JPWO2011135621A1 - 車両 - Google Patents

Abstract

電力変換装置は、回転電機であるモータジェネレータをモータとして運転する場合も、回生制動を行いジェネレータとして運転する場合も、効率向上が望ましい。回生制動時にインバータ回路が発生する交流出力の所定の位相に対応してインバータ回路を導通し、導通幅を制御することで回生制動の強度を制御できる。この制御により、インバータ回路を構成する半導体素子のスイッチング回数を減少でき、発熱を抑えることができ、効率向上を図ることができる。またモータ運転においても効率向上を図ることができるので走行に係る効率上を図ることができる。

Description

本発明は車両走行用のモータジェネレータおよび前記モータジェネレータを駆動する３相交流を発生するインバータ回路を備える車両に関する。

走行するための車両走行用のモータジェネレータおよび前記モータジェネレータを駆動する３相交流を発生するインバータ回路を備える車両は、直流電力を受け、上記直流電力を交流電力に変換するインバータ回路を備え、前記インバータ回路は導通および遮断動作を行う複数の半導体素子を備えており、上記半導体素子がスイッチング動作を繰り返すことにより、供給された直流電力を交流電力に変換し、あるいは供給された交流電力を直流電力変換する。

前記インバータ回路は一定の周波数で変化する搬送波を使用したパルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方式と記す）に基づいて制御される。前記搬送波の周波数を高くすることにより、制御精度が向上し、また回転電機の発生トルクが滑らかになる傾向がある。しかし上記半導体素子は遮断状態から導通状態への切り替り時、あるいは導通状態から遮断状態への切り替り時に電力損失が増大し、発熱量が増大する。このためスイッチング動作が多くなると電力消費量が多くなる。

電力変換装置の一例は、特開昭６３−２３４８７８号公報（特許文献１参照）に開示されている。

特開昭６３−２３４８７８号公報

上述した車両の半導体素子の電力損失を低減し、インバータ回路の効率向上あるいは車両の電力消費量の低減が望まれている。上記半導体素子のスイッチング回数を減らすことにより消費電力を低減できる。しかしＰＷＭ方式で直流電力と交流電力の間の電力変換を行う場合には搬送波の周波数でスイッチング回数が定まり、スイッチング回数を低減することが難しい。

本発明の目的は、スイッチング損失の少ないインバータ回路の制御方式を提供することであり、あるいは電力消費量を低減できる車両を提供することである。

以下に説明する実施の形態は製品として好ましい研究成果が反映されており、製品として好ましいより具体的な色々の課題を解決している。以下の実施の形態における具体的な構成や作用により解決される具体的な課題は、以下の実施の形態の欄で説明する。

上記課題を解決する特徴の内の一つは、車両を走行させるためのモータジェネレータや、車両を加速するためのアクセルペタルや、前記アクセルペタルの操作量に基づき前記モータジェネレータを制御する第１制御回路や第１インバータ回路を搭載し；前記第１インバータ回路は複数の半導体素子を有していて、前記第１インバータ回路は前記半導体素子を導通および遮断することにより、直流電力に基づいて交流電力を発生しあるいは交流電力に基づいて直流電力を発生し；前記第１制御回路は、前記モータジェネレータを駆動する交流出力の位相に基づいて前記第１インバータ回路の前記半導体素子を導通あるいは遮断するタイミングを制御し；前記半導体素子の導通幅は前記アクセルペタルの操作量に基づいて制御することを特徴とする車両；である。

本発明によれば、インバータ回路の電力損失を低減でき、さらには車両の消費電力を低減できる。

車両の制御システムおよび制御装置を示すブロック図である。 操舵システムの構成を示すブロック図である。 冷却システムの構成を示すブロック図である。 空調システムの構成を示すブロック図である。 ブレーキ制御システムの構成を示すブロック図である。 上位制御システムとブレーキ制御システムと電力変換装置の動作の関係を示すブロック図である。 電力変換装置の構成を示すブロック図である。 車両の運転モードと主要システムおよび制御装置の状態を示す図である。 各運転モードと主要システムの動作内容を説明する動作フロー図である。 モータジェネレータの回転速度に基づく制御方式の切り替えを説明する説明図である。 ＰＷＭ制御方式と矩形波制御方式を説明する説明図である。 矩形波制御において生じる高調波成分の例を示す図である。 第１の実施の形態に係る制御回路によるモータジェネレータの制御系を示す図である。 パルス生成器の構成を示す図である。 テーブル検索によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。 リアルタイム演算によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。 パルスパターン演算の手順を示すフローチャートである。 位相カウンタによるパルスの生成方法を示す図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。 線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合の説明図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。 ＰＨＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 線間電圧と相端子電圧の変換表を示す図である。 矩形波制御モードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。 変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。 ＰＨＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 ＰＷＭパルス信号の生成方法を説明するための図である。 ＰＷＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。 ＰＷＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形とを比較する図である。 ＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モードを切り替えた様子を示す図である。 ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いについて説明するための図である。 モータジェネレータの回転速度とＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形との関係を示す図である。 ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御において生成される線間電圧パルス数とモータジェネレータの回転速度との関係を示す図である。 第１の実施の形態に係る制御回路によって行われるモータ制御のフローチャートを示す図である。 第２の実施の形態に係る制御回路によるモータジェネレータの制御系を示す図である。 補償電流の発生を説明するための図である。 相電流波形と補償パルス波形の一部をそれぞれ拡大した図である。 第２の実施の形態に係る制御回路によって行われるモータ制御のフローチャートを示す図である。 過渡電流補償の手順を示すフローチャートである。 相電圧印加時間の計算に用いる回路モデルを示す図である。 第３の実施の形態に係る制御回路によるモータジェネレータの制御系を示す図である。 ３次，５次，７次高調波が削除された場合のＵ相とＶ相の線間電圧のパターンを説明する説明図である。

上記発明が解決しようとする課題の欄や発明の効果の欄に記載の内容に加え、上記課題や効果だけでなく、以下の実施の形態では製品化の上で望ましい課題が解決でき、また製品化の上で望ましい効果を奏する。その幾つかを次に記載すると共に実施の形態の説明でも、具体的な課題の解決や具体的な効果について説明する。

〔インバータ回路を構成する半導体素子のスイッチング頻度の低減〕
１．以下の実施の形態で説明するモータジェネレータの駆動装置では、直流電力から変換される交流出力、例えば交流電圧の位相に基づいて、インバータの半導体素子のスイッチングタイミングを制御し、上記半導体素子を、交流出力、例えば交流電圧の位相に対応付けられて導通あるいは遮断動作を行う。このような構成および動作により、上記半導体素子のスイッチング動作の単位時間当たりの回数あるいは交流出力、例えば交流電圧の１サイクル当たりのスイッチング回数を一般のＰＷＭ方式に比べ低減できる（以下ＰＨＭ方式と記す）。

また上記構成においては、インバータ回路の半導体素子のスイッチング頻度を低減しているにもかかわらず、使用目的に基づいて出力される交流波形の歪の程度を選択でき、不必要に半導体素子のスイッチング動作の回数を増大されることに伴う損失の増大を抑制できる効果がある。このことはインバータ回路の半導体素子の発熱の低減につながる。
２．また以下に説明する実施の形態では、削除しようとする高調波の次数を選択している。このように以下の実施の形態では、適用対象に合せて削除する高調波の次数を選択することができるので、インバータ回路の半導体素子のスイッチング回数を適切に低減できる。
３．また以下の実施の形態では、低減する次数の高調波を単位位相毎に重ねあわせ、重ね合わせた波形に基づいてインバータ回路の半導体素子のスイッチングタイミングを制御するので、上記半導体素子のスイッチング回数を低減でき、消費電力を低減できる。

なお、半導体素子としては、動作速度が速く、また制御信号に基づき導通および遮断動作の両方を制御できる素子が望ましく、このような素子として例えばInsulated Gatebipolar Transistor（以下ＩＧＢＴと記す）や電界効果トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）があり、これらの素子は応答性や制御性の点から望ましい。
４．以下の実施の形態では、回転電機の回転速度が速い第１の動作範囲では、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、半導体素子のスイッチング動作を発生し、すなわちＰＨＭ方式で制御し、一方上記第１の動作範囲より回転電機の回転速度が遅い第２の動作領域では、一定周波数の搬送波に基づいて半導体素子の動作を制御するＰＷＭ方式で上記半導体素子を制御する。上記第２の動作領域には上記回転電機の回転子が停止状態を含めることができる。なお、以下の実施の形態では回転電機としてモータおよび発電機として使用されるモータジェネレータを例に説明する。

〔車両の消費電力の低減〕
１．車両の走行用モータジェネレータを駆動する駆動装置では、直流電力から変換される交流出力、例えば交流電圧の位相に基づいてインバータの半導体素子のスイッチングタイミングを制御し、上記半導体素子を、交流出力、例えば交流電圧の位相に対応付けられて導通あるいは遮断動作を行うので、すなわちＰＨＭ方式で制御するので、上記半導体素子のスイッチング動作の単位時間当たりの回数あるいは交流出力、例えば交流電圧の１サイクル当たりのスイッチング回数を一般のＰＷＭ方式に比べ低減できる。このように消費電力を低減できる制御方式で走行用モータジェネレータを駆動できるので、車両の走行に係る消費電力を低減できる。
２．以下の実施の形態では、トルク脈動を低減しなければならないステアリングの操舵力補助するモータはトルク脈動の少ないＰＷＭ方式で制御し、上記ステアリングのモータに比べトルク脈動の影響が少ない走行用モータジェネレータの駆動は、交流出力、例えば交流電圧の位相角に対応して導通あるいは遮断動作を行う制御方式、すなわちＰＨＭ方式で制御することにより、車両の消費電力を低減できる。
３．以下の実施の形態では、インバータ回路あるいはインバータ回路を含むモータジェネレータの駆動装置を冷却する冷却媒体を循環されるモータをＰＨＭ方式で制御することにより、消費電力を低減でき、車両の消費電力を低減できる。冷却媒体の循環用モータは乗り心地に直接関係することが無く、脈動があっても大きな問題とはならない。従って除去すべき高調波の種類を多くしなくても大きな問題とならない。このためインバータ回路の半導体素子のスイッチング回数を低減でき、消費電力を低減できる。
４．以下の実施の形態では、車室内の温度や湿度を調整するための冷媒を圧縮するコンプレッサの駆動用モータを、ＰＨＭ方式で制御することにより、コンプレッサの駆動用モータのインバータ回路の消費電力を低減でき、車両の消費電力を低減できる。

〔車両の乗り心地の改善〕
１．上述のＰＨＭ方式は、交流出力波形、例えば交流電圧波形の位相角に基づいて半導体素子を導通あるいは遮断する方式で、走行用モータジェネレータの回転速度の低い、すなわち車両が駐車状態から走行を開始した第１の運転領域はトルク脈動が大きくなる。一方この第１の運転領域は、他の運転領域よりトルク脈動が乗り心地により影響し易い運転領域である。従ってこの第１の領域は走行用モータジェネレータをＰＷＭ方式で制御し、車両走行速度が前記第１の領域より高速の領域で前記走行用モータジェネレータをＰＨＭ方式で制御することで、車両の乗り心地の改善と消費電力の低減の両立を図ることが可能となる。

〔車両運転に係るＰＨＭの基本的制御〕
１．以下に説明の実施の形態では、交流電力を供給する回転電機であるモータジェネレータの低速運転状態である第１運転領域ではＰＷＭ方式で制御し、回転電機の回転速度が第１運転領域より上昇した第２の運転領域でＰＨＭ方式による制御に移行する。これにより歪の影響をできるだけ押さえ、効率向上を実現できる。
２．以下に説明の実施の形態では、車両が停車状態からアクセルペタルの操作に基づき発進する場合に、車両走行用の回転電機であるモータジェネレータを制御するインバータ回路は、先ずチョッパー制御方式により交流電力を発生し、モータジェネレータが回転を開始し車両が動き出すとＰＷＭ制御方式で交流電力を出力し、モータジェネレータの回転速度が所定の回転速度より速くなるとＰＨＭ方式による交流出力の発生に移行する。このようにインバータ回路の制御方式を車両の運転に基づいて変えることにより、電力消費を低減できる。
３．以下の実施の形態で記載のインバータ回路のＰＨＭ方式では、アクセルペタル操作に基づきインバータ回路を構成する半導体素子の導通幅を制御し、車速の条件が略同じ場合にはアクセルペタルの操作量が増大する状態では上記半導体素子の導通幅が増加する方向に制御され、またアクセルペタルの操作量が減少する場合には上記半導体素子の導通幅が減少する方向に制御される。
４．以下の実施の形態で記載のインバータ回路のＰＨＭ方式では、ブレーキペタルの操作量に基づいてインバータ回路を構成する半導体素子の導通幅が制御され、車速の条件が略同じでありまたブレーキペタルの踏み込み速度が略同じである場合にはブレーキペタルの踏み込み量が大きい場合に上記半導体素子の導通幅が大きくなり、一方ブレーキペタルの踏み込み量が小さい場合には上記半導体素子の導通幅が小さくなる。
５．本発明の実施の形態に係るモータジェネレータの駆動装置では、エンジンとモータの両方を駆動源として走行を行うハイブリッド用の自動車（以下ＨＥＶと記す）やモータにより走行を行う純粋な電気自動車（以下ＥＶと記す）、更には電車と言われている鉄道の走行に称される回転電機にも適用できる。しかしこの中でも、環境問題などで市場の要求が強いＨＥＶやＥＶにＰＨＭ方式を適用することでより大きな効果が期待できる。ただし、ＨＥＶやＥＶ、鉄道の走行用回転電機の制御において、ＰＨＭ方式による動作内容は基本的に同じであり、課題の解決や効果についても、基本的な部分は同じである。
６．また以下に説明する車両の空調システムでのコンプレッサやファンを駆動する回転電機のＰＨＭ方式は、インバータ回路の基本的な制御はＨＥＶやＥＶの走行用のモータジェネレータを駆動するインバータ回路の制御内容と基本的には同じである。

〔車両運転に係るＰＨＭの具体的制御〕
１．上記基本制御とは別の観点で、以下の実施の形態で説明の如く、回転電機であるモータジェネレータの高速回転での運転すなわち高速運転状態では、ＰＨＭ制御の内の矩形波制御に移行する。以下に説明のＰＨＭ制御では、出力する交流波形の位相に対応してスイッチングタイミングが制御され、変調度を高くするにつれて交流出力の半周期（電気角のゼロからπ、あるいはπから２π）におけるスイッチング回数が徐々に減少し、最後は、半周期に１回導通するだけとなる矩形波制御に移行する。このように以下の実施の形態では、矩形波制御にスムーズに移行できるメリットがあり、このため車両走行の制御性に優れている。
２．以下に記載の実施の形態では、半導体素子の導通開始タイミングを変換しようとする交流出力、例えば交流電圧の位相に同期させ、さらに変調度の小さい第１変調度における半導体素子の導通状態が続く角度（以下導通持続角と記す）が、上記第１変調度より変調度の大きい第２変調度では、増大するように制御すると共に、それに続く半導体素子の遮断状態が続く角度（以下遮断持続角と記す）を減少させ、上記第２変調度よりさらに変調度の大きい第３変調度で上記遮断持続角が、上記半導体素子が動作できる角より大きい所定の角にまで減少すると、遮断期間を無くして、次の導通持続角につなげるように制御する。このように制御することで、上記半導体素子のスイッチング回数の低減に加え、信頼性を向上できる。
３．以下に記載の実施の形態では、直流電力の供給を受けインダクタンス負荷に供給される交流電力に変換するための複数の半導体素子と、上記半導体素子の導通や遮断を制御するための駆動信号を出力するドライバ回路と、を有していて、変換しようとする交流出力、例えば交流電力の位相に基づいて上記半導体素子を、上記駆動信号により、導通あるいは遮断するように制御し、略同じ変調度の状態に於いて、例えばインダクタンス負荷として動作する永久磁石型同期回転電機あるいは誘導回転電機のような回転電機において回転速度が少し高くなった場合に、内部誘起電圧の上昇の関係から上記半導体素子の導通幅を少し増やすように制御する。これに伴い上記半導体素子の遮断幅が少し短くなるように上記半導体素子は制御される。例えば回転電機の要求回転トルクが略同じ状態に於いて、インダクタンス負荷に供給するための交流出力の周波数が、第１周波数からそれよりも１.５倍程度の範囲で変化したとしても、上記交流出力を発生するための１サイクル当たりのスイッチング回数ができるだけ変わらないように、半導体素子を制御する。このようにすることで、変換する交流出力、例えば交流電流の歪をできるだけ抑えながら、スイッチング損失の低減を実現できる。
４．また回転電機において回転速度大きく増大した場合には内部誘起電圧の上昇が大きくなり、インバータ回路の基本サイクルあたりの導通回数ができるだけ同じ数となるように制御され、各導通幅を増やす方向に制御される。このためインバータ回路の遮断幅が減少する。インバータ回路の遮断幅減が所定の幅より狭くなると半導体素子が確実に遮断動作を行うことができなくなる恐れがある。半導体素子が確実に遮断動作を行うことが難しくなる時間幅を設定し、制御しようとする半導体素子の遮断幅と前記設定幅とを比較し制御しようとする半導体素子の遮断幅が短くなり、上記設定幅異常の遮断幅の確保が難しいと判断する場合には半導体素子の遮断を止め、導通動作を連続させる。この場合には基本サイクルあたりの導通回数が減少する。以下の実施の形態では、変調度が上昇すると半導体素子の遮断幅が短くなり、上述の理由で基本サイクルあたりの導通回数が減少する。最後には半サイクルに一回導通する矩形波制御となる。

すなわち半導体素子の遮断幅が確保できる場合にはＵ相とＶ相とＷ相の各線間の導通回数ができるだけ同じになるように制御され、交流波高値の増大要求などのために半導体素子の遮断幅が狭くなる場合には、基本サイクルあたりの上記線間におけるインバータ回路の導通回数を減少させる。このような方式でインバータ回路を制御することにより、半導体素子の単位時間当たりのスイッチング回数をＰＷＭ方式のそれより少なくでき、効率を向上させることができる。
５．以下の実施の形態では、供給された直流電力を、回転電機を駆動するための３相交流電力に変換するために、上アームと下アームとを構成する複数の半導体素子有するブリッジ回路と、前記半導体素子の導通および遮断を制御するための制御回路と、半導体素子を導通および遮断する駆動信号を発生するドライバ回路と、を備え、出力しようとする交流出力、例えば交流電圧の位相に基づき駆動信号を前記ドライバ回路から前記半導体素子に供給し、前記駆動信号に基づいて前記半導体素子を導通させて前記回転電機に交流電流を供給する。この場合に上アームと下アームとの間に負荷である固定子巻線とで構成される直列回路が平滑コンデンサの端子間に接続される状態となる。上アームと下アームとの内のどちらか一方の半導体素子が導通状態を続けていても他方の半導体素子が遮断すれば回路全体は遮断状態となる。このように一方の半導体素子が導通状態を続け他方の半導体素子が遮断するように制御することで、インバータ回路全体のスイッチング回数を減らすことができ、損失を低減できる。なお動作状態においては、複数相の上アームが並列接続の状態あるいは複数相の下アームが並列接続の状態が存在する。この場合でも同様に上アームあるいは下アームの一方を導通状態に維持し上アームあるいは下アームの他方で導通や遮断の動作を行うことで、インバータ回路全体のスイッチング回数を減らすことができ、損失を低減できる。特に上アームあるいは下アームの並列接続の方のアームを導通状態に維持し、他方のアームで導通や遮断の動作をなすことでインバータ回路全体のスイッチング回数を減らすことができ損失を低減できる。また場合によっては制御もシンプルとなる。なお上アームあるいは下アームのどちらか一方のみを全て導通状態とすることで回転電機であるモータジェネレータの固定子巻線を３相短絡することができる。

次に図面を使用して本発明に係る実施の形態を説明する。図１は車両の主な制御システムあるいは制御装置を示し、これらの制御システムあるいは制御装置は低電圧電源２０およびリチウムイオン二次電池などの電池で構成される高電圧電源装置１３６の電力を使用して動作する。低電圧電源２０の直流電力は低電圧供給線１６と車体を介して各制御システムあるいは各制御装置に給電される。一方高電圧電源装置１３６の直流高電圧は電力変換装置２００に供給される。高電圧電源装置１３６は具体的には直流端子１３８を介して平滑コンデンサ５００の入力端子５０８と５０９（図７参照）と接続され、平滑コンデンサ５００の出力端子５０４と５０６は直流バス１８Ｐと１８Ｍを介してインバータ回路１４０やドライバ回路１７４に接続される。なお、平滑コンデンサ５００の入力端子５０８や５０９は出力端子５０４と５０６とそれぞれ接続されているがこれらの端子間には図示していない多数のフィルムで構成されたコンデンサセルが接続されており、入力端子５０８や５０９から進入したノイズ成分は前記コンデンサセルにより順次減衰し、入力端子５０８，５０９のノイズ成分が抑えられて減少し高電圧電源装置１３６へのノイズによる悪影響が低減される。

低電圧電源２０の直流電力で動作する音響システム２２はラジオや音楽機器であり、車両の利用者の操作に基づいて動作する。低電圧電源２０の直流電力で動作する車両の操舵システム８０は図２に基本構成を示す。図２においてハンドルの操作力を第１センサ８６で検知し、さらに車速を第２センサ８８で検知し、ハンドルの操作に必要な操作力が低く抑えられるように操舵力を補助する操舵モータ８２の発生トルクを電力変換装置８４で制御する。操舵モータ８２は頻繁に停止する状態で使用され、さらにハンドルを操作する手の感覚が非常に敏感で小さなトルク脈動であっても利用者に違和感を与えるので、電力変換装置８４はトルク脈動の少ないＰＷＭ方式で交流電力を発生し操舵モータ８２を制御する。

低電圧電源２０の直流電力で動作する冷却システム５０は以下で説明する電力変換装置２００を冷却するシステムで、その主構成を図３に示す。図３で、冷却システム５０は電力変換装置２００の特にインバータ回路１４０や平滑コンデンサ５００を冷却するためのシステムで、冷媒流路５５を流れ冷媒はラジェタ５７で冷やされ、冷媒された冷媒はポンプにより冷媒流路５５を循環し、インバータ回路１４０や平滑コンデンサ５００を冷却し、再びラジェタ５７にもどる。上記ポンプを駆動するポンプモータ５６は冷却用電力変換装置５２が発生する交流電力により回転トルクを発生する。またラジェタ５７で冷媒を冷却するのに使用されるファンはファンモータ５８が発生する回転トルクにより回転する。ファンモータ５８が回転トルクを発生するための交流電力も冷却用電力変換装置５２により作られる。上記ポンプモータ５６およびファンモータ５８は回転の停止や起動が頻繁に繰り返される性質のモータではない。またトルク脈動の影響が他の機器に大きな影響を与える情況でしようされるモータではない。これらの理由から冷却用電力変換装置５２が以下で説明するＰＨＭ方式により交流出力を発生するのに適し、ＰＨＭ方式で動作することにより電力損失を低減できる。冷却システム５０は冷媒として水を使用することができ、水を使用した冷媒は、インバータ回路１４０や平滑コンデンサ５００の冷却に適している。

低電圧電源２０の直流電力で動作する空調システム７０は図４にその基本構成を示す。冷却通路７１内を流れる冷媒はコンプレッサ用モータ７３で駆動されるコンプレッサで圧縮され、圧縮された高圧の冷媒は図示しないコンデンサで冷却され、図示しない膨張バルブで膨張することによりさらに冷媒の温度が下げられる。低温の冷媒はエバポレータなどで構成される熱交換器７５に送られて空気を冷却し、再びコンプレッサに戻る。冷却された空気は温度設定装置７７の設定温度となるように暖かい空気と混合されて車室内に供給される。熱交換器７５には例えばブロワファンなどの送風機が設けられており、ファンモータ７４の回転トルクにより回転する。温度センサ７６は送風機の噴出し温度を検知し、温度設定装置７７の設定温度となるようにフィードバック制御が行われる。前記ポンプモータ５６やファンモータ５８には空調用電力変換装置７２が発生する交流電力が供給され、前記交流電力に基づいて回転トルクを発生する。前記コンプレッサ用モータ７３やファンモータ７４は停止状態で回転トルクを発生し続ける運転が行われないことや、トルク脈動が極めて少ない回転トルクが求められるなどの使用状態ではないので、以下で説明するＰＨＭ方式の制御を利用した消費電力をできるだけ抑えた運転に適している。

図６は上位制御システム４０とブレーキ制御システム６０と電力変換装置２００の動作の関係を示す図で、ブレーキ制御システム６０の主要構成を図５に示す。また電力変換装置２００の主要構成を図１や図７に示す。図６で、駐車状態にある車両の運転を開始するために利用者がキースイッチ４６を操作すると、操作に応じ上位制御装置４２はブレーキ制御システム６０や電力変換装置２００の運転立ち上げの制御を行う。また車両の運転中に、利用者がアクセルペタル４４を踏み込むと、車両の発進あるいは車両の走行速度を上昇するために上位制御装置４２は電力変換装置２００の制御回路１７２にトルク指令を出す。またブレーキペタル６１が踏み込まれると、上位制御装置４２は必要な制動力を演算し、モータジェネレータ１９２を回生運転することにより制動力を発生するのか、ブレーキ制御システム６０により摩擦ブレーキを発生させることにより制動力を発生するのか、あるいはこれら両方により制動力を発生するのかを判断し、それぞれが発生する制動力をブレーキ制御システム６０の制動制御装置６２や電力変換装置２００の制御回路１７２に指令する。上記指令に基づきブレーキ制御システム６０や電力変換装置２００により指令に対する制動力が発生するようにブレーキ制御システム６０や電力変換装置２００は動作する。

図５のブロック図において、ブレーキペタル６１の操作量や操作速度がブレーキ操作量検知装置６４に基づいて検知され、ブレーキ操作量検知装置６４の検出値は図６の信号伝送路２４を介して上位制御システム４０の上位制御装置４２に伝えられる。上述のとおり、ブレーキ操作量検知装置６４の検出値に基づき電力変換装置２００により発生する制動力とブレーキ制御システム６０により発生する制動力が上位制御装置４２によって決められ、ブレーキ制御システム６０による制動力が信号伝送路２４を介して倍力装置６６の制動制御装置６２へ伝達される。制動制御装置６２は上位制御装置４２からの制動指令に基づき制動用モータ６３に回転トルクを発生するための交流電力を発生し、発生した交流電力により制動用モータ６３はマスタシリンダ６５の入力ピストンを移動させる。マスタシリンダ６５は入力ピストンの移動量に基づいて動作油の液圧を発生し、動作油の液圧は油圧調整弁６８により車両の各車輪の図示しないキャリパーに伝達され、各車輪は制動力を発生する。制動用モータ６３は回転停止状態で所定の回転トルクを発生する制御が行われるので、制動制御装置６２はＰＷＭ方式で交流電力を発生する。

図１に記載の電力変換装置２００や、図２に記載の操舵システム８０の電力変換装置８４や、図４に記載の空調システム７０の空調用電力変換装置７２、図３に記載の冷却システム５０の冷却用電力変換装置５２、図５に記載のブレーキ制御システム６０の制動制御装置６２、の具体的な回路構成を図７に示す。上記電力変換装置８４や空調用電力変換装置７２や冷却用電力変換装置５２や制動制御装置６２は、直流電力を受けて、回転電機が回転トルクを発生するための交流電力を発生する点で動作目的が略一致しており、また発生する交流電圧や交流電力の大きさには違いがあるものの、基本的な回路構成や動作が似ているので、代表して図１および図７に示す電力変換装置２００を例にして説明する。

モータの一例であるモータジェネレータ１９２及び交流電力を発生するための電力変換装置２００は上述の通り基本的な構成や動作は他のシステムや装置のモータや電力変換装置と同じであるが、走行に使用モータジェネレータ１９２や電力変換装置２００では、運転状態に応じてモータジェネレータ１９２は車両を走行させるためのモータとして動作し、また一方ブレーキペタル６１が操作されるとモータジェネレータ１９２は制動力を発生するために車輪からの機械エネルギーを交流電力に変換するジェネレータとして動作する。モータジェネレータ１９２が発生した交流電力はインバータ回路１４０により直流電力に変換され、高電圧電源装置１３６を充電するのに使用される。交流コネクタ１８８はインバータ回路１４０の交流端子とモータジェネレータ１９２とを接続するのに使用される。なお、モータジェネレータ１９２は外観が金属性のハウジングで覆われており、前記金属性のハウジングが車体に直接あるいは間接的に固定されることにより、車体と電気的に接続される。

次に、図７を電力変換装置２００の説明を行う。本実施の形態に係る電力変換装置２００は、インバータ回路１４０とコンデンサモジュール５００と制御回路１７２とドライバ回路１７４と電流センサ１８０と直流端子１３８と交流コネクタ１８８とを備える。上記インバータ回路１４０は、上アームとして動作する半導体素子と下アームとして動作する半導体素子を有している。この実施の形態では半導体素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を使用しており、上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８Ｕと３２８Ｖと３２８Ｗはそれぞれダイオード１５６Ｕと１５６Ｖと１５６Ｗと並列接続されている。下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０ＵとＩＧＢＴ３３０Ｖと３３０Ｗはそれぞれダイオード１６６Ｕと１６６Ｖと１６６Ｗと並列接続されている。上下アームの直列回路を複数有し、図７の例ではＵ相とＶ相とＷ相の３つの上下アームの直列回路を有し、それぞれの上下アームの直列回路の接続点１６９Ｕと１６９Ｖと１６９Ｗから交流コネクタ１８８を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線である交流バスバーにより交流電力が供給される。さらにインバータ回路１４０を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４制御信号を供給する制御回路１７２とが設けられている。

上アームのＩＧＢＴ３２８や下アームのＩＧＢＴ３３０は半導体素子で構成され、制御回路１７２からの制御信号がドライバ回路１７４に供給され、ドライバ回路１７４の信号に基づいて上アームのＩＧＢＴ３２８や下アームのＩＧＢＴ３３０が導通状態あるいは遮断状態となり、高電圧電源装置１３６供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された三相交流電力はモータジェネレータ１９２の固定子巻線に供給される。上述のとおり、電力変換装置２００はモータジェネレータ１９２が発生する三相交流電力を直流電力に変換する動作も行い、変換された直流電力は高電圧電源装置１３６を充電するのに使用される。上述のとおり、半導体素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい。この場合は、ダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。

平滑コンデンサ５００は、上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８や下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０のスイッチング動作によって生じる電圧の変動を抑制する作用を為し、平滑コンデンサ５００の入力端子５０８や５０９は直流端子１３８を介して高電圧電源装置１３６に接続されている。また平滑コンデンサ５００の出力端子５０４と５０６はそれぞれ負極の直流バス１８Ｍと正極の直流バス１８Ｐにつながり、正極の直流バス１８Ｐと負極の直流バス１８Ｍとの間に前記上アームと下アームとの直列回路がそれぞれ並列に接続されている。

制御回路１７２は上アームであるＩＧＢＴ３２８と下アームであるＩＧＢＴ３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータを備えている。このマイクロコンピュータには、上位制御装置４２からの指令値であるモータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値が送られてくる。さらに制御回路１７２には上下アームの直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の固定子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力される。上記電流値は電流センサ１８０から出力された検出信号に基づいている。磁極位置はモータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいている。本実施形態では１８０は３相の電流値をそれぞれ検出する場合の例であるが、２相分の電流値を検出するようにし残りの相の電流を演算により求めても良い。

制御回路１７２内のマイクロコンピュータは、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、このｄ，ｑ軸の電圧指令値からパルス状の駆動信号を生成する。制御回路１７２は後述するように２種類の方式の駆動信号を発生する機能を有する。この２種類の方式の駆動信号は、インダクタンス負荷であるモータジェネレータ１９２の状態に基づいて、あるいは変換しようとする交流出力の周波数、などに基づいて、選択される。

上記２種類の方式の内の１つは、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、半導体素子であるＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を制御する変調方式（ＰＨＭ方式として後述する）であり、以下で詳述する。上記２種類の方式の内の他の１つは、一般にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）と呼ばれる変調方式である。

ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に出力する。上アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからパルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。こうして制御回路１７２からの信号制御信号に応じ、ドライバ回路１７４はドライブ信号を各ＩＧＢＴ３２８や各ＩＧＢＴ３３０に印加し、各ＩＧＢＴ３２８や３３０はスイッチング動作を行い、電力変換装置２００は、直流電源である高電圧電源装置１３６から供給される直流電力を、電気角で２π／３rad毎にずらしたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力電圧に変換し、３相交流モータであるモータジェネレータ１９２に供給する。なお、電気角とは、モータジェネレータ１９２の回転状態、具体的には回転子の位置に対応するものであって、０から２πの間で周期的に変化する。この電気角をパラメータとして用いることで、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じて、各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング状態、すなわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力電圧を決定することができる。

また、制御回路１７２は、異常検知（過電流，過電圧，過温度など）を行い、上下アームの直列回路を保護している。このため、制御回路１７２にはセンシング情報が入力されている。また、マイクロコンピュータには上下アームの直列回路の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイクロコンピュータは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、上下アームの直列回路や半導体モジュールを過温度或いは過電圧から保護する。

次に図８と図９を使用して、車両が運転モードＴ１である駐車状態から走行状態となり再び駐車状態である運転モードＴ８となる基本状態の一例を想定し、図１に記載の上位制御システム４０とブレーキ制御システム６０と電力変換装置２００の動作関係を説明する。図８で車両が駐車状態にある場合は、電力消費を少なくするために高電圧電源装置１３６や電力変換装置２００や上位制御システム４０や冷却システム５０やブレーキ制御システム６０はスリープ状態となっている。次に利用者が車両のキースイッチを操作し車両の運転モードＴ２に移ると、図９に示す上位制御システム４０の上位制御装置４２の動作例においてステップ９６１からステップ９６２に動作状態が移り運転モードがＴ２のフラグが保持されて、さらにステップ９７１に動作状態が移る。高電圧電源装置１３６や制御回路１７２や制動制御装置６２や空調用電力変換装置７２や冷却用電力変換装置５２が前記キースイッチの操作に基づいて、あるいは上位制御装置４２からの指示により、それぞれ起き上がる。ステップ９７１の後ステップ９７８で運転モードＴ２のフラグが保持された状態で一旦終了する。

上述のキースイッチの操作などの状態偏移であるイベントに基づく実行の他に一定時間経過ごとに図９のフローは実行され、次の定時間経過後に再びステップ９６１が実行され、運転モードＴ２の状態フラグに基づき、ステップ９６４で実行モードが判断され、ステップ９７２に実行が移る。ステップ９７２では、走行開始前の各システムや装置の診断を行う。これらの診断は各システムや装置が立ち上がるとそれぞれ開始され、異常を検知すると直ちに報告される。異常の報告があればステップ９７２から実行がステップ９８１へ移り、ステップ９８１からステップ９８４の異常処理が行われる。異常の報告が無ければステップ９７３に実行が移り、正常状態を表す正常フラグを立てて、ステップ９７８で終了する。ステップ９７８では次の運転モードＴ３〜Ｔ７のフラグをすべて立て、走行可能あるいは走行中を表す手続きを行い終了する。このときは運転モードＴ１〜Ｔ２および運転モードＴ８フラグはリセット状態である。

定時間経過後に再びステップ９６１が実行され、運転モードＴ３〜Ｔ７のフラグと車の走行状態により、運転モードＴ３の運転開始（発進準備）状態と判断され、ステップ９６５からステップ９７４に実行が移る。ブレーキ制御システム６０は駐車ブレーキの状態から、ブレーキ操作量検知装置６４の検出値であるブレーキペタル６１の踏み込み量に従って制動力を発生する運転状態となる。ステップ９７４で、ブレーキ操作量検知装置６４で検知したブレーキペタル６１の操作量に従って図６に記載の如く上位制御装置４２が図５に記載の制動制御装置６２に対して制動力発生の指示を出し、制動制御装置６２は指示に従ってブレーキ操作量検知装置６４の検知結果に基づきＰＷＭ方式であるいはチョッパー制御方式で磁石式回転同期モータである制動用モータ６３に加えるための交流電力を発生する。制動用モータ６３は供給された交流電力により回転トルクを発生し、マスタシリンダ６５のピストンを押圧し、油圧を発生する。

マスタシリンダ６５が発生する油圧は制動力を発生するのに使用される油圧で、油圧調整弁６８から車両の各車輪に設けられたキャリパーに供給され、油圧に応じた制動力が各車輪で発生する。回生制動が行われる場合には、ブレーキ操作量検知装置６４で検知したブレーキペタル６１の操作量に基づく制動力から回生制動による制動力が差し引かれた残りの制動力が上位制御装置４２から制動制御装置６２に指示されるが、運転モードＴ３の状態では、回生制動が行われない状態なので、ブレーキ操作量検知装置６４で検知したブレーキペタル６１の操作量に基づく制動力は全て制動用モータ６３の回転トルクに基づいて発生することとなる。なお、油圧調整弁６８は各車輪のキャリパーへマスタシリンダ６５が発生した油圧を分配だけでなく、各車輪のキャリパーへ供給する油圧を微調整することにより、スキッドコントロールを行ったりカーブなどの走行状態での制動力の調整などを行ったりする。ステップ９７４の後、ステップ９７８を実行し終了する。ステップ９７８で運転モードＴ３〜Ｔ７はセットの上体で維持され、定時間経過後のステップ９６１の実行において運転操作における変化が無ければステップ９６１からステップ９６５，ステップ９７４次にステップ９７８を実行するモードを繰り返す。

ブレーキ制御システム６０の制動用モータ６３の運転は、回転速度が非常に低い状態あるいは回転停止状態でマスタシリンダ６５のピストンに力を加えることが必要となり、以下で説明するＰＨＭ方式で交流出力を発生するよりＰＷＭ方式で交流出力を発生する方が良い。

車の停車状態でアクセルペタルが踏み込まれると、ステップ９６１から発進時の加速状態モードに対応する運転モードＴ４のステップ９６６へ進み、ステップ９７５が実行される。この時点では、ブレーキペタル６１は踏み込まれていないのでブレーキ操作量検知装置６４は無操作の状態を出力し、制動制御装置６２は制動用モータ６３に逆回転を発生するための交流電力を加え、マスタシリンダ６５のピストンを逆に移動し、マスタシリンダ６５が出力する油圧をゼロにする。制動用モータ６３を逆回転するための交流電力は制動制御装置６２によってＰＷＭ方式で作られる。

同時に運転モードＴ４ではステップ９７５で、上位制御装置４２から制御回路１７２へトルク指令が送られる。停車状態からの発進のため、以下で図１０を使用して説明する如く、制御回路１７２はチョッパー制御あるいはＰＷＭ制御により交流電力を発生するための制御信号を発生してドライバ回路１７４に供給し、ドライバ回路１７４はインバータ回路１４０の上アームや下アームのスイッチング動作を制御し、この実施の形態ではＩＧＢＴ３２８やＩＧＢＴ３３０のスイッチング動作を制御し、交流電力を発生してモータジェネレータ１９２へ供給してモータジェネレータ１９２の回転トルクを発生する。この回転トルクに基づいて車両は発進し、また加速する。

モータジェネレータ１９２の回転速度が上昇するとステップ９７５では、運転モードＴ４に代わり運転モードＴ５に基づく制御が行われ、制御回路１７２は以下で説明のＰＨＭ方式による制御を行うための制御信号をドライバ回路１７４へ送り、インバータ回路１４０はＰＨＭ方式により交流出力を発生し、モータジェネレータ１９２へ供給する。運転モードＴ４や運転モードＴ５では、モータジェネレータ１９２はモータとして制御され、例えばモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置に対して進み位相の交流電力を発生するように制御回路１７２は制御信号を発生し、インバータ回路１４０からモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置に対して進み位相の交流電力が供給される。この制御により車両はさらに加速する。ステップ９７５の実行の後、ステップ９７８が実行され、運転状態を表すフラグはそのままあるいは運転モードＴ５を示す状態で保持される。インバータ回路１４０はＰＨＭ方式により交流出力を発生することで、単位時間当たりのスイッチング回数がＰＷＭ方式に比べ大変少なくなり、発熱量が減少する。すなわち無駄な電力消費が低減される。

次にアクセルペタル４４の操作が終了し、アクセル捜査もブレーキ捜査も行われない状態となると、車両の速度が高い状態で走行していた場合には減速運転となる。この場合には、ステップ９６１の状態からステップ９７５に実行が移り、アクセルペタル４４が踏み込まれていないので、上位制御装置４２から制御回路１７２へのモータジェネレータ１９２のトルク指令は徐々に減少する値となる。すなわち車速が低速基準領域より大きい状態で走行している場合には緩やかに回転トルクを減少する運転となる。車速が低速基準領域の状態で走行している場合にはモータジェネレータ１９２の発生トルクは維持され、ゆっくりとした走行を続ける。このような制御により渋滞時ののろのろ運転などに対応できる。

モータジェネレータ１９２が高速運転状態でブレーキペタル６１が踏み込まれると、ステップ９６１からステップ９６７に実行が移り、運転モードＴ６と判断されステップ９７６に実行が移る。ステップ９７６では、上位制御装置４２は回生制動の制動力を指示値として制御回路１７２に送り、制動制御装置６２には制動力ゼロの指令を出す。これはブレーキペタル６１に基づく制動力を全て回生制動により発生することを意味している。ブレーキペタル６１に基づく制動力を全て回生制動により発生することは最もエネルギー効率が良いが、モータジェネレータ１９２の運転状態によってはブレーキペタル６１に基づく制動力を全て回生制動により対応することが困難な状態が発生する。そのような場合にはモータジェネレータ１９２の回生運転による制動力とキャリパーによる摩擦制動力との組合せで、要求される制動力を発生することとなる。上述のようにブレーキペタル６１に基づく要求制動力から回生制動による制動力が減算された制動力が上位制御装置４２から制動制御装置６２に指示され、回生制動による制動力は上位制御装置４２から制御回路１７２に指示される。

制御回路１７２は回生制動による制動力を発生するための制御信号をドライバ回路１７４に送り、インバータ回路１４０を制御してモータジェネレータ１９２が発生した交流電力をインバータ回路１４０で直流に変換し、高電圧電源装置１３６を充電する回生運転を行う。制御回路１７２はモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置に対して、例えば反転位相の回転磁界を発生する交流電力を発生するようにインバータ回路１４０を制御するとモータジェネレータ１９２が発生する三相誘起電圧はインバータ回路１４０で直流電力に変換されて高電圧電源装置１３６を充電する。この場合は、モータジェネレータ１９２を回転させている機械エネルギーが三相誘起電圧としてインバータ回路１４０に供給され、さらに直流の電気エネルギーに変換され、高電圧電源装置１３６を充電することとなり、モータジェネレータ１９２に外部から加わる機械エネルギーとしての回転トルクが高電圧電源装置１３６を充電するために消費されることとなり、制動力が発生することとなる。モータジェネレータ１９２が発生する三相誘起電圧の電力変換量を制御することで、回生運転による制動力が制御される。反転位相の回転磁界発生する交流電力を作るようにインバータ回路１４０を制御することにより、モータジェネレータ１９２はジェネレータとして動作する。以下で説明するＰＨＭ方式で回生制動の制御を行うことで、インバータ回路１４０の単位時間当たりのスイッチング回数を減少させることができ、エネルギー効率の優れた回生制動が可能となる。以下の説明のＰＨＭ方式でインバータ回路１４０のアームのスイッチング動作における導通幅を広げると制動力が大きくなり、逆に導通幅を狭くすると制動力が小さくなる。言い換えると変調度を大きくすると制動力が大きくなり、逆に変調度を小さくすると制動力が小さくなる。ステップ９７６の実行の後、ステップ９７８で実行を終了する。

回生制動により車両の走行速度が低下するとモータジェネレータ１９２の誘起電圧が小さくなり、回生制動による制動力が小さくなり、モータジェネレータ１９２の回生運転による制動力で要求された制動力を発生することが困難と成る。この場合には、ブレーキ制御システム６０による摩擦制動力を使用するあるいは両方を合せて使用することとなる。車速がさらに減少すると回生制動による制動力の発生が困難となり、要求制動力は全て摩擦制動力を利用して達成することとなる、この状態は運転モードＴ７で、モータジェネレータ１９２による制動力の指令値はジェロとなるので、モータジェネレータ１９２は運転を停止する。ブレーキペタル６１が操作されて車両が停車状態となる運転モードＴ３となると、再びステップ９７４が実行され、アクセルペタル４４が踏み込まれると運転モードＴ４となり再びステップ９７５が実行される。

一方車両の停車状態からキースイッチ４６の操作によりあるいは図示しないパーキングブレーキ操作により、駐車状態となるとブレーキ制御システム６０は駐車ブレーキの状態の動作となり、上位制御システム４０はステップ９６１からステップ９６８を介してステップ９７７を実行する。ステップ９７７では、上位制御装置４２は各システムや装置に運転終了指令を送り、各システムや装置は運転終了の処理を行い、スリープ状態となる。冷却システム５０や操舵システム８０，ブレーキ制御システム６０，空調システム７０はそれぞれ運転を停止し、終了処理の後、スリープ状態となる。ステップ９７７の後ステップ９７８の実行により、上位制御システム４０もスリープ状態となる。

運転中に異常状態が検知されると、例えば高電圧電源装置１３６が有する診断回路から異常信号が送信されてくると、ステップ９６３で優先的に以上対応実行するように上位制御システム４０は動作し、テップ９８１で正常フラグがリセットされ、ステップ９８２で異常原因の調査指令が出され、取敢えず高電圧電源装置１３６の負荷を低減するためにステップ９８３で以下に説明のＰＨＭ方式の制御においてモータジェネレータ１９２の三相短絡の幅が長くなる制御がなされる。さらにステップ９８３により、ステップ９８２において指令した異常原因の調査の結果により重大事故につながる異常と判断されると、以下に説明のＰＨＭ方式においてモータジェネレータ１９２の三相短絡の期間がさらに引き延ばされる制御がなされ、この三相短絡の期間において高電圧電源装置１３６と電力変換装置２００の平滑コンデンサ５００とをつなぐ図示しないリレーが開放され、高電圧電源装置１３６が切り離される。この場合にはステップ９８４で異常状態の発生を知らせる警報を出し、利用者に異常を知らせる。このようにモータジェネレータ１９２の三相短絡の幅を長くして高電圧電源装置１３６の負担を軽減することにより、多くの場合異常は極めて短期間に解消する。このことにより、制御系の安定が維持される。

図１０を用い、電力変換装置２００において行われる制御方式の切り替えについて説明する。電力変換装置２００は、モータすなわちモータジェネレータ１９２の回転速度に応じて、ＰＷＭ制御方式と後述のＰＨＭ制御方式と、を切り替えて使用する。図１０は、電力変換装置２００における制御モードの切り替えの様子を示している。なお、制御モードを切り替える回転速度は任意に変更可能である。車両が停止状態から走行を開始する場合に、前記モータジェネレータ１９２は停止状態で大きなトルクを発生することが必要である。また車両の高級感を出すためには、滑らかな発進と加速が望ましい。一方回転停止時状態では、要求されるトルクに対応してＰＷＭ制御又はチョッパー制御を行い、回転子の固定子に供給する交流電流を制御する。前記モータジェネレータ１９２の回転速度が上昇するに連れてＰＷＭ制御に移行する。

車両の発進時および加速時は、滑らかな加速を実現するために、前記モータジェネレータ１９２に供給する交流出力、例えば交流電力の歪を少なくすることが望ましく、ＰＷＭ制御方式でインバータ回路１４０が有する半導体素子のスイッチング動作を制御する。以下に説明するＰＨＭ制御はモータジェネレータ１９２の回転速度が停止状態を含む超低速状態では、制御性に問題があり、また交流出力波形、例えば交流電流波形の歪が大きくなる傾向に有り、ＰＷＭ制御方式による制御と組合せることで、あるいはさらにチョッパー制御を加えることで、このような欠点を補うことができる。

前記モータジェネレータ１９２の低速運転状態では、供給できる交流電流に限界が有り、最大発生トルクを抑えた制御を行う。前記モータジェネレータ１９２の回転速度が増加するにつけて内部誘起電圧が高くなり、電流の供給量が減少する傾向となる。このため前記モータジェネレータ１９２の出力トルクは回転速度が増大すると低下する傾向となる。近年モータジェネレータに要求される最高回転速度がより高くなる傾向に有り、毎分１万５千回転を超える速度が要望される場合があり、高速運転ではＰＨＭ制御は有効である。

ＰＷＭ方式による制御とＰＨＭ制御との切り替えのモータジェネレータの回転速度は特に制限されるものではないが、例えば７００rpm以下の状態はＰＷＭ方式で制御し、７００rpmより高い回転速度ではＰＨＭ制御を行うことが考えられる。１５００rpmから５０００rpmの範囲は、ＰＨＭ方式の制御に大変適する運転領域であり、この領域では、ＰＷＭ方式による制御に対してＰＨＭ方式の制御の方が半導体素子のスイッチング損失の低減効果が大きい。この運転領域は市街地走行において利用され易い運転領域であり、ＰＨＭ方式の制御は生活に密着した運転領域において大きな効果を発揮する。

本実施例では、ＰＷＭ制御方式で制御するモード（以下ＰＷＭ制御モード）は、モータジェネレータ１９２の回転速度が比較的低い領域で使用し、一方比較的回転速度が高い領域では後述するＰＨＭ制御モードを使用する。ＰＷＭ制御モードにおいて、電力変換装置２００は前述したようなＰＷＭ信号を用いた制御を行う。すなわち、制御回路１７２内のマイクロコンピュータにより、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、これをＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、各相の電圧指令値に応じた正弦波を基本波として、これを搬送波である所定周期の三角波と比較し、その比較結果に基づいて決定したパルス幅を有するパルス状の変調波をドライバ回路１７４に出力する。この変調波に応じた駆動信号をドライバ回路１７４から各相の上下アームにそれぞれ対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力することにより、高電圧電源装置１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、モータジェネレータ１９２へ供給される。

ＰＨＭの内容については後で詳しく説明する。ＰＨＭ制御モードにおいて制御回路１７２により生成された変調波は、ドライバ回路１７４に出力される。これにより、当該変調波に応じた駆動信号がドライバ回路１７４から各相の対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力される。その結果、高電圧電源装置１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、モータジェネレータ１９２へ供給される。電力変換装置２００のように半導体素子を用いて直流電力を交流電力に変換する場合、単位時間当たりあるいは交流出力の所定位相あたりのスイッチング回数を少なくすると、スイッチング損失を低減することができる反面、変換される交流電力に高調波成分が多く含まれる傾向があるためにトルク脈動が増大し、モータ制御の応答性が悪化する可能性がある。そこで本発明では、上記のようにＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モードとを、変換しようとする交流出力の周波数あるいはこの周波数と関連があるモータの回転速度に応じて切り替えることで、低次の高調波の影響を受けにくいモータ回転域、すなわち高速回転域ではＰＨＭ制御方式を適用し、トルク脈動の発生しやすい低速回転域ではＰＷＭ制御方式を適用するようにしている。このようにすることで、トルク脈動の増大を比較的低く抑えることができ、スイッチング損失を低減できる。なお、スイッチング回数が最小となるモータの制御状態として、モータの１回転ごとに各相の半導体素子を１回ずつオンオフする矩形波による制御状態がある。この矩形波による制御状態は、上記のＰＨＭ制御方式においては、変換される交流出力波形における変調度の増大に従って減少する半周期あたりのスイッチング回数の最終的な状態として、ＰＨＭ制御方式の一制御形態として捉えることができる。この点については後で詳しく説明する。

次にＰＨＭ制御方式を説明するために、先ず始めにＰＷＭ制御と矩形波制御について図１１を参照して説明する。ＰＷＭ制御の場合は一定周波数の搬送波と出力しようとする交流波形との大小比較に基づいて、半導体素子の導通や遮断のタイミングを定め、半導体素子を制御する方式である。ＰＷＭ制御を用いることで脈動の少ない交流電力をモータに供給でき、トルク脈動が少ないモータ制御が可能となる。一方単位時間当たりあるいは交流波形の周期毎のスイッチング回数が多いためにスイッチング損失が大きい欠点がある。これに対して、極端な例として、１パルスの矩形波を用いて半導体素子を制御の場合は、スイッチング回数が少ないためにスイッチング損失を少なくできる。その一方で、変換される交流波形はインダンタンス負荷の影響を無視すると矩形波状となり、正弦波に対して５次，７次，１１次，・・・等の高調波成分が含まれた状態と見ることができる。矩形波をフーリエ展開すると基本正弦波に加え、５次，７次，１１次，・・・等の高調波成分があらわれる。この高調波成分がトルク脈動の原因となる電流歪を生じることとなる。このように、ＰＷＭ制御と矩形波制御は互いに対極的な関係にある。

矩形波状に半導体素子の導通および遮断を制御したと仮定した場合に、交流出力に生じる高調波成分の例を図１２に示す。図１２（ａ）は、矩形波状に変化する交流波形を基本波である正弦波と５次，７次，１１次，・・・等の高調波成分に分解した例である。図１２（ａ）に示す矩形波のフーリエ級数展開は、式（１）のように表される。

ｆ(ωｔ)＝４／π×｛sinωｔ＋(sin３ωｔ)／３＋(sin５ωｔ)／５
＋（sin７ωｔ）／７＋・・・｝ ・・・・・・・・・（１）
式（１）は、４／π・（sinωｔ）で表される基本波の正弦波と、これの高調波成分である３次，５次，７次・・・の各成分とにより、図１２（ａ）に示す矩形波が形成されることを示している。このように、基本波に対してより高次の高調波を合成していくことで矩形波に近づくことが分かる。

図１２（ｂ）は、基本波，３次高調波，５次高調波の各振幅をそれぞれ比較した様子を示している。図１２（ａ）の矩形波の振幅を１とすると、基本波の振幅は１.２７、３次高調波の振幅は０.４２、５次高調波の振幅は０.２５とそれぞれ表される。このように、高調波の次数が上がるほどその振幅は小さくなるため、矩形波制御における影響が小さくなることが分かる。

矩形波形状に半導体素子を導通および遮断した場合に発生する可能性があるトルク脈動の観点から、影響の大きい高次の高調波成分を削除しつつ、一方影響が小さい高次の高調波成分に対してその影響を無視してこれら高調波成分を含めることで、スイッチング損失が少なくしかもトルク脈動の増大を低く抑えることができる電力変換器を実現できる。本実施の形態で使用するＰＨＭ制御では、矩形波交流電流が有する高調波成分を制御の状態に応じてある程度削減した交流出力を出力し、これにより、モータ制御のトルク脈動の影響を小さくし、一方使用上問題が無い範囲で高調波成分が含まれている状態とすることで、スイッチング損失を低減するようにしている。このような制御方式を、上述のとおり、この明細書ではＰＨＭ方式あるいはＰＨＭ制御方式と記載している。

さらに以下の実施の形態では、ＰＨＭ制御方式における高調波の影響が大きいあるいは制御性が悪くなる低周波の交流出力を出力している状態で、ＰＷＭ制御方式を使用するようにしている。具体的には、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とをモータの回転速度に応じて切り替え、回転速度の低い領域でＰＷＭ方式を使用して制御することで、低速回転域と高速回転域のそれぞれにおいて望ましいモータ制御を行うようにしている。

続いて上記制御を実現するための制御回路１７２の構成について説明する。電力変換装置２００に搭載される制御回路１７２の制御方法として、３種類のモータ制御の方法を説明し、以下では、これら３種類のモータ制御方法を第１，第２，第３の実施の形態として記載する。

−第１の実施の形態−
本発明の第１の実施の形態に係る制御回路１７２によるモータジェネレータの制御系を図１３に示す。制御回路１７２には、上位の上位制御装置４２より、目標トルク値としてのトルク指令Ｔ^*が入力される。トルク指令・電流指令変換器４１０は、入力されたトルク指令Ｔ^*と、回転磁極センサ１９３により検出された磁極位置信号θに基づく回転速度情報とに基づいて、予め記憶されたトルク−回転速度マップのデータを用いて、ｄ軸電流指令信号Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ^*を求める。トルク指令・電流指令変換器４１０において求められたｄ軸電流指令信号Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ^*は、電流制御器（ＡＣＲ）４２０，４２１にそれぞれ出力される。電流制御器（ＡＣＲ）４２０，４２１は、トルク指令・電流指令変換器４１０から出力されたｄ軸電流指令信号Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ^*と、電流センサ１８０により検出されたモータジェネレータ１９２の相電流検出信号ｌｕ，ｌｖ，ｌｗが制御回路１７２上の図示しない３相２相変換器において回転センサ−からの磁極位置信号によりｄ，ｑ軸上に変換されたＩｄ，Ｉｑ電流信号とに基づいて、モータジェネレータ１９２を流れる電流がｄ軸電流指令信号Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ^*に追従するように、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*をそれぞれ演算する。電流制御器（ＡＣＲ）４２０において求められたｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０へ出力される。一方、電流制御器（ＡＣＲ）４２１において求められたｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*は、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０へ出力される。

ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０は、電圧位相差演算器４３１，変調度演算器４３２，パルス生成器４３４により構成される。電流制御器４２０から出力されたｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*は、パルス変調器４３０において電圧位相差演算器４３１と変調度演算器４３２に入力される。

電圧位相差演算器４３１は、モータジェネレータ１９２の磁極位置とｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*が表す電圧位相との位相差、すなわち電圧位相差を算出する。この電圧位相差をδとすると、電圧位相差δは式（２）で表される。

δ＝arctan（−Ｖｄ^*／Ｖｑ^*） ・・・・・・・・・・・・・・（２）
電圧位相差演算器４３１は、さらに上記の電圧位相差δに回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表す磁極位置を加算することで、電圧位相を算出する。そして、算出した電圧位相に応じた電圧位相信号θｖをパルス生成器４３４へ出力する。この電圧位相信号θｖは、磁極位置信号θが表す磁極位置をθｅとすると式（３）で表される。

θｖ＝δ＋θｅ＋π ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
変調度演算器４３２は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*が表すベクトルの大きさを高電圧電源装置１３６の電圧で正規化することにより変調度を算出し、その変調度に応じた変調度信号ａをパルス生成器４３４へ出力する。この実施の形態では、上記変調度信号ａは、図７に示すインバータ回路１４０に供給される直流電圧である高電圧電源装置１３６の電圧に基づいて定められることになり、電圧が高くなると変調度ａは小さくなる傾向となる。また指令値の振幅値が大きくなると変調度ａは大きくなる傾向となる。具体的にはバッテリ電圧をＶ_dcとすると式（４）で表される。なお、式（４）において、Ｖｄはｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*の振幅値、Ｖｑはｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*の振幅値をそれぞれ表す。

ａ＝（√(Ｖｄ²＋Ｖｑ²)）／Ｖ_dc ・・・・・・・・・（４）
パルス生成器４３４は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θｖと、変調度演算器４３２からの変調度信号ａとに基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＨＭ制御に基づくパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号を切替器４５０へ出力し、切替器４５０からドライバ回路１７４へ出力し、各半導体素子に駆動信号が出力される。なお、ＰＨＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＨＭパルス信号と記す）の発生方法については、後で詳しく説明する。一方、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０は、電流制御器４２１から出力されたｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*と、回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θとに基づいて、周知のＰＷＭ方式により、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＷＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＷＭパルス信号と記す）を生成する。そして、生成したＰＷＭパルス信号を切替器４５０へ出力し、切替器４５０からドライブ回路１７４に供給され、ドライブ回路１７４から駆動信号が各半導体素子に供給される。

切替器４５０は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０から出力されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれか一方を選択する。この切替器４５０によるパルス信号の選択は、前述のようにモータジェネレータ１９２の回転速度に応じて行われる。すなわち、モータジェネレータ１９２の回転速度が切替ラインとして設定された所定のしきい値よりも低い場合は、ＰＷＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置２００においてＰＷＭ制御方式が適用されるようにする。また、モータジェネレータ１９２の回転速度がしきい値よりも高い場合は、ＰＨＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置２００においてＰＨＭ制御方式が適用されるようにする。こうして切替器４５０において選択されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号は、ドライバ回路１７４（不図示）へ出力される。

以上説明したようにして、制御回路１７２からドライバ回路１７４に対して、ＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号が変調波として出力される。この変調波に応じて、ドライバ回路１７４よりインバータ回路１４０の各ＩＧＢＴ３２８，３３０へ駆動信号が出力される。ここで図１３のパルス生成器４３４の詳細について説明する。パルス生成器４３４は、例えば図１４に示すように、位相検索器４３５とタイマカウンタ比較器４３６によって実現される。位相検索器４３５は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θｖ、変調度演算器４３２からの変調度信号ａおよび磁極位置信号θに基づく回転速度情報に基づいて、予め記憶されたスイッチングパルスの位相情報のテーブルから、スイッチングパルスを出力すべき位相をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の上下各アームについて検索し、その検索結果の情報をタイマカウンタ比較器４３６へ出力する。タイマカウンタ比較器４３６は、位相検索器４３５から出力された検索結果に基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の上下各アームに対するスイッチング指令としてのＰＨＭパルス信号をそれぞれ生成する。タイマカウンタ比較器４３６により生成された各相の上下各アームに対する６種類のＰＨＭパルス信号は、前述のように切替器４５０へ出力される。

図１４の位相検索器４３５およびタイマカウンタ比較器４３６によるパルス生成の手順を詳細に説明したフローチャートを図１５に示す。位相検索器４３５は、ステップ８０１において変調度信号ａを入力信号として取り込み、ステップ８０２において電圧位相信号θｖを入力信号として取り込む。続くステップ８０３において、位相検索器４３５は、入力された現在の電圧位相信号θｖに基づいて、制御遅れ時間と回転速度を考慮して、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。その後ステップ８０４において、位相検索器４３５はＲＯＭ検索を行う。このＲＯＭ検索では、入力された変調度信号ａに基づいて、ステップ８０３で演算された電圧位相の範囲において、ＲＯＭ（不図示）に予め記憶されたテーブルよりスイッチングのオンとオフの位相を検索する。

位相検索器４３５は、ステップ８０４のＲＯＭ検索によって得られたスイッチングのオンとオフの位相の情報を、ステップ８０５においてタイマカウンタ比較器４３６へ出力する。タイマカウンタ比較器４３６は、この位相情報をステップ８０６において時間情報に変換し、タイマカウンタとのコンペアマッチ機能を用いてＰＨＭパルス信号を生成する。なお、位相情報を時間情報に変換する過程は、回転速度信号の情報を利用する。あるいはステップ８０４のＲＯＭ検索によって得られたスイッチングのオンとオフの位相の情報を、ステップ８０６において位相カウンタとのコンペアマッチ機能を用いてＰＨＭパルスを生成しても良い。

タイマカウンタ比較器４３６は、ステップ８０６で生成したＰＨＭパルス信号を、次のステップ８０７において切替器４５０へ出力する。以上説明したステップ８０１〜８０７の処理が位相検索器４３５およびタイマカウンタ比較器４３６において行われることにより、パルス生成器４３４においてＰＨＭパルス信号が生成される。

あるいは、図１５のフローチャートにかえて、図１６のフローチャートに示す処理をパルス生成器４３４において実行することにより、パルス生成を行うようにしてもよい。この処理は、図１５のフローチャートに示したように予め記憶しているテーブルを用いてスイッチング位相を検索するテーブル検索方式を使わず、電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎にスイッチング位相を生成する方式である。

パルス生成器４３４は、ステップ８０１において変調度信号ａを入力し、ステップ８０２において電圧位相信号θｖを入力する。続くステップ８２０において、パルス生成器４３４は、入力された変調度信号ａおよび電圧位相信号θｖに基づいて、制御遅れ時間と回転速度を考慮して、スイッチングのオンとオフの位相を電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎に決定する。ステップ８２０におけるスイッチング位相の決定処理の詳細を図１７のフローチャートに示す。パルス生成器４３４は、ステップ８２１において、回転速度に基づいて削除する高調波次数を指定する。こうして指定された高調波次数に従って、パルス生成器４３４は続くステップ８２２において行列演算などの処理を行い、ステップ８２３においてパルス基準角度を出力する。

ステップ８２１〜８２３までのパルス生成過程は、以下の式（５）〜（８）で示す行列式に則って演算される。ここでは、一例として、３次，５次，７次成分を消去する場合を取り上げる。パルス生成器４３４は、削除する高調波次数として３次，５次，７次の高調波成分をステップ８２１において指定すると、次のステップ８２２において行列演算を行う。ここで３次，５次，７次の消去次数に対して式（５）のような行ベクトルを作る。

式（５）の右辺括弧内の各要素はｋ₁／３，ｋ₂／５，ｋ₃／７となっている。ｋ₁，ｋ₂，ｋ₃は任意の奇数を選択することができる。ただし、ｋ₁＝３，９，１５、ｋ₂＝５，１５，２５、ｋ₃＝７，２１，３５などを選択してはならない。この条件下で、３次，５次，７次成分は完全に消去される。上記をより一般的に記すと、分母の値を削除する高調波次数とし、分子の値を分母の奇数倍を除く任意の奇数とすることで、式（５）の各要素の値を決定することができる。ここで式（５）の例では、消去次数が３種類（３次，５次，７次）であるため行ベクトルの要素数を３つとしている。同様に、Ｎ種類の消去次数に対して要素数Ｎの行ベクトルを設定し、各要素の値を決定することができる。なお、式（５）において、各要素の分子と分母の値を上記のもの以外とすることで、高調波成分を削除するかわりに、そのスペクトルを整形することもできる。そのため、高調波成分の削除ではなくスペクトル整形を主な目的として、各要素の分子と分母の値を任意に選択してもよい。その場合、分子と分母の値は必ずしも整数である必要はないが、分子の値として分母の奇数倍を選択してはならない。また、分子と分母の値は定数である必要はなく、時間に応じて変化する値でもよい。

上記のように、分母と分子の組合せでその値が決定される要素が３つの場合は、式（５）のように３列のベクトルを設定することができる。同様に、分母と分子の組合せでその値が決定される要素数Ｎのベクトル、すなわちＮ列のベクトルを設定することができる。以下では、このＮ列のベクトルを高調波準拠位相ベクトルと呼ぶこととする。

高調波準拠位相ベクトルが式（５）のように３列のベクトルである場合は、その高調波準拠位相ベクトルを転置して式（６）の演算をする。その結果、Ｓ₁〜Ｓ₄までのパルス基準角度が得られる。パルス基準角度Ｓ₁〜Ｓ₄は、電圧パルスの中心位置を表わすパラメータであり、後述する三角波キャリアと比較される。このようにパルス基準角度が４個（Ｓ₁〜Ｓ₄）である場合、一般的には、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６個となる。

また、式（５）のかわりに式（７）のように高調波準拠位相ベクトルが４列の場合は、行列演算式（８）を施す。

その結果、Ｓ₁〜Ｓ₈までのパルス基準角度出力が得られる。このとき線間電圧一周期当たりのパルス数は３２個となる。

削除する高調波成分の数とパルス数との関係は、一般的には次のとおりである。すなわち、削除する高調波成分が２つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は８パルスであり、削除する高調波成分が３つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６パルスであり、削除する高調波成分が４つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は３２パルスであり、削除する高調波成分が５つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は６４パルスである。同様に、削除する高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。ただし、線間電圧で正のパルスと負のパルスが重畳するようなパルス配置の場合、パルス数は上記とは異なる場合がある。

上記のようにしてパルス生成器４３４において生成されるＰＨＭパルス信号により、ＵＶ線間電圧，ＶＷ線間電圧，ＷＵ線間電圧の３種類の線間電圧においてパルス波形がそれぞれ形成される。これらの各線間電圧のパルス波形は、それぞれ２π／３の位相差を有する同一のパルス波形である。したがって、以下では各線間電圧を代表して、ＵＶ線間電圧のみを説明する。ここで、ＵＶ線間電圧の基準位相θ_uvlと電圧位相信号θｖおよび磁極位置θｅとの間には、式（９）の関係がある。

θ_uvl＝θｖ＋π／６＝θｅ＋δ＋７π／６［rad］ ・・・・・（９）
式（９）で表されるＵＶ線間電圧の波形は、θ_uvl＝π／２，３π／２の位置を中心に線対称であり、かつ、θ_uvl＝０、πの位置を中心に点対称となる。したがって、ＵＶ線間電圧パルスの１周期（θ_uvlが０から２πまで）の波形は、θ_uvlが０からπ／２までの間のパルス波形を元に、これをπ／２毎に左右対称または上下対称に配置することによって表現できる。これを実現するひとつの方法が、０≦θ_uvl≦π／２の範囲におけるＵＶ線間電圧パルスの中心位相を４チャンネルの位相カウンタと比較し、その比較結果に基づいて、１周期すなわち０≦θ_uvl≦２πの範囲についてＵＶ線間電圧パルスを生成するアルゴリズムである。その概念図を図１８に示す。図１８は０≦θ_uvl≦π／２の範囲における線間電圧パルスが４つである場合の例を示している。図１８において、パルス基準角度Ｓ₁〜Ｓ₄は、その４つのパルスの中心位相を表す。ｃａｒr１（θ_uvl），ｃａｒｒ２（θ_uvl），ｃａｒｒ３（θ_uvl），ｃａｒｒ４（θ_uvl）は、４チャンネルの位相カウンタの各々を表している。これらの各位相カウンタは、いずれも基準位相θ_uvlに対して２πradの周期を持つ三角波である。また、ｃａｒｒ１（θ_uvl）とｃａｒｒ２（θ_uvl）は振幅方向にｄθの偏差を持ち、ｃａｒｒ３（θ_uvl）とｃａｒｒ４（θ_uvl）の関係も同様である。ｄθは線間電圧パルスの幅を表している。このパルス幅ｄθに対して基本波の振幅が線形に変化する。

線間電圧パルスは、各位相カウンタｃａｒｒ１（θ_uvl），ｃａｒｒ２（θ_uvl），ｃａｒｒ３（θ_uvl），ｃａｒｒ４（θ_uvl）と、０≦θ_uvl≦π／２の範囲におけるパルスの中心位相を表すパルス基準角度Ｓ₁〜Ｓ₄との各交点に形成される。これにより、９０度毎に対称的なパターンのパルス信号が生成される。

より詳細には、ｃａｒｒ１（θ_uvl），ｃａｒｒ２（θ_uvl）とＳ₁〜Ｓ₄とがそれぞれ一致した点において、正の振幅を有する幅ｄθのパルスが生成される。一方、ｃａｒｒ３（θ_uvl），ｃａｒｒ４（θ_uvl）とＳ₁〜Ｓ₄とがそれぞれ一致した点において、負の振幅を有する幅ｄθのパルスが生成される。

以上説明したような方法を用いて生成した線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を図１９に示す。図１９では、式（５）のｋ₁，ｋ₂，ｋ₃の値として、ｋ₁＝１，ｋ₂＝１，ｋ₃＝３をそれぞれ選択し、変調度を０から１.０まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図１９により、変調度の増加とほぼ比例してパルス幅が増加していることが分かる。こうしてパルス幅を増加させることで、電圧の実効値を増加させることができる。ただし、θ_uvl＝０，π，２π付近のパルスは、変調度０.４以上において、変調度が変化してもパルス幅は変化していない。このような現象は、正の振幅を有するパルスと負の振幅を有するパルスが重なり合うことで生じるものである。

上述したように、上記実施の形態では、ドライバ回路１７４から駆動信号をインバータ回路１４０の各半導体素子に送ることにより、各半導体素子は出力しようとする交流出力、例えば交流電圧の位相に基づいてスイッチング動作を行う。交流電力の一周期における半導体素子のスイッチング回数は、除去しようとする高調波の種類が増えるほど、増える傾向となる。ここで三相交流の回転電機に供給する三相交流電力を出力する場合には、３の倍数の高次高調波は互いに打ち消し合うことに成るので、除去しようとする高調波に含めなくても良い。

また別の観点で見ると、供給される直流電力の電圧が低下すると変調度が増加し、導通している各スイッチング動作の導通期間が長くなる傾向となる。またモータなどの回転電機を駆動する場合に回転電機の発生トルクを大きくする場合には変調度が大きくなり、結果的に各スイッチング動作の導通期間が長くなり、回転電機の発生トルクを小さくする場合には、各スイッチング動作の導通期間が短くなる。導通期間が増大し、遮断時間が短くなった場合、つまりスイッチング間隔がある程度短くなった場合には、安全に半導体素子を遮断できない可能性が有り、その場合は遮断させないで導通状態のままそれに続く導通期間につながる制御が行われる。

また別の観点で見ると、出力される交流出力の歪の影響が大きくなる周波数の低い状態、特に回転電機が停止状態あるいは回転速度が非常に低い状態では、ＰＨＭ方式の制御ではなく、定周期の搬送波を利用するＰＷＭ方式でインバータ回路１４０を制御し、回転速度が増加した状態でＰＨＭ方式に切り替えてインバータ回路１４０を制御する。本発明を自動車駆動用の電力変換装置の適用した場合には、車が停止状態から発進して加速する段階は、車の高級感に影響するなどの理由で特にトルク脈動の影響を少なくすることが望ましい。このため少なくとも車が停止状態から発進する状態はＰＷＭ方式でインバータ回路１４０を制御し、ある程度加速した後ＰＨＭ方式の制御に切り替える。このようにすることで、少なくとも発進時はトルク脈動の少ない制御が実現でき、少なくとも通常の運転である定速走行に移った状態ではスイッチングロスの少ないＰＨＭ方式で制御することか可能となり、トルク脈動の影響を抑えながら損失の少ない制御を実現できる。

本発明において用いられるＰＨＭパルス信号によると、上記のように変調度を固定したときに、例外を除き、パルス幅が等しいパルス列による線間電圧波形を形成することを特徴とする。なお、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合とは、上記のように正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスが重なった場合である。この場合、パルスが重なった部分を正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスに分解すると、パルスの幅は全域で必ず等しい。つまり、パルス幅の変化で変調度が変化する。

ここで、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合について、さらに図２０を用いて詳細に説明する。図２０の上部には、図１９において変調度１.０のときの線間電圧パルス波形のうち、π／２≦θ_uvl≦３π／２の範囲を拡大したものを示している。この線間電圧パルス波形では、中心付近の２つのパルスが他のパルスとは異なるパルス幅を有している。図２０の下部には、こうしたパルス幅が他とは異なる部分を分解した様子を示している。この図から、当該部分では、他のパルスと同じパルス幅をそれぞれ有する正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なっており、これらのパルスが合成されることによって他とは異なるパルス幅のパルスが形成されていることが分かる。すなわち、こうしてパルスの重なりを分解することで、ＰＨＭパルス信号に応じて形成される線間電圧のパルス波形は、一定のパルス幅を有するパルスによって構成されていることが分かる。

本発明により生成されるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の他の一例を図２１に示す。ここでは、式（５）のｋ₁，ｋ₂，ｋ₃の値として、ｋ₁＝１，ｋ₂＝１，ｋ₃＝５をそれぞれ選択し、変調度を０から１.２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図２１では、変調度が１.１７以上になると、θ_uvl＝π／２，３π／２の位置において、互いに隣接する左右対称の２つのパルス間の隙間がなくなっている。したがって、変調度が１.１７未満の範囲では狙った高調波成分を削除できるが、変調度がこれ以上になると高調波成分を有効に削除できないことが分かる。さらに変調度を大きくしていくと、他の位置においても隣接するパルス間の隙間がなくなっていき、最終的に変調度１.２７において矩形波の線間電圧パルス波形となる。

図２１に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図２２に示す。図２２でも図２１と同様に、変調度が１.１７以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図２２の相電圧パルス波形と図２１の線間電圧パルス波形との間には、π／６の位相差がある。

次に、線間電圧パルスを相電圧パルスに変換する方法について説明する。図２３は、線間電圧パルスから相電圧パルスへの変換において用いられる変換表の例を示している。この表中で左端の列に記載されている１〜６の各モードは、取り得るスイッチング状態ごとに番号を割り当てたものである。モード１〜６では、線間電圧から出力電圧への関係が１対１に決まっている。これらの各モードは、直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間に対応している。なお、図２３の表中に記載されている線間電圧は、異なる相の電位差として取りうるパターンをバッテリ電圧Ｖ_dcで正規化して整理したものである。

図２３において、たとえば、モード１ではＶｕｖ→１，Ｖｖｗ→０，Ｖｕ→−１と示されているが、これはＶｕ−Ｖｖ＝Ｖ_dc，Ｖｖ−Ｖｗ＝０，Ｖｗ−Ｖｕ＝−Ｖ_dcとなる場合を正規化して示している。このときの相電圧すなわち相端子電圧（ゲート電圧に比例）は、図２３の表によるとＶｕ→１（Ｕ相の上アームをオン、下アームをオフ），Ｖｖ→０（Ｖ相の上アームをオフ、下アームをオン），Ｖｗ→０（Ｗ相の上アームをオフ、下アームをオン）となる。すなわち、図２３の表では、Ｖｕ＝Ｖ_dc，Ｖｖ＝０，Ｖｗ＝０となる場合を正規化して示している。モード２〜６も、モード１と同様の考え方で成り立っている。

図２３の変換表を用いて矩形波の状態でインバータ回路１４０を制御するモードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を図２４に示す。図２４において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧Ｖｕｖを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖｕ，Ｖ相端子電圧Ｖｖ，Ｗ相端子電圧Ｖｗを示している。図２４に示すように、矩形波制御モードでは図２３の変換表に示したモードが１から６まで順番に変化する。なお、矩形波制御モードでは後述する３相短絡期間は存在しない。

図２５は、図１９に例示した線間電圧パルス波形を図２３の変換表に従って相電圧パルスに変換する様子を示している。図２５において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧パルスを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖｕ，Ｖ相端子電圧Ｖｖ，Ｗ相端子電圧Ｖｗを示している。

図２５の上部には、モード（直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間）の番号、および３相短絡となっている期間を示している。３相短絡の期間では３相の上アームをすべてオンにするか３相の下アームをすべてオンにするかのいずれかであるが、スイッチング損失や導通損失の状況に応じて、どちらかのスイッチモードを選択すればよい。

たとえば、ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが１、Ｖ相端子電圧Ｖｖが０である（モード１，６）。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが０のときは、Ｕ相端子電圧ＶｕとＶ相端子電圧Ｖｖが同じ値、すなわちＶｕが１かつＶｖが１（モード２，３相短絡）、またはＶｕが０かつＶｖが０（モード５，３相短絡）のいずれかである。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが−１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが０、Ｖ相端子電圧Ｖｖが１である（モード３，４）。このような関係に基づいて、相電圧すなわち相端子電圧の各パルス（ゲート電圧パルス）が生成される。

図２５において、線間電圧パルスと各相の相端子電圧パルスのパターンは、位相θ_uvlに対して、π／３を最小単位として準周期的に繰り返されるパターンとなっている。つまり、０≦θ_uvl≦π／３の期間のＵ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θ_uvl≦２π／３のＷ相端子電圧のパターンと同じである。また、０≦θ_uvl≦π／３の期間のＶ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θ_uvl≦２π／３のＵ相端子電圧のパターンと同じであり、０≦θ_uvl≦π／３の期間のＷ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θ_uvl≦２π／３のＶ相端子電圧のパターンと同じである。モータの回転速度と出力が一定である定常状態においては、こうした特徴が特に顕著に表れる。

ここで、上記のモード１〜６を、異なる相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８と下アーム用のＩＧＢＴ３３０をそれぞれオンさせて直流電源である高電圧電源装置１３６からモータジェネレータ１９２に電流を供給する第１の期間として定義する。また、３相短絡期間を、全相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０のいずれか一方をオンさせてモータジェネレータ１９２に蓄積されたエネルギーでトルクを維持する第２の期間と定義する。図２５に示す例では、これら第１の期間と第２の期間を電気角に応じて交互に形成していることが分かる。

さらに図２５では、たとえば０≦θ_uvl≦π／３の期間において、第１の期間としてのモード６および５を、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返している。ここで図２３から分かるように、モード６では、Ｖ相において下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンする一方で、他のＵ相，Ｗ相では、Ｖ相と異なる側、すなわち上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンしている。他方、モード５では、Ｗ相において上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンする一方で、他のＵ相，Ｖ相では、Ｗ相と異なる側、すなわち下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンしている。すなわち、第１の期間では、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のうちいずれか１相（モード６ではＶ相、モード５ではＷ相）を選択し、この選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相（モード６ではＵ相およびＷ相、モード５ではＵ相およびＶ相）について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相（Ｖ相，Ｗ相）を交替している。

０≦θ_uvl≦π／３以外の期間でも上記と同様に、第１の期間としてのモード１〜６のいずれかを、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返す。すなわち、π／３≦θ_uvl≦２π／３の期間ではモード１および６を、２π／３≦θ_uvl≦πの期間ではモード２および１を、π≦θ_uvl≦４π／３の期間ではモード３および２を、４π／３≦θ_uvl≦５πの期間ではモード４および３を、５π／３≦θ_uvl≦２πの期間ではモード５および４を、それぞれ交互に繰り返す。これにより、上記と同様に、第１の期間では、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のうちいずれか１相を選択し、選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相を交替する。

ところで、上記の第１の期間すなわちモード１〜６の期間を形成する電気角位置と、この期間の長さとは、モータジェネレータ１９２に対するトルクや回転速度などの要求指令に応じて変化させることができる。すなわち前述のように、モータの回転速度やトルクの変化に伴って削除する高調波の次数を変化させるために、第１の期間を形成する特定の電気角位置を変化させる。あるいは、モータの回転速度やトルクの変化に応じて、第１の期間の長さすなわちパルス幅を変化させ、変調度を変化させる。これにより、モータを流れる交流電流の波形、より具体的には交流電流の高調波成分を所望の値に変化させ、この変化により、高電圧電源装置１３６からモータジェネレータ１９２に供給する電力を制御することができる。なお、特定の電気角位置と第１の期間の長さは、いずれか一方のみを変化させてもよいし、両方を同時に変化させてもよい。

ここで、パルスの形状と電圧には以下の関係がある。図示したパルスの幅は電圧の実効値を変化させる効果があり、線間電圧のパルス幅が広いときには電圧の実効値は大きく、狭いときには電圧の実効値が小さい。また、削除する高調波の個数が少ない場合は、電圧の実効値が高いため、変調度の上限が矩形波に近づく。この効果は、回転電機（モータジェネレータ１９２）が高速回転しているときに有効であり、通常のＰＷＭで制御した場合の出力の上限を上回って出力させることができる。すなわち、直流電源であるバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電力を供給する第１の期間の長さと、この第１の期間を形成する特定の電気角位置とを変化させることで、モータジェネレータ１９２に印加する交流電圧の実効値を変化させ、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じた出力を得ることができる。

また、図２５に示す駆動信号のパルス形状は、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の各相について、任意のθ_uvlすなわち電気角を中心に左右非対称となっている。さらに、パルスのオン期間またはオフ期間のうち少なくとも一方がθ_uvl（電気角）でπ／３以上にわたって連続する期間を含んでいる。たとえばＵ相では、θ_uvl＝π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間と、θ_uvl＝３π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間とを有している。同様に、Ｖ相では、θ_uvl＝π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θ_uvl＝７π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有しており、Ｗ相では、θ_uvl＝５π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θ_uvl＝１１π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有している。このようなパルス形状の特徴を有している。

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置によれば、ＰＨＭ制御モードが選択されているときに、直流電源からモータに電力を供給する第１の期間と、３相フルブリッジの全相上アームをオン或いは全相下アームをオンさせる第２の期間を、電気角に応じた特定のタイミングで交互に発生させる。これにより、ＰＷＭ制御モードが選択されている場合に比べて、スイッチングの頻度が１／７から１／１０以下で済む。したがって、スイッチング損失を低減することができる。さらに加えて、ＥＭＣ（電磁ノイズ）を軽減することもできる。

次に、図２１で例示したように変調度を変化させたときの線間電圧パルス波形における高調波成分の削除の様子について説明する。図２６は、変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。

図２６（ａ）では、３次および５次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。この図によると、変調度が１.２以上の範囲では５次高調波が削除しきれずに現れることが分かる。図２６（ｂ）では、３次，５次および７次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。この図によると、変調度が１.１７以上の範囲では５次および７次の高調波が削除しきれずに現れることが分かる。

なお、図２６（ａ）に対応する線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形の例を図２７や図２８にそれぞれ示す。ここでは、要素数が２である行ベクトルを設定し、各要素（ｋ₁／３，ｋ₂／５）におけるｋ₁，ｋ₂の値としてｋ₁＝１，ｋ₂＝３をそれぞれ選択して、変調度を０から１.２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形と相電圧波形の例を示している。また、図２６（ｂ）は、図２１や図２２にそれぞれ示した線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形に対応している。

上記の説明から、変調度がある一定の値を超えると、削除対象とした高調波が削除しきれずに現れ始めることが分かる。また、削除対象とする高調波の種類（数）が多いほど、低い変調度で高調波を削除しきれなくなることが分かる。

次に、図１３に示したＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０におけるＰＷＭパルス信号の生成方法について、図２９を参照して説明する。図２９（ａ）は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相における電圧指令信号と、ＰＷＭパルスの生成に用いる三角波キャリアとの波形を示している。各相の電圧指令信号は、位相を互いに２π／３ずつずらした正弦波の指令信号であり、変調度に応じて振幅が変化する。この電圧指令信号と三角波キャリア信号とをＵ，Ｖ，Ｗの各相についてそれぞれ比較し、両者の交点をパルスのオンオフのタイミングとすることで、図２９（ｂ），（ｃ），（ｄ）にそれぞれ示すようなＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相に対する電圧パルス波形が生成される。なお、これらのパルス波形におけるパルス数は、いずれも三角波キャリアにおける三角波パルス数に等しい。

図２９（ｅ）は、ＵＶ線間電圧の波形を示している。このパルス数は、三角波キャリアにおける三角波パルス数の２倍、すなわち各相に対する上記の電圧パルス波形におけるパルス数の２倍に等しい。なお、他の線間電圧、すなわちＶＷ線間電圧およびＷＵ線間電圧についても同様である。

図３０は、ＰＷＭパルス信号によって形成される線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を示している。ここでは、変調度を０から１.２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図３０では、変調度が１.１７以上になると、互いに隣接する２つのパルス間の隙間がなくなり、合わせて１つのパルスとなっている。こうしたパルス信号は過変調ＰＷＭパルスと呼ばれる。最終的には変調度１.２７において、矩形波の線間電圧パルス波形となる。

図３０に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図３１に示す。図３１でも図３０と同様に、変調度が１.１７以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図３１の相電圧パルス波形と図３０の線間電圧パルス波形との間には、π／６の位相差がある。

ここで、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形とを比較する。図３２（ａ）は、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図１９において変調度０.４の線間電圧パルス波形に相当する。一方、図３２（ｂ）は、ＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図３０において変調度０.４の線間電圧パルス波形に相当する。

図３２（ａ）と図３２（ｂ）とをパルス数について比較すると、図３２（ａ）に示すＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の方が、図３２（ｂ）に示すＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形よりも大幅にパルス数が少ないことが分かる。したがって、ＰＨＭパルス信号を用いると、生成される線間電圧パルス数が少ないために制御応答性はＰＷＭ信号の場合よりも低下するが、ＰＷＭ信号を用いた場合よりもスイッチング回数を大幅に減らすことができる。その結果、スイッチング損失を大幅に低減することができる。

図３３は、切替器４５０の切替動作によってＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モードをモータジェネレータの回転速度に応じて切り替えたときの様子を示している。ここでは、θ_uvl＝πのときに切替器４５０の選択先をＰＷＭパルス信号からＰＨＭパルス信号へと切り替えることにより、制御モードをＰＷＭ制御モードからＰＨＭ制御モードへと切り替えたときの線間電圧パルス波形の例を示している。

次に、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いについて、図３４を参照して説明する。図３４（ａ）は、ＰＷＭパルス信号の生成に用いられる三角波キャリアと、このＰＷＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧，Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧とを示している。図３４（ｂ）は、ＰＨＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧，Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧を示している。これらの図を比較すると、ＰＷＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定ではないのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定であることが分かる。なお、前述のようにパルス幅が一定とはならない場合もあるが、これは正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なることによるものであり、パルスの重なりを分解すれば全てのパルスで同じパルス幅となる。また、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は三角波キャリアがモータジェネレータの回転速度の変動に関わらず一定であるため、ＵＶ線間電圧の各パルスの間隔もモータジェネレータの回転速度によらず一定であるのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスの間隔がモータジェネレータの回転速度に応じて変化することが分かる。

図３５は、モータジェネレータの回転速度とＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形との関係を示している。図３５（ａ）は、所定のモータジェネレータの回転速度におけるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図１９において変調度０.４の線間電圧パルス波形に相当するものであり、電気角（ＵＶ線間電圧の基準位相θ_uvl）２π当たり１６パルスを有する。

図３５（ｂ）は、図３５（ａ）のモータジェネレータの回転速度を２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図３５（ｂ）の横軸の長さは、時間軸に対して図３５（ａ）と等価となるようにしている。図３５（ａ）と図３５（ｂ）とを比較すると、電気角２π当たりのパルス数は１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図３５（ｂ）では２倍となっていることが分かる。図３５（ｃ）は、図３５（ａ）のモータジェネレータの回転速度を１／２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図３５（ｃ）の横軸の長さも、図３５（ｂ）と同様に時間軸に対して図３５（ａ）と等価となるようにしている。図３５（ａ）と図３５（ｃ）とを比較すると、図３５（ｃ）では電気角π当たりのパルス数が８パルスであるため、電気角２π当たりのパルス数では１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図３５（ｃ）では１／２倍となっていることが分かる。

以上説明したように、ＰＨＭパルス信号を用いた場合は、モータジェネレータの回転速度に比例して線間電圧パルスの単位時間当たりのパルス数が変化する。すなわち、電気角２π当たりのパルス数を考えると、これはモータジェネレータの回転速度によらず一定である。一方、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は、図３４で説明したように、モータジェネレータの回転速度によらず線間電圧パルスのパルス数は一定である。すなわち、電気角２π当たりのパルス数を考えると、これはモータジェネレータの回転速度が上昇するほど低減する。

図３６は、ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角２π当たり（すなわち線間電圧一周期当たり）の線間電圧パルス数と、モータジェネレータの回転速度との関係を示している。なお図３６では、８極モータ（極対数４）を用いて、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３次，５次，７次の３つとし、正弦波ＰＷＭ制御で用いる三角波キャリアの周波数を１０ｋＨｚとした場合の例を示している。このように電気角２π当たりの線間電圧パルス数は、ＰＷＭ制御の場合はモータジェネレータの回転速度が上昇するほど減少していくのに対して、ＰＨＭ制御の場合はモータジェネレータの回転速度によらず一定であることが分かる。なお、ＰＷＭ制御における線間電圧パルス数は、式（１０）で求めることができる。

（線間電圧パルス数）＝（三角波キャリアの周波数）／｛（極対数）
×（回転速度）／６０｝×２ ・・・（１０）
なお、図３６では、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３つとした場合の線間電圧一周期当たりの線間電圧パルス数が１６であることを示したが、この値は削除対象とする高調波成分の数に応じて前述のように変化する。すなわち、削除対象の高調波成分が２つである場合は８、削除対象の高調波成分が４つである場合は３２、削除対象の高調波成分が５つである場合は６４のように、削除対象とする高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。

以上説明した第１の実施の形態に係る制御回路１７２によって行われるモータ制御のフローチャートを図３７に示す。ステップ９０１において、制御回路１７２はモータの回転速度情報を取得する。この回転速度情報は、回転磁極センサ１９３から出力される磁極位置信号θに基づいて求められる。

ステップ９０２において、制御回路１７２は、ステップ９０１で取得した回転速度情報に基づいて、モータジェネレータの回転速度が所定の切替回転速度以上であるか否かを判定する。モータジェネレータの回転速度が切替回転速度以上であればステップ９０４へ進み、切替回転速度未満であればステップ９０３へ進む。
。

ステップ９０４において、制御回路１７２は、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波の次数を決定する。ここでは前述のように、３次，５次，７次などの高調波を削除対象として決定することができる。なお、モータジェネレータの回転速度に応じて削除対象とする高調波の数を変化させてもよい。たとえば、モータジェネレータの回転速度が比較的低い場合は３次，５次および７次の高調波を削除対象とし、モータジェネレータの回転速度が比較的高い場合は３次および５次の高調波を削除対象とする。このように、モータジェネレータの回転速度が高くなるほど削除対象とする高調波の数を少なくすることで、高調波によるトルク脈動の影響を受けにくい高速回転域ではＰＨＭパルス信号のパルス数を減らして、スイッチング損失をより一層効果的に減少させることができる。

ステップ９０５において、制御回路１７２は、ステップ９０４で決定した次数の高調波を削除対象とするＰＨＭ制御を行う。このとき、削除対象の高調波の次数に応じたＰＨＭパルス信号が前述のような生成方法に従ってパルス変調器４３０により生成されると共に、そのＰＨＭパルス信号が切替器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０５を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。

ステップ９０６において、制御回路１７２は矩形波制御を行う。矩形波制御は、前述のようにＰＨＭ制御の一形態、すなわちＰＨＭ制御において変調度を最大としたもの、または削除対象の高調波次数が無いものと考えることができる。矩形波制御では、高調波を削除することはできないが、スイッチング回数を最小とすることができる。なお、矩形波制御に用いられるパルス信号は、ＰＨＭ制御の場合と同様にパルス変調器４３０によって生成することができる。このパルス信号が切替器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０６を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。

ステップ９０３において、制御回路１７２はＰＷＭ制御を行う。このとき、所定の三角波キャリアと電圧指令信号との比較結果に基づいて、前述のような生成方法により、ＰＷＭパルス信号がパルス変換器４４０において生成される共に、そのＰＷＭパルス信号が切替器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０３を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。

以上説明した第１の実施の形態によれば、上述した作用効果を奏し、さらにまた次に記載の作用効果を奏する。
（１）電力変換装置２００は、上アーム用および下アーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０を備えた３相フルブリッジ型のインバータ回路１４０と、各相のＩＧＢＴ３２８，３３０に対して駆動信号を出力する制御部１７０とを具備しており、高電圧電源装置１３６から供給される電圧を駆動信号に応じたＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって電気角で２π／３rad毎にずらした出力電圧に変換し、モータジェネレータ１９２へ供給する。この電力変換装置２００は、ＰＨＭ制御モードと正弦波ＰＷＭ制御モードとを所定の条件に基づいて切り替える。ＰＨＭ制御モードでは、異なる相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８と下アーム用のＩＧＢＴ３３０をそれぞれオンさせて高電圧電源装置１３６からモータジェネレータ１９２に電流を供給する第１の期間と、全相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０のいずれか一方をオンさせてモータジェネレータ１９２に蓄積されたエネルギーでトルクを維持する第２の期間とを、電気角に応じて交互に形成する。正弦波ＰＷＭ制御モードでは、正弦波指令信号と搬送波との比較結果に基づいて決定したパルス幅に応じてＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせて高電圧電源装置１３６からモータジェネレータ１９２に電流を供給する。このようにしたので、トルク脈動とスイッチング損失を低減しつつ、モータジェネレータ１９２の状態に応じた適切な制御を行うことができる。
（２）電力変換装置２００は、ＰＨＭ制御モードと正弦波ＰＷＭ制御モードとをモータジェネレータ１９２の回転速度に基づいて切り替えるようにした（図３７ステップ９０２，９０３，９０５，９０６）。これにより、モータジェネレータ１９２の回転速度に応じて適切な制御モードに切り替えることができる。
（３）ＰＨＭ制御モードは、モータジェネレータ１９２の１回転ごとに各相のＩＧＢＴ３２８，３３０をそれぞれ１回ずつオンおよびオフさせる矩形波制御モードをさらに含むようにした。これにより、モータジェネレータ１９２がトルク脈動の影響が小さい高回転状態であるときなどは、スイッチング損失を最小化することができる。矩形波制御モードは図１０に示す如く回転速度の最も高い領域で使用される制御モードであるが、高い変調度を要求される高出力領域でも使用される、本実施の形態では、変調度を高くすることで、半周期当たりのスイッチング回数が徐々に減少し、スムーズに上記矩形波制御モードに移行することが可能である。
（４）ＰＨＭ制御モードでは、第１の期間を形成する電気角位置と、第１の期間の長さとの少なくとも一方を変化させて、モータジェネレータ１９２を流れる交流電流の高調波成分を所望の値に変化させる。この高調波成分の変化により、ＰＨＭ制御モードから矩形波制御モードへ移行する。より具体的には、第１の期間の長さを変調度に応じて変化させ、変調度が最大であるときに矩形波制御を行うようにした。これにより、ＰＨＭ制御モードから矩形波制御モードへの移行を容易に実現することができる。

−第２の実施の形態−
本発明の第２の実施の形態に係る制御回路１７２によるモータジェネレータの制御系を図３８に示す。このモータジェネレータの制御系は、図１３に示した第１の実施の形態によるモータジェネレータの制御系と比べて、過渡電流補償器４６０をさらに有している。

過渡電流補償器４６０は、ＰＷＭ制御からＰＨＭ制御へ、またはＰＨＭ制御からＰＷＭ制御へと制御モードを切り替える際に、モータジェネレータ１９２に流れる相電流において生じる過渡電流を補償するための補償電流を発生させる。この補償電流の発生は、制御モード切替時の相電圧を検出し、検出された相電圧を打ち消すような補償パルスを生成するためのパルス状の変調波を過渡電流補償器４６０からドライバ回路１７４へ出力することによって行われる。過渡電流補償器４６０から出力された変調波に基づく駆動信号がドライバ回路１７４からインバータ回路１４０の各ＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力されることにより、補償パルスが生成され、補償電流を発生させることができる。

上記の過渡電流補償器４６０による補償電流の発生について、図３９を参照して説明する。図３９には、上から順に、ＰＷＭパルス信号による線間電圧波形および相電圧波形，制御モード切替時の相電流波形，補償パルス波形，制御モード切替後のＰＨＭパルス信号による線間電圧波形および相電圧波形の各例をそれぞれ示している。なお、図３９では、ＰＷＭパルス信号による線間電圧波形および相電圧波形を除いて、ＰＷＭ制御モードからＰＨＭ制御モードへの切り替えが図中の電気角（基準位相）πにおいて行われたときの例を示している。制御モードの切り替えを行うときには、図中に示すように相電流が検出される。この相電流の検出結果に基づいて補償パルスのパルス幅が決定され、相電圧と反対の符号（ここでは負）を有する振幅Ｖ_dc／２の補償パルスが出力される。これにより図中に示すように、制御モードの切り替え直後に発生する過渡電流を打ち消すような補償電流が相電流において流れる。補償パルスの出力が終わった後、ＰＨＭパルス信号が出力される。

図４０は、制御モードの切替時点を起点として、図３９に示した相電流波形と補償パルス波形の一部をそれぞれ拡大したものを示している。図４０に示すように、過渡電流の補償パルスＶｕｎ＿ｐが出力されている間、補償電流ｌｕｐが負側に増大していく。時刻ｔ０において過渡電流ｌｕｔと補償電流ｌｕｐの大きさが一致すると、このタイミングに合わせて補償パルスＶｕｎ＿ｐの出力が終了する。その後は過渡電流ｌｕｔと補償電流ｌｕｐが同様の傾斜でそれぞれ０に収束していく。これにより、過渡電流ｌｕｔと補償電流ｌｕｐとの合成である相電流ｌｕａを時刻ｔ０以降において０に収束させることができる。

上記のように、過渡電流ｌｕｔと補償電流ｌｕｐの大きさが一致するタイミング、すなわち過渡電流ｌｕｔが補償電流ｌｕｐによって完全に打ち消されるタイミングに合わせて補償パルスＶｕｎ＿ｐのパルス幅を決定することで、相電流ｌｕａを素早く０に収束させることができる。なお、こうしたパルス幅は、制御モード切替時の相電流ｌｕａの検出結果に基づいて、回路の時定数を考慮して決定することができる。

なお、図３９や図４０ではＰＷＭ制御モードからＰＨＭ制御モードへの切替時について説明したが、反対にＰＨＭ制御モードからＰＷＭ制御モードへ切り替える場合も、同様の方法により過渡電流補償器４６０から補償パルスを出力し、過渡電流を打ち消すような補償電流を相電流において発生させることができる。

以上説明した第２の実施の形態に係る制御回路１７２によって行われるモータ制御のフローチャートを図４１に示す。ステップ９０１〜９０７において、制御回路１７２は、図３７のフローチャートに示した第１の実施の形態による処理と同様の処理を行う。

ステップ９０８において、制御回路１７２は、制御モードの切り替えがあったか否かを判定する。ＰＷＭ制御からＰＨＭ制御またはＰＨＭ制御からＰＷＭ制御へ制御モードの切り替えが行われた場合、制御回路１７２はステップ９０９へ進む。一方、制御モードの切り替えが行われていない場合、制御回路１７２はステップ９０１へ戻って処理を繰り返す。なお、ステップ９０８の判定結果は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０またはＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０から補償器割り込み信号を出力することにより、過渡電流補償器４６０へと伝えられる。ステップ９０９において、制御回路１７２は、前述のような方法により補償パルスを生成することで補償電流を発生させ、相電流に生じる過渡電流の補償を過渡電流補償器４６０において行う。ステップ９０９を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻って処理を繰り返す。ここで、ステップ９０９における過渡電流補償について、図４２のフローチャートを参照してさらに詳しく説明する。最初に過渡電流補償器４６０は、制御モードを切り替える直前のＵ相，Ｖ相，Ｗ相各相の過渡電流をステップ９８７で検出する。この過渡電流の検出は、電流センサ１８０を用いて行われる。次に過渡電流補償器４６０は、予め定められた回路時定数τを用いて、検出した過渡電流を補償電流が打ち消す向きとなるように、ステップ９８８で、相電圧印加時間ｔ０を各相について計算する。

相電圧印加時間ｔ０の計算は、図４３に示す回路モデルに基づいて行われる。すなわち、予め設定された回路インダクタンスＬと回路抵抗ｒから回路時定数τ＝Ｌ／ｒを算出し、この回路時定数τと所定の誘起電圧Ｅｕに基づいて、過渡電流として検出されたＵ相電圧ｌｕａを打ち消すように、Ｕ相電圧パルスＶｕのパルス幅としての相電圧印加時間ｔ０を決定する。ここで、過渡電流を完全に打ち消したい場合は、補償電流が過渡電流と釣り合うまで相電圧印加時間ｔ０を維持すればよい。なお、図４３ではＵ相の回路モデルを例として示したが、Ｖ相，Ｗ相についても同様である。

次に過渡電流補償器４６０は、計算した相電圧印加時間ｔ０に従って、ステップ９８９で、各相の相電圧の印加を開始する。ここでは、過渡電流を打ち消す方向に、振幅Ｖ_dc／２の相電圧を相電圧印加時間ｔ０だけ印加する。相電圧の印加を開始してからの時間が目標印加時間（相電圧印加時間）ｔ０に達したら、ステップ９９０で過渡電流補償器４６０は相電圧の印加を停止する。こうした過渡電流補償器４６０による相電圧の印加が終了した後は、ステップ９９１で示す如く、過渡電流を補償電流が打ち消しながら時定数τに従って減衰する。以上説明したようにして、ステップ９０９における過渡電流補償が行われる。

以上説明した第２の実施の形態によれば、ＰＨＭ制御モードとＰＷＭ制御モードとを切り替えるときに、過渡電流補償器４６０を用いて、モータジェネレータ１９２を流れる交流電流に生じる過渡電流を補償するための補償パルスを電力変換装置２００から出力する。これにより、制御モードの切替時にモータジェネレータ１９２の回転を素早く安定させることができる。

なお、上記のような制御モードの切替時以外にも補償パルスを出力して過渡電流を補償するようにしてもよい。たとえば、ＰＨＭ制御モードにおいて削除する高調波の次数を変更する場合や、変調度またはモータジェネレータの回転速度が急激に変化した場合など、過渡電流が生じると思われるような状態遷移時においても、過渡電流補償器４６０を用いて補償パルスを出力し、過渡電流を補償することができる。あるいは、相電流の検出結果に基づいて過渡電流の有無を判断し、補償パルスを出力するか否かを決定してもよい。こうした補償パルスの出力は、制御モードの切替時に加えて行ってもよいし、制御モードの切替時に替えて行ってもよい。

−第３の実施の形態−
本発明の第３の実施の形態に係る制御回路１７２によるモータジェネレータの制御系を図４４に示す。このモータジェネレータの制御系は、図３８に示した第２の実施の形態によるモータジェネレータの制御系と比べて、電流制御器（ＡＣＲ）４２２，チョッパー周期発生器４７０，１相チョッパー制御用のパルス変調器４８０をさらに有している。

電流制御器（ＡＣＲ）４２２は、電流制御器（ＡＣＲ）４２０，４２１と同様に、トルク指令・電流指令変換器４１０から出力されたｄ軸電流指令信号Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ^*と、電流センサ１８０により検出されたモータジェネレータ１９２の相電流検出信号ｌｕ，ｌｖ，ｌｗとに基づいて、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*をそれぞれ演算する。電流制御器（ＡＣＲ）４２２において求められたｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*は、１相チョッパー制御用のパルス変調器４３０へ出力される。

チョッパー周期発生器４７０は、所定の周期で繰り返されるチョッパー周期信号をパルス変調器４８０に対して出力する。チョッパー周期信号の周期は、モータジェネレータ１９２のインダクタンスを考慮して予め設定される。パルス変調器４８０は、チョッパー周期発生器４７０からのチョッパー周期信号に基づいて１相チョッパー制御用のパルス信号を生成し、切替器４５０へ出力する。すなわち、パルス変調器４８０が出力する１相チョッパー制御用のパルス信号の周期は、モータジェネレータ１９２のインダクタンスに応じて決定される。

切替器４５０は、モータジェネレータ１９２が停止または極低速の回転状態にあると判断されるときに、パルス変調器４８０から出力された１相チョッパー制御用のパルス信号を選択し、ドライバ回路１７４（不図示）へ出力する。これにより、電力変換装置２００において１相チョッパー制御が行われるようにする。

パルス変調器４８０が出力する１相チョッパー制御用のパルス信号は、モータジェネレータ１９２が停止または極低速の回転状態であって適切なモータ制御が行えないような場合に、適切なモータ制御が可能となるまでモータジェネレータ１９２の回転速度を上昇させるための信号である。なお、モータジェネレータ１９２が停止または極低速の回転状態にあると、その回転状態を表す磁極位置信号θが回転磁極センサ１９３から正しく得られないために適切なモータ制御が行えなくなる。１相チョッパー制御用のパルス信号の周期は、チョッパー周期発生器４７０からのチョッパー周期信号に応じて決定される。

上記のようにモータジェネレータ１９２が停止または極低速の回転状態であるときにＰＨＭ制御を行うと、前述の第１の期間または第２の期間のいずれか一方が長時間維持されることとなる。なお、第１の期間は、各相で個別に上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせて高電圧電源装置１３６からモータジェネレータ１９２に電流を供給する通電期間であり、いずれか１相でオンするアームと他の２相でオンするアームとが異なる。また、第２の期間は、全相で共通に上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせてモータジェネレータ１９２に蓄積されたエネルギーでトルクを維持する３相短絡期間である。

第１の期間が長時間維持されると、その間にオンされているＩＧＢＴ３２８または３３０にロック電流（直流電流）が流され続けることとなるため、異常発熱や破損を引き起こす原因となる。一方、第２の期間が長時間維持されると、モータジェネレータ１９２に電力が供給されないため、モータジェネレータ１９２を起動させることができなくなる。本実施形態では、こうした状況に陥るのを避けるため、モータジェネレータ１９２が停止または極低速の回転状態にありＰＷＭ制御を行わないと判断したときには、１相チョッパー制御モードを適用し、１相チョッパー制御用のパルス信号を制御回路１７２からドライバ回路１７４へ変調波として出力するようにする。この変調波に応じて、ドライバ回路１７４よりインバータ回路１４０の各ＩＧＢＴ３２８，３３０へ駆動信号が出力される。

パルス変調器４３０から出力されるパルス信号を用いた１相チョッパー制御の一例を図４５に示す。図４５では、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の順に１相チョッパー制御を行う場合の各相電圧波形の例を示している。最初に、Ｕ相電圧をＶ_dc／２と−Ｖ_dc／２の間でパルス状に変化させつつ、Ｖ相およびＷ相の電圧を−Ｖ_dc／２とする。このときのパルス幅は、チョッパー周期発生器４７０が出力するチョッパー周期信号に応じて決定される。このようにすると、Ｕ相電圧がＶ_dc／２の期間では、Ｕ相の上アームがオンされると共に、Ｖ相およびＷ相の下アームがそれぞれオンされるため、Ｕ相に電流が流れるＵ相通電期間が形成される。また、Ｕ相電圧が−Ｖ_dc／２の期間では、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の下アームがそれぞれオンされるため、３相短絡期間が形成される。

次に、同じようにＵ相電圧をＶ_dc／２と−Ｖ_dc／２の間でパルス状に変化させつつ、Ｖ相およびＷ相の電圧をＶ_dc／２とする。このとき、Ｕ相電圧が−Ｖ_dc／２の期間では、Ｕ相の下アームがオンされると共に、Ｖ相およびＷ相の上アームがそれぞれオンされるため、Ｕ相に電流が流れるＵ相通電期間が形成される。また、Ｕ相電圧がＶ_dc／２の期間では、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の上アームがそれぞれオンされるため、３相短絡期間が形成される。

以降、Ｖ相およびＷ相についても同様に、Ｖ相電圧をＶ_dc／２と−Ｖ_dc／２の間でパルス状に変化させつつ、Ｕ相およびＷ相の電圧を最初に−Ｖ_dc／２とし、次にＶ_dc／２とする。また、Ｗ相電圧をＶ_dc／２と−Ｖ_dc／２の間でパルス状に変化させつつ、Ｕ相およびＶ相の電圧を最初に−Ｖ_dc／２とし、次にＶ_dc／２とする。このような１相チョッパー制御を繰り返し行うことにより、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相について、それぞれ通電期間と３相短絡期間を電気角に関わらず交互に形成することができる。これにより、モータジェネレータ１９２が停止または極低速の回転状態であっても、その状態からモータジェネレータ１９２の回転速度を上昇させることができる。

なお、上記のようにして１相チョッパー制御を行うことにより、モータジェネレータ１９２の回転速度が上昇して停止または極低速の回転状態から脱した場合は、１相チョッパー制御から他の制御、すなわちＰＷＭ制御またはＰＨＭ制御へと切り替える。その後は、前述の第２の実施の形態で説明したのと同様の方法によりモータ制御を行う。

以上説明した第３の実施の形態に係る制御回路１７２によって行われるモータ制御のフローチャートを図４６に示す。ステップ９０１〜９０９において、制御回路１７２は、図４１のフローチャートに示した第２の実施の形態による処理と同様の処理を行う。ステップ９１０において、制御回路１７２は、ステップ９０１で取得した回転速度情報に基づいて、モータジェネレータ１９２が停止または極低速の回転状態であるか否かを判定する。モータジェネレータ１９２が停止または極低速の回転状態にあると判断されるような所定の回転速度未満である場合、すなわち、回転磁極センサ１９３から磁極位置信号θが正しく得られず、モータジェネレータ１９２の回転状態を検出できないと判定される状況の場合は、ステップ９１１へ進む。そうでなければステップ９０６へ進み、前述したようなＰＷＭ制御を行う。

ステップ９１１は図１０における回転速度のもっとも低い領域の制御で、制御回路１７２は１相チョッパー制御を行う。ここでは、チョッパー周期発生器４７０からのチョッパー周期信号に基づいて、前述のような生成方法により１相チョッパー制御用のパルス信号がパルス変調器４３０において生成されると共に、そのパルス信号が切替器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９１１を実行したら、制御回路１７２はステップ９０８へ進む。

なお、以上説明した第３の実施の形態では、図３８に示した第２の実施の形態によるモータジェネレータの制御系を元に、電流制御器（ＡＣＲ）４２２，チョッパー周期発生器４７０、および１相チョッパー制御用のパルス変調器４３０の各構成をさらに備えたモータジェネレータの制御系を例として説明した。しかし、図１３に示した第１の実施の形態によるモータジェネレータの制御系を元に、これらの各構成をさらに備えたモータジェネレータの制御系としてもよい。

以上説明した第３の実施の形態によれば、モータジェネレータ１９２の回転状態を検出可能であるか否か且つＰＷＭ制御を行うか否かを判定し（図４６ステップ９１０）、その判定結果に基づいて、各相において第１の期間と第２の期間とを電気角に関わらず交互に形成するための所定の１相チョッパー制御用パルス信号を、１相チョッパー制御用のパルス変調器４３０より出力する（ステップ９１１）。このようにしたので、モータジェネレータ１９２が停止または極低速の回転状態であって適切なモータ制御が行えないような場合に、適切なモータ制御が可能となるまでモータジェネレータ１９２の回転速度を上昇させることができる。

−変形例−
以上説明した各実施の形態は、次のように変形することもできる。
（１）上記各実施の形態では、モータジェネレータの回転速度が所定の切替回転速度以上であれば矩形波制御を含むＰＨＭ制御を行い、切替回転速度未満であればＰＷＭ制御を行うことで、電力変換装置２００において制御モードの切り替えを行うこととした。しかし、こうした制御モードの切り替えは各実施形態において説明した形態に限らず、任意のモータジェネレータの回転速度で適用することができる。たとえば、モータジェネレータの回転速度が０〜１０,０００ｒ／minである場合に、０〜１,５００ｒ／minの範囲ではＰＷＭ制御、１,５００〜４,０００ｒ／minの範囲ではＰＨＭ制御、４,０００〜６,０００ｒ／minの範囲ではＰＷＭ制御、６,０００〜１０,０００ｒ／minの範囲ではＰＨＭ制御をそれぞれ行うことができる。このようにすれば、モータジェネレータの回転速度に応じて最適な制御モードを用いて、より一層きめ細かいモータ制御を実現することができる。
（２）上記各実施の形態では、モータジェネレータの回転速度が所定の切替回転速度未満のときにはＰＷＭ制御を行うこととした。しかし、本発明をハイブリッド自動車などに適用した場合に歩行者等に対して注意を促す目的で、モータジェネレータの回転速度が低いときにＰＷＭ制御に替えてＰＨＭ制御を行うようにしてもよい。モータジェネレータの回転速度が低いときにＰＨＭ制御を行うと、高調波成分を除去しきれないため電流歪が生じ、これがモータ動作音の原因となる。したがって、こうしたモータ動作音を意図的に発生させることで、車両周囲の歩行者等に対して注意を喚起することができる。なお、このようなＰＨＭ制御を利用したモータ動作音の発生は、車両の運転者がスイッチ等を操作することで有効化あるいは無効化できるようにしてもよい。あるいは、車両が周囲の歩行者等を検出して自動的にＰＨＭ制御を適用し、モータ動作音を発生させるようにしてもよい。この場合、歩行者の検出には、たとえば赤外線センサや画像判定など、周知の様々な方法を用いることができる。さらに、予め記憶された地図情報などに基づいて車両の現在地が市街地であるか否かを判定し、市街地であればＰＨＭ制御を適用してモータ動作音を発生させることもできる。

上述の図１３に記載のＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０の動作原理を図１１乃至図１３を用いて説明すると共に、パルス変調器４３０をマイクロプロセッサを用いて実現する場合の図１５を用いて説明した。既に図１１から図１５を用いて動作原理および実現方法を十分に説明したが、再度ここで説明する。

出すべき交流出力、例えば交流電圧の波形に対応した矩形波を想定する。矩形波には様々な高調波が含まれており、フーリエ展開を用いると、（１）式のように各高調波成分に分解することができる。

使用対象や状況に応じて、上記削除する高調波を決定し、スイッチングパルスを生成する。言い換えると、削除する必要の無い高調波成分を含ませることによってスイッチング回数の低減を図っている。

図４５は、一例として、３次，５次，７次高調波が削除されたＵ相とＶ相の線間電圧のパターンの生成過程ならびに特徴を示した図である。ただし線間電圧とは各相の端子の電位差であり、Ｕ相の相電圧をＶｕ、Ｖ相の相電圧をＶｖとすると、線間電圧ＶｕｖはＶｕｖ＝Ｖｕ−Ｖｖで表わされる。Ｖ相とＷ相との線間電圧、Ｗ相とＵ相との線間電圧も同様なので、以下、Ｕ相とＶ相との線間電圧のパターンの生成を代表例として説明する。

図４５の横軸はＵ相とＶ相との間の線間電圧の基本波を基準として軸をとっており、以下略してＵＶ線間電圧基準位相θ_uvlと名付ける。なお、π≦θ_uvl≦２πの区間は、図示した０≦θ_uvl≦πの電圧パルス列の波形の符号を反転させた対称的形状なのでここでは省略する。図４５に示すように、電圧パルスの基本波はθ_uvlを基準とする正弦波電圧とする。生成するパルスはこの基本波のπ／２を中心に、図示する手順に従って、θ_uvlに対して図に例示したような位置にそれぞれ配置される。ここで、上記のようにθ_uvlは電気角に対応するものであるため、図４５に於けるパルスの配置位置を電気角により表すことができる。したがって、以下では、このパルスの配置位置を特定の電気角位置と定義する。これにより、Ｓ₁〜Ｓ₄，Ｓ₁′〜Ｓ₂′のパルス列ができる。このパルス列は、基本波に対する３次，５次，７次高調波を含まないスペクトル分布を有する。このパルス列は、言い換えれば、０≦θ_uvl≦２πを定義域とする矩形波から３次，５次，７次高調波を削除した波形である。なお、削除する高調波の次数は３次，５次，７次以外も可能である。削除する高調波は、基本波周波数が小なるときは高次まで消去し、基本波周波数が大なるときは低次のみでよい。たとえば、回転数が低いときは５次，７次，１１次を削除し、回転数の上昇とともに５次，７次の削除に変更し、さらに回転数が上昇した場合は５次のみの削除、という具合に削除する次数を変化させる。これは、高回転域では、モータの巻線インピーダンスが大きくなり、電流脈動が小さくなるからである。

同様にトルクの大小に応じて、削除する高調波の次数を変化させる場合もある。例えば、ある回転数を一定とした条件にてトルクを増大させたとき、トルクが小なる場合は５次，７次，１１次を削除するパターンを選択し、トルクの増大とともに５次，７次の削除とし、さらにトルクが増大した場合は５次のみ削除という具合に削除する次数を変化させる。

また、上記のように単にトルクや回転数の増大に伴って削除する次数を減少させるばかりではなく、逆に増加させたり、あるいはトルクや回転数の増減にかかわらず削除する次数を変化させない場合もありうる。これらは、モータのトルクリプル，騒音，ＥＭＣなどの指標の大小を勘案しながら決定するべきものであるため、回転数やトルクに対し単調に変化するとは限らないものである。

上述した実施例では、制御対象への歪の影響を考慮して、削除したい次数の高調波を選択することができる。上述したように削除しようとする高調波の次数の種類が増えるほど、インバータ回路１４０のＩＧＢＴ３２８と３３０のスイッチング回数が増大する。上記実施の形態では、制御対象への歪の影響を考慮して、削除したい次数の高調波を選択することができるので、必要以上に多種類の高調波を削除することを防止でき、制御対象への歪の影響を考慮して上記ＩＧＢＴ３２８と３３０のスイッチング回数を適切に低減できる。

上述の実施の形態で説明したように線間電圧の制御では、出力しようとする交流出力の半サイクルである位相０〔rad〕からπ〔rad〕のスイッチングタイミングと位相π〔rad〕から２π〔rad〕のスイッチングタイミングとを同じになるように制御しており、制御を単純化でき、制御性が向上する。さらに位相０〔rad〕からπ〔rad〕あるいは位相π〔rad〕から２π〔rad〕の期間においても、位相π／２あるいは３π／２を中心として同じスイッチングタイミングで制御しており、制御を単純化でき、制御性が向上する。

上述の図１から図５を用いた説明において、電力変換装置８４や制動用モータ６３は先に説明した理由により、ＰＨＭ方式の制御ではなくＰＷＭ方式による制御に適している。ＰＷＭ方式の制御は図１３に記載のＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０の動作と基本的に同じである。その基本動作は図２９を用いて説明したとおりである。また電力変換装置８４や制動用モータ６３はチョッパー制御を行うことができ、チョッパー制御は図４５を使用して説明した通りである。

さらに上述の回生制動における制御回路１７２の制御内容およびドライバ回路１７４とインバータ回路１４０の動作は、基本的にはモータジェネレータ１９２のモータ運転のときの制御と同じであり、モータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置に対する交流波形を反転するように発生させればよく、制御は基本的に類似している。したがってモータ運転を基本として説明したＰＨＭ方式の制御を同じように使用できる。回生制動時の制御回路１７２の制御については、モータジェネレータ１９２モータ運転における制御を詳細に説明したので、省略する。すなわち上位制御装置４２からの指令がモータ運転モードの指令か回生制動の運転モードの指令かにより、モータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置に対し発生する交流波形の位相を反転することで対応でき、回生制動の場合は、先に説明した交流出力を発生するのと基本的に同じ処理が行われ、この場合に発生電圧は回生エネルギーに対応する。

１３６ 高電圧電源装置
１３８ 直流端子
１４０ インバータ回路
２００ 電力変換装置
１５９ 交流端子
１６６ 低電圧供給線
１７２ 制御回路
１７４ ドライバ回路
１８０ 電流センサ
１８８ 交流コネクタ
１９２ モータジェネレータ
３２８，３３０ ＩＧＢＴ
４１０ トルク指令・電流指令変換器
４２０，４２１，４２２ 電流制御器（ＡＣＲ）
４３０ パルス変調器
４３１ 電圧位相差演算器
４３２ 変調度演算器
４３４ パルス発生器
４３５ 位相検索器
４３６ タイマカウンタ又は位相カウンタ比較器
４４０ ＰＷＭ制御用のパルス変調器
４５０ 切替器
４６０ 過渡電流補償器
４７０ チョッパー周期発生器
４８０ １相チョッパー制御用のパルス変調器
５００ 平滑コンデンサ

Claims (8)

1. 車両を走行させるためのトルクを発生しまた車両走行に対して回生制動力を発生するモータジェネレータや、車両を加速するためのアクセルペタルや、車両を減速するためのブレーキペタルや、前記アクセルペタルの操作量や前記ブレーキペタルの操作量に基づき前記モータジェネレータを制御する第１制御回路および第１インバータ回路や、低電圧バッテリや、高電圧電源装置を搭載し、
   前記第１インバータ回路は交流端子と直流端子とを有し、前記第１インバータ回路の直流端子は前記高電圧電源装置と電気的に接続され、また前記交流端子は前記モータジェネレータと電気的に接続され、
   前記第１制御回路は、前記低電圧バッテリから供給される直流電力に基づいて動作し、 前記第１インバータ回路は複数の半導体素子を有していて、前記第１インバータ回路は前記半導体素子を導通および遮断することにより、直流電力に基づいて交流電力を発生しあるいは交流電力に基づいて直流電力を発生し、
   前記第１制御回路は、前記モータジェネレータを駆動するあるいは制動するための交流出力の位相に基づいて前記第１インバータ回路の前記半導体素子を導通あるいは遮断するタイミングを制御し、前記半導体素子の導通幅は前記アクセルペタルあるいはブレーキペタルの操作量に基づいて制御することを特徴とする車両。
2. 請求項１に記載の車両において、
   前記低電圧バッテリから供給される直流電力に基づいて操舵力を補助するステアリングシステムを備えており、
   前記ステアリングシステムは、操舵操作を検出する検出器と、操舵力を補助するためのステアリングインバータ装置と、前記ステアリングインバータ装置により駆動されるステアリングモータと、前記操舵操作量を検出する操舵検出器の検出値に基づき、前記ステアリングモータのトルクを制御するステアリグ制御回路と、を有し、
   前記ステアリグ制御回路は一定周波数の搬送波を使用してステアリングインバータ装置の導通あるいは遮断の動作タイミングを制御するＰＷＭ制御方式で前記ステアリングインバータ装置を制御し、
   前記モータジェネレータを動作させる前記第１インバータ回路は、交流出力の位相角ゼロからπあるいはπから２πの範囲において、位相角に従って前記第１インバータ回路の前記半導体素子を導通させ、前記導通幅は前記アクセルペタルあるいはブレーキペタルの操作量に基づいて制御することを特徴とする車両。
3. 請求項１あるいは請求項２の内の一に記載の車両において、
   前記アクセルペタルが操作されると前記モータジェネレータの回転速度が低い第１の運転領域では、前記モータジェネレータを駆動する前記第１制御回路は一定周波数の搬送波を使用して前記第１インバータ回路の半導体素子の導通あるいは遮断の動作タイミングを制御するＰＷＭ制御方式で前記第１インバータを制御し、
   前記モータジェネレータの回転速度が前記第１の運転領域より高い第２の運転領域では、交流出力の位相角ゼロからπあるいはπから２πの範囲において、それぞれ複数の位相角で前記第１インバータ回路の前記半導体素子を導通し、前記半導体素子の導通幅は前記アクセルペタルあるいはブレーキペタルの操作量に基づいて制御することを特徴とする車両。
4. 請求項１乃至請求項３の内の一に記載の車両において、
   交流出力の位相角ゼロからπあるいはπから２πの範囲において前記第１インバータ回路を導通する位相各を予め定めておき、前記アクセルペタルあるいはブレーキペタルの操作量の増加に従って前記導通する幅を増大することを特徴とする車両。
5. 請求項１乃至請求項４の内の一に記載の車両において、
   交流出力の位相角ゼロからπあるいはπから２πの範囲において前記第１インバータ回路を導通する位相角は予め定められた角であり、前記アクセルペタルあるいはブレーキペタルの操作量の増加に従って前記導通する幅を増大し、前記導通領域と隣の導通領域との間の遮断領域が予め定めた幅より狭くなる条件では、前記導通領域と隣の導通領域とを連続させることを特徴とする車両。
6. 請求項１乃至請求項５の内の一に記載の車両において、
   前記低電圧バッテリの端子は片側が車体に接続されており、
   前記モータジェネレータは、車体と電気的に接続された金属性のハウジングと、前記金属性のハウジングに電気的に接続された固定子鉄心と、前記固定子鉄心に絶縁されて巻回され前記第１インバータ回路の交流端子と接続される固定子巻線と、前記固定子鉄心の内側に回転自在に設けられた回転子とを備えていることを特徴とする車両。
7. 請求項１乃至請求項６の内の一に記載の車両において、
   前記第１インバータを冷却するための冷却水路と、前記冷却水路の水を循環するための冷却用モータを備えた冷却ポンプと前記冷却用モータを運転するための冷却用インバータと、を有する冷却媒体循環装置を備え、
   前記冷却用インバータは、前記冷却用モータを運転するための交流出力の位相角に従って、位相角ゼロからπあるいはπから２πの範囲における予め定められた角で繰り返し導通することを特徴とする車両。
8. 請求項７に記載の車両において、前記冷却媒体循環装置は温度センサを備え、前記温度センサの出力に基づき、前記冷却用インバータの導通幅が制御されることを特徴とする車両。

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