JPWO2013038617A1 - 非接触給電装置 - Google Patents

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Abstract

一次側巻線５と二次側巻線６との空間的ギャップが変化した場合でも、一次側巻線５と二次側巻線６とが対向配置されているか否かを正しく検知するだけでなく、一次側巻線５と二次側巻線６との空間的ギャップがどの程度であるかを検出することのできる非接触給電装置１を得るために、インバータ回路３の駆動電圧を検出する駆動電圧検出部７と、インバータ回路３の駆動電流を検出する駆動電流検出部８と、駆動電圧および駆動電流から、インバータ回路３の駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次駆動電圧および１次駆動電流を抽出する１次成分抽出部１２とを備える。

Description

この発明は、電磁誘導型の非接触給電装置に関する。
従来の非接触給電装置においては、一次側巻線と二次側巻線とが対向配置されていない状態で一次側巻線に高周波電力を供給しないようにする手段が数多く提案されている。例えば、一次側巻線の電圧と電流との位相差に基づいて、一次側巻線と二次側巻線とが対向配置されているか否かを検知することができる（例えば特許文献１参照）。
特許第３５４６２７９号公報(第４−５頁、第２、３図)
特許文献１のような従来の非接触給電装置では、負荷または一次側巻線と二次側巻線との空間的ギャップが変化した場合、その影響を受けて一次側巻線の電圧と電流の位相差が変動してしまう。このため、一次側巻線と二次側巻線とが対向配置されているか否かを誤検知してしまう恐れがあるという問題点があった。また、一次側巻線と二次側巻線との空間的ギャップが大きい状態では、変換効率が悪い送電・受電を行ってしまう恐れがあるという問題点があった。
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、負荷または一次側巻線と二次側巻線との空間的ギャップが変化した場合でも、一次側巻線と二次側巻線とが対向配置されているか否かを正しく検知するだけでなく、一次側巻線と二次側巻線との空間的ギャップがどの程度の大きさであるかを検出することのできる非接触給電装置を得るものである。
この発明に係る非接触給電装置は、高周波電力を出力するインバータ回路と、インバータ回路を制御する制御回路と、インバータ回路から高周波電力が供給され、第１のコンデンサと共振して電磁誘導によって送電を行う一次側巻線と、一次側巻線との間で空間的ギャップを介し、第２のコンデンサと共振して一次側巻線との電磁誘導によって受電を行う二次側巻線と、インバータ回路の駆動電圧を検出する駆動電圧検出部と、インバータ回路の駆動電流を検出する駆動電流検出部と、駆動電圧および駆動電流から、インバータ回路の駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次駆動電圧および１次駆動電流を抽出する１次成分抽出部とを備えたものである。
この発明に係る非接触給電装置は、インバータ回路の駆動電圧を検出する駆動電圧検出部と、インバータ回路の駆動電流を検出する駆動電流検出部と、駆動電圧および駆動電流から、インバータ回路の駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次駆動電圧および１次駆動電流を抽出する１次成分抽出部とを備えたので、一次側巻線と二次側巻線とが対向しているか否か検知し、更に一次側巻線と二次側巻線との空間的ギャップがどの程度の大きさであるかを検出することができる。
この発明の実施の形態１における非接触給電装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態１における駆動電圧検出部および駆動電流検出部によって検出された駆動電圧および駆動電流の波形図である。 この発明の実施の形態１における非接触給電部を示す斜視図である。 図３のＡ−Ａ断面図である。 この発明の実施の形態１における一次側巻線と二次側巻線との間の空間的ギャップおよび負荷の大きさを変化させたときのインバータ負荷のインピーダンスの大きさと位相との関係を示すグラフである。 図５のインバータ負荷のインピーダンスの大きさと位相との関係を示すグラフに駆動禁止領域を示したものである。 図５のインバータ負荷のインピーダンスの大きさと位相との関係を示すグラフに短絡故障領域を示したものである。
実施の形態１．
図１は、この発明を実施するための実施の形態１における非接触給電装置の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。図１において、非接触給電装置１は、直流電源２と、高周波電力を出力するインバータ回路３と、インバータ回路３を制御する制御回路４と、インバータ回路３から高周波電力を供給され、第１のコンデンサである直列コンデンサＣＳと共振して電磁誘導によって送電を行う一次側巻線５と、一次側巻線５との間で空間的ギャップを介し、第２のコンデンサである並列コンデンサＣＰと共振して一次側巻線５との電磁誘導によって受電を行う二次側巻線６と、一次側巻線５と二次側巻線６との間で送電・受電された電力を消費する負荷ＲＬと、インバータ回路３の駆動電圧を検出する駆動電圧検出部７と、インバータ回路３の駆動電流を検出する駆動電流検出部８とを備える。
ただし、図１に示したコンデンサの直列接続や並列接続は一例であり、これに限定されない。例えば、直列コンデンサＣｓの代わりに一次側巻線５と並列にコンデンサを接続してもよい。いずれにせよ、一次側および二次側にそれぞれＬＣ共振回路を形成することによって、一次側巻線と二次側巻線との空間的ギャップが広くても高効率に電力伝送を行う点が、本発明を適用する非接触給電装置の基本的な特徴である。
図１では、一次側巻線５と二次側巻線６との巻線方向が同じ極性になるように図示しているが、巻線方向が逆極性になってもよい。なお、本実施の形態１においては、非接触給電装置１のうちの二次側巻線６、並列コンデンサＣＰ、および負荷ＲＬは移動体側に設置され、それ以外のものは固定側に設置される。例えば、エレベータに本願発明に係る非接触給電装置を適用する場合、移動体側はかご、固定側は地上設備となる。
直流電源２は、二相または三相の交流電源（図示せず）からの交流電力を整流回路（図示せず）およびフィルタ回路（図示せず）によって直流電力に変換したものであってもよい。インバータ回路３は、任意の回路構成のものを用いることができ、例えばハーフブリッジ回路またはフルブリッジ回路で構成することができる。
また、一次側巻線５および二次側巻線６は、フェライト等から成る鉄心９に巻かれたものであってもよい。一次側巻線５に高周波電力が供給されると、その周囲に交流磁場が形成され、交流磁場が二次側巻線６を鎖交し、電磁誘導現象によって二次側巻線６に誘導起電力が発生する。これによって、一次側巻線５と二次側巻線６との間で、非接触で送電・受電が行われる。
非接触給電装置１は、一次側巻線５および二次側巻線６によって構成される非接触給電部１０において磁気的に結合している。このため、インバータ回路３の駆動電圧および駆動電流は、直列コンデンサＣＳ、一次側巻線５、並列コンデンサＣＰ、二次側巻線６および負荷ＲＬによって構成されるインバータ負荷１１に依存する。なお、インバータ負荷とは、インバータ回路３から電力が供給される回路構成を意味しており、図１に示す構成に限られるものではない。例えば、図１に示す二次側巻線６と負荷ＲＬとの間に、整流器と平滑リアクトルと平滑コンデンサとで構成される整流回路が接続される場合、この整流回路を含めた回路構成がインバータ負荷となる。さらに、この整流回路と負荷ＲＬとの間にＤＣ／ＤＣコンバータが接続される場合、整流回路およびＤＣ／ＤＣコンバータを含めた回路構成がインバータ負荷となる。
駆動電圧検出部７は、直列コンデンサＣＳと一次側巻線５との直列回路の両端に印加される駆動電圧Ｖを検出するものであり、抵抗分圧回路など、当業者によって容易に想到される任意の回路構成を適用できる。同様に、駆動電流検出部８は、直列コンデンサＣＳおよび一次側巻線５に流れる駆動電流Ｉを測定するものであり、任意の回路構成を用いることができる。本願発明に係る駆動電流検出部８としては、たとえばカレントトランスが採用される。
さらに、本願発明に係る非接触給電装置１は、駆動電圧検出部７および駆動電流検出部８に電気的に接続された１次成分抽出部１２を備える。インバータ回路３を所定の駆動周波数（例えば１０ｋＨｚ）を有する制御信号で駆動するとき、駆動電圧検出部７および駆動電流検出部８は、高周波変調された駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを検出する。１次成分抽出部１２は、駆動電圧検出部７および駆動電流検出部８によって検出された駆動電圧および駆動電流から、インバータ回路３の駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次駆動電圧Ｖ１および１次駆動電流Ｉ１を抽出する。
図２に、実施の形態１における駆動電圧検出部および駆動電流検出部によって検出された駆動電圧および駆動電流の波形図の一例を示す。図２において、横軸は時間、縦軸はそれぞれ電圧、電流を示す。そして、１次成分抽出部１２は、駆動電圧検出部７および駆動電流検出部８で検出された図２に示す駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを、例えば駆動周波数の整数倍のサンプリング周波数を用いて離散フーリエ変換することによって駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分（すなわち駆動周波数と同一の周波数を有する成分）だけを抽出することができる。図２の場合、１次成分抽出部１２は、図２に示したようなインバータ回路３の駆動周波数の単一周期（例えば、駆動周波数が１０ｋＨｚのとき、１周期は１００μｓｅｃ）に相当する時間における駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉに基づいて、１次駆動電圧Ｖ１および１次駆動電流Ｉ１を抽出する。
なお、１次成分抽出部１２において、複数の高次周波数成分を有する信号から１次成分だけを抽出する手法およびアルゴリズムとしては任意のものを利用することができる。例えば、一般に市販されたソフトウェアを用いて駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分だけを抽出することができる。あるいは、駆動周波数の１次成分を通過し、高調波成分を減衰させるローパスフィルターを用いても良い。ただし、後述のように１次成分の振幅と位相情報を利用するため、ローパスフィルターを用いる場合には、１次成分の位相が変化しないような特性を有するローパスフィルターを用いるか、あるいは駆動電圧信号および駆動電流信号に、同じ特性を有するローパスフィルターを適用し、電圧と電流との位相差が変化しないようにする必要がある。
本願発明に係る１次成分抽出部１２において、フーリエ変換を用いた場合には、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分は式（１）、式（２）のように複素表示される。
Ｖ１＝Ｖ１Ｒｅ＋ｊ×Ｖ１Ｉｍ ・・・（１）
Ｉ１＝Ｉ１Ｒｅ＋ｊ×Ｉ１Ｉｍ ・・・（２）
ここで、Ｖ１は駆動電圧Ｖの１次成分である１次駆動電圧を示し、Ｉ１は駆動電流Ｉの１次成分である１次駆動電流を示す。Ｖ１Ｒｅ、Ｉ１ＲｅはＶ１、Ｉ１の実部、Ｖ１Ｉｍ、Ｉ１ＩｍはＶ１、Ｉ１の虚部、そしてｊは虚数単位を示す。
また、インバータ負荷１１のインピーダンスＺ、インピーダンスの大きさ｜Ｚ｜、およびインピーダンスＺの位相（１次駆動電圧Ｖ１および１次駆動電流Ｉ１の位相）θは式（３）〜式（５）のように表される。
Ｚ＝Ｖ１／Ｉ１ ・・・（３）
｜Ｚ｜＝√（Ｒｅ（Ｚ）２＋Ｉｍ（Ｚ）２） ・・・（４）
θ＝ａｒｃｔａｎ（Ｉｍ（Ｚ）／Ｒｅ（Ｚ）） ・・・（５）
ここでＲｅ（Ｚ）およびＩｍ（Ｚ）は、それぞれインピーダンスＺの実部および虚部を意味する。なお、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの位相θは、ａｒｃｔａｎの代わりにａｒｃｓｉｎまたはａｒｃｃｏｓを用いて表すこともできる。位相θが９０°付近ではａｒｃｔａｎは発散し、誤差を多く含み得るので、ａｒｃｓｉｎまたはａｒｃｃｏｓを用いて位相θを表したほうが的確である場合がある。
制御回路４は、１次成分抽出部１２が抽出した複素表示の１次成分の１次駆動電圧Ｖ１および１次駆動電流Ｉ１からインバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θを導出し、これに基づいてインバータ回路３に適当な駆動信号を供給するものである。なお、インピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θは、式（３）〜式（５）を用いて導出することができる。あるいは、駆動電圧波形および駆動電流波形の振幅、およびゼロクロス点の差から求めても良い。具体的には、制御回路４は、以下詳述するように、インバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θを導出することによって、導出されたインバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θに基づいて、負荷または一次側巻線５と二次側巻線６とが対向配置されているか否かを検知し、または、一次側巻線５と二次側巻線６との間の空間的ギャップを検知する。そして、この検知結果に基づいて、電磁誘導によって高周波電力が供給できるかどうかの可否を判断する。
また、制御回路４は、導出されたインバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θに基づいて、短絡故障を検知することもできる。短絡故障を検知した場合、報知部１３を用いて、短絡故障したことを利用者に報知する。なお、本願発明に係る制御回路４は、図２に示したように単一周期における高周波変調された駆動電圧Ｖの電圧波形および駆動電流Ｉの電流波形を検出し、これら電圧波形および電流波形に基づいて、インバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θを導出し、高周波電力供給の可否および短絡故障を瞬時に判断する。
ところで、上述のように非接触給電装置においては、一次側および二次側それぞれに共振回路を有しており、一次側巻線５と二次側巻線６との間の空間的ギャップが変化した場合などに、それら２つの共振回路のパラメータが同時に変化するため、一次側から見たインピーダンスや位相は複雑に変化する。本願発明においては、インピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θを２次元座標（２次元空間）にマッピングすることによって、比較的容易な手法により空間的ギャップや二次側の短絡故障を検出できることを見出した。
ここで、インバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θを導出して、どのように高周波電力供給の可否および短絡故障を判断するかについて、具体例を用いて説明する。図３は、この発明を実施するための実施の形態１における非接触給電部を示す斜視図である。また、図４は、図３のＡ−Ａ断面図である。非接触給電部１０は、一次側巻線５、二次側巻線６、およびフェライトから成る鉄心９によって構成される。鉄心９は断面略Ｅ字状の形状であり、鉄心９のＥ字状の中央突部に二次側巻数６が巻かれている。また、鉄心９のＥ字状の中央突部の周りを周回して鉄心９のＥ字状の２箇所の凹部を貫通するように一次側巻線５が位置している。本願発明において、一次側巻線５の一次側巻数Ｎ１は１である。二次側巻線６の巻数Ｎ２は、一次側の供給電圧と二次側にて必要な電圧の比により任意に設定可能であるが、ここでは４ターンとしている。二次側巻線６、および鉄心９によって構成される二次側受電部が、一次巻線５に沿って動きつつ、非接触で電力を伝送することができるので、エレベータのかご内機器への給電や、工場内の搬送機への給電に用いることができる。
図４の断面図に、一次側巻線５、二次側巻線６および鉄心９の位置関係を詳細に示した。図４において、一次側巻線５は鉄心９のＥ字状の凹部の中央よりやや奥側の位置Ｐ０に位置している。この位置Ｐ０において直列コンデンサＣＳおよび並列コンデンサＣＰの容量値を決定しておく。このような一次側巻線５、二次側巻線６および鉄心９を用いて、一次側巻線５と二次側巻線６および鉄心９との位置関係に応じて、インバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θがどのように変化するか調べる実験を行った。
図５は、一次側巻線と二次側巻線との間の空間的ギャップおよび負荷の大きさを変化させたときのインバータ負荷のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θの関係を示すグラフである。ここで、一次側巻線５と二次側巻線６との間の空間的ギャップは、図４に示した一次側巻線５の位置Ｐ０、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３のように一次側巻線５の位置を動かして変化させた。図５において、「○」は位置Ｐ０、「□」は位置Ｐ１、「△」は位置Ｐ２、「◇」は位置Ｐ３、「＊」は無負荷ＮＬの場合を示している。一次側巻線５を位置Ｐ０から位置Ｐ３へ動かすことによって一次側巻線５と二次側巻線６との間の空間的ギャップＧが大きくなる。位置Ｐ３は、一次側巻線５が鉄心９のＥ字状の２箇所の凹部から外れた状態である。また、負荷ＲＬとして同一仕様の抵抗を６つ用意し、これらの抵抗の並列接続数を変化させることによって抵抗値を変化させた。位置（Ｐ０〜Ｐ３）および負荷ＲＬの組合せを変え、上記説明したように、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分からインバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θとを導出する。
図５に、この実験結果としてインバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θとの関係をまとめた。なお、一次側巻線５と二次側巻線６とがまったく対向配置されていない場合（無負荷ＮＬの場合）は、＊（アスタリスク）で示すインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θとなる。図５より、同じ位置（一次側巻線５と二次側巻線６との間の空間的ギャップが同じ）で負荷ＲＬの抵抗値が異なる点を連続的に結ぶと、比較的負荷ＲＬが大きな領域では、ほぼ直線となる。また、空間的ギャップが大きくなるほど、直線の傾きが大きくなる。また、比較的負荷ＲＬが小さな領域では、位相θが無負荷の場合（＊点）と同じ一定値となり、比較的負荷ＲＬが小さくなるほどインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜が小さくなり、＊点に近づいていく。
そこで、制御回路４は記憶部を有し、この記憶部に、図５のようなインバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θと、一次側巻線５と二次側巻線６との空間的ギャップとの関係をマップ化して記憶しておく。そして、制御回路４は、記憶部に記憶したマップを用いて、一次側巻線５と二次側巻線６との空間的ギャップがどの程度の大きさであるかを検出することができる。また、インバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θと空間的ギャップとの関係を利用して一次側巻線５と二次側巻線６とが対向しているか否か検知することができる。ここで、一次側巻線５と二次側巻線６との空間的ギャップの大きさは、図１に示す等価回路においては、一次巻線５と二次巻線６との間の結合係数ｋによって表すことができる。空間的ギャップが大きくなることにより、結合係数ｋが小さくなり、その結果、上述のような特性を示す。
一次側巻線５と二次側巻線６との空間的ギャップが大きくなり、一次側巻線５と二次側巻線６との間の送電・受電の電力変換効率が低下する場合、インバータ回路３からの高周波電力を供給の停止を行った方がよいが、図５に示したグラフを利用して高周波電力を供給の停止（インバータ回路３の駆動禁止）を判断することができる。図６は、図５のグラフにおける駆動禁止領域をハッチングで示したものである。本願発明に係る制御回路４は、一次側巻線５と二次側巻線６との空間的ギャップが所定値より大きくなるインバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θとの組合せを駆動禁止領域として設定する。インピーダンスの大きさ｜Ｚ｜を横軸、位相θを縦軸とする二次元空間をマップとして設定した場合、空間的ギャップが所定の値よりも大きくなる領域（結合係数ｋが所定の値よりも小さくなる領域）は、この二次元空間における傾きａ（ただし、ａは正の値）、切片ｂである右肩上がりの所定の傾きの直線（θ＝ａ×｜Ｚ｜＋ｂ）よりも上の領域となる。この直線（すなわち、ａおよびｂの値）は、実際に空間的ギャップを変えて｜Ｚ｜およびθを測定した上述の測定結果から、実験的に求めることができる。
例えば、位置Ｐ２の場合の点を連続的に結んだ直線とインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜＝０となる直線とで囲んだ領域を、一次側巻線５に高周波電力を供給することを禁止する駆動禁止領域と設定する。位置Ｐ２は、図４に示すように一次側巻線５が鉄心９のＥ字状の凹部の開放側に位置している場合であり、鉄心９からの漏れ磁束が小さくなる領域に位置している。駆動禁止領域における、インピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θとの組合せは、記憶部にマップ（あるいはテーブル）として記憶しておくことができる。
そして、制御回路４は、検出されたインバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θとの組合せがマップ上に予め設定した駆動禁止領域に含まれる場合、一次側巻線５と二次側巻線６は十分に対向配置されていないと判断して、一次側巻線５への高周波電力の供給が停止するようにインバータ回路３を制御する。なお、一次側巻線５への高周波電力供給の是非に対する閾値は、位置Ｐ２の場合の一次側巻線５と二次側巻線６との間の空間的ギャップに限定されるものではなく、空間的ギャップを少し小さく設定したり、大きく設定したりしてもよい。
また、二次側巻線６を含む二次側回路が短絡故障した場合（図５で示すＳの領域）、インバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜は極めて小さくなることがわかる。そこで、インピーダンスの大きさ｜Ｚ｜を横軸、位相θを縦軸とする二次元空間をマップとして設定した場合、短絡故障と判断する領域を、この二次元空間における「｜Ｚ｜＜ｕ」かつ「θ＞ｖ」である矩形の領域に設定することができる。ただし、ｕは第１の正の所定値、ｖは第２の正の所定値であり、実験的に求めることが可能である。上述の実験では、短絡故障と判断する領域は、インピーダンスの大きさ｜Ｚ｜が無負荷時（図中の＊）のインピーダンスの２倍弱であり、位相θが無負荷時よりも大きい。なお、無負荷時のインピーダンスの大きさを｜Ｚ｜＊、位相をθ＊として、「｜Ｚ｜＜２×｜Ｚ｜＊∩θ＞θ＊」の領域を、二次側巻線６を有する二次側回路が短絡故障となる短絡故障領域と設定してもよい。このような短絡故障領域を、制御回路４の記憶部に記憶されたマップ上に記憶する。
図７は、図５のグラフにおける短絡故障領域をハッチングで示したものである。図７のハッチング領域で示すように、本願発明に係る制御回路４は、検出されたインバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θとの組合せが短絡故障領域に含まれる場合、二次側巻線６を含む二次側回路が短絡故障したと判断することができる。なお、制御回路４は、二次側回路が短絡故障したと判断し、一次側巻線５への高周波電力の供給を停止するとともに、報知部１３でその旨を利用者に報知する。
以上のように、本願発明に係る制御回路４は、検出されたインバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θをパラメータとして、空間的ギャップとの関係をマップ化して記憶しておくことによって、一次側巻線５と二次側巻線６との空間的ギャップがどの程度の大きさであるかを検出することができる。また、インバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θと空間的ギャップとの関係を利用して一次側巻線５と二次側巻線６とが対向しているか否か検知することができ、一次側巻線５に高周波電力を供給することを禁止する駆動禁止領域を事前に設定（記憶）し、これらの検出された値が駆動禁止領域に含まれないときにのみ、一次側巻線５に高周波電力が供給されるようにインバータ回路３を制御することができる。ただし、駆動禁止領域は製品仕様により自在に設定することができる。
さらに、検出されたインバータ負荷１１のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θをパラメータとして、報知部１３で短絡故障報知する短絡故障領域を事前に設定（記憶）し、これらの検出された値が短絡故障領域に含まれたとき、一次側巻線５への高周波電力供給が停止するようにインバータ回路３を制御し、報知部１３に短絡故障報知することができる。ただし、短絡故障領域は製品仕様により自在に設定することができる。
なお、以上の説明においては、本願発明を図３に示すような一次側巻線が１ターンであるような非接触給電システムに適用する例を示したが、一次側巻線および二次側巻線として、それぞれ複数ターン巻いたコイルを用いた非接触給電システムに用いることもできる。コイルの形態としては、例えば特開２０１０−１７２０８４号公報の図１４に開示されるような、いわゆるパンケーキ型コイルや、同じく特開２０１０−１７２０８４号公報の図１に開示されるような、コアの周囲にコイルを複数ターン巻いた形のコイルを用いることができる。
例えば、直径３０ｃｍのパンケーキ型コイルを用いれば、一次側巻線と二次側巻線との空間的ギャップが２０ｃｍ程度の距離で、３ｋＷ程度の電力の伝送ができるので、電気自動車の充電装置などに適用することができる。すなわち、一次側巻線を地上に設置し、二次側巻線を電気自動車の底面に設置することにより、駐車するだけで充電可能な非接触給電システムを構築できる。このような非接触給電システムにおいても、電気自動車の駐車位置がずれて一次側巻線と二次側巻線との間の距離が離れた場合や、二次側に短絡故障が発生したような場合には、電力の供給を停止する必要があり、本願発明における検知方法が利用できる。
一次側巻線の巻数をｎ１ターン、二次側巻線の巻数をｎ２ターンとすると、一次側から見た二次側のインピーダンスＺ１は、概ね式（６）のようになる。
Ｚ１＝Ｚ２×（ｎ１／ｎ２）２ ・・・（６）
すなわち、二次側のインピーダンスＺ２が、一次側から見た二次側の巻数比（ｎ２／ｎ１）の逆数の２乗倍となって、一次側から検知される。図５から図７に示した特性は、Ｎ１＝１、Ｎ２＝４の場合の特性なので、一次側コイルの巻数をｎ１ターン、二次側コイルの巻数をｎ２ターンとした場合は、横軸｜Ｚ｜の値を概ね、（４／１）２×（ｎ１／ｎ２）２倍したような特性となる。
図５から図７に示すような特性は、コイルの巻数比のほか、実際にはコアの形状やコイルの巻き方などによって変化し得るが、いずれの場合においても、等価回路が図１のように示されるので、空間的ギャップが所定の値よりも大きくなる領域（結合係数ｋが所定の値よりも小さくなる領域）は、図６に示したものと同様、右肩上がりの直線（θ＝ａ×｜Ｚ｜＋ｂ）よりも上の領域となる。定数ａおよびｂの具体的な数値は、コイル部分の形状が決まれば、空間的ギャップ（または結合係数）を変えてインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜および位相θを測定する実験により求めることが可能である。
１ 非接触給電装置、２ 直流電源、３ インバータ回路、４ 制御回路、５ 一次側巻線、６ 二次側巻線、７ 駆動電圧検出部、８ 駆動電圧検出部、９ 鉄心、１０ 非接触給電部、１１ インバータ負荷、１２ １次成分抽出部、１３ 報知部、ＣＳ 直列コンデンサ、ＣＰ 並列コンデンサ、ＲＬ 負荷。
この発明に係る非接触給電装置は、高周波電力を出力するインバータ回路と、インバータ回路を制御する制御回路と、インバータ回路から高周波電力が供給され、第１のコンデンサと共振して電磁誘導によって送電を行う一次側巻線と、インバータ回路の駆動電圧を検出する駆動電圧検出部と、インバータ回路の駆動電流を検出する駆動電流検出部と、駆動電圧および駆動電流から、インバータ回路の駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次駆動電圧および１次駆動電流を抽出する１次成分抽出部とを備えたものであって、一次側巻線は、空間的ギャップを介して対向配置された二次側巻線へ送電を行い、制御回路は、１次駆動電圧および１次駆動電流に基づいてインバータ負荷のインピーダンスの大きさおよび位相を算出するものである。
この発明に係る非接触給電装置は、高周波電力を出力するインバータ回路と、インバータ回路を制御する制御回路と、インバータ回路から高周波電力が供給され、第１のコンデンサと共振して電磁誘導によって送電を行う一次側巻線と、インバータ回路の駆動電圧を検出する駆動電圧検出部と、インバータ回路の駆動電流を検出する駆動電流検出部と、駆動電圧および駆動電流から、インバータ回路の駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分である１次駆動電圧および１次駆動電流を抽出する１次成分抽出部と、を備えたものであって、一次側巻線は、空間的ギャップを介して対向配置された二次側巻線へ送電を行い、制御回路は、１次駆動電圧および１次駆動電流に基づいてインバータ負荷のインピーダンスの大きさおよび位相を算出するものである。

Claims (8)

  1. 高周波電力を出力するインバータ回路と、
    前記インバータ回路を制御する制御回路と、
    前記インバータ回路から高周波電力が供給され、第１のコンデンサと共振して電磁誘導によって送電を行う一次側巻線と、
    前記一次側巻線との間で空間的ギャップを介し、第２のコンデンサと共振して前記一次側巻線との電磁誘導によって受電を行う二次側巻線と、
    前記インバータ回路の駆動電圧を検出する駆動電圧検出部と、
    前記インバータ回路の駆動電流を検出する駆動電流検出部と、
    前記駆動電圧および前記駆動電流から、前記インバータ回路の駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次駆動電圧および１次駆動電流を抽出する１次成分抽出部とを備えたことを特徴とする非接触給電装置。
  2. 前記制御回路は、前記１次駆動電圧および前記１次駆動電流に基づいてインバータ負荷のインピーダンスの大きさおよび位相を算出するとともに、算出された前記インバータ負荷のインピーダンスの大きさおよび位相に基づいて前記一次側巻線と前記二次側巻線とが対向しているか否かを検知し、または、前記一次側巻線と前記二次側巻線との間の空間的ギャップを検知し、この検知結果に基づいて前記一次側巻線に前記高周波電力を供給するか否かを判断することを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
  3. 前記制御回路は、前記１次駆動電圧および前記１次駆動電流に基づいてインバータ負荷のインピーダンスの大きさおよび位相を算出するとともに、算出された前記インバータ負荷のインピーダンスの大きさおよび位相に基づいて前記二次側巻線を含む二次側回路の短絡故障検知を行うことを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
  4. 前記制御回路は、前記インバータ負荷のインピーダンスの大きさおよび位相と、前記一次側巻線と前記二次側巻線との空間的ギャップとの関係をマップとして記憶し、前記空間的ギャップが所定値より大きくなる前記インバータ負荷のインピーダンスの大きさと位相との組合せを駆動禁止領域として前記マップ上に記憶する記憶部を有し、算出された前記インバータ負荷のインピーダンスの大きさと位相との組合せが前記マップ上の駆動禁止領域にある場合、前記一次側巻線への高周波電力の供給を停止することを特徴とする請求項２に記載の非接触給電装置。
  5. 前記制御回路は、前記インピーダンスの大きさを横軸、前記位相を縦軸とする二次元空間を前記マップとして設定し、前記二次元空間における所定の傾きの直線よりも上の領域を前記駆動禁止領域として設定することを特徴とする請求項４に記載の非接触給電装置。
  6. 前記制御回路は、前記インバータ負荷のインピーダンスの大きさおよび位相と、前記一次側巻線と前記二次側巻線との空間的ギャップとの関係をマップとして記憶し、前記二次側回路が短絡故障となる前記インバータ負荷のインピーダンスの大きさと位相との組合せを短絡故障領域として前記マップ上に記憶する記憶部を有し、算出された前記インバータ負荷のインピーダンスの大きさと位相との組合せが前記マップ上の短絡故障領域にある場合、前記一次側巻線への高周波電力の供給を停止することを特徴とする請求項３に記載の非接触給電装置。
  7. 前記制御回路は、前記インピーダンスの大きさを横軸、前記位相を縦軸とする二次元空間を前記マップとして設定し、前記二次元空間における前記インピーダンスの大きさが第１の正の所定値より小さく、かつ、前記位相が第２の正の所定値より大きい矩形領域を前記短絡故障領域として設定することを特徴とする請求項６に記載の非接触給電装置。
  8. 前記１次成分抽出部は、前記インバータ回路の駆動周波数の単一周期に相当する時間における前記駆動電圧および前記駆動電流から、前記１次駆動電圧および前記１次駆動電流を抽出することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の非接触給電装置。
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