JPWO2011114408A1

JPWO2011114408A1 - 電力検出回路および電力検出方法

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Publication number: JPWO2011114408A1
Application number: JP2012505323A
Authority: JP
Inventors: 兒玉　浩志; 浩志兒玉; 正樹狐塚
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Filing date: 2010-12-15
Publication date: 2013-06-27
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Abstract

本発明にかかる電力検出回路は、局部発振周波数を発振する可変周波数発振器２と、局部発振周波数と検出信号とを入力し、局部発振周波数を用いて検出信号を周波数変換するミキサー１と、周波数変換された検出信号の帯域を所定の帯域に制限する複素バンドパスフィルタ３と、複素バンドパスフィルタ３からの出力に基づき、所定の帯域の電力を検出するエネルギー検出回路４とを備える。局部発振周波数は、周波数変換された検出信号の所定の帯域が１／ｆノイズの低い周波数領域となるように設定される。本発明により、高速で高感度な電力検出回路を提供することができる。

Description

本発明は電力検出回路および電力検出方法に関し、特に無線周波数信号の電力を検出する電力検出回路および電力検出方法に関する。

無線空き周波数（ホワイトスペース）を検索する技術に関連して、非特許文献１には電力検出回路に関する技術が開示されている。図２２は背景技術にかかる電力検出回路を説明するためのブロック図である。図２２に示すように、背景技術にかかる電力検出回路は、ミキサー１０１、可変周波数発振器１０２、ローパスフィルタ１０３、およびエネルギー検出回路１０４を備える。

可変周波数発振器１０２は、受信周波数と同一の周波数の搬送波１０６を出力する。ミキサー１０１は、可変周波数発振器１０２から出力される受信周波数と同一の周波数の搬送波１０６と受信信号１０５との乗算を行ない、同相成分をローパスフィルタ１０３へ出力する。ローパスフィルタ１０３は、ミキサー１０１から出力された信号から帯域外信号を除去する。エネルギー検出回路１０４はローパスフィルタ１０３の帯域内の電力を検出する。

次に、図２３を用いて図２２にかかる電力検出回路の動作について説明する。まず、可変周波数発振器１０２の周波数を検出したいＲＦ（無線）周波数（ｆ_ＲＦ）信号と同じ周波数のＬＯ（Local Oscillator）周波数（局部発振周波数：ｆ_ＬＯ）に設定する。この方式は一般的に、ゼロＩＦ方式あるいはダイレクトコンバージョン方式と呼ばれる。すると、図２３に示すように、ミキサー１０１により、そのＲＦ周波数信号はゼロ周波数の周り（以下、ＤＣ周りと表現する。）に周波数変換される。そして、ローパスフィルタ１０３により帯域外信号が除去されると共に、エネルギー検出回路１０４によりフィルタ帯域内の電力が検出される。理想的には、この検出電力はＲＦ周波数（ｆ_ＲＦ）のフィルタ帯域まわりの電力と等しい。さらに、可変周波数発振器１０２の周波数を変えてＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ）をスイープさせることで、広帯域に渡ってＲＦ周波数（ｆ_ＲＦ）の電力を検出することができる。

J. Park et al., "A fully integrated UHF-band CMOS receiver with multi-resolution spectrum sensing (MRSS) functionally for IEEE 802.22 cognitive radio applications," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 44, no. 1, pp. 258-268, Jan. 2009.

しかしながら、図２２に示す背景技術にかかる電力検出回路では次のような問題がある。ミキサー１０１により、ＲＦ周波数信号（ｆ_ＲＦ）がＤＣ周りに周波数変換されるが、このＤＣ周りでは１／ｆノイズが高いため、電力検出精度が劣化するという問題がある。１／ｆノイズは低周波ほどノイズが高くなる性質を持っている。特に、バイポーラプロセスではなく、ＣＭＯＳプロセスを用いて回路設計をする場合、１／ｆノイズが大きくなる。また、ＣＭＯＳプロセスの進化と共にデバイスサイズが小さくなればなるほど、１／ｆノイズは大きくなる。

また、ミキサー１０１によりＤＣ周りの周波数帯へ周波数変換されるため、電力検出時間が長くなるという問題がある。これは、電力検出時間が検出信号の周期に依存するためであり、特に、探索するＲＦ周波数帯域が広い場合や、狭いフィルタ帯域で高精度に電力を検出する場合（つまり、周波数ステップを細かく検出する場合）に、電力検出時間が長くなる。このため、周波数探索に必要な時間が長くなる。

上記課題に鑑み本発明の目的は、高速で高感度な電力検出回路および電力検出方法を提供することである。

本発明にかかる電力検出回路は、局部発振周波数を発振する可変周波数発振器と、前記局部発振周波数と検出信号とを入力し、前記局部発振周波数を用いて前記検出信号を周波数変換するミキサーと、前記周波数変換された検出信号の帯域を所定の帯域に制限する複素バンドパスフィルタと、前記複素バンドパスフィルタからの出力に基づき、前記所定の帯域の電力を検出するエネルギー検出回路と、を備え、前記局部発振周波数は、前記周波数変換された検出信号の所定の帯域が１／ｆノイズの低い周波数領域となるように設定される。

本発明にかかる電力検出方法は、局部発振周波数を設定し、前記局部発振周波数を用いて検出信号を周波数変換し、前記周波数変換された検出信号の帯域を所定の帯域に制限し、前記周波数変換された検出信号の所定の帯域の電力を検出する電力検出方法であって、前記局部発振周波数を前記周波数変換された検出信号の所定の帯域が１／ｆノイズの低い周波数領域となるように設定する。

本発明により高速で高感度な電力検出回路および電力検出方法を提供することができる。

実施の形態１にかかる電力検出回路を示すブロック図である。実施の形態１にかかる電力検出回路に用いられる可変周波数発振器の一例を示すブロック図である。実施の形態１にかかる電力検出回路に用いられる可変周波数発振器の他の一例を示すブロック図である。実施の形態１にかかる電力検出回路に用いられるエネルギー検出回路の一例を示すブロック図である。実施の形態１にかかる電力検出回路に用いられるエネルギー検出回路の他の一例を示すブロック図である。実施の形態１乃至３にかかる電力検出回路の動作を示す図である。実施の形態１乃至６にかかる電力検出回路の効果（高速化）を説明するための図である。ゼロＩＦ方式により周波数変換された信号（比較例）を示す。実施の形態１乃至６にかかる電力検出回路で用いているローＩＦ方式により周波数変換された信号を示している。ＩＥＥＥ８０２．２２で規定される北米のホワイトスペースバンドを示す図である。実施の形態２にかかる電力検出回路を示すブロック図である。実施の形態３にかかる電力検出回路を示すブロック図である。実施の形態３にかかる電力検出回路に用いられるＲＳＳＩ回路の一例を示す図である。実施の形態３、６にかかる電力検出回路の動作を示すフローチャートである。実施の形態４にかかる電力検出回路を示すブロック図である。本発明にかかる電力検出回路に用いられる帯域可変複素バンドパスフィルタの一例を示す回路図である。本発明にかかる電力検出回路に用いられる帯域可変複素バンドパスフィルタの他の一例を示す回路図である。実施の形態４乃至６にかかる電力検出回路の動作を示す図である（狭帯域における電力検出）。実施の形態４乃至６にかかる電力検出回路の動作を示す図である（広帯域における電力検出）。実施の形態４乃至６にかかる電力検出回路の動作を示す図である（狭帯域における電力検出）。実施の形態４乃至６にかかる電力検出回路の動作を示す図である（広帯域における電力検出）。実施の形態４乃至６にかかる電力検出回路の動作を示す図である（狭帯域における電力検出）。実施の形態４乃至６にかかる電力検出回路の動作を示す図である（広帯域における電力検出）。実施の形態４乃至６にかかる電力検出回路の動作を示す図である（超広帯域における電力検出）。実施の形態５にかかる電力検出回路を示すブロック図である。実施の形態６にかかる電力検出回路を示すブロック図である。実施の形態３、６にかかる電力検出回路の動作を示すフローチャートである。背景技術にかかる電力検出回路を示すブロック図である。背景技術にかかる電力検出回路の動作を示す図である。

実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は実施の形態１にかかる電力検出回路を示すブロック図である。本実施の形態にかかる電力検出回路は、ミキサー１、可変周波数発振器２、複素バンドパスフィルタ３、およびエネルギー検出回路４を備える。ミキサー１にはアンテナから検出信号（ｆ_ＲＦ）１１が入力される。可変周波数発振器２は、所定の局部発振周波数（ｆ_ＬＯ）を発振する。ミキサー１は、可変周波数発振器２から出力された局部発振周波数１２と検出信号１１との乗算を行ない周波数変換し、同相成分を複素バンドパスフィルタ３へ出力する。複素バンドパスフィルタ３は、ミキサー１から出力された信号から帯域外信号を除去する。エネルギー検出回路４は複素バンドパスフィルタ３の帯域内の電力を検出する。

図２は、本実施の形態にかかる電力検出回路に用いられている可変周波数発振器２の一例を示すブロック図である。図２に示す可変周波数発振器２は、基準周波数を発生する水晶発振器２１、位相比較器２２、チャージポンプ回路２３、電圧制御発振器２４、分周器２５のフィードバックループで構成される。図２に示す可変周波数発振器２はいわゆるＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路である。このとき、分周器２５の分周比を切り替えることで、出力周波数を切り替えることができる。なお、電圧制御発振器２４の後段や、位相比較器２２の前段に可変分周器を配置することによっても、同様に出力周波数を切り替えることができる。

図３は、本実施の形態にかかる電力検出回路に用いられている可変周波数発振器２の他の一例を示すブロック図である。図３に示す可変周波数発振器２は、アキュムレータ２６、メモリ２７、ＤＡ変換器２８、およびフィルタ２９を備える。図３に示す可変周波数発振器は、いわゆるＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）である。アキュムレータ２６は、数値データを累積加算およびリセットする機能を有する。設定された周波数から累積データの増分Ｐが決定され、クロックＣＬＫ毎に出力データの数値が増加していく。アキュムレータ２６の出力は読み出しアドレスとしてメモリ２７に引き渡される。このデータは最終的に出力する波形の位相に対応する。アキュムレータ２６のデータの増分が少ない場合は、位相の進みが遅くなり、低い周波数の信号としてＤＡ変換器２８に波形データが出力される。逆に、アキュムレータ２６の増分が大きければ、波形データを飛び飛びに読むこととなり、高い周波数の信号が出力される。つまり、アキュムレータ２６のステップＰの値、あるいはアキュムレータ２６の動作周波数を切り替えることで出力周波数を切り替えることができる。

図４はエネルギー検出回路４の一例を示すブロック図である。エネルギー検出回路４は、二乗検波手段４１、ＡＤ変換器４２、デジタル処理手段４３、およびメモリ４４を備える。エネルギー検出回路４の前段に設けられた複素バンドパスフィルタ３を用いることで、二乗検波手段４１に入力される信号の帯域が制限される。一般に、この帯域を広げることで高速にエネルギーを検出することができるのに対して、この帯域を狭めると高感度にエネルギーを検出することができる。つまり、微小なエネルギーを検出することができる。

二乗検波手段４１では、例えば積分器等を用いたアナログ演算によりエネルギーが検出される。そして、この二乗検波手段４１のアナログ出力信号がＡＤ変換器４２によりデジタル信号へ変換され、このデジタル信号をデジタル処理手段４３で処理することで、信号強度に応じた制御信号を生成することができる。この制御信号は、例えばアナログ処理部へ供給される。また、デジタル処理手段４３での信号処理の結果をメモリ４４に書き込み保存することで、複数のエネルギー検出の結果をデータベース化することができる。したがって、このデータベースを参照することで、複数のエネルギー検出結果に応じて制御信号を生成することができる。なお、このようなデジタル信号処理を用いる理由は、近年の微細化ＣＭＯＳプロセスを用いた場合、デジタル回路との親和性が高いためである。

図５は、エネルギー検出回路４の他の一例を示すブロック図である。図５に示すエネルギー検出回路４は、ＡＤ変換器４２、デジタル処理手段（高速フーリエ変換）４５、メモリ４４を備える。ＡＤ変換器４２は複素バンドパスフィルタ３からのアナログ出力信号をデジタル信号に変換する。デジタル処理手段４５はＡＤ変換器４２からの信号に応じた制御信号を生成する。また、デジタル処理手段４５での信号処理の結果をメモリ４４に書き込み保存することで、複数のエネルギー検出の結果をデータベース化することができる。ここで、複素バンドパスフィルタ３およびＡＤ変換器４２の帯域は、図４に示したエネルギー検出回路の構成に比べて広帯域に設定されている。そして、デジタル処理手段４５における高速フーリエ変換により、入力周波数とその強度の系列が算出される。なお、高速フーリエ変換のポイント数を増やせば検出精度を高くすることができるが、一方でエネルギー検出回路４の規模が増加するため、これらはトレードオフの関係となる。

次に、本実施の形態にかかる電力検出回路の動作について説明する。図６は、本実施の形態にかかる電力検出回路の動作を示す図である。まず、検出したいＲＦ（無線）周波数信号（ｆ_ＲＦ）に対して、周波数（ＩＦ周波数：ｆ_ＩＦ）がずれた周波数のＬＯ周波数（局部発振周波数：ｆ_ＬＯ）に、可変周波数発振器２の周波数を設定する。このとき、ＩＦ周波数（ｆ_ＩＦ）は、１ＭＨｚ程度から数十ＭＨｚ程度であり、この方式をローＩＦ方式と呼ぶ。すると、ミキサー１により、そのＲＦ周波数信号（ｆ_ＲＦ）は、ＩＦ周波数（ｆ_ＩＦ）の周りに周波数変換される。そして、複素バンドパスフィルタ３によりイメージ信号を含む帯域外信号が除去されると共に、エネルギー検出回路４によりフィルタ帯域内（検出帯域）の電力が検出される。ここで、イメージ信号とは、ＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ）に関して、ＲＦ周波数（ｆ_ＲＦ）と対の関係にある周波数信号である。

なお、複素バンドパスフィルタ３は、Ｉ／Ｑ信号（位相が０°、９０°ずれた信号）を合成することでイメージ信号を除去する。このとき、図６に示すように、検出する信号帯域が１／ｆノイズの高い領域に入らないように、周波数関係を設定する。理想的には、この検出電力は、ＲＦ周波数（ｆ_ＲＦ）のフィルタ帯域まわりの電力と等しい。さらに、可変周波数発振器２の周波数を変えてＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ）をスイープさせることで、広帯域に渡ってＲＦ周波数（ｆ_ＲＦ）の電力を検出することができる。

図７Ａ、図７Ｂは、本実施の形態にかかる電力検出回路の効果（高速化）を説明するための図である。図７Ａには、比較例として背景技術にかかるゼロＩＦ方式により周波数変換された信号を示している。また、図７Ｂには、本実施の形態にかかる電力検出回路で用いているローＩＦ方式により周波数変換された信号を示している。このとき、検出する信号は単一正弦波と仮定している。図７Ａ、図７Ｂに示すように、これらの信号を比較すると、エネルギー検出回路の電力検出に必要な時間が１周期（ｔ_{ｄｅｔ_ｍｉｎ}）であるとすると、ローＩＦ方式の信号周期（図７Ｂ）のほうが短い。つまり、電力検出回路の検出時間を短縮することができる。

以上で説明した本実施の形態にかかる電力検出回路では、ミキサーにより変換されるＩＦ周波数（ｆ_ＩＦ）を１／ｆノイズの低い周波数領域とすることができるので、高感度に電力を検出することができる。つまり、より微小な電力を検出することができる。また、本実施の形態にかかる電力検出回路では、ミキサーにより変換されたＩＦ周波数（ｆ_ＩＦ）は短い周期であるため、高速に（つまり、短時間に）電力を検出することができる。

以上で説明した電力検出回路は、例えばテレビの空き周波数を利用するＩＥＥＥ８０２．２２やＩＥＥＥＳＣＣ４１等に代表される、コグニティブ無線に用いることができる。例えば、図８に示すように、北米においてはおよそ５０ＭＨｚから７００ＭＨｚにわたるデジタルＴＶのバンドの使用が認可されている。このコグニティブ無線では、スペクトラムセンシングといわれる極微小電力検出により、その周波数が使用されているか否かを判断することが要求される。

例えばその検出精度は、ＩＥＥＥ８０２．２２では、１チャネルあたりの帯域６ＭＨzにおいて−１１６−ｄＢｍ以下である。このような極微小電力を広帯域に渡ってスペクトラムセンシングするために、例えば２段階のセンシング方法を用いることができる。具体的には、１段階目では検出感度はやや劣るものの高速に検出が可能なエネルギー検出（あるいはブラインド検出）を行う。２段階目では、高精度に検出が可能なフィーチャー検出を行う。なお、後者のフィーチャー検出は例えば大規模、長時間を要するデジタル処理によって実現される。

実施の形態２
次に、本発明の実施の形態２にかかる電力検出回路について説明する。図９は本実施の形態にかかる電力検出回路を示すブロック図である。本実施の形態にかかる電力検出回路は、ミキサー１、可変周波数発振器２、ＡＤ変換器５、デジタル複素バンドパスフィルタ６、およびエネルギー検出回路４を備える。つまり、本実施の形態にかかる電力検出回路では、実施の形態１にかかる複素バンドパスフィルタ３の代わりにＡＤ変換器５とデジタル複素バンドパスフィルタ６を備えている。これ以外は実施の形態１にかかる電力検出回路と同様であるので、重複した説明は省略する。

次に、本実施の形態にかかる電力検出回路の動作について説明する。本実施の形態にかかる動作も実施の形態１の場合と同様に図６を用いて説明する。まず、検出したいＲＦ（無線）周波数信号（ｆ_ＲＦ）に対して、周波数（ＩＦ周波数：ｆ_ＩＦ）がずれた周波数のＬＯ周波数（局部発振周波数：ｆ_ＬＯ）に、可変周波数発振器２の周波数を設定する。このとき、ＩＦ周波数（ｆ_ＩＦ）は、１ＭＨｚ程度から数十ＭＨｚ程度であり、この方式をローＩＦ方式と呼ぶ。すると、ミキサー１により、そのＲＦ周波数信号（ｆ_ＲＦ）は、ＩＦ周波数（ｆ_ＩＦ）の周りに周波数変換される。

そして、ＡＤ変換器５によりデジタル信号化された後に、デジタル複素バンドパスフィルタ６によりイメージ信号を含む帯域外信号が除去されると共に、エネルギー検出回路４を用いてフィルタ帯域内（検出帯域）の電力が検出される。このとき、検出する信号帯域が１／ｆノイズの高い領域に入らないように、周波数関係を設定する。さらに、可変周波数発振器２の周波数を変えてＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ）をスイープさせることで、広帯域に渡って、ＲＦ周波数（ｆ_ＲＦ）の電力を検出することができる。

このような構成にすることで、実施の形態１の効果に加えて、デジタル複素バンドパスフィルタ６を用いることができるので、高性能、つまり大規模なフィルタを容易に実現することができる。また、ＣＭＯＳプロセスの微細化に伴い、フィルタの面積・電力を小さくすることができる。

実施の形態３
次に、本発明の実施の形態３にかかる電力検出回路について説明する。図１０は本実施の形態にかかる電力検出回路を示すブロック図である。本実施の形態にかかる電力検出回路は、ミキサー１、可変周波数発振器２、複素バンドパスフィルタ３、ＲＳＳＩ回路（Received Signal Strength Indicator：受信強度表示回路）７、ＡＤ変換器５、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）８を備える。

図１１は、ＲＳＳＩ回路７の一例を示す図である。図１１に示すＲＳＳＩ回路において、複数段に従属接続されたアンプ群７１により、検出信号（Ｖ_ＩＮ）が増幅される。アンプ群７１の最終段からは出力信号（Ｖ_ＯＵＴ）が出力される。また、各段の間にはそれぞれ整流器７２が接続されており、各整流器７２からアンプの出力の振幅に応じた電流（ｉ_ｎ）が出力される。例えば、振幅が小さければ小さいほど大きな電流が流れる。逆に振幅がある一定以上になると電流は流れなくなる。

また、図１１に示すＲＳＳＩ回路は、各整流器７２の電流を電圧に変換すると共に、電圧の変動を平滑化するために、抵抗Ｒと容量Ｃとを備える電流電圧変換回路７３を有する。このようなＲＳＳＩ回路により、検出信号（Ｖ_ＩＮ）に対して対数の関係で出力電圧（Ｖ_ＲＳＳＩ）が出力される。この出力電圧（Ｖ_ＲＳＳＩ）はＡＤ変換器５に出力される。したがって、線形な電力検出回路に比べて、高感度かつ広いダイナミックレンジが得られる。

本実施の形態にかかる電力検出回路で適用するローＩＦ方式は、ゼロＩＦ方式に比べて入力信号周波数が高いため、ＤＣオフセットキャンセルのためのＡＣ結合用の容量や、電流電圧変換回路の容量の値を小さくできることで省面積化することができる。ここで、ＤＣオフセットキャンセルとは、アンプの差動入力段のＭＯＳトランジスタのしきい値のずれに起因したダイナミックレンジの減少を抑制する手段である。

次に、本実施の形態にかかる電力検出回路の動作について説明する。本実施の形態にかかる電力検出回路では、実施の形態１、２の電力検出回路で用いていたエネルギー検出回路４として、ＲＳＳＩ回路を用いる。これ以外は、実施の形態１、２の場合と同様である。ここで、このＲＳＳＩ回路は受信動作時にも用いられる。ＲＳＳＩ回路７に入力された検出信号（Ｖ_ＩＮ）はアンプ群７１により増幅される。また、出力電圧（Ｖ_ＲＳＳＩ）はＡＤ変換器５を用いてデジタル信号に変換される。そして、このデジタル信号はデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）８を用いて復調される。

図１２は、本実施の形態にかかる電力検出回路の動作を示すフローチャートである。まず、ＲＳＳＩ回路７をエネルギー検出回路として用いて最初に空き周波数探索を実施する（ステップＳ１１）。空き周波数が見つかった場合、その周波数（ｆ_ＲＦ）からＩＦ周波数（ｆ_ＩＦ）だけずれたＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ＝ｆ_ＲＦ−ｆ_ＩＦ）に発振器周波数を設定する（ステップＳ１２）。そして、ＲＳＳＩ回路７のアンプ群７１を受信器の増幅段として用いて、低ＩＦで受信動作を開始する（ステップＳ１３）。このとき、ＲＳＳＩ回路の出力段数（つまり、１段目を取り出すか、２段目を取り出すか等を選択）を切り替えれば、受信時にＶＧＡ（可変ゲインアンプ）として用いることができる。

さらに、ＲＳＳＩ出力にゲイン微調整可能なアンプを備えれば、広範囲に高分解なＶＧＡとして用いることができる。このＶＧＡは、アンテナ入力信号強度に応じてＡＧＣ（自動ゲイン制御）により切り替えることができる。このように、ＲＳＳＩ回路７をエネルギー検出回路とＶＧＡ回路とで兼用することで、電力検出に必要な面積オーバーヘッドを削減できる。

実施の形態４
次に、本発明の実施の形態４にかかる電力検出回路について説明する。図１３は本実施の形態にかかる電力検出回路を示すブロック図である。本実施の形態にかかる電力検出回路は、ミキサー１、可変周波数発振器２、帯域可変複素バンドパスフィルタ９、およびエネルギー検出回路４を備える。つまり、本実施の形態にかかる電力検出回路では、実施の形態１にかかる複素バンドパスフィルタ３の代わりに帯域可変複素バンドパスフィルタ９を備えている。これ以外は実施の形態１にかかる電力検出回路と同様であるので、重複した説明は省略する。

図１４は、帯域可変複素バンドパスフィルタ９の一例を示す回路図である。図１４に示す帯域可変複素バンドパスフィルタ９は、Ｉ／Ｑ信号のうちのＩ入力信号が入力されるメインパスに接続された第１の可変ｇｍセル群９０と、Ｑ入力信号が入力されるメインパスに接続された第２の可変ｇｍセル群９１と、第１の可変ｇｍセル群９０のメインパスと第２の可変ｇｍセル群９１のメインパスとの間に接続された第３の可変ｇｍセル群９２と、第１の容量群９３と、第２の容量群９４と、を備える。

第１の容量群９３を構成する各容量素子は、一端が第１の可変ｇｍセル群９０のｇｍセルおよび第３の可変ｇｍセル群９２のｇｍセルと接続され、他端が基準電源と接続されている。第２の容量群９４を構成する各容量素子は、一端が第２の可変ｇｍセル群９１のｇｍセルおよび第３の可変ｇｍセル群９２のｇｍセルと接続され、他端が基準電源と接続されている。ｇｍセルは、例えばトランジスタの線形領域動作で実現できる。

また、第１の可変ｇｍセル群９０と第２の可変ｇｍセル群９１の各ｇｍセルのｇｍ値は、ｆ_ＢＷコントロール信号により調整することができる。また、第３の可変ｇｍセル群９２の各ｇｍセルのｇｍ値は、ｆ_IFコントロール信号により調整することができる。

よって、図１４に示す帯域可変複素バンドパスフィルタ９では、第１の可変ｇｍセル群９０と第２の可変ｇｍセル群９１の各ｇｍセルのｇｍ値を調整することで、フィルタの帯域（ｆ_ＢＷ）を切り替えることができる。一方、第３の可変ｇｍセル群９２の各ｇｍセルのｇｍ値を調整することで、フィルタの中心周波数（つまり、ＩＦ周波数（ｆ_ＩＦ））を切り替えることができる。これらのｇｍセルを可変にする際に、例えば、並列接続された単位ｇｍセルの並列数を切り替えるような手段を用いれば、容易に高精度なｇｍ値の調整が可能となる。

図１５は、帯域可変複素バンドパスフィルタ９の他の一例を示す回路図である。図１５に示す帯域可変複素バンドパスフィルタ９は、Ｉ／Ｑ信号のうちのＩ入力信号が入力されるメインパスに接続された第１のｇｍセル群９５と、Ｑ入力信号が入力されるメインパスに接続された第２のｇｍセル群９６と、第１のｇｍセル群９５のメインパスと第２のｇｍセル群９６のメインパスとの間に接続された第３の可変ｇｍセル群９７と、第１の可変容量群９８と、第２の可変容量群９９と、を備える。

第１の可変容量群９８を構成する各容量素子は、一端が第１のｇｍセル群９５のｇｍセルおよび第３の可変ｇｍセル群９７のｇｍセルと接続され、他端が基準電源と接続されている。第２の可変容量群９９を構成する各容量素子は、一端が第２のｇｍセル群９６のｇｍセルおよび第３の可変ｇｍセル群９７のｇｍセルと接続され、他端が基準電源と接続されている。ｇｍセルは、例えばトランジスタの線形領域動作で実現できる。また、第３の可変ｇｍセル群９７の各ｇｍセルのｇｍ値は、ｆ_IFコントロール信号により調整することができる。

また、第１の可変容量群９８を構成する各容量素子、および第２の可変容量群９９を構成する各容量素子の容量は、ｆ_ＢＷコントロール信号により調整することができる。各容量素子の容量の調整は、例えば図１５に示すように、並列接続されたバイナリ重み付けされた複数の容量をスイッチで切り替えることで、容易かつ高精度に容量を調整することができる。

図１５に示す帯域可変複素バンドパスフィルタ９では、第１および第２の可変容量群９８、９９の各容量素子の容量を調整することで、フィルタの帯域（ｆ_ＢＷ）を切り替えることができる。これに対して、第３の可変ｇｍセル群９７のｇｍ値を調整することで、フィルタの中心周波数（つまり、ＩＦ周波数（ｆ_ＩＦ））を切り替えることができる。

次に、本実施の形態にかかる電力検出回路の動作について説明する。図１６Ａ、図１６Ｂは、本実施の形態にかかる電力検出回路の動作を示す図である。本実施の形態にかかる電力検出回路の動作は、実施の形態１乃至３にかかる電力検出回路と比べて電力を検出する帯域を切り替える点が大きく異なる。

狭帯域における電力検出と広帯域における電力検出とでは、感度と時間がトレードオフの関係にある。例えば、狭帯域における電力検出は高感度ではあるものの長時間の検出時間が必要である。そこで、本実施の形態にかかる電力検出回路では帯域を適宜変えながら（例えば最初は広帯域で粗く検出した後に、狭帯域で細かく検出する）電力を検出することで、このトレードオフの関係を緩和することができる。

狭帯域における電力検出の場合、実施の形態１乃至３にかかる電力検出回路と同様に、ミキサー１により周波数変換される検出したい帯域（ｆ_ＲＦ）が１／ｆノイズの高い周波数域にならないように、可変周波数発振器２のＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ）を選ぶ（図１６Ａ）。次に、同じＲＦ周波数（ｆ_ＲＦ）で広帯域に電力検出する場合、帯域可変複素バンドパスフィルタ９の帯域（ｆ_ＢＷ）を広げると共に、ミキサー１により周波数変換される検出したい帯域（つまり、ｆ_ＢＷ）が１／ｆノイズの高い周波数域にならないように、可変周波数発振器２のＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ）を選ぶ（図１６Ｂ）。このような動作により、高感度に帯域可変な電力検出をすることができる。

図１７Ａ、図１７Ｂは、本実施の形態にかかる電力検出回路の他の動作を示す図である。図１７Ａ、図１７Ｂに示す電力検出回路の動作は、フィルタの帯域を変えても、ミキサーにより周波数変換される検出したい帯域が１／ｆノイズの高い周波数域にならないように、可変周波数発振器２のＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ）を設定するという点では、図１６Ａ、図１６Ｂに示した動作と同様である。

しかし、図１７Ａ、図１７Ｂに示す電力検出回路の動作は、ＩＦ周波数（ｆ_ＩＦ）とフィルタ帯域（ｆ_ＢＷ）の比を一定に保ちながら、フィルタの帯域（ｆ_ＢＷ）、およびＬＯ周波数（ｆ_ＩＦ）を変えるという点が図１６Ａ、図１６Ｂの場合の動作と異なる。このような動作により、帯域可変複素バンドパスフィルタ９の調整手段が容易になる。例えば、フィルタの帯域を２倍にする場合、図１４に示した帯域可変複素バンドパスフィルタの第１および第２の可変ｇｍセル群９０、９１のｇｍ、第３の可変ｇｍセル群９２のｇｍをそれぞれ２倍にすればよい。一方、図１５に示した帯域可変複素バンドパスフィルタの構成でも、第１および第２の可変容量群９８、９９の容量、第３の可変ｇｍセル群９７のｇｍをそれぞれ２倍にすればよい。よって、帯域可変複素バンドパスフィルタ９を用いることで、ルックアップテーブルや複雑な計算処理が不要となる。

図１８Ａ〜Ｃは、本実施の形態にかかる電力検出回路の他の動作を示す図である。図１８Ａに示す狭帯域における電力検出の場合、および図１８Ｂに示す広帯域における電力検出の場合は、上記で説明した図１６、図１７の場合と同様である。これに対して、超広帯域における電力検出の場合（つまり、１／ｆノイズの高い周波数域以上の帯域で電力検出する場合）、ＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ）をＲＦ周波数（ｆ_ＲＦ）と同じく設定して（つまりゼロＩＦ）、電力検出を行う。これにより、検出帯域と共にＩＦ周波数が高くなるため帯域可変複素バンドパスフィルタ以降の回路の電力・面積を増加させる問題を回避できる。

実施の形態５
次に、本発明の実施の形態５にかかる電力検出回路について説明する。図１９は本実施の形態にかかる電力検出回路を示すブロック図である。本実施の形態にかかる電力検出回路は、ミキサー１、可変周波数発振器２、ＡＤ変換器５、デジタル帯域可変複素バンドパスフィルタ１０、およびエネルギー検出回路４を備える。本実施の形態にかかる電力検出回路は、実施の形態２にかかる電力検出回路（図９参照）と実施の形態４にかかる電力検出回路（図１３参照）を組み合わせたものである。

すなわち、本実施の形態にかかる電力検出回路は、実施の形態２にかかる電力検出回路のように、ミキサー１の後にアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器５を設けている。また、ＡＤ変換器５の後に、実施の形態４にかかる電力検出回路のように、帯域可変の複素バンドパスフィルタを設けている。このとき、帯域可変のバンドパスフィルタはＡＤ変換器５で変換されたデジタル信号に対応するように、デジタル帯域可変複素バンドパスフィルタ１０を用いている。

なお、これ以外は実施の形態２、４にかかる電力検出回路と同様であるので、重複した説明は省略する。本実施の形態にかかる電力検出回路においても、実施の形態２、４と同様の効果を得ることができる。

実施の形態６
次に、本発明の実施の形態６にかかる電力検出回路について説明する。図２０は本実施の形態にかかる電力検出回路を示すブロック図である。本実施の形態にかかる電力検出回路は、ミキサー１、可変周波数発振器２、帯域可変複素バンドパスフィルタ９、ＲＳＳＩ回路７、ＡＤ変換器５、およびデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）８を備える。本実施の形態にかかる電力検出回路は、実施の形態３にかかる電力検出回路（図１０参照）と実施の形態４にかかる電力検出回路（図１３参照）を組み合わせたものである。

すなわち、本実施の形態にかかる電力検出回路は、実施の形態３にかかる電力検出回路で用いている複素バンドパスフィルタ３を、実施の形態４で用いている帯域可変複素バンドパスフィルタ９に置き換えている。

図２１は、本実施の形態にかかる電力検出回路の動作を示すフローチャートである。図２１に示すように、まず、ＲＳＳＩ回路７をエネルギー検出回路として用いて最初に空き周波数探索を実施する（ステップＳ２１）。空き周波数が見つかった場合、そのＲＦ周波数（ｆ_ＲＦ）と同じＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ）に設定する（ステップＳ２２）。そして、ＲＳＳＩ回路７のアンプ群７１を受信器の増幅段として用いて、ゼロＩＦで受信動作を開始する（ステップＳ２３）。

実施の形態３で説明した図１２に示した動作と異なる点は、受信動作時に空き周波数のＲＦ周波数（ｆ_ＲＦ）と同じＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ）に設定する（つまり、ゼロＩＦにする）ことである。この場合、図１２で説明したローＩＦで受信する場合に比べて、イメージ信号周波数の妨害波の影響を小さくすることができる。逆にいえば、ローＩＦ方式はゼロＩＦ方式に比べてイメージ信号周波数の強力な妨害波に弱いといえる。

なお、これ以外は実施の形態３、４にかかる電力検出回路と同様であるので、重複した説明は省略する。本実施の形態にかかる電力検出回路においても、実施の形態３、４と同様の効果を得ることができる。

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

この出願は、２０１０年３月１７日に出願された日本出願特願２０１０−０６０２９４を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

１ミキサー
２可変周波数発振器
３複素バンドパスフィルタ
４エネルギー検出回路
５ＡＤ変換器
６デジタル複素バンドパスフィルタ
７ＲＳＳＩ回路
８デジタル信号プロセッサ
９帯域可変複素バンドパスフィルタ
１０デジタル帯域可変複素バンドパスフィルタ

Claims

局部発振周波数を発振する可変周波数発振器と、
前記局部発振周波数と検出信号とを入力し、前記局部発振周波数を用いて前記検出信号を周波数変換するミキサーと、
前記周波数変換された検出信号の帯域を所定の帯域に制限する複素バンドパスフィルタと、
前記複素バンドパスフィルタからの出力に基づき、前記所定の帯域の電力を検出するエネルギー検出回路と、を備え、
前記局部発振周波数は、前記周波数変換された検出信号の所定の帯域が１／ｆノイズの低い周波数領域となるように設定される、
電力検出回路。
前記可変周波数発振器は前記局部発振周波数をスイープする、請求項１に記載の電力検出回路。
前記電力検出回路は、更に前記ミキサーから出力される前記周波数変換された検出信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器を備え、
前記複素バンドパスフィルタは、前記デジタル信号に変換された検出信号の帯域を所定の帯域に制限するデジタル複素バンドパスフィルタである、請求項１または２に記載の電力検出回路。
前記エネルギー検出回路はＲＳＳＩ回路で構成される、請求項１または２に記載の電力検出回路。
前記ＲＳＳＩ回路は、
複数段に従属接続された複数のアンプと、
前記複数のアンプの各段の間に接続された複数の整流器と、
前記複数の整流器から出力される電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、
を備える、請求項４に記載の電力検出回路。
前記ＲＳＳＩ回路は、前記複数段に従属接続された複数のアンプの出力段数を切り替えることで受信時に可変ゲインアンプとして用いられる、請求項５に記載の電力検出回路。
前記複素バンドパスフィルタの前記所定の帯域が可変である、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電力検出回路。
前記バンドパスフィルタの前記所定の帯域を変化させる際に、前記複素バンドパスフィルタの前記所定の帯域と前記複素バンドパスフィルタの中心周波数との比を一定とする、請求項７に記載の電力検出回路。
前記バンドパスフィルタの前記所定の帯域が１／ｆノイズの高い周波数領域よりも広い場合、前記局部発振周波数は前記周波数変換された検出信号の中心の周波数がＤＣとなるように設定される、請求項７に記載の電力検出回路。
局部発振周波数を設定し、
前記局部発振周波数を用いて検出信号を周波数変換し、
前記周波数変換された検出信号の帯域を所定の帯域に制限し、
前記周波数変換された検出信号の所定の帯域の電力を検出し、
前記局部発振周波数を設定する際に、前記周波数変換された検出信号の所定の帯域が１／ｆノイズの低い周波数領域となるように前記局部発振周波数を設定する、
電力検出方法。