JPWO2011007481A1 - 振幅変調器 - Google Patents

Abstract

広帯域化のために生じる弊害を抑えつつ、広帯域化を実現する振幅変調器を提供する。広帯域用の源信号を受け付けて低周波用と高周波用との２系統に分岐させ、それぞれ別々に信号処理を施して低周波用源信号と高周波用源信号とを出力する信号処理部と、低周波用源信号を変調して低周波用変調信号を出力する第１変調部と、高周波用源信号を変調して高周波用変調信号を出力する第２変調部と、低周波用変調信号を低周波領域のみが有効に出力される第１入力端子へ入力し、かつ高周波用変調信号を高周波領域のみが有効に出力される第２入力端子へ入力して、第１入力端子へ入力された信号の高周波成分と第２入力端子へ入力された信号の低周波成分とを合成して、広帯域用の源信号に対応する変調された信号を次段へ出力する合成出力部とを備える。

Description

本発明は、振幅変調器に関し、より特定的には、消費電力の増加やチップ面積の増大等を抑えつつ、広帯域化する技術に関する。

近年、携帯電話の性能は格段に向上し、次々に新しい規格が制定されている。
例えば次世代のＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）の規格に対応するためには振幅変調器の広帯域化が必須である。ところが、広帯域化した振幅変調器を従来の技術の延長線上において設計すると、非常に広帯域な特性を持つオペアンプが必要となり、消費電力の増加や、チップ面積の増大等が避けられず、また発振させないための位相補償も難しくなる。

一方携帯電話は、電池の長寿命化、小型軽量化、及び低コスト化に対する要請が非常に強いため、消費電力の増加やチップ面積の増大は望ましくない。
従来の振幅変調器に関しては、非特許文献１〜３に詳細な記載がある。
従来の振幅変調器は、大部分がアナログ回路によって構成されているため、デジタル回路のようにＣＭＯＳ微細化による低消費電力化、及びチップ面積の縮小化が期待できず、また部品毎の特性のばらつきによるＤＣオフセットや群遅延等のばらつきが大きいので、性能を向上させようとすると、これらを補償する回路が別に必要となる。

Ａ４−Ｗ Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ｆｏｒ Ｃｌａｓｓ−Ｅ１ ＥＤＧＥ Ｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ／ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＡＮＤ ＳＹＳＴＥＭＳ＿II：ＥＸＰＲＥＳＳ ＢＲＩＥＦＳ，ＶＯＬ．５５，ＮＯ．５，ＭＡＹ ２００８、ｐｐ．４８４〜４８８（エイ フォー ダブリュー マスタースレーブ スイィッチング アンプリチュード モジュレーター フォー クラスイーワン エッジ ポーラー トランスミッタース／アイスリーイー トランザクション オン サーキット アンド システムス トゥ：エキスプレス ブリーフス，ボリューム フィフティーファイブ，ナンバーファイブ，メイ トゥエンティエイト、４８４〜４８８ページ） Ａ ２ Ｗ ＣＭＯＳ Ｈｙｂｒｉｄ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ｆｏｒ ＥＤＧＥ Ｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ／ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ，ＶＯＬ．４２，ＮＯ．１２，ＤＥＣＥＭＢＥＲ ２００７、ｐｐ．２６６６〜２６７６（エー トゥ ダブリュー シーモス ハイブリット スイッチング アンプリチュード モジュレーター フォー エッジ ポーラー トランスミッタース／アイスリーイー ジャーナル オブ ソリッドステート サーキッツ モリューム フォーティーントゥ ナンバートゥエルブ ディスセンバー トゥエンティセブン、２６６６〜２６７６ページ） ＳＩＭＰＬＥ ＰＯＬＡＲ−ＬＯＯＰ ＴＲＡＮＳＭＩＴＴＥＲ ＦＯＲ ＤＵＡＬ−ＭＯＤＥ ＢＬＵＥＴＯＯＴＨ／ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ ２００５, ｐｐ．３９６６〜３９６９, ２００５（シンプル ポーラーループ トランスミッター オア デュアルモード ブルートゥース／アイスリーイー インターナショナル シンポジューム オン サーキッツ アンド システムス トゥエンティファイブ，３９６６〜３９６９ページ）

従って、広帯域な特性を持つ振幅変調器を従来の技術の延長線上において設計するのではなく、新しい技術による設計が望まれる。
それ故に、本発明の目的は、従来と較べ、消費電力の増加や、チップ面積の増大等の広帯域化のために生じる弊害を抑えつつ、広帯域化を実現する振幅変調器、及び当該振幅変調器を備える携帯電話を提供することである。

本発明は、振幅変調器、及び当該振幅変調器を備える携帯電話に向けられている。そして上記課題を解決するために、本発明の振幅変調器は、広帯域用の源信号を受け付けて、これを低周波用と高周波用との２系統に分岐させ、それぞれ別々に信号処理を施して、低周波用源信号と高周波用源信号とを出力する信号処理部と、信号処理部により出力される前記低周波用源信号を変調して、低周波用変調信号を出力する第１変調部と、信号処理部により出力される前記高周波用源信号を変調して、高周波用変調信号を出力する第２変調部と、第１変調部により出力される前記低周波用変調信号を、低周波領域のみが有効に出力される第１入力端子へ入力し、かつ第２変調部により出力される前記高周波用変調信号を、高周波領域のみが有効に出力される第２入力端子へ入力して、第１入力端子へ入力された信号の高周波成分と、第２入力端子へ入力された信号の低周波成分とを合成して、前記広帯域用の源信号に対応する変調された信号を次段へ出力する合成出力部とを備えることを特徴とする。

好ましくは、前記合成出力部において、前記第１入力端子はオペアンプのプラス側入力端子であり、前記オペアンプの出力端子に直列に抵抗が接続され当該抵抗を介したラインに並列にキャパシタが接続され、前記ラインの先が出力トランジスタのゲートと接続され前記第２入力端子となっており、前記出力トランジスタのドレインは前記オペアンプのマイナス側入力端子と接続され前記次段への出力となっていることを特徴とする。

好ましくは、前記信号処理部は、低周波用源信号、または高周波用源信号の少なくとも一方に対して、これらの前記合成出力部におけるタイミングのずれが無くなるように、遅延処理を施す遅延部を含むことを特徴とする。
好ましくは、前記信号処理部は、高周波用源信号に対して、予め測定しておいた出力歪みを相殺するように補正を施す補正部を含むことを特徴とする。

好ましくは、前記源信号は多ビットデジタルデータであり、前記信号処理部は、低周波用と高周波用との２系統の１ビットデジタル信号を、前記低周波用源信号、及び前記高周波用源信号として出力し、前記第１変調部は、高周波用の１ビットデジタル信号を受け付けて、信号レベルをシフトアップし、これを時間平均したアナログ電圧信号を、前記高周波用変調信号として出力し、前記第２変調部は、低周波用の１ビットデジタル信号を受け付けて、信号レベルをシフトアップし、これを時間平均したアナログ電圧信号を、前記低周波用変調信号として出力することを特徴とする。
また本発明の携帯電話は、本発明の振幅変調器、及び当該振幅変調器を用いて通話機能を実現する通信回路で構成される。

以上のように、本発明においては、源信号を低周波用と高周波用との２系統に分岐させて、それぞれを、低周波領域のみを有効に出力させる第１入力端子、及び高周波領域のみを有効に出力させる第２入力端子へ入力して、これらを合成して広帯域な出力信号を生成するので、広帯域な特性を持つオペアンプを使用せずに広帯域な変調を実現することができ、消費電力の増加や、チップ面積の増大等の広帯域化のために生じる弊害を抑えることができる。
また、本発明によれば、ゲイン、ＤＣ電圧の制御等の制御をデジタル信号のままデジタル回路により処理することもできるので、ＣＭＯＳ微細化による低消費電力化、及びチップ面積の縮小化が期待でき、また部品毎の特性のばらつきによるＤＣオフセットや群遅延等のばらつきを低減することができる。

図１は、本発明に係る携帯電話１００の外観を示す図である。 図２は、広帯域な振幅変調器の動作原理を説明するための概略図である。 図３は、正弦波入力に対する出力Ｖｏｕｔの応答を、式１、式２を用いてシミュレーションした結果を示す図であり、低周波領域のみを有効に出力させる第１入力端子の特性を表している。 図４は、正弦波入力に対する出力Ｖｏｕｔの応答を、式１、式２を用いてシミュレーションした結果を示す図であり、高周波領域のみを有効に出力させる第２入力端子の特性を表している。 図５は、正弦波入力に対する出力Ｖｏｕｔの応答を、式１、式２を用いてシミュレーションした結果を示す図であり、振幅変調器の総合的な特性を表している。 図６は、本発明の第１の実施形態に係る振幅変調器１の概略を示す図である。

［第１の実施形態］
＜概要＞
本実施形態は、携帯電話等に用いられる振幅変調器であって、広帯域な変調を実現するために、広帯域用の源信号を低周波用と高周波用との２系統に分岐させて、低周波用の源信号を変調した後、低周波領域のみを有効に出力させる第１入力端子へ入力し、高周波用の源信号に、遅延調整と出力トランジスタの歪み特性を相殺するための補正処理とを施して変調した後、高周波領域のみを有効に出力させる第２入力端子へ入力し、出力トランジスタから、低周波用の変調された信号の低周波成分と、高周波用の変調された信号の高周波成分とが合成された出力信号を得るものである。

＜構成＞
図１は、本発明に係る携帯電話１００の外観を示す図である。
ここで図１の左の図は、フリップを開けた状態の携帯電話１００を、右の図はフリップを閉じて折り畳んだ状態の携帯電話１００を示す。
第１の実施形態の携帯電話１００は、例えば、フリップ等による開閉機能を有する携帯電話機であって、図１に示すように、操作部１０１、開閉部１０２、第１表示部１０３、及び第２表示部１０４を備える。

操作部１０１は、テンキー等の操作ボタンであって、使用者の操作や使用者からの入力等を受け付ける。
開閉部１０２は、例えばフリップによる開閉機能を有する部分であり、フリップを閉じると、第２表示部１０４と操作部１０１とが、内側に隠されて使用者から見えなくなる。
第１表示部１０３は、例えばサブＬＣＤであり、時計や着信時の発信者に関する情報等のフリップを閉じた状態で使用者が知りたいであろう一部の情報を表示するものであり、フリップの開閉状態に関係なく見える位置に配置されている。
第２表示部１０４は、例えばメインＬＣＤであり、第１表示部１０３による表示内容を含む全ての表示すべき情報を表示するものである。
また、携帯電話１００は、さらに内部に振幅変調器（不図示）を備えている。

＜振幅変調器の動作原理の説明＞
図２は、振幅変調器における広帯域化の原理を説明するための概略図である。
振幅変調器２００は、図２に示すように、負帰還をかけたオペアンプ２０１と、オペアンプ２０１の出力端子に直列に接続された抵抗２０２（図中の「Ｒ」）と、抵抗２０２を介したラインに並列に接続されたキャパシタ２０３（図中の「Ｃ」）と、当該ラインにテスト入力信号Ｖ２を合成する信号合成器２０４とを備える。また、オペアンプ２０１の＋（プラス）入力端子にテスト入力信号Ｖ１が入力され、信号合成器２０４の出力が、出力Ｖｏｕｔとなるとともに、オペアンプ２０１の−（マイナス）入力端子に接続されて負帰還がかけられている。
また入力信号の角速度ωを２π×１０^３、２×２π×１０^３、３×２π×１０^３、・・・、２π×１０^４、２×２π×１０^４、３×２π×１０^４、・・・、２π×１０^７とすると、入力信号の電流値はＳ（ω）＝ωｉで表され、図２の振幅変調器２００の出力Ｖｏｕｔは、以下の式１、式２で表される。

Ｖｏｕｔ＝［Ａ・Ｆ（ω）／｛１＋Ａ・Ｆ（ω）｝］Ｖ１
＋［１／｛１＋Ａ・Ｆ（ω）｝］Ｖ２ ・・・式１
Ｆ（ω）＝１／｛Ｃ・Ｒ・Ｓ（ω）＋１｝ ・・・式２
また、オペアンプ２０１のゲインＡ＝１０００、抵抗２０２の抵抗値Ｒ＝１×１０^４［Ω］、キャパシタ２０３の容量Ｃ＝１×１０^−８［Ｆ］とする。
図３、図４、図５は、正弦波入力に対する出力Ｖｏｕｔの応答を、上記式１、式２を用いてシミュレーションした結果を示す図である。ここでは、出力｜Ｖｏｕｔ（ω）｜［Ｖ］を縦軸にし、入力信号の信号周波数ω／２π［Ｈｚ］を横軸にして、１×１０^３〜１×１０^７の範囲における出力｜Ｖｏｕｔ（ω）｜［Ｖ］の値を計算している。また図３は、テスト入力信号Ｖ１＝１［Ｖ］、テスト入力信号Ｖ２＝０［Ｖ］として低周波領域のみを有効に出力させる第１入力端子の特性を表し、図４はテスト入力信号Ｖ１＝０［Ｖ］、テスト入力信号Ｖ２＝１［Ｖ］として高周波領域のみを有効に出力させる第２入力端子の特性を表し、図５は、テスト入力信号Ｖ１＝１［Ｖ］、テスト入力信号Ｖ２＝１［Ｖ］として振幅変調器２００の総合的な特性を表している。

図３より、テスト入力信号Ｖ１だけを入力したときには、出力｜Ｖｏｕｔ（ω）｜［Ｖ］は、入力信号の信号周波数が３×１０^５辺りからより高い周波数になるほど減衰し、これより低い周波数においては減衰がなく出力されることがわかる。
図４より、テスト入力信号Ｖ２だけを入力したときには、入力信号の信号周波数が１．５×１０^５辺りからより高い周波数になるほど出力｜Ｖｏｕｔ（ω）｜［Ｖ］が増加し、これより低い周波数においてはほとんど出力されないことがわかる。
また図５より、テスト入力信号Ｖ１とテスト入力信号Ｖ２とを両方入力したときには、お互いの減衰する箇所を補い合うことになり、入力信号の信号周波数が低い周波数から高い周波数まで、出力｜Ｖｏｕｔ（ω）｜［Ｖ］の減衰がなく、一様に出力されることがわかる。

＜構成＞
図６は、本発明の第１の実施形態に係る振幅変調器１の概略を示す図である。
振幅変調器１は、信号処理手段１０、変調合成手段２０から構成されている。ここで図６には変調合成手段２０の出力ラインに次段の回路ＰＡ（等価的に抵抗なので、図中に抵抗の記号にて記載）を接続している。
信号処理手段１０は、広帯域用の源信号を受け付けて、これを低周波用と高周波用との２系統に分岐させ、それぞれ別々に信号処理を施して、低周波用源信号と高周波用源信号とを出力するものである。本実施形態では、信号処理手段１０は、低周波用デルタシグマ変調回路１１、遅延回路１２、歪み補正回路１３、及び高周波用デルタシグマ変調回路１４を備えるデジタル回路群であり、１２＋８ビット等の多ビットデジタルデータを広帯域用の源信号として受け付けて、低周波用と高周波用との２系統の１ビットデジタル信号を出力する。

低周波用デルタシグマ変調回路１１は、多ビットデジタルデータから低周波用の１ビットデジタル信号を生成する。なお、多ビットデジタルデータから１ビットデジタル信号を生成する方法は周知なので、詳しい説明は割愛する。
遅延回路１２は、高周波用の信号と低周波用の信号との間に、後で合成したときにずれが生じないように、低周波用の信号に遅延をかけて遅延調整を行う。なお、温度による遅延時間の変動分を調整するために、予め温度毎に適切な遅延時間を測定して記憶しておき、温度をモニタして、その時々の温度に応じた遅延時間を用いて遅延調整を行うようにしてもよい。
歪み補正回路１３は、主に出力トランジスタ３１の歪み特性を相殺するための補正処理を行う。図２に示した回路と比べ、図６の振幅変調器１には出力トランジスタ３１があるので、出力トランジスタ３１の歪み特性によって、高周波成分が低周波成分に較べてより減衰する傾向があるため、予め減衰する分だけ高周波成分を大きめに出力することにより当該歪み特性を相殺するのである。
高周波用デルタシグマ変調回路１４は、歪み補正回路１３により出力される多ビットデジタルデータから高周波用の１ビットデジタル信号を生成する。

変調合成手段２０は、低周波用源信号と高周波用源信号とを受け付けて、それぞれ別々に変調を行い、これらを合成して最終的に広帯域用の源信号に対応する変調された信号を次段へ出力するものである。本実施形態では、高周波用レベルシフタ２１、高周波用インバータドライバ２２、高周波用蓄積回路２３、フィルタ２４、カップリングコンデンサ２５、低周波用レベルシフタ２６、低周波用インバータドライバ２７、低周波用蓄積回路２８、オペアンプ２９、フィルタ３０、及び出力トランジスタ３１を備え、低周波用と高周波用との２系統の１ビットデジタル信号を受け付けて、高周波用レベルシフタ２１、高周波用インバータドライバ２２、高周波用蓄積回路２３、フィルタ２４、及びカップリングコンデンサ２５からなる第１変調手段が、高周波用の１ビットデジタル信号をＤ級増幅し、低周波用レベルシフタ２６、低周波用インバータドライバ２７、及び低周波用蓄積回路２８からなる第２変調手段が低周波用の１ビットデジタル信号をＤ級増幅し、オペアンプ２９、フィルタ３０、及び出力トランジスタ３１からなる合成出力手段が、第１変調手段の出力の高周波成分と第２変調手段の出力の低周波成分とを合成して、最終的に広帯域用のデジタルデータに対応する変調されたアナログ信号を次段へ出力する。ここで、変調合成手段２０から、高周波用蓄積回路２３、フィルタ２４、及びカップリングコンデンサ２５を除いた残りの構成は、ワンチップの集積回路にまとめて搭載することができる。

高周波用レベルシフタ２１は、高周波用の１ビットデジタル信号の出力レベルをシフトアップする。ここでは出力レベルを、１．２Ｖから３．３Ｖへシフトアップする。
高周波用インバータドライバ２２は、高周波用の１ビットデジタル信号を、論理反転を伴い、高いドライブ能力を持たせて出力する。
高周波用蓄積回路２３は、高周波用インバータドライバ２２の出力電圧を蓄積し、出力信号を時間平均した電圧を出力することによりアナログ信号を生成する。
フィルタ２４は、高周波用蓄積回路２３より出力される高周波用のアナログ信号から、利用領域外の不要な高周波成分を除去する。
カップリングコンデンサ２５は、高周波用のアナログ信号を容量結合することにより、ＤＣ成分が伝達されないようにしている。
低周波用レベルシフタ２６は、低周波用の１ビットデジタル信号の出力レベルをシフトアップする。ここでは出力レベルを、１．２Ｖから３．３Ｖへシフトアップする。

低周波用インバータドライバ２７は、低周波用の１ビットデジタル信号を、論理反転を伴い、高いドライブ能力を持たせて出力する。
低周波用蓄積回路２８は、低周波用インバータドライバ２７の出力電圧を蓄積し、出力信号を時間平均した電圧を出力することによりアナログ信号を生成する。
オペアンプ２９は、低周波用蓄積回路２８の出力がプラス側入力端子に入力され、出力トランジスタ３１のドレイン出力が、マイナス側入力端子に入力されて負帰還がかけられているとともに、次段への出力となっている。
フィルタ３０は、オペアンプ２９、及び出力トランジスタ３１とともに、図２に示したような広帯域な振幅変調器を構成し、オペアンプ２９の出力端子に、直列に抵抗が接続され、抵抗を介したラインに並列にキャパシタが接続されて、ラインの先（図６中の「ＶＧ」）に、高周波用蓄積回路２３の出力が合成されて、出力トランジスタ３１のゲートに接続されている。
出力トランジスタ３１は、Ｎｃｈトランジスタであり、ソースが電源電圧に接続され、ドレインがオペアンプ２９のマイナス側入力端子と接続されて負帰還をかけるとともに、次段への出力となっている。

ここで、オペアンプ２９のプラス側入力端子に入力されたアナログ信号の低い周波数成分と、出力トランジスタ３１のゲートに入力されたアナログ信号の高い周波数成分とが合成されて、広帯域な振幅変調が実現される。
また、高周波用のアナログ信号はカップリングコンデンサ２５により容量結合されているので、ＶＧまでＤＣ成分が伝達されない。また、低周波用のアナログ信号（ＤＣ成分を含む）は、ＶＧ−Ｖｏｕｔ間の電位差（ＶＧＳ）が外気温の変化等により直流的に変動しても、オペアンプ２９のフィードバック効果により、原理的に歪みや信号の劣化が生じない。

なお、Ｎｃｈトランジスタの飽和領域におけるドレイン−ソース間電圧（Ｉｄｓ）は以下の式３のように表される。
Ｉｄｓ＝ｋ（ＶＧＳ−Ｖｔ）^２ ・・・式３
ここで、ＶＧＳはＶＧ−Ｖｏｕｔ間の電位差、ｋ＝（１／２）×ｃｏｎｓｔ×（Ｗ／Ｌ）、ＷはＮｃｈトランジスタのゲート幅、Ｌはゲート長、Ｖｔは閾値である。
式３より、ドレイン−ソース間電圧（Ｉｄｓ）は、ＶＧ−Ｖｏｕｔ間の電位差の変動に敏感に反応することがわかる。またＶｔには温度依存性があるので、何らかの補償処理を行うことが望ましい。例えば、工場出荷前に、周辺温度を変えながら、測定用の入力信号の周波数別にＶＧ−Ｖｏｕｔ間の電位差を測定し、測定値に基づいて、周辺温度毎に、帯域全般に亘る補正テーブルを作成しておく。そして動作時には、周辺温度を測定し、周辺温度に応じた補正テーブルを読み出して、歪み補正回路１３により、周波数領域毎に補正処理を行わせることもできる。

＜まとめ＞
以上のように、本実施形態に係る振幅変調器によれば、広帯域用のデジタルデータを高周波用と低周波用とに分けて、別々にデジタル処理を施した後で変調し、それぞれを高周波用の第１入力端子と低周波用の第２入力端子とに入力して、周波数特性が一様になるように合成するので、広い帯域の全般に亘って性能を発揮するよう高性能で高価なオペアンプを使用することなく、広帯域化を実現することができる。

本発明の振幅変調器は、あらゆる通信機器に利用可能であり、またオペアンプの能力を超えた広帯域な変調を実現できるので、特に低コスト化、及び低消費電力化が期待される携帯電話等の汎用の携帯通信機器に適している。

１ 振幅変調器
１０ 信号処理手段
１１ 低周波用デルタシグマ変調回路
１２ 遅延回路
１３ 歪み補正回路
１４ 高周波用デルタシグマ変調回路
２０ 変調合成手段
２１ 高周波用レベルシフタ
２２ 高周波用インバータドライバ
２３ 高周波用蓄積回路
２４ フィルタ
２５ カップリングコンデンサ
２６ 低周波用レベルシフタ
２７ 低周波用インバータドライバ
２８ 低周波用蓄積回路
２９ オペアンプ
３０ フィルタ
３１ 出力トランジスタ
１００ 携帯電話
１０１ 操作部
１０２ 開閉部
１０３ 第１表示部
１０４ 第２表示部
２００ 振幅変調器
２０１ オペアンプ
２０２ 抵抗
２０３ キャパシタ
２０４ 信号合成器

好ましくは、前記合成出力部において、前記第１入力端子はオペアンプのプラス側入力端子であり、前記オペアンプの出力端子に直列に抵抗が接続され当該抵抗を介したラインに並列にキャパシタが接続され、前記ラインの先が出力トランジスタのゲートと接続され前記第２入力端子となっており、前記出力トランジスタのソースは前記オペアンプのマイナス側入力端子と接続され前記次段への出力となっていることを特徴とする。

好ましくは、前記源信号は多ビットデジタルデータであり、前記信号処理部は、低周波用と高周波用との２系統の１ビットデジタル信号を、前記低周波用源信号、及び前記高周波用源信号として出力し、前記第１変調部は、低周波用の１ビットデジタル信号を受け付けて、信号レベルをシフトアップし、これを時間平均したアナログ電圧信号を、前記低周波用変調信号として出力し、前記第２変調部は、高周波用の１ビットデジタル信号を受け付けて、信号レベルをシフトアップし、これを時間平均したアナログ電圧信号を、前記高周波用変調信号として出力することを特徴とする。
また本発明の携帯電話は、本発明の振幅変調器、及び当該振幅変調器を用いて通話機能を実現する通信回路で構成される。

操作部１０１は、テンキー等の操作ボタンであって、使用者の操作や使用者からの入力等を受け付ける。
開閉部１０２は、例えばフリップによる開閉機能を有する部分であり、フリップを閉じると、第１表示部１０３と操作部１０１とが、内側に隠されて使用者から見えなくなる。
第２表示部１０４は、例えばサブＬＣＤであり、時計や着信時の発信者に関する情報等のフリップを閉じた状態で使用者が知りたいであろう一部の情報を表示するものであり、フリップの開閉状態に関係なく見える位置に配置されている。
第１表示部１０３は、例えばメインＬＣＤであり、第２表示部１０４による表示内容を含む全ての表示すべき情報を表示するものである。
また、携帯電話１００は、さらに内部に振幅変調器（不図示）を備えている。

低周波用インバータドライバ２７は、低周波用の１ビットデジタル信号を、論理反転を伴い、高いドライブ能力を持たせて出力する。
低周波用蓄積回路２８は、低周波用インバータドライバ２７の出力電圧を蓄積し、出力信号を時間平均した電圧を出力することによりアナログ信号を生成する。
オペアンプ２９は、低周波用蓄積回路２８の出力がプラス側入力端子に入力され、出力トランジスタ３１のソース出力が、マイナス側入力端子に入力されて負帰還がかけられているとともに、次段への出力となっている。
フィルタ３０は、オペアンプ２９、及び出力トランジスタ３１とともに、図２に示したような広帯域な振幅変調器を構成し、オペアンプ２９の出力端子に、直列に抵抗が接続され、抵抗を介したラインに並列にキャパシタが接続されて、ラインの先（図６中の「ＶＧ」）に、高周波用蓄積回路２３の出力が合成されて、出力トランジスタ３１のゲートに接続されている。
出力トランジスタ３１は、Ｎｃｈトランジスタであり、ドレインが電源電圧に接続され、ソースがオペアンプ２９のマイナス側入力端子と接続されて負帰還をかけるとともに、次段への出力となっている。

Claims (6)

1. 広帯域用の源信号を受け付けて、これを低周波用と高周波用との２系統に分岐させ、それぞれ別々に信号処理を施して、低周波用源信号と高周波用源信号とを出力する信号処理部と、
   信号処理部により出力される前記低周波用源信号を変調して、低周波用変調信号を出力する第１変調部と、
   信号処理部により出力される前記高周波用源信号を変調して、高周波用変調信号を出力する第２変調部と、
   第１変調部により出力される前記低周波用変調信号を、低周波領域のみが有効に出力される第１入力端子へ入力し、かつ第２変調部により出力される前記高周波用変調信号を、高周波領域のみが有効に出力される第２入力端子へ入力して、第１入力端子へ入力された信号の高周波成分と、第２入力端子へ入力された信号の低周波成分とを合成して、前記広帯域用の源信号に対応する変調された信号を次段へ出力する合成出力部とを備えることを特徴とする、振幅変調器。
2. 前記合成出力部において、
   前記第１入力端子はオペアンプのプラス側入力端子であり、
   前記オペアンプの出力端子に、直列に抵抗が接続され、当該抵抗を介したラインに並列にキャパシタが接続され、
   前記ラインの先が、出力トランジスタのゲートと接続され、前記第２入力端子となっており、
   前記出力トランジスタのドレインは、前記オペアンプのマイナス側入力端子と接続され、前記次段への出力となっていることを特徴とする、請求項１に記載の振幅変調器。
3. 前記信号処理部は、
   低周波用源信号、または高周波用源信号の少なくとも一方に対して、これらの前記合成出力部におけるタイミングのずれが無くなるように、遅延処理を施す遅延部を含むことを特徴とする、請求項１に記載の振幅変調器。
4. 前記信号処理部は、
   高周波用源信号に対して、予め測定しておいた出力歪みを相殺するように補正を施す補正部を含むことを特徴とする、請求項１に記載の振幅変調器。
5. 前記源信号は、多ビットデジタルデータであり、
   前記信号処理部は、低周波用と高周波用との２系統の１ビットデジタル信号を、前記低周波用源信号、及び前記高周波用源信号として出力し、
   前記第１変調部は、高周波用の１ビットデジタル信号を受け付けて、信号レベルをシフトアップし、これを時間平均したアナログ電圧信号を、前記高周波用変調信号として出力し、
   前記第２変調部は、低周波用の１ビットデジタル信号を受け付けて、信号レベルをシフトアップし、これを時間平均したアナログ電圧信号を、前記低周波用変調信号として出力することを特徴とする、請求項１に記載の振幅変調器。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の振幅変調器と、
   前記振幅変調器を用いて、通話機能を実現する通信回路とを備える、携帯電話。

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