の寄生容量Ｃbcよりも低いものとなっている。このキャパシタ７６は、ＨＢＴ７２の小信号ゲインが電源電圧ＶREGに応じて変動することを抑制するために設けられている。
ここで、ＨＢＴの一般的な特性について説明する。図６は、ＨＢＴにおける電源電圧とゲインとの関係の一例を示すシミュレーション結果である。なお、シミュレーションでは、ＨＢＴのベース−コレクタ間にはキャパシタ７６が設けられていない。また、電源電圧３．４Ｖにおいて、ＨＢＴの単位エミッタ面積あたりのベース−コレクタ間の寄生容量Ｃbcが、ＨＢＴ７２の単位エミッタ面積あたりのベース−コレクタ間容量（キャパシタ７６の静電容量と寄生容量Ｃbcの合計）と等しくなるように設定されている。図６に示すように、電源電圧が増加するにつれてＨＢＴのゲインが増加している。図６に示す例では、電源電圧が０．８Ｖと電源電圧が３．４Ｖとの間では、２．４ｄＢのゲイン差が生じている。
図７は、ベース−コレクタ間容量の変化率とゲイン差との関係の一例を示すシミュレーション結果である。横軸は、電源電圧３．４Ｖにおけるベース−コレクタ間容量を１とした場合の、電源電圧０．８Ｖにおけるベース−コレクタ間容量の割合を示している。縦軸は、電源電圧３．４Ｖにおけるゲインと電源電圧０．８Ｖにおけるゲインとの差を示している。図６に示したシミュレーションでは、ＨＢＴのベース−コレクタ間容量である寄生容量Ｃbcの変化率は約１．９であり、ゲイン差は約２．４ｄＢであった。図７に示すように、シミューレションでは、ベース−コレクタ間容量の変化率を低減させると、ゲイン差が縮小されることが確認された。
そこで、本実施形態では、電力増幅回路２６において、ＨＢＴ７２のベース−コレクタ間に、キャパシタ７６を設けることにより、キャパシタ７６の静電容量とＨＢＴ７２の寄生容量Ｃbcとを合わせたベース−コレクタ間容量の変化率を低減させている。なお、ＨＢＴのベース−コレクタ間容量（単位エミッタ面積あたり）は、例えば高周波信号に対する応答特性など、ＨＢＴの特性を決定する重要なファクターの一つである。
図８は、ベース−コレクタ間容量の関係の一例を示す図である。本実施形態では、あるレベルの電源電圧（例えば３．４Ｖ）において、キャパシタ７６が設けられていない一般的な構成のＨＢＴを用いる場合のベース−コレクタ間容量（単位エミッタ面積あたり）と、キャパシタ７６が設けられたＨＢＴ７２のベース−コレクタ間容量（単位エミッタ面積あたり）とが等しくなるように、キャパシタ７６の静電容量及び寄生容量Ｃbcが決定されている。前述したように、キャパシタ７６の静電容量は、寄生容量Ｃbcと比較して電源電圧に対する依存性が低い。そのため、キャパシタ７６を設けることにより、キャパシタ７６が設けられていない場合と比較して、ベース−コレクタ間容量の電源電圧依存性を低くすることができる。また、キャパシタ７６が追加されても、単位エミッタ面積あたりのベース−コレクタ間容量が維持されているため、高周波信号に対する応答特性等を維持することができる。
図９は、ＨＢＴ７０の断面構造の一例を示す図である。図９に示すように、基板１００の上に、コレクタ層１０２、ベース層１０４、エミッタ層１０６、及びキャップ層１０８が順に形成されている。そして、コレクタ電極１１０、ベース電極１１２、及びエミッタ電極１１４が形成されている。なお、ベース層１０４とコレクタ層１０２との接合面において、その接合面積に応じた寄生容量Ｃbcが生じる。
図１０は、ＨＢＴ７２の断面構造の一例を示す図である。ＨＢＴ７０と同様に、基板１００の上に、コレクタ層２００、ベース層２０２、エミッタ層２０４、及びキャップ層２０６が順に形成されている。そして、コレクタ電極２１０、ベース電極２１２、及びエミッタ電極２１４が形成されている。なお、ベース層２０２とコレクタ層２００との接合面において、その接合面積に応じた寄生容量Ｃbcが生じる。
ここで、図９及び図１０に示されたＨＢＴの構造における、エミッタ−ベース接合面積とベース−コレクタ接合面積との関係を説明する。図１０に示すように、ＨＢＴ７２では、ベース層２０２の上に占めるエミッタ層２０４の割合が、ＨＢＴ７０の場合よりも大きくなっている。これにより、ＨＢＴ７２における単位エミッタ面積あたりのベース−コレクタ接合面積はＨＢＴ７０よりも小さくなっている。したがって、ＨＢＴ７２における単位エミッタ面積あたりのベース−コレクタ間の寄生容量Ｃbcは、ＨＢＴ７０における単位エミッタ面積あたりのベース−コレクタ間の寄生容量Ｃbcよりも小さくなっている。
このように、本実施形態では、ＨＢＴ７２を例えば図１０に示した構造とすることにより、ＨＢＴ７２における単位エミッタ面積あたりの寄生容量Ｃbcを小さくしている。そして、電源電圧があるレベル（例えば３．４Ｖ）におけるベース−コレクタ間容量が例えば図９に示した構造を採用した場合と等しくなるように、キャパシタ７６の静電容量が決定されている。
これにより、あるレベルの電源電圧（例えば３．４Ｖ）におけるベース−コレクタ間容量は維持したまま、ベース−コレクタ間容量の電源電圧依存性を低減させることができる。したがって、図７に示したように、ベース−コレクタ間容量の電源電圧依存性が低減されることにより、ＨＢＴ７２において発生するゲイン差を縮小させることができる。
図１１Ａ及び図１１Ｂは、ゲイン差と電力効率及び位相歪みとの関係の一例を示す図である。図１１Ａに示すようにゲイン差が大きい場合、変調信号の振幅レベルが大きい場合には位相歪みが大きくなり、変調信号の振幅レベルが小さい場合には電力効率が低下してしまう。これに対して、図１１Ｂに示すようにゲイン差を小さくすることにより、変調信号の振幅レベルが大きい場合の位相歪みが改善されるとともに、変調信号の振幅レベルが小さい場合の電力効率も改善される。すなわち、電力増幅回路における線形性及び電力効率を高めることが可能となる。
図１２は、出力電力と隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＬＲ：Adjacent Channel Leakage power Ratio）との関係の一例を示すシミュレーション結果である。なお、シミュレーションでは、ＨＳＵＰＡの変調信号を増幅の対象としている。線Ａ〜Ｄは、エンベロープトラッキングによって電源電圧を変化させた場合における、出力電力とＡＣＬＲとの関係を示している。なお、線Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄでは、それぞれ、電源電圧を０．８Ｖから３．４Ｖまで変化させた場合に生じるゲイン差が、０．７ｄＢ，１．３８ｄＢ，１．８１ｄＢ，２．４１ｄＢである。また、線Ｅは、電源電圧を固定の３．４Ｖとした場合における、出力電力とＡＣＬＲとの関係を示している。図１２に示すシミュレーション結果では、出力電力２５．６ｄＢｍ近傍において、各条件におけるＡＣＬＲが同程度（約−４６ｄＢｃ）となっている。
図１３は、出力電力と電力付加効率（ＰＡＥ：Power Added Efficiency）との関係の一例を示すシミュレーション結果である。なお、シミュレーションの条件は図１２に示す場合と同様である。図１２に示すように、出力電力２５．６ｄＢｍ近傍においてＡＣＬＲが同程度であった。そこで、出力電力２５．６ｄＢｍ近傍におけるＰＡＥを見ると、ゲイン差が小さいほどＰＡＥが高くなっていることがわかる。
図１４は、出力電力２５．６ｄＢｍにおける、ゲイン差、ＰＡＥ、及び電源電圧の動作範囲の関係の一例を示すシミュレーション結果である。図１４に示すように、エンベロープトラッキングにおける電源電圧の動作範囲は、ゲイン差が小さくなるほど広くなっている。より具体的には、ゲイン差が小さくなるほど、電源電圧をより低いレベルまで変化させることが可能となっている。これにより、図１４に示すように、エンベロープトラッキングにおいて、ゲイン差が小さくなるほどＰＡＥが高くなっている。
このように、図１２〜図１４に示すシミュレーション結果からも、電力増幅回路を構成するトランジスタのベース−コレクタ間容量の電源電圧依存性を小さくしてゲイン差を小さくすることにより、電力効率が改善されることがわかる。
なお、図５では、電力増幅回路を一段の構成としたが、電力増幅回路は多段の構成であってもよい。以下に多段構成の電力増幅回路の一例を説明する。
図１５は、二段の電力増幅回路の構成の一例を示す図である。電力増幅回路３００は、整合回路３１０ａ，３１０ｂ、ＨＢＴチップ３２０、及びインダクタ３３０ａ，３３０ｂを含んで構成されている。電力増幅回路３００は二段の増幅回路であり、図５に示した電力増幅回路２６の代わりに用いることができる。
整合回路３１０ａ，３１０ｂは、電力増幅回路２６における整合回路６０ａ，６０ｂと同様に、入出力のインピーダンスを整合させるために用いられる。
ＨＢＴチップ３２０は、ＨＢＴ３５０ａ，３５０ｂ，３５２ａ，３５２ｂ、キャパシタ３５４ａ，３５４ｂ，３５４ｃ，３５６、抵抗３５８ａ，３５８ｂ、及び整合回路３６０を含んで構成されている。
キャパシタ３５４ａ，３５４ｂ，３５４ｃは、カップリングコンデンサである。キャパシタ３５４ａは、ＲＦ信号の交流成分を一段目のＨＢＴ３５２ａに出力する。キャパシタ３５４ｂは、一段目の出力の交流成分を二段目のＨＢＴ３５２ｂに出力する。キャパシタ３５４ｃは、二段目の出力の交流成分を後段に出力する。
ＨＢＴ３５０ａ及び抵抗３５８ａは、キャパシタ３５４ａから出力されるＲＦ信号の電圧レベルを一段目のＨＢＴ３５２ａの動作範囲にシフトさせるためのバイアス回路である。同様に、ＨＢＴ３５０ｂ及び抵抗３５８ｂは、キャパシタ３５４ｂから出力されるＲＦ信号の電圧レベルを二段目のＨＢＴ３５２ｂの動作範囲にシフトさせるためのバイアス回路である。
ＨＢＴ３５２ａは、一段目の増幅を行うエミッタ接地回路を構成している。ＨＢＴ３５２ａのコレクタには、インダクタ３３０ａを介して、固定の電源電圧ＶCCが印加される。つまり、一段目のＨＢＴ３５２ａでは、エンベロープトラッキングではなく、固定の電源電圧による電力増幅が行われる。ＨＢＴ３５２ａは、例えば、図９に示したＨＢＴ７０と同等の構成とすることができる。
ＨＢＴ３５２ｂは、二段目の増幅を行うエミッタ接地回路を構成している。ＨＢＴ３５２ｂのコレクタには、ＲＦ信号の振幅レベルに応じて制御される電源電圧ＶREGが、インダクタ３３０ｂを介して印加されている。ＨＢＴ３５２ｂは、例えば、図１０に示したＨＢＴ７２と同等の構成とすることができる。
キャパシタ３５６は、ＨＢＴ３５２ｂのベースとコレクタとの間に設けられている。このキャパシタ３５６は、電力増幅回路２６におけるキャパシタ７６と同様に、ＨＢＴ３５２ｂのベース−コレクタ間容量の電圧依存性を低減させるために設けられている。
整合回路３６０は、一段目と二段目との間のインピーダンスを整合させるために用いられる。
電力増幅回路３００では、一段目のＨＢＴ３５２ａのコレクタには固定の電源電圧ＶCCが印加される。したがって、ＨＢＴ３５２ａでは、電源電圧の変動によるベース−コレクタ間容量の変動を考慮する必要がない。そのため、ＨＢＴ３５２ａのベース−コレクタ間にはキャパシタは設けられていない。
一方、二段目のＨＢＴ３５２ｂのコレクタには、ＲＦ信号の振幅レベルに応じた可変の電源電圧ＶREGが印加される。したがって、ＨＢＴ３５２ｂでは、電源電圧の変動によるベース−コレクタ間容量の変動を考慮する必要がある。そのため、ＨＢＴ３５２ｂのベース−コレクタ間にはキャパシタ３５６が設けられている。
このように、固定の電源電圧による増幅と、可変の電源電圧による増幅とを組み合わせた多段の電力増幅回路においても、可変の電源電圧が供給されるＨＢＴのベース−コレクタ間にキャパシタを設けることにより、電力増幅回路における線形性及び電力効率を高めることができる。
図１６は、二段の電力増幅回路の構成の他の一例を示す図である。図１６に示す電力増幅回路４００は、図１５に示した電力増幅回路３００におけるＨＢＴチップ３２０をＨＢＴチップ３４０に置換したものである。
ＨＢＴチップ３４０では、ＨＢＴチップ３２０における一段目のＨＢＴ３５２ａが、ＨＢＴ３５２ｃに置換され、ＨＢＴ３５２ｃのベース−コレクタ間にキャパシタ３７０が設けられている。ＨＢＴ３５２ｃは、例えば、図１０に示したＨＢＴ７２と同等の構成とすることができる。また、キャパシタ３７０は、キャパシタ３５６と同様に、ＨＢＴ３５２ｃのベース−コレクタ間容量の電圧依存性を低減させるために設けられている。
電力増幅回路４００では、ＨＢＴ３５２ｃのコレクタには、ＲＦ信号の振幅レベルに応じた可変の電源電圧ＶREG1が、インダクタ３３０ａを介して印加される。また、ＨＢＴ３５２ｂのコレクタには、ＲＦ信号の振幅レベルに応じた可変の電源電圧ＶREG2が、インダクタ３３０ｂを介して印加される。つまり、電力増幅回路４００では、一段目と二段目の両方において、エンベロープトラッキングが行われる。
このように、複数段においてエンベロープトラッキングが行われる場合においても、可変の電源電圧が印加されるＨＢＴのベース−コレクタ間にキャパシタを設けることにより、電力増幅回路における線形性及び電力効率を高めることができる。
なお、本実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。
例えば、本実施形態では、トランジスタの一例としてＨＢＴを示したが、トランジスタはＨＢＴに限られず、任意のバイポーラトランジスタとすることができる。
また、例えば、本実施形態では、ベース−コレクタ間に設けられるキャパシタがチップ内に設けられることとしたが、ベース−コレクタ間に設けられるキャパシタはチップに外付けされることとしてもよい。
また、例えば、本実施形態では、多段構成の電力増幅回路として二段の電力増幅回路を示したが、電力増幅回路の段数は三段以上であってもよい。
１０ 送信ユニット
２０ ベースバンド部
２２ ＲＦ部
２４ 電源部
２６ 電力増幅回路
２８ フロントエンド部
３０ アンテナ
４０，４２ 遅延回路
４４ ＲＦ変調部
４６ 振幅レベル検出部
４８ 歪み補償部
５０ ＤＡＣ
６０ａ，６０ｂ 整合回路
６２ ＨＢＴチップ
６４ インダクタ
７０，７２ ＨＢＴ
７４ａ，７４ｂ，７６ キャパシタ
７８ 抵抗
１００ 基板
１０２，２００ コレクタ層
１０４，２０２ ベース層
１０６，２０４ エミッタ層
１０８，２０６ キャップ層
１１０，２１０ コレクタ電極
１１２，２１２ ベース電極
１１４，２１４ エミッタ電極
３００，４００ 電力増幅回路
３１０ａ，３１０ｂ，３６０ 整合回路
３２０，３４０ ＨＢＴチップ
３３０ａ，３３０ｂ インダクタ
３５０ａ，３５０ｂ，３５２ａ，３５２ｂ，３５２ｃ ＨＢＴ
３５４ａ，３５４ｂ，３５４ｃ，３５６，３７０ キャパシタ
３５８ａ，３５８ｂ 抵抗

Claims (7)

  1. ベースに入力される信号を増幅してコレクタから出力する第１のトランジスタと、
    前記第１のトランジスタのベースとコレクタとの間に設けられ、前記第１のトランジスタのベース−コレクタ間の寄生容量と比較して電圧依存性が低い静電容量を有する第１のキャパシタと、
    を備える電力増幅回路。
  2. 請求項１に記載の電力増幅回路であって、
    前記第１のトランジスタのコレクタには、前記信号の振幅に応じて変動する電源電圧が印加される、
    電力増幅回路。
  3. 請求項１または２に記載の電力増幅回路であって、
    第２のトランジスタをさらに備え、
    前記第１のトランジスタにおける単位エミッタ面積あたりの前記寄生容量は、前記第２のトランジスタにおける単位エミッタ面積あたりのベース−コレクタ間の寄生容量より小さい、
    電力増幅回路。
  4. 請求項３に記載の電力増幅回路であって、
    前記第２のトランジスタは、前記第１のトランジスタにバイアスを供給するトランジスタである、
    電力増幅回路。
  5. 請求項３に記載の電力増幅回路であって、
    前記第２のトランジスタは、前記信号を増幅して前記第１のトランジスタのベースに対して出力するトランジスタである、
    電力増幅回路。
  6. 請求項１または２に記載の電力増幅回路であって、
    前記信号を増幅して前記第１のトランジスタのベースに対して出力する第３のトランジスタと、
    前記第３のトランジスタのベースとコレクタとの間に設けられ、前記第３のトランジスタのベース−コレクタ間の寄生容量と比較して静電容量の電圧依存性が低い第２のキャパシタと、
    をさらに備える電力増幅回路。
  7. 請求項６に記載の電力増幅回路であって、
    前記第３のトランジスタのコレクタには、前記信号の振幅に応じて変動する電源電圧が印加される、
    電力増幅回路。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017092526A (ja) * 2015-11-02 2017-05-25 株式会社村田製作所 電力増幅回路
JP6680235B2 (ja) * 2017-02-09 2020-04-15 株式会社村田製作所 電力増幅回路および高周波モジュール
JP2020107970A (ja) * 2018-12-26 2020-07-09 株式会社村田製作所 電源回路
JP2020155974A (ja) * 2019-03-20 2020-09-24 株式会社村田製作所 電力増幅回路

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0777318B1 (en) * 1995-11-30 2003-03-12 STMicroelectronics S.r.l. Frequency self-compensated operational amplifier
US6037720A (en) * 1998-10-23 2000-03-14 Philips Electronics North America Corporation Level shifter
JP3484397B2 (ja) 2000-06-06 2004-01-06 Ｎｅｃマイクロシステム株式会社 高周波用出力回路
JP3770306B2 (ja) 2000-06-20 2006-04-26 日本電気株式会社 ベースバイアス回路及びこのベースバイアス回路を用いた電力増幅器
JP2002171139A (ja) * 2000-12-01 2002-06-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波増幅器
US6882226B2 (en) * 2002-05-16 2005-04-19 Integrant Technologies Inc. Broadband variable gain amplifier with high linearity and variable gain characteristic
AU2003276556A1 (en) * 2002-11-18 2004-06-15 Koninklijke Philips Electronics N.V. Turn-on bus transmitter with controlled slew rate
US7199652B2 (en) 2003-11-21 2007-04-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Amplifier; and transmitter and communication device incorporating the same
JP2005176331A (ja) * 2003-11-21 2005-06-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd 増幅器ならびにそれを用いた送信機および通信機器
JP2006295371A (ja) * 2005-04-07 2006-10-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電力増幅モジュール
JP2006333450A (ja) * 2005-04-28 2006-12-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd 極座標変調回路、極座標変調方法、集積回路および無線送信装置
US7715808B2 (en) 2005-04-28 2010-05-11 Panasonic Corporation Polar modulating circuit, polar coordinate modulating method, integrated circuit and radio transmission device
JP2007235525A (ja) * 2006-03-01 2007-09-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 可変利得増幅回路および半導体集積回路および出力電力調整回路および出力電力調整方法および送信機および受信機および送受信機
JP2008206142A (ja) * 2007-01-22 2008-09-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd 多段増幅器を備えた送信回路、及び通信機器
JP2010035158A (ja) 2008-06-30 2010-02-12 Panasonic Corp 送信回路及び送信回路を用いた通信機器
JP2012004821A (ja) 2010-06-16 2012-01-05 Panasonic Corp 高周波増幅器
US8604873B2 (en) * 2010-12-05 2013-12-10 Rf Micro Devices (Cayman Islands), Ltd. Ground partitioned power amplifier for stable operation
US9543383B2 (en) * 2011-02-17 2017-01-10 Qualcomm Incorporated High-speed high-power semiconductor devices

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