JPWO2013129447A1 - 方向性結合器 - Google Patents

Abstract

方向性結合器において、磁界結合係数が低くても、良好な方向性を実現する。方向性結合器（１）は、主線路（２）と、副線路（３）と、インピーダンス変換部（４，５）とを備えている。主線路（２）は、信号入力ポート（ＲＦｉｎ）と信号出力ポート（ＲＦｏｕｔ）との間に接続されている。副線路（３）は、結合容量と相互インダクタンスとにより主線路（２）に結合している。インピーダンス変換部（４，５）は、カップリングポート（ＣＰＬ）またはアイソレーションポート（ＩＳＯ）と副線路（３）との間に接続されていて、副線路（３）からみたインピーダンスとポート側からみたインピーダンスとが相違し、副線路（３）からみたインピーダンスが互いに一致する。

Description

この発明は、高周波信号の測定などの用途に利用される方向性結合器に関し、特に伝送線路型の方向性結合器に関する。

従来、高周波信号の測定などの用途に方向性結合器が用いられている。

図７（Ａ）は、携帯電話装置等のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｕｒｅｑｕｅｎｃｙ）送信回路１００の一般的なブロック図である。ＲＦ送信回路１００は、アンテナ１１１、方向性結合器１２０Ａ、送信電力増幅器１１３、変調回路１１２、および検波回路１１４を備えている。方向性結合器１２０Ａは伝送線路型のものであり、主線路１２１と結合線路（副線路）１２２とを備えている。主線路１２１はアンテナ１１１と送信電力増幅器１１３との間に接続されている。検波回路１１４は方向性結合器１２０Ａの副線路１２２に接続されており、主線路１２１と結合する副線路１２２からの信号に基づいて送信電力増幅器１１３を制御する。

図７（Ｂ）および図７（Ｃ）は、方向性結合器１２０Ａの等価回路図である。ここでは、方向性結合器１２０Ａは、主線路１２１と副線路１２２との間に発生する相互インダクタンスMの磁界結合係数（Km）が１である理想的な回路としている。主線路１２１の両端は信号入力ポートＲＦｉｎと信号出力ポートＲＦｏｕｔとに接続されている。信号入力ポートＲＦｉｎは、送信電力増幅器１１３が接続されるものである。信号出力ポートＲＦｏｕｔは、アンテナ１１１が接続されるものである。副線路１２２の両端はカップリングポートＣＰＬとアイソレーションポートＩＳＯとに接続されている。カップリングポートＣＰＬは、検波回路１１４が接続されるものである。アイソレーションポートＩＳＯは、終端抵抗が接続されるものである。主線路１２１と副線路１２２とは、両線路間の分布容量（結合容量）Cにより互いに電界結合するとともに、相互インダクタンスMにより互いに磁界結合する。

図７（Ｂ）に示すように、信号入力ポートＲＦｉｎから信号Ｓ１が入力されると、電界結合によって、副線路１２２でカップリングポートＣＰＬの方向に信号Ｓ２が、アイソレーションポートＩＳＯの方向に信号Ｓ３が伝搬する。また、磁界結合によって、副線路１２２とグランド（ＧＮＤ）とによる閉ループでアイソレーションポートＩＳＯからカップリングポートＣＰＬの方向に信号Ｓ４、信号Ｓ５が伝搬する。カップリングポートＣＰＬに流れる信号Ｓ２，Ｓ４は位相が揃い、カップリングポートＣＰＬからは信号Ｓ２と信号Ｓ４の電力を加算した信号が出力される。一方、アイソレーションポートＩＳＯに流れる信号Ｓ３，Ｓ５は位相が逆相であり、アイソレーションポートＩＳＯでは信号Ｓ３と信号Ｓ５の電力が打ち消し合うことになる。したがって、方向性結合器１２０ＡのカップリングポートＣＰＬの出力から、ＲＦ送信回路１００の出力電力を検出することが可能である。

また、図７（Ｃ）に示すように、アンテナからの反射等により信号出力ポートＲＦｏｕｔに信号Ｓ６が入力されると、電界結合によって、副線路１２２でカップリングポートＣＰＬの方向に信号Ｓ７が、アイソレーションポートＩＳＯの方向に信号Ｓ８が伝搬する。また、磁界結合によって、カップリングポートＣＰＬからアイソレーションポートＩＳＯの方向に信号Ｓ９、信号Ｓ１０が伝搬する。アイソレーションポートＩＳＯに流れる信号Ｓ８，Ｓ１０は位相が揃い、アイソレーションポートＩＳＯからは信号Ｓ８と信号Ｓ１０の電力を加算した信号が出力される。一方、カップリングポートＣＰＬに流れる信号Ｓ７，Ｓ９は位相が逆相であり、カップリングポートＣＰＬでは信号Ｓ７と信号Ｓ９の電力が打ち消し合うことになる。したがって、アンテナからの反射等による信号Ｓ６の影響は、カップリングポートＣＰＬには及ばず、アイソレーションポートＩＳＯにのみ及ぶことになる。通常は、アイソレーションポートＩＳＯには、終端抵抗が接続されるが、近年では、アンテナからの反射を検出して、ＲＦ送信回路を制御するために検波回路が設けられることもある。なお、アンテナからの反射を検出する場合、各ポート（信号入力ポート、信号出力ポート、カップリングポート、アイソレーションポート）の名前と機能とが異なることになるが、以下の説明では、送信信号に対する各ポートの名称をそのまま使用する。

このようにＲＦ通信回路で利用される方向性結合器では、結合容量Cは電界結合係数（Kc）に応じたものになり、相互インダクタンスMは磁界結合係数（Km）に応じたものになる。理想的な方向性結合器では、電界結合係数（Kc）と磁界結合係数（Km）とがともに１であり、電界結合による信号と磁界結合による信号とを、アイソレーションポートやカップリングポートで完全に打ち消し合わせることが可能である。しかしながら、実際の方向性結合器では、引き回し配線やワイヤ等の周辺回路による寄生インダクタンスが存在して、磁界結合係数（Km）を上述のように１にすることは困難である。そのため、電界結合による信号と磁界結合による信号とを完全に打ち消しあわせることが難しく、方向性結合器の理想的な方向性を実現することは困難である。

方向性結合器の磁界結合係数（Km）の低下に合わせて、電界結合係数（Kc）を調整する（低下させる）ことにより、電界結合による信号と磁界結合による信号とを、アイソレーションポートやカップリングポートで完全に打ち消し合わせることは可能である。しかしながら、電界結合係数（Kc）を低下させるためには、主線路と副線路との間の線路間隔を大きくするなどの物理的構造の変更が必要になる。そのような物理的構造の変更により、方向性結合器の大型化が招来されたり、磁界結合係数（Km）のさらなる変動や低下が招来されたりする。このため、電界結合係数（Kc）の調整は極力回避すべきである。

そこで、アイソレーションポートに接続される終端抵抗に替えて、インピーダンスを調整可能な負荷回路が用いられることがある（例えば、特許文献１参照）。図８（Ａ）は、負荷回路が接続された方向性結合器の構成例を示す回路図である。この方向性結合器１２０Ｂは、アイソレーションポートＩＳＯに負荷回路１２３が設けられている。負荷回路１２３は、アイソレーションポートＩＳＯとグランド電位との間に並列に接続された、抵抗Ｒと、インダクタンスＬと、コンデンサＣとを備えている。この負荷回路１２３では、抵抗ＲやインダクタンスＬ、コンデンサＣの調整により、インピーダンスを変更することができ、これにより、方向性結合器１２０Ｂの方向性を改善可能になっている。

なお、方向性結合器の副線路にはアッテネータが付設されることがある（例えば、特許文献２）。図８（Ｂ）は、アッテネータを設けた方向性結合器の構成例を示す回路図である。この方向性結合器１２０Ｃは、カップリングポートＣＰＬやアイソレーションポートＩＳＯでの不整合による影響を除くために、カップリングポートＣＰＬやアイソレーションポートＩＳＯにアッテネータ１２４Ａ，１２４Ｂが接続されている。

特開平０１−２７４５０２号公報 特開２００９−０４４３０３号公報

方向性結合器のアイソレーションポートに負荷回路を設ける場合、信号入力ポートからの入力信号に対して、方向性結合器の方向性を改善することが可能である。しかしながら、信号出力ポートからの反射信号を検波することはできず、反射信号に対する検波を行えるように構成を変更することも困難である。

これは、以下の理由による。
理由１）カップリングポートに接続される検波回路と同様な構成の検波回路を、負荷回路と並列にアイソレーションポートに接続しても、負荷回路による反射によって、アイソレーションポートでアンテナ反射信号の検波に必要な電力が得られない。
理由２）アイソレーションポートに接続される負荷回路と同様な構成の負荷回路を、検波回路と並列にカップリングポートに接続しても、負荷回路による反射によって、カップリングポートで送信信号の検波に必要な電力が得られない。

そこで、この発明の目的は、信号入力ポートからの信号に対しても、信号出力ポートからの信号に対しても検波を実現でき、良好な方向性を得ることができる方向性結合器を提供することにある。

この発明に係る方向性結合器は、主線路と、副線路と、第１のインピーダンス変換部と、第２のインピーダンス変換部と、を備えている。主線路は、信号入力ポートと信号出力ポートとの間に接続されている。副線路は、結合容量と相互インダクタンスとにより主線路に結合している。副線路は、カップリングポートとアイソレーションポートとの間に接続されている。第１のインピーダンス変換部は、カップリングポートと副線路との間に接続されていて、副線路からみたインピーダンスが、カップリングポートからみたインピーダンスと相違する。第２のインピーダンス変換部は、アイソレーションポートと副線路との間に接続されていて、副線路からみたインピーダンスが、アイソレーションポートからみたインピーダンスと相違している。
この構成では、第１のインピーダンス変換部と第２のインピーダンス変換部とを設けることにより、副線路の見かけの負荷を変更することが可能になる。この負荷の変更に対して、電界結合により副線路に発生する電流の振幅は独立であるが、磁界結合により副線路に発生する電流の振幅は変動する。したがって、この負荷を適切に調整することで、磁界結合により副線路に発生する電流の振幅を、電界結合により副線路に発生する電流に一致させ、方向性結合器の方向性を改善することが可能になる。

上述の方向性結合器において、各インピーダンス変換部を副線路側からみたインピーダンスがポート側からみたインピーダンスよりも小さいと好適である。

上述の方向性結合器において、各インピーダンス変換部を副線路側からみたインピーダンスとポート側からみたインピーダンスとの比は、磁界結合係数と電界結合定数との比と略等しいと好適である。

上述の方向性結合器において、主線路、副線路、第１のインピーダンス変換部、及び第２のインピーダンス変換部は、薄膜プロセスにより形成されていると好適である。

上述の方向性結合器において、主線路、副線路、第１のインピーダンス変換部、及び第２のインピーダンス変換部が同一主面上に形成されている半絶縁性基板を備えると好適である。

この発明によれば、第１のインピーダンス変換部と第２のインピーダンス変換部とを副線路の両端に設けて、第１のインピーダンス変換部および第２のインピーダンス変換部を副線路からみたインピーダンスを調整することで、副線路の見かけの負荷を調整できる。この負荷の調整を適切に行うことにより、方向性結合器の方向性を改善することが可能になる。

本発明の第１の実施形態に係る方向性結合器を示す模式図である。←インピーダンス調整部、をインピーダンス変換図、修正ください。 本発明の第２の実施形態に係る方向性結合器を示す模式図である。←同上です 本発明の実施例に係る方向性結合器の構成例を示す平面図である。 本発明の実施例に係る方向性結合器の等価回路について説明する図である。 実施例との比較に係る方向性結合器の等価回路について説明する図である。 実施例との比較に係る方向性結合器の等価回路について説明する図である。 方向性結合器の従来構成例を示す回路図である。 方向性結合器の従来構成例を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態に係る方向性結合器の概略構成および動作について説明する。

《第１の実施形態》
図１は、本発明の第１の実施形態に係る方向性結合器１の模式図である。

方向性結合器１は、外部接続端子として、信号入力ポートＲＦｉｎと信号出力ポートＲＦｏｕｔとカップリングポートＣＰＬとアイソレーションポートＩＳＯとを備えている。この方向性結合器１がＲＦ送信回路に用いられる場合には、信号入力ポートＲＦｉｎは、送信電力増幅器が接続されるものである。信号出力ポートＲＦｏｕｔは、アンテナが接続されるものである。カップリングポートＣＰＬは、検波回路または終端抵抗が接続されるものである。アイソレーションポートＩＳＯは、終端負荷または検波回路が接続されるものである。

また、方向性結合器１は、内部要素として、主線路２と結合線路（副線路）３とインピーダンス変換部４，５とを備えている。主線路２は、信号入力ポートＲＦｉｎと信号出力ポートＲＦｏｕｔとの間に接続されている。副線路３は、主線路２との電界結合係数Kcが約１となるように構成されていて、その電界結合係数Kcに応じて定まる分布容量（結合容量）により主線路２と容量結合する。また、副線路３は、主線路２との磁界結合係数Kmが１よりも小さくなるように構成されていて、その磁界結合係数Kmに応じて定まる相互インダクタンスにより主線路２と磁界結合する。

インピーダンス変換部４は、カップリングポートＣＰＬと副線路３の第一端との間に接続されている。このインピーダンス変換部４は、副線路３側からみたインピーダンスZ1が、カップリングポートＣＰＬ側からみたインピーダンスZcplよりも小さい所定値( Zcpl * Km / Kc )に設定されている。インピーダンス変換部５は、アイソレーションポートＩＳＯと副線路３の第二端との間に接続されていて、副線路３側からみたインピーダンスZ2が、アイソレーションポートＩＳＯ側からみたインピーダンスZisoよりも小さい所定値( Ziso * Km / Kc )に設定されている。

この方向性結合器１では、主線路２と副線路３との磁界結合により副線路３に電流（Im）が発生する。この電流Imは、主線路２と副線路３の線路幅、線路厚、主線路２と副線路３との線路間隔、周辺誘電率などの物理的構造により定まる磁界結合係数Kmと、副線路３の見かけの負荷Z（=Z1，Z2）とに応じたものになる。具体的には、磁界結合による電流Imは、角周波数ω、磁界結合係数Km、磁界結合係数Kmが１の理想的な回路での相互インダクタンスMo、主線路の電流I、副線路のみかけの負荷Z、として、以下の式１で決定される。
式１・・・Im = j * ω * Km * Mo * I / ( 2 * Z )
即ち、磁界結合による電流Imは、副線路のみかけの負荷Zに応じて変動する。

また、主線路２と副線路３との電界結合により副線路３に電流（Ic）が発生する。この電流Icは、主線路２と副線路３の線路幅、線路厚、主線路２と副線路３との線路間隔、周辺誘電率などの物理的構造により定まる電界結合係数Kcに応じたものになる。具体的には、電界結合による電流Icは、角周波数ω、電界結合係数Kc、電界結合係数Kcが１の理想的な回路での結合容量Co、主線路の電圧Vとして、以下の式２で決定される。
式２・・・Ic = j * ω * Kc * Co * V / 2
即ち、電界結合による電流Icは、副線路のみかけの負荷Zから独立して定まる。

信号入力ポートＲＦｉｎから入力される信号（ＲＦ送信回路における送信信号）に対して、電流Imと電流Icとは、カップリングポートＣＰＬでは位相が同相となり、振幅が加算される。一方、アイソレーションポートＩＳＯでは電流Imと電流Icとの位相が逆相となり、振幅が打ち消しあう。
また、信号出力ポートＲＦｏｕｔから入力される信号（ＲＦ送信回路におけるアンテナ反射信号）に対して、電流Imと電流Icとは、アイソレーションポートＩＳＯでは位相が同相となり、振幅が加算される。一方、カップリングポートＣＰＬでは電流Imと電流Icとの位相が逆相となり、振幅が打ち消しあう。

アイソレーションポートＩＳＯやカップリングポートＣＰＬで、電流Imと電流Icとが完全に打ち消しあうためには、電流Imの振幅と電流Icの振幅とが一致する必要がある。そのためには、式１と式２とに基づく次の式３が成り立つ必要がある。
式３・・・Im / Ic = j * ω * Km * Mo * I / ( 2 * Z) / (( * j * ω * Kc * Co * V)/ 2)
= Km * Mo * I / ( Z * Kc * Co * V)
= 1
ここで、磁界結合係数Kmと電界結合係数Kcとが１であり、インピーダンス変換部４，５が無い理想的な方向性結合器での電流Imと電流Icとの比を考えると、このときの副線路３の見かけの負荷をZoとして、式３に基づく次の式４がなりたつ。
式４・・・Im / Ic = Mo*I / ( Co* V * Zo ) = 1
即ち、次の式５が成り立つ。
式５・・・Mo*I / ( Co* V ) = Zo
そして、式３に式５を代入すると、次の式６が成り立つ。
式６・・・Im / Ic = Km * Mo* I / ( Kc * Co* V * Z ) = ( Km / Kc ) / ( Z / Zo )
したがって、この方向性結合器１において、インピーダンス変換部４，５を設けた場合の副線路の見かけの負荷Zと、インピーダンス変換部４，５の無い理想的な回路での副線路の負荷Zoとの比（Z / Zo）を、磁界結合係数と電界結合定数との比( Km / Kc )と等しくすることで、電流Imと電流Icとを等しくすることができる。

この比（Z / Zo）は、インピーダンス変換部４，５を副線路３側からみたインピーダンス（Z1，Z2）とポート側からみたインピーダンス（Zcpl，Ziso）との比と等価である。したがって、インピーダンス変換部４，５を副線路３側からみたインピーダンス（Z1，Z2）を所定値（ Zcpl * Km / Kc および Ziso * Km / Kc ）に調整することで、磁界結合係数Kmがどのようなものであっても、電界結合による電流Icから独立に、磁界結合による電流Imを、振幅が電流Icの振幅と一致するように調整することができる。このため、方向性結合器１の方向性を改善することができる。

≪第２の実施形態≫
図２は、本発明の第２の実施形態に係る方向性結合器１１の模式図である。

この方向性結合器１１は、内部要素として、主線路１２と副線路１３とインピーダンス変換部１４，１５とを備えている。方向性結合器１１は、第１の実施形態で示した方向性結合器と同様な構成であるが、副線路１３のみかけの負荷が異なる。具体的には、インピーダンス変換部１４を副線路１３側からみたインピーダンス（Z1）が、インピーダンス変換部１４をカップリングポートＣＰＬ側からみたインピーダンス（Zcpl）よりも小さい。また、インピーダンス変換部１５を副線路１３側からみたインピーダンス（Z2）が、インピーダンス変換部１５をアイソレーションポートＩＳＯ側からみたインピーダンス（Ziso）よりも小さい。

このような構成であっても、磁界結合係数Kmが１よりも低下していることによる電流Imの低下を、副線路のみかけの負荷Z（Z1，Z2）の低減による電流Imの増加により相殺することができる。したがって、インピーダンス変換部１４，１５を設けない場合よりも、方向性結合器１１の方向性を改善できる。

≪実施例≫
以下、インピーダンス変換部として、抵抗をＬ字型に接続した抵抗回路を採用する実施例を説明する。なお、インピーダンス変換部としては、その他の構成、例えば、抵抗をπ型やＴ字型に接続し、各抵抗の抵抗値を非対称に配置した抵抗回路なども採用することができる。

図３は、本発明の実施例に係る方向性結合器２１の平面図である。また、図４（Ａ）は、方向性結合器２１の等価回路図である。

図３に示すように、方向性結合器２１は、半絶縁性のＧａＡｓ基板２０を備えている。ＧａＡｓ基板２０は、主面上に、主線路２２、副線路２３、信号入力電極（信号入力ポート）ＲＦｉｎ、信号出力電極（信号出力ポート）ＲＦｏｕｔ、カップリング電極（カップリングポート）ＣＰＬ、アイソレーション電極（アイソレーションポート）ＩＳＯ、グランド電極ＧＮＤ、および高抵抗ラインＲ１，Ｒ２が形成されている。主線路２２と副線路２３とは互いの長手方向が同方向を向き、互いに並行するように形成されている。信号入力電極ＲＦｉｎは、主線路２２の一端に接続して形成されている。信号出力電極ＲＦｏｕｔは、主線路２２の他端に接続して形成されている。カップリング電極ＣＰＬは、副線路２３の一端に高抵抗ラインＲ１を介して接続して形成されている。アイソレーション電極ＩＳＯは、副線路２３の他端に高抵抗ラインＲ１を介して接続されている。グランド電極ＧＮＤは、副線路２３の両端それぞれに高抵抗ラインＲ２を介して接続されている。

この方向性結合器２１は、ウェハ状のＧａＡｓ基板２０を用いた半導体薄膜プロセスにより形成される。半導体薄膜プロセスでは、蒸着、スパッタリング、またはメッキ等により、ウェハ上に電極材を形成した後、フォトリソグラフィプロセスによりレジスト膜を形成し、不要な電極材をエッチングにより除去する。または、先にフォトリソグラフィプロセスによりレジスト膜のパターンを形成した後、蒸着、スパッタリング、またはメッキ等によりレジスト膜パターン以外の部分に電極材を堆積させ、最後にレジスト膜を剥離（リフトオフ）することによって電極パターンを形成する。

より具体的には、ウェハ状のＧａＡｓ基板２０上に、複数の方向性結合器２１を構成する高抵抗ラインＲ１，Ｒ２を一度に形成し、その後に、複数の方向性結合器２１を構成する主線路２２、副線路２３、信号入力電極ＲＦｉｎ、信号出力電極ＲＦｏｕｔ、カップリング電極ＣＰＬ、アイソレーション電極ＩＳＯ、およびグランド電極ＧＮＤを一度に形成し、ウェハ分割により、複数の方向性結合器２１が一度に製造される。

このように半導体薄膜プロセスを用いて方向性結合器２１を製造すれば、各電極の形状精度を極めて高くでき、入力電力に対して−30dB〜−60dBと極めて小さい結合量やアイソレーションの出力特性であっても安定して実現することができる。したがって、方向性結合器２１を歩留まり良く実現できる。また、半導体薄膜プロセスを用いる場合、一般的なＳｉ基板を用いると基板の損失が大きく、方向性結合器２１の挿入損失が増加するが、ＧａＡｓ基板のような半絶縁性の基板を用いることで、挿入損失を小さくすることができる。また、半絶縁性の基板に方向性結合器だけでなく、他の能動素子を混載してデバイスの小型化や低価格化などを進めることもできる。

図４（Ａ）に示すように、方向性結合器２１は、インピーダンス変換部２４，２５を備えている。インピーダンス変換部２４，２５は、それぞれ高抵抗ラインＲ１，Ｒ２をＬ字型に接続してなる抵抗回路であり、インピーダンス変換の機能とともに、減衰器（アッテネータ）としての機能も有している。

ここで、主線路２２の構成するインダクタンスと副線路２３の構成するインダクタンスとはそれぞれ０．４ｎＨとし、両インダクタンス間の磁界結合係数は０．７とする。また、インダクタンスの両脇それぞれに配置される主線路２２と副線路２３との構成するキャパシタンスは０．０８ｐＦとし、電界結合係数は１．０とする。高抵抗ラインＲ１の構成する抵抗値は２７Ωとし、高抵抗ラインＲ２の構成する抵抗値は６４Ωとする。

このような数値設定であれば、ＣＰＬ，ＩＳＯポートに接続される負荷Ｚoが５０Ωの場合、副線路２３側からみた見かけ上のインピーダンスＺは約３５Ωとなり、インピーダンス比のＺ／Ｚoは約０．７となる。即ち、磁界結合係数Kmと電界結合係数Kcとの比０．７と略等しくなる。したがって、この方向性結合器２１では電界結合により副線路２３に発生する電流と、磁界結合により副線路２３に発生する電流とで、振幅が略一致することになり、良好な方向性を実現することが可能になる。

図４（Ｃ）は、シミュレーションに基づくインピーダンス変換部２４，２５の特性を示す図である。このインピーダンス変換部２４，２５の構成では、−6dBの減衰量を持つアッテネータとしても、インピーダンス変換部２４，２５が機能している。

ここで、本実施例と比較例とでの出力特性の差について説明する。図５（Ａ）は、第１の比較例に係る方向性結合器３１の等価回路図であり、図６（Ａ）は、第２の比較例に係る方向性結合器４１の等価回路図である。

方向性結合器３１は、電界結合係数Kcと磁界結合係数Kmとがともに１である理想回路であり、副線路の両端それぞれに一般的な−6dB減衰器（アッテネータ）を設けた構成である。また、方向性結合器４１は、電界結合係数Kcは１であるが磁界結合係数Kmが０．７であり、副線路の両端それぞれに一般的な−6dB減衰器（アッテネータ）を設けた構成である。

図４（Ｂ）は、シミュレーションに基づく本実施例に係る方向性結合器２１の出力特性を示す図である。図５（Ｂ）は、シミュレーションに基づく第１の比較例に係る方向性結合器３１の出力特性を示す図である。図６（Ｂ）は、シミュレーションに基づく第２の比較例に係る方向性結合器４１の出力特性を示す図である。
なお、図中に示す結合特性とは、信号入力ポートＲＦｉｎとカップリングポートＣＰＬとの間での結合度の周波数特性を指している。アイソレーション特性とは、信号入力ポートＲＦｉｎとアイソレーションポートＩＳＯとの間での結合度（アイソレーション）の周波数特性を指している。挿入損失特性とは、信号入力ポートＲＦｉｎと信号出力ポートＲＦｏｕｔとの間での結合度（結合損失）の周波数特性を指している。反射損失特性とは、信号入力ポートＲＦｉｎでの入出力の結合度（挿入損失）の周波数特性を指している。方向性特性とは、アイソレーション特性と結合特性との差分にあたる周波数特性を指している。

理想回路である方向性結合器３１では、約２ＧＨｚでの方向性が60.05dBであり、結合特性での結合量が−26.03dBである。一方、従来回路である方向性結合器４１では、２ＧＨｚでの方向性が9.54dBで、結合特性での結合量が−28.52dBである。本実施例に係る方向性結合器２１は、２ＧＨｚでの方向性が34.74dBで、結合特性での結合量が−26.85dBである。このように理想回路である方向性結合器３１では、高い方向性を実現できているが、従来回路である方向性結合器４１では低い方向性しか実現できていない。これにたいして本実施例に係る方向性結合器２１は、従来回路である方向性結合器４１と同様の磁界結合係数Kmであるにも関わらず、比較的高い方向性を実現できている。

このように、本実施例の構成においては、磁界結合係数Kmが低いものであっても、インピーダンス変換部を設けることにより、副線路２３の見かけの負荷を調整し、ひいては方向性結合器の方向性を改善できることがわかる。

以上に示した実施形態や実施例のように本発明は実施できるが、本発明の範囲は上述の実施形態の記載に制限されるものではない。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

ＣＰＬ…カップリングポート
ＩＳＯ…アイソレーションポート
ＲＦｉｎ…信号入力ポート
ＲＦｏｕｔ…信号出力ポート
１，１１，２１…方向性結合器
２，１２，２２…主線路
３，１３，２３…副線路
４，５，１４，１５，２４，２５…インピーダンス変換部
２０…ＧａＡｓ基板

この発明は、高周波信号の測定などの用途に利用される方向性結合器に関し、特に伝送線路型の方向性結合器に関する。

従来、高周波信号の測定などの用途に方向性結合器が用いられている。

図７（Ａ）は、携帯電話装置等のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｕｒｅｑｕｅｎｃｙ）送信回路１００の一般的なブロック図である。ＲＦ送信回路１００は、アンテナ１１１、方向性結合器１２０Ａ、送信電力増幅器１１３、変調回路１１２、および検波回路１１４を備えている。方向性結合器１２０Ａは伝送線路型のものであり、主線路１２１と結合線路（副線路）１２２とを備えている。主線路１２１はアンテナ１１１と送信電力増幅器１１３との間に接続されている。検波回路１１４は方向性結合器１２０Ａの副線路１２２に接続されており、主線路１２１と結合する副線路１２２からの信号に基づいて送信電力増幅器１１３を制御する。

図７（Ｂ）および図７（Ｃ）は、方向性結合器１２０Ａの等価回路図である。ここでは、方向性結合器１２０Ａは、主線路１２１と副線路１２２との間に発生する相互インダクタンスMの磁界結合係数（Km）が１である理想的な回路としている。主線路１２１の両端は信号入力ポートＲＦｉｎと信号出力ポートＲＦｏｕｔとに接続されている。信号入力ポートＲＦｉｎは、送信電力増幅器１１３が接続されるものである。信号出力ポートＲＦｏｕｔは、アンテナ１１１が接続されるものである。副線路１２２の両端はカップリングポートＣＰＬとアイソレーションポートＩＳＯとに接続されている。カップリングポートＣＰＬは、検波回路１１４が接続されるものである。アイソレーションポートＩＳＯは、終端抵抗が接続されるものである。主線路１２１と副線路１２２とは、両線路間の分布容量（結合容量）Cにより互いに電界結合するとともに、相互インダクタンスMにより互いに磁界結合する。

図７（Ｂ）に示すように、信号入力ポートＲＦｉｎから信号Ｓ１が入力されると、電界結合によって、副線路１２２でカップリングポートＣＰＬの方向に信号Ｓ２が、アイソレーションポートＩＳＯの方向に信号Ｓ３が伝搬する。また、磁界結合によって、副線路１２２とグランド（ＧＮＤ）とによる閉ループでアイソレーションポートＩＳＯからカップリングポートＣＰＬの方向に信号Ｓ４、信号Ｓ５が伝搬する。カップリングポートＣＰＬに流れる信号Ｓ２，Ｓ４は位相が揃い、カップリングポートＣＰＬからは信号Ｓ２と信号Ｓ４の電力を加算した信号が出力される。一方、アイソレーションポートＩＳＯに流れる信号Ｓ３，Ｓ５は位相が逆相であり、アイソレーションポートＩＳＯでは信号Ｓ３と信号Ｓ５の電力が打ち消し合うことになる。したがって、方向性結合器１２０ＡのカップリングポートＣＰＬの出力から、ＲＦ送信回路１００の出力電力を検出することが可能である。

また、図７（Ｃ）に示すように、アンテナからの反射等により信号出力ポートＲＦｏｕｔに信号Ｓ６が入力されると、電界結合によって、副線路１２２でカップリングポートＣＰＬの方向に信号Ｓ７が、アイソレーションポートＩＳＯの方向に信号Ｓ８が伝搬する。また、磁界結合によって、カップリングポートＣＰＬからアイソレーションポートＩＳＯの方向に信号Ｓ９、信号Ｓ１０が伝搬する。アイソレーションポートＩＳＯに流れる信号Ｓ８，Ｓ１０は位相が揃い、アイソレーションポートＩＳＯからは信号Ｓ８と信号Ｓ１０の電力を加算した信号が出力される。一方、カップリングポートＣＰＬに流れる信号Ｓ７，Ｓ９は位相が逆相であり、カップリングポートＣＰＬでは信号Ｓ７と信号Ｓ９の電力が打ち消し合うことになる。したがって、アンテナからの反射等による信号Ｓ６の影響は、カップリングポートＣＰＬには及ばず、アイソレーションポートＩＳＯにのみ及ぶことになる。通常は、アイソレーションポートＩＳＯには、終端抵抗が接続されるが、近年では、アンテナからの反射を検出して、ＲＦ送信回路を制御するために検波回路が設けられることもある。なお、アンテナからの反射を検出する場合、各ポート（信号入力ポート、信号出力ポート、カップリングポート、アイソレーションポート）の名前と機能とが異なることになるが、以下の説明では、送信信号に対する各ポートの名称をそのまま使用する。

このようにＲＦ通信回路で利用される方向性結合器では、結合容量Cは電界結合係数（Kc）に応じたものになり、相互インダクタンスMは磁界結合係数（Km）に応じたものになる。理想的な方向性結合器では、電界結合係数（Kc）と磁界結合係数（Km）とがともに１であり、電界結合による信号と磁界結合による信号とを、アイソレーションポートやカップリングポートで完全に打ち消し合わせることが可能である。しかしながら、実際の方向性結合器では、引き回し配線やワイヤ等の周辺回路による寄生インダクタンスが存在して、磁界結合係数（Km）を上述のように１にすることは困難である。そのため、電界結合による信号と磁界結合による信号とを完全に打ち消しあわせることが難しく、方向性結合器の理想的な方向性を実現することは困難である。

方向性結合器の磁界結合係数（Km）の低下に合わせて、電界結合係数（Kc）を調整する（低下させる）ことにより、電界結合による信号と磁界結合による信号とを、アイソレーションポートやカップリングポートで完全に打ち消し合わせることは可能である。しかしながら、電界結合係数（Kc）を低下させるためには、主線路と副線路との間の線路間隔を大きくするなどの物理的構造の変更が必要になる。そのような物理的構造の変更により、方向性結合器の大型化が招来されたり、磁界結合係数（Km）のさらなる変動や低下が招来されたりする。このため、電界結合係数（Kc）の調整は極力回避すべきである。

そこで、アイソレーションポートに接続される終端抵抗に替えて、インピーダンスを調整可能な負荷回路が用いられることがある（例えば、特許文献１参照）。図８（Ａ）は、負荷回路が接続された方向性結合器の構成例を示す回路図である。この方向性結合器１２０Ｂは、アイソレーションポートＩＳＯに負荷回路１２３が設けられている。負荷回路１２３は、アイソレーションポートＩＳＯとグランド電位との間に並列に接続された、抵抗Ｒと、インダクタンスＬと、コンデンサＣとを備えている。この負荷回路１２３では、抵抗ＲやインダクタンスＬ、コンデンサＣの調整により、インピーダンスを変更することができ、これにより、方向性結合器１２０Ｂの方向性を改善可能になっている。

なお、方向性結合器の副線路にはアッテネータが付設されることがある（例えば、特許文献２）。図８（Ｂ）は、アッテネータを設けた方向性結合器の構成例を示す回路図である。この方向性結合器１２０Ｃは、カップリングポートＣＰＬやアイソレーションポートＩＳＯでの不整合による影響を除くために、カップリングポートＣＰＬやアイソレーションポートＩＳＯにアッテネータ１２４Ａ，１２４Ｂが接続されている。

特開平０１−２７４５０２号公報 特開２００９−０４４３０３号公報

方向性結合器のアイソレーションポートに負荷回路を設ける場合、信号入力ポートからの入力信号に対して、方向性結合器の方向性を改善することが可能である。しかしながら、信号出力ポートからの反射信号を検波することはできず、反射信号に対する検波を行えるように構成を変更することも困難である。

これは、以下の理由による。

理由１）カップリングポートに接続される検波回路と同様な構成の検波回路を、負荷回路と並列にアイソレーションポートに接続しても、負荷回路による反射によって、アイソレーションポートでアンテナ反射信号の検波に必要な電力が得られない。

理由２）アイソレーションポートに接続される負荷回路と同様な構成の負荷回路を、検波回路と並列にカップリングポートに接続しても、負荷回路による反射によって、カップリングポートで送信信号の検波に必要な電力が得られない。

そこで、この発明の目的は、信号入力ポートからの信号に対しても、信号出力ポートからの信号に対しても検波を実現でき、良好な方向性を得ることができる方向性結合器を提供することにある。

この発明に係る方向性結合器は、主線路と、副線路と、第１のインピーダンス変換部と、第２のインピーダンス変換部と、を備えている。主線路は、信号入力ポートと信号出力ポートとの間に接続されている。副線路は、結合容量と相互インダクタンスとにより主線路に結合している。副線路は、カップリングポートとアイソレーションポートとの間に接続されている。第１のインピーダンス変換部は、カップリングポートと副線路との間に接続されていて、副線路からみたインピーダンスが、カップリングポートからみたインピーダンスと相違する。第２のインピーダンス変換部は、アイソレーションポートと副線路との間に接続されていて、副線路からみたインピーダンスが、アイソレーションポートからみたインピーダンスと相違している。

この構成では、第１のインピーダンス変換部と第２のインピーダンス変換部とを設けることにより、副線路の見かけの負荷を変更することが可能になる。この負荷の変更に対して、電界結合により副線路に発生する電流の振幅は独立であるが、磁界結合により副線路に発生する電流の振幅は変動する。したがって、この負荷を適切に調整することで、磁界結合により副線路に発生する電流の振幅を、電界結合により副線路に発生する電流に一致させ、方向性結合器の方向性を改善することが可能になる。

上述の方向性結合器において、各インピーダンス変換部を副線路側からみたインピーダンスがポート側からみたインピーダンスよりも小さいと好適である。

上述の方向性結合器において、各インピーダンス変換部を副線路側からみたインピーダンスとポート側からみたインピーダンスとの比は、磁界結合係数と電界結合係数との比と略等しいと好適である。

上述の方向性結合器において、主線路、副線路、第１のインピーダンス変換部、及び第２のインピーダンス変換部は、薄膜プロセスにより形成されていると好適である。

上述の方向性結合器において、主線路、副線路、第１のインピーダンス変換部、及び第２のインピーダンス変換部が同一主面上に形成されている半絶縁性基板を備えると好適である。

この発明によれば、第１のインピーダンス変換部と第２のインピーダンス変換部とを副線路の両端に設けて、第１のインピーダンス変換部および第２のインピーダンス変換部を副線路からみたインピーダンスを調整することで、副線路の見かけの負荷を調整できる。この負荷の調整を適切に行うことにより、方向性結合器の方向性を改善することが可能になる。

本発明の第１の実施形態に係る方向性結合器を示す模式図である。 本発明の第２の実施形態に係る方向性結合器を示す模式図である。 本発明の実施例に係る方向性結合器の構成例を示す平面図である。 本発明の実施例に係る方向性結合器の等価回路について説明する図である。 実施例との比較に係る方向性結合器の等価回路について説明する図である。 実施例との比較に係る方向性結合器の等価回路について説明する図である。 方向性結合器の従来構成例を示す回路図である。 方向性結合器の従来構成例を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態に係る方向性結合器の概略構成および動作について説明する。

《第１の実施形態》
図１は、本発明の第１の実施形態に係る方向性結合器１の模式図である。

方向性結合器１は、外部接続端子として、信号入力ポートＲＦｉｎと信号出力ポートＲＦｏｕｔとカップリングポートＣＰＬとアイソレーションポートＩＳＯとを備えている。この方向性結合器１がＲＦ送信回路に用いられる場合には、信号入力ポートＲＦｉｎは、送信電力増幅器が接続されるものである。信号出力ポートＲＦｏｕｔは、アンテナが接続されるものである。カップリングポートＣＰＬは、検波回路または終端抵抗が接続されるものである。アイソレーションポートＩＳＯは、終端負荷または検波回路が接続されるものである。

また、方向性結合器１は、内部要素として、主線路２と結合線路（副線路）３とインピーダンス変換部４，５とを備えている。主線路２は、信号入力ポートＲＦｉｎと信号出力ポートＲＦｏｕｔとの間に接続されている。副線路３は、主線路２との電界結合係数Kcが約１となるように構成されていて、その電界結合係数Kcに応じて定まる分布容量（結合容量）により主線路２と容量結合する。また、副線路３は、主線路２との磁界結合係数Kmが１よりも小さくなるように構成されていて、その磁界結合係数Kmに応じて定まる相互インダクタンスにより主線路２と磁界結合する。

インピーダンス変換部４は、カップリングポートＣＰＬと副線路３の第一端との間に接続されている。このインピーダンス変換部４は、副線路３側からみたインピーダンスZ1が、カップリングポートＣＰＬ側からみたインピーダンスZcplよりも小さい所定値( Zcpl * Km / Kc )に設定されている。インピーダンス変換部５は、アイソレーションポートＩＳＯと副線路３の第二端との間に接続されていて、副線路３側からみたインピーダンスZ2が、アイソレーションポートＩＳＯ側からみたインピーダンスZisoよりも小さい所定値( Ziso * Km / Kc )に設定されている。

この方向性結合器１では、主線路２と副線路３との磁界結合により副線路３に電流（Im）が発生する。この電流Imは、主線路２と副線路３の線路幅、線路厚、主線路２と副線路３との線路間隔、周辺誘電率などの物理的構造により定まる磁界結合係数Kmと、副線路３の見かけの負荷Z（=Z1，Z2）とに応じたものになる。具体的には、磁界結合による電流Imは、角周波数ω、磁界結合係数Km、磁界結合係数Kmが１の理想的な回路での相互インダクタンスMo、主線路の電流I、副線路のみかけの負荷Z、として、以下の式１で決定される。

式１・・・Im = j * ω * Km * Mo * I / ( 2 * Z )
即ち、磁界結合による電流Imは、副線路のみかけの負荷Zに応じて変動する。

また、主線路２と副線路３との電界結合により副線路３に電流（Ic）が発生する。この電流Icは、主線路２と副線路３の線路幅、線路厚、主線路２と副線路３との線路間隔、周辺誘電率などの物理的構造により定まる電界結合係数Kcに応じたものになる。具体的には、電界結合による電流Icは、角周波数ω、電界結合係数Kc、電界結合係数Kcが１の理想的な回路での結合容量Co、主線路の電圧Vとして、以下の式２で決定される。

式２・・・Ic = j * ω * Kc * Co * V / 2
即ち、電界結合による電流Icは、副線路のみかけの負荷Zから独立して定まる。

信号入力ポートＲＦｉｎから入力される信号（ＲＦ送信回路における送信信号）に対して、電流Imと電流Icとは、カップリングポートＣＰＬでは位相が同相となり、振幅が加算される。一方、アイソレーションポートＩＳＯでは電流Imと電流Icとの位相が逆相となり、振幅が打ち消しあう。

また、信号出力ポートＲＦｏｕｔから入力される信号（ＲＦ送信回路におけるアンテナ反射信号）に対して、電流Imと電流Icとは、アイソレーションポートＩＳＯでは位相が同相となり、振幅が加算される。一方、カップリングポートＣＰＬでは電流Imと電流Icとの位相が逆相となり、振幅が打ち消しあう。

アイソレーションポートＩＳＯやカップリングポートＣＰＬで、電流Imと電流Icとが完全に打ち消しあうためには、電流Imの振幅と電流Icの振幅とが一致する必要がある。そのためには、式１と式２とに基づく次の式３が成り立つ必要がある。

式３・・・Im / Ic = j * ω * Km * Mo * I / ( 2 * Z) / (( j * ω * Kc * Co* V) / 2)
= Km * Mo * I / ( Z * Kc * Co * V)
= 1
ここで、磁界結合係数Kmと電界結合係数Kcとが１であり、インピーダンス変換部４，５が無い理想的な方向性結合器での電流Imと電流Icとの比を考えると、このときの副線路３の見かけの負荷をZoとして、式３に基づく次の式４がなりたつ。

式４・・・Im / Ic = Mo*I/ ( Co* V * Zo ) = 1
即ち、次の式５が成り立つ。

式５・・・Mo*I / ( Co* V) = Zo
そして、式３に式５を代入すると、次の式６が成り立つ。

式６・・・Im / Ic = Km *Mo* I / ( Kc * Co* V * Z ) = ( Km / Kc ) / ( Z / Zo )
したがって、この方向性結合器１において、インピーダンス変換部４，５を設けた場合の副線路の見かけの負荷Zと、インピーダンス変換部４，５の無い理想的な回路での副線路の負荷Zoとの比（Z / Zo）を、磁界結合係数と電界結合係数との比( Km / Kc )と等しくすることで、電流Imと電流Icとを等しくすることができる。

この比（Z / Zo）は、インピーダンス変換部４，５を副線路３側からみたインピーダンス（Z1，Z2）とポート側からみたインピーダンス（Zcpl，Ziso）との比と等価である。したがって、インピーダンス変換部４，５を副線路３側からみたインピーダンス（Z1，Z2）を所定値（ Zcpl * Km / Kc および Ziso * Km / Kc ）に調整することで、磁界結合係数Kmがどのようなものであっても、電界結合による電流Icから独立に、磁界結合による電流Imを、振幅が電流Icの振幅と一致するように調整することができる。このため、方向性結合器１の方向性を改善することができる。

≪第２の実施形態≫
図２は、本発明の第２の実施形態に係る方向性結合器１１の模式図である。

この方向性結合器１１は、内部要素として、主線路１２と副線路１３とインピーダンス変換部１４，１５とを備えている。方向性結合器１１は、第１の実施形態で示した方向性結合器と同様な構成であるが、副線路１３のみかけの負荷が異なる。具体的には、インピーダンス変換部１４を副線路１３側からみたインピーダンス（Z1）が、インピーダンス変換部１４をカップリングポートＣＰＬ側からみたインピーダンス（Zcpl）よりも小さい。また、インピーダンス変換部１５を副線路１３側からみたインピーダンス（Z2）が、インピーダンス変換部１５をアイソレーションポートＩＳＯ側からみたインピーダンス（Ziso）よりも小さい。

このような構成であっても、磁界結合係数Kmが１よりも低下していることによる電流Imの低下を、副線路のみかけの負荷Z（Z1，Z2）の低減による電流Imの増加により相殺することができる。したがって、インピーダンス変換部１４，１５を設けない場合よりも、方向性結合器１１の方向性を改善できる。

≪実施例≫
以下、インピーダンス変換部として、抵抗をＬ字型に接続した抵抗回路を採用する実施例を説明する。なお、インピーダンス変換部としては、その他の構成、例えば、抵抗をπ型やＴ字型に接続し、各抵抗の抵抗値を非対称に配置した抵抗回路なども採用することができる。

図３は、本発明の実施例に係る方向性結合器２１の平面図である。また、図４（Ａ）は、方向性結合器２１の等価回路図である。

図３に示すように、方向性結合器２１は、半絶縁性のＧａＡｓ基板２０を備えている。ＧａＡｓ基板２０は、主面上に、主線路２２、副線路２３、信号入力電極（信号入力ポート）ＲＦｉｎ、信号出力電極（信号出力ポート）ＲＦｏｕｔ、カップリング電極（カップリングポート）ＣＰＬ、アイソレーション電極（アイソレーションポート）ＩＳＯ、グランド電極ＧＮＤ、および高抵抗ラインＲ１，Ｒ２が形成されている。主線路２２と副線路２３とは互いの長手方向が同方向を向き、互いに並行するように形成されている。信号入力電極ＲＦｉｎは、主線路２２の一端に接続して形成されている。信号出力電極ＲＦｏｕｔは、主線路２２の他端に接続して形成されている。カップリング電極ＣＰＬは、副線路２３の一端に高抵抗ラインＲ１を介して接続して形成されている。アイソレーション電極ＩＳＯは、副線路２３の他端に高抵抗ラインＲ１を介して接続されている。グランド電極ＧＮＤは、副線路２３の両端それぞれに高抵抗ラインＲ２を介して接続されている。

この方向性結合器２１は、ウェハ状のＧａＡｓ基板２０を用いた半導体薄膜プロセスにより形成される。半導体薄膜プロセスでは、蒸着、スパッタリング、またはメッキ等により、ウェハ上に電極材を形成した後、フォトリソグラフィプロセスによりレジスト膜を形成し、不要な電極材をエッチングにより除去する。または、先にフォトリソグラフィプロセスによりレジスト膜のパターンを形成した後、蒸着、スパッタリング、またはメッキ等によりレジスト膜パターン以外の部分に電極材を堆積させ、最後にレジスト膜を剥離（リフトオフ）することによって電極パターンを形成する。

より具体的には、ウェハ状のＧａＡｓ基板２０上に、複数の方向性結合器２１を構成する高抵抗ラインＲ１，Ｒ２を一度に形成し、その後に、複数の方向性結合器２１を構成する主線路２２、副線路２３、信号入力電極ＲＦｉｎ、信号出力電極ＲＦｏｕｔ、カップリング電極ＣＰＬ、アイソレーション電極ＩＳＯ、およびグランド電極ＧＮＤを一度に形成し、ウェハ分割により、複数の方向性結合器２１が一度に製造される。

このように半導体薄膜プロセスを用いて方向性結合器２１を製造すれば、各電極の形状精度を極めて高くでき、入力電力に対して−30dB〜−60dBと極めて小さい結合量やアイソレーションの出力特性であっても安定して実現することができる。したがって、方向性結合器２１を歩留まり良く実現できる。また、半導体薄膜プロセスを用いる場合、一般的なＳｉ基板を用いると基板の損失が大きく、方向性結合器２１の挿入損失が増加するが、ＧａＡｓ基板のような半絶縁性の基板を用いることで、挿入損失を小さくすることができる。また、半絶縁性の基板に方向性結合器だけでなく、他の能動素子を混載してデバイスの小型化や低価格化などを進めることもできる。

図４（Ａ）に示すように、方向性結合器２１は、インピーダンス変換部２４，２５を備えている。インピーダンス変換部２４，２５は、それぞれ高抵抗ラインＲ１，Ｒ２をＬ字型に接続してなる抵抗回路であり、インピーダンス変換の機能とともに、減衰器（アッテネータ）としての機能も有している。

ここで、主線路２２の構成するインダクタンスと副線路２３の構成するインダクタンスとはそれぞれ０．４ｎＨとし、両インダクタンス間の磁界結合係数は０．７とする。また、インダクタンスの両脇それぞれに配置される主線路２２と副線路２３との構成するキャパシタンスは０．０８ｐＦとし、電界結合係数は１．０とする。高抵抗ラインＲ１の構成する抵抗値は２７Ωとし、高抵抗ラインＲ２の構成する抵抗値は６４Ωとする。

このような数値設定であれば、ＣＰＬ，ＩＳＯポートに接続される負荷Ｚoが５０Ωの場合、副線路２３側からみた見かけ上のインピーダンスＺは約３５Ωとなり、インピーダンス比のＺ／Ｚoは約０．７となる。即ち、磁界結合係数Kmと電界結合係数Kcとの比０．７と略等しくなる。したがって、この方向性結合器２１では電界結合により副線路２３に発生する電流と、磁界結合により副線路２３に発生する電流とで、振幅が略一致することになり、良好な方向性を実現することが可能になる。

図４（Ｃ）は、シミュレーションに基づくインピーダンス変換部２４，２５の特性を示す図である。このインピーダンス変換部２４，２５の構成では、−6dBの減衰量を持つアッテネータとしても、インピーダンス変換部２４，２５が機能している。

ここで、本実施例と比較例とでの出力特性の差について説明する。図５（Ａ）は、第１の比較例に係る方向性結合器３１の等価回路図であり、図６（Ａ）は、第２の比較例に係る方向性結合器４１の等価回路図である。

方向性結合器３１は、電界結合係数Kcと磁界結合係数Kmとがともに１である理想回路であり、副線路の両端それぞれに一般的な−6dB減衰器（アッテネータ）を設けた構成である。また、方向性結合器４１は、電界結合係数Kcは１であるが磁界結合係数Kmが０．７であり、副線路の両端それぞれに一般的な−6dB減衰器（アッテネータ）を設けた構成である。

図４（Ｂ）は、シミュレーションに基づく本実施例に係る方向性結合器２１の出力特性を示す図である。図５（Ｂ）は、シミュレーションに基づく第１の比較例に係る方向性結合器３１の出力特性を示す図である。図６（Ｂ）は、シミュレーションに基づく第２の比較例に係る方向性結合器４１の出力特性を示す図である。

なお、図中に示す結合特性とは、信号入力ポートＲＦｉｎとカップリングポートＣＰＬとの間での結合度の周波数特性を指している。アイソレーション特性とは、信号入力ポートＲＦｉｎとアイソレーションポートＩＳＯとの間での結合度（アイソレーション）の周波数特性を指している。挿入損失特性とは、信号入力ポートＲＦｉｎと信号出力ポートＲＦｏｕｔとの間での結合度（結合損失）の周波数特性を指している。反射損失特性とは、信号入力ポートＲＦｉｎでの入出力の結合度（挿入損失）の周波数特性を指している。方向性特性とは、アイソレーション特性と結合特性との差分にあたる周波数特性を指している。

理想回路である方向性結合器３１では、約２ＧＨｚでの方向性が60.05dBであり、結合特性での結合量が−26.03dBである。一方、従来回路である方向性結合器４１では、２ＧＨｚでの方向性が9.54dBで、結合特性での結合量が−28.52dBである。本実施例に係る方向性結合器２１は、２ＧＨｚでの方向性が34.74dBで、結合特性での結合量が−26.85dBである。このように理想回路である方向性結合器３１では、高い方向性を実現できているが、従来回路である方向性結合器４１では低い方向性しか実現できていない。これにたいして本実施例に係る方向性結合器２１は、従来回路である方向性結合器４１と同様の磁界結合係数Kmであるにも関わらず、比較的高い方向性を実現できている。

このように、本実施例の構成においては、磁界結合係数Kmが低いものであっても、インピーダンス変換部を設けることにより、副線路２３の見かけの負荷を調整し、ひいては方向性結合器の方向性を改善できることがわかる。

以上に示した実施形態や実施例のように本発明は実施できるが、本発明の範囲は上述の実施形態の記載に制限されるものではない。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

ＣＰＬ…カップリングポート ＩＳＯ…アイソレーションポート ＲＦｉｎ…信号入力ポートＲＦｏｕｔ…信号出力ポート１，１１，２１…方向性結合器２，１２，２２…主線路３，１３，２３…副線路４，５，１４，１５，２４，２５…インピーダンス変換部２０…ＧａＡｓ基板

Claims (6)

1. 信号入力ポートと信号出力ポートとの間に接続されている主線路と、
   結合容量と相互インダクタンスとにより前記主線路に結合しており、カップリングポートとアイソレーションポートとの間に接続されている副線路と、
   前記カップリングポートと前記副線路との間に設けられており、インピーダンスを変換する第１のインピーダンス変換部と、
   前記アイソレーションポートと前記副線路との間に設けられており、インピーダンスを変換する第２のインピーダンス変換部と、
   を備える、方向性結合器。
2. 前記第１のインピーダンス変換部は、前記副線路側からみたインピーダンスが、前記カップリングポート側からみたインピーダンスと相違しており、
   前記第２のインピーダンス変換部は、前記副線路からみたインピーダンスが、前記アイソレーションポートからみたインピーダンスと相違している、請求項１に記載の方向性結合器。
3. 前記第１のインピーダンス変換部と前記第２のインピーダンス変換部は、前記副線路側からみたインピーダンスがポート側からみたインピーダンスよりも小さい、請求項１または２に記載の方向性結合器。
4. 前記第１のインピーダンス変換部と前記第２のインピーダンス変換部は、前記副線路側からみたインピーダンスとポート側からみたインピーダンスとの比が、磁界結合係数と電界結合定数との比と略等しい、請求項１〜３のいずれかに記載の方向性結合器。
5. 前記主線路、前記副線路、前記第１のインピーダンス変換部、及び前記第２のインピーダンス変換部は、薄膜プロセスにより形成されている、請求項１〜４のいずれかに記載の方向性結合器。
6. 前記主線路、前記副線路、前記第１のインピーダンス変換部、及び前記第２のインピーダンス変換部が同一主面上に形成されている半絶縁性基板を備える、請求項１〜５のいずれかに記載の方向性結合器。

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