JPWO2011007389A1 - 移動体受信装置 - Google Patents

Abstract

アンテナ１で受信した受信周波数信号を中間周波数信号に変換する第１のチューナ２と、受信周波数信号の特定波長分の移動にかかる時間を遅延時間とする遅延回路４と、遅延回路４出力を第２の中間周波数信号に変換する第２のチューナ３と、測定される移動体の移動速度とそのときの受信電界強度とに応じて遅延回路４に遅延時間を動的に設定すると共に、第１のチューナ２と第２のチューナ３によりそれぞれ生成される中間周波数信号を等位相合成して出力する制御部５Ａ、７Ａとを備え、制御部７Ａが、受信周波数とドップラーシフト周波数に応じた遅延時間を遅延回路４に設定し、１／４波長程度（９０°）の位相差の信号を等位相合成することにより、移動中のラジオやテレビ放送受信においてはマルチパス下での受信性能を向上させる。また、ドップラーシフトの周期を算出し、等位相合成の応答速度に適応させることにより、検波後の聴感上、違和感のない音声を抽出することができる。

Description

この発明は、アンテナを介して受信される放送受信波がマルチパス等の影響により時々刻々と変化する、特に、車両に用いて好適な、移動体受信装置に関するものである。

特許文献１に開示された技術によれば、ラジオの中間周波数回路に、希望信号に対しては無視できる遅延を有するが、ノイズ成分に対しては無視できない程度の遅延回路を設け、合成してＳＮ比を改善し、感度向上を図る手法が提案されている。

特開平７−３３６６２８号公報

しかしながら特許文献１に開示された技術によれば、遅延された中間周波数信号（以下、単にＩＦ：Intermediate Frequency信号という）と、遅延されないＩＦ信号との単純な加算を行っているにすぎず、移動に伴い時々刻々と受信環境が変化するマルチパス等の影響を受けた場合の動的な受信性能の向上は望むことはできない。
また、アンテナを一定距離だけ離してレイアウトし、その出力で等位相合成を図る、所謂、ダイバーシティー技術も存在するが、アンテナシステムが２組必要になり、このため高いコストを要する。

この発明は上記した課題を解決するためになされたものであり、動的な受信性能の向上を低コストで実現する移動体受信装置を得ることを目的とする。

この発明に係る移動体受信装置は、アンテナで受信した受信周波数信号を中間周波数信号に変換する第１のチューナと、前記受信周波数信号の特定波長分の移動にかかる時間を遅延時間とする遅延回路と、前記遅延回路出力を第２の中間周波数信号に変換する第２のチューナと、測定される移動体の移動速度とそのときの受信電界強度とに応じて前記遅延回路に前記遅延時間を動的に設定すると共に、前記第１のチューナと前記第２のチューナによりそれぞれ生成される中間周波数信号を等位相合成して出力する制御部と、を備えたものである。

この発明によれば、遅延回路を介した受信周波数信号と遅延されない受信周波数信号とがそれぞれ第１のチューナと第２のチューナに個別に入力され、それぞれで変換される中間周波数信号を制御部が等位相合成することにより、ダシバーシティ技術を要することなく廉価構成で動的な受信性能の向上を実現することができるという効果がある。

この発明の実施の形態１による移動体受信装置の内部構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による移動体受信装置の制御部の内部構成を機能展開して示したブロック図である。 この発明の実施の形態１による移動体受信装置の動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２による移動体受信装置の内部構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による移動体受信装置の制御部の内部構成を機能展開して示したブロック図である。 この発明の実施の形態２による移動体受信装置の動作を示すフローチャートである。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による移動体受信装置１００Ａの内部構成を示すブロック図であり、ここでは、移動体として車両に搭載されたラジオ受信機が例示されている。
図１に示されるように、この発明の実施の形態１に係る移動体受信装置１００Ａは、唯一のアンテナ１と、２系統のチューナＡ（２）、Ｂ（３）と、遅延回路４と、ＤＳＰ（デジタル信号処理装置５Ａ）と、オーディオ出力部６と、ＣＰＵ（中央処理装置７Ａ）と、操作部８と、表示部９と、速度検出器１０と、により構成される。
なお、図１において、太実線矢印は受信信号を、細実線矢印は、ＤＳＰ５ＡまたはＣＰＵ７Ａによる制御信号を示す。

上記構成において、アンテナ１は放送受信波を受信してＲＦ信号をチューナＡ（２）および遅延回路４に入力する。チューナＡ（２）は、入力されたＲＦ信号をＩＦ信号に変換してＤＳＰ５Ａに出力し、遅延回路４は、後述するＣＰＵ７Ａにより設定された遅延時間分遅延させたＲＦ信号をＩＦ信号に変換してＤＳＰ５Ａに出力する。

ＤＳＰ５Ａは、その内部構成が機能展開され示されているように、２系統のアナログデシタルコンバータ（以下、ＡＤＣ−Ａ（５１）と、ＡＤＣ−Ｂ（５２）という）と、等位相合成器５３と、検波器５４と、信号強度検出器５５と、オーディオ処理部５６と、デジタルアナログコンバータ（以下、ＤＡＣ５７という）とを含む。

ＡＤＣ−Ａ（５１）は、チューナＡ（２）からＩＦ信号の入力を得、ＣＰＵ７Ａによる制御の下、サンプリング周期にしたがいデジタル信号に変換し、等位相合成器５３へ出力する。ＡＤＣ−Ｂ（５２）は、チューナＢ（３）からＩＦ信号の入力を得、ＣＰＵ７Ａによる制御の下でデジタル信号に変換し、等位相合成器５３へ出力する。等位相合成器５３は、ＡＤＣ−Ａ（５１）出力とＡＤＣ−Ｂ（５２）出力であるデジタルＩＦ信号をＣＰＵ７Ａによる制御の下で位相合わせして合成し、検波器５４へ出力する。一般に１／４波長（９０°）程度、位相が異なる２波を等位相合成器で合成するとき、ダイバーシティーアンテナとしての効果が顕著となる。

検波器５４は、等位相合成器５３出力を検波して信号強度検出器５５、およびオーディオ処理部５６へ出力する。
信号強度検出器５５は、検波器５４出力から受信電界強度（ＲＳＳＩ：Received Signal Strength Indicator）を検出してＣＰＵ７Ａへ出力する。オーディオ処理部５６は、ＩＦ信号からオーディオ信号成分を抽出してＤＡＣ５７経由で、スピーカ等により構成されたオーディオ出力部６へ供給する。オーディオ処理部５６は、操作部８によるユーザ操作にしたがい、音量、トーンコントロール等の調整も行う。

ＣＰＵ７Ａは、ＤＳＰ５Ａと協働して動作することにより、速度検出器１０により測定される移動体の移動速度と、そのときのＲＳＳＩとに応じて遅延回路４に遅延時間を動的に設定すると共に、チューナＡ（２）とチューナＢ（３）によりそれぞれ生成されるＩＦ信号を等位相合成して出力する制御部として機能する。詳細は、図２、図３を参照しながら後述する。

操作部８は、ＣＰＵ７Ａを起動する他、選局等のユーザ指示を操作入力によりＣＰＵ７Ａに伝達する入力デバイスであり、表示部９は、ラジオであれば受信局他の情報を表示するコンソールとして、ＴＶであれば映像を表示するＬＣＤ（Liquid Crystal Display Device）表示デバイスで構成される。
なお、速度検出器１０は、外部接続される車速センサ等で構成され、ここで検出された車速信号はＣＰＵ７Ａに供給される。

図２は、この発明の実施の形態１による移動体受信装置１００Ａの制御部の内部構成を機能展開して示したブロック図である。
図２に示されるように、ＣＰＵ７Ａは、ドップラーシフト量演算部７Ａ１と、遅延時間演算部７Ａ２と、チューナ・オーディオ処理制御部７Ａ３と、ＡＤＣ入力フィルタ設定制御部７Ａ４と、遅延回路制御部７Ａ５と、位相合成器時定数制御部７Ａ６と、を含む。

ドップラーシフト量演算部７Ａ１は、ＤＳＰ５Ａが内蔵する信号強度検出器５５からＲＳＳＩを取得し、更に、外部接続される速度検出器１０から車両間移動速度を取得し、移動に伴い周波数が変化するドップラーシフト周波数、その符号、および周期を、後述する演算式を実行することにより計算し、遅延時間演算部７Ａ２、およびＡＤＣ入力フィルタ設定制御部７Ａ４を制御する機能を有する。
遅延時間演算部７Ａ２は、受信周波数の１／４波長を移動するのに必要な時間を計算して遅延回路制御部７Ａ５、および位相合成時定数制御部７Ａ６を起動する機能を有する。遅延回路制御部７Ａ５は、遅延時間演算部７Ａ２で計算された受信周波数の１／４波長を移動するのに必要な時間を遅延回路４に設定する機能を有し、また、位相合成器時定数制御部７Ａ６は、遅延時間演算部７Ａ２で計算された遅延時間をＤＳＰ５Ａの等位相合成器５３の応答時定数に設定する機能を有する。

チューナ・オーディオ処理制御部７Ａ３は、操作部８によりユーザの選局等の操作入力により起動され、チューナＡ（２）、チューナＢ（３）や、ＤＳＰ５Ａ内のオーディオ処理部５６を制御する機能を有する。
ＡＤＣ入力フィルタ設定制御部７Ａ４は、入力フィルタの中心周波数を、ドップラーシフト量演算部７Ａ１で計算されたドップラーシフト周波数分だけ前記符号にしたがいシフトする機能を有する。

図３は、この発明の実施の形態１による移動体受信装置の動作を示すフローチャートである。
以下、図３のフローチャートを参照しながら、図１、図２に示すこの発明の実施の形態１による移動体受信装置１００Ａの動作を詳細に説明する。

まず、操作部８によるユーザ操作を契機に本移動体受信装置１００Ａが起動され、移動体受信装置１００Ａが起動されると、ＣＰＵ７Ａは、その制御周期にしたがい（ステップＳＴ３０１“ＹＥＳ”）、速度検出器１０から移動速度を、ＤＳＰ５Ａ内蔵の信号強度検出器５５からＲＳＳＩをそれぞれ読み出す（ステップＳＴ３０２）。
続いてＣＰＵ７Ａ（ドップラーシフト量演算部７Ａ１）は、これらの時間変化を判定し、ＲＳＳＩが時間経過とともに増加しているか、または減少しているかにより、不図示の放送局を含む基地局の送信アンテナに対し車両が接近しているか遠ざかっているか、その進行方向を判定する。同時に、以下に示す演算式（１）を実行することにより、受信周波数ｆｏのドップラーシフト量Δｆ１と、その周期Ｔ１とを算出する（ステップＳＴ３０３）。

ここで、符号ｃは光速（３×１０＾８[ｍ／ｓｅｃ]）であり、放送局を含む基地局の送信アンテナに対して接近しているときに、角度θ＝０、送信アンテナから遠ざかっているときに、角度θ＝１８０°とする（ステップ３０２）。

次に、ＣＰＵ７Ａ（ＡＤＣ入力フィルタ設定制御部７Ａ４）は、ドップラーシフトのずれを補正するため、ＤＳＰ５Ａが内蔵するＡＤＣ−Ａ（５１）、ＡＤＣ−Ｂ（５２）のそれぞれが有する入力フィルタの中心周波数を、±符号も加味してドップラーシフト量Δｆ１だけシフトさせる（ステップＳＴ３０４）。
このとき、ＣＰＵ７Ａ（遅延時間演算部７Ａ２）は、ドップラーシフト量演算部７Ａ１により出力されるドップラーシフト量Δｆ１を加味した受信周波数の１／８波長から１／４波長を移動するのに必要な時間Ｔ２を計算する（ステップＳＴ３０５）。

そして、遅延回路制御部７Ａ５は、遅延時間演算部７Ａ２により出力される遅延時間Ｔ２を遅延回路４に設定する（ステップＳＴ３０６）。また、位相合成器時定数制御部７Ａ６は、ＤＳＰ５Ａが内蔵する等位相合成器５３の、位相合成の応答特性を示す時定数も遅延時間Ｔ２に合わせて設定する制御を行う（ステップＳＴ３０７）。
上記した遅延時間および時定数設定後、ステップＳＴ３０１の処理に戻り、上記した一連の動作はＣＰＵ７Ａにより制御周期毎に繰り返し実行される。なお、この制御周期は、ＡＤＣ−Ａ（５１）、ＡＤＣ−Ｂ（５２）のサンプリング周期に合わせてもよい。

上記したこの発明の実施の形態１に係る移動体受信装置１００Ａによれば、制御部（ＣＰＵ７Ａ）が、受信周波数とドップラーシフト周波数に応じた遅延時間を遅延回路４に設定し、制御部（ＤＳＰ５Ａ）が、１／４波長程度（９０°）の位相差の信号を等位相合成することにより、移動中のラジオやテレビ放送受信においてはマルチパス下での受信性能を向上させることができる。
また、制御部（ＣＰＵ７Ａ）が、ドップラーシフトの周期を算出し、等位相合成の応答速度に適応させることにより、検波後の聴感上、違和感のない音声を抽出することができる。

実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２に係る移動体受信装置１００Ｂの内部構成を示すブロック図である。
図１に示す実施の形態１との構成上の差異は、遅延回路４０をＤＳＰ５Ｂが内蔵し（実施の形態１では遅延回路４を外出ししてある）、かつ、ＡＤＣ−Ａ（５１）と等位相合成器５３の間にＩＦ信号出力を逓倍する逓倍器４１と、ＡＤＣ−Ｂ（５２）と遅延回路４０との間にＩＦ信号出力を逓倍する逓倍器４２と、等位相合成器５３と検波器３５との間に分周器４３を、それぞれ挿入したことにある。

ここで、ＤＳＰ５Ｂは、ＣＰＵ７Ｂと協働して動作することにより、チューナＡ（２）のＩＦ信号を逓倍器４１で逓倍した出力と、チューナＢ（３）のＩＦ信号を逓倍器４２で逓倍した出力を、受信周波数の特定波長分の移動にかかる時間を変調帯域が確保可能な逓倍比で割った時間を遅延時間とする遅延回路４０で遅延した信号とを等位相合成器５３で等位相合成して出力するように制御する。

このため、ＣＰＵ７Ｂは、図５にその内部構成が機能展開され示されているように、図２に示した実施の形態１が有する構成に、更に、分周器・逓倍器制御部７Ｂ７が付加された構成になっている。分周器・逓倍器制御部７Ｂ７の詳細は後述する。

図６は、この発明の実施の形態２による移動体受信装置１００Ｂの動作を示すフローチャートである。
以下、図６のフローチャートを参照しながら、図４、図５に示すこの発明の実施の形態２による移動体受信装置１００Ｂの動作を詳細に説明する。

まず、操作部８によるユーザ操作を契機に本移動体受信装置１００Ｂが起動され、移動体受信装置１００Ｂが起動されると、ＣＰＵ７Ｂは、その制御周期にしたがい（ステップＳＴ６０１“ＹＥＳ”）、速度検出器１０から移動速度を、ＤＳＰ５Ｂ内蔵の信号強度検出器５５からＲＳＳＩをそれぞれ読み出す（ステップＳＴ６０２）。
続いてＣＰＵ７Ｂ（ドップラーシフト量演算部７Ｂ１）は、これらの時間変化を判定し、ＲＳＳＩが時間経過とともに増加しているか、または減少しているにより、不図示の放送局を含む基地局の送信アンテナに対して接近しているか遠ざかっているか、進行方向を判定する。同時に、上記した演算式（１）により受信周波数ｆｏのドップラーシフト量Δｆ１、ならびにその周期Ｔ１を算出する（ステップＳＴ６０３）。

次に、ＣＰＵ７Ｂ（ＡＤＣ入力フィルタ設定制御部７Ｂ４）は、ドップラーシフトのずれを補正するため、ＤＳＰ５が内蔵するＡＤＣ−Ａ（５１）、ＡＤＣ−Ｂ（５２）のそれぞれが有する入力フィルタの中心周波数を、±符号も加味してΔｆ１だけシフトさせる（ステップＳＴ６０４）。
このとき、ＣＰＵ７Ｂ（分周器・逓倍器制御部７Ｂ７）は、変調帯域が充分確保できる最適逓倍比ｎ１をＤＳＰ５Ｂが内蔵する逓倍器４１、逓倍器４２、分周器４３にそれぞれ設定する（ステップＳＴ６０５）。ここで、遅延時間演算部７Ｂ２は、ドップラーシフト量Δｆ１を加味した受信周波数の１／（８ｎ１）波長から１／（４ｎ１）波長を移動するのに必要な時間Ｔ３を計算し、（ステップＳＴ６０６）、この時間Ｔ３を、遅延回路制御部７Ｂ５により遅延回路４０に設定する（ステップＳＴ６０７）。また、位相合成器時定数制御部７Ｂ６は、ＤＳＰ５が内蔵する等位相合成器５３の、位相合成の応答特性を示す時定数も遅延時間Ｔ３に合わせて設定する制御を行う（ステップＳＴ６０８）。等位相合成器５３の出力は、分周器４３にて１／（ｎ１）の元のＩＦ周波数に分周され、検波される。

上記した遅延時間および時定数設定後、ステップＳＴ６０１の処理に戻り、上記した一連の動作は、ＣＰＵ７Ｂにより制御周期毎に繰り返し実行される。

上記したこの発明の実施の形態２に係る移動体受信装置１００Ｂによれば、実施の形態１同様、制御部（ＣＰＵ７Ｂ）が、受信周波数とドップラーシフト周波数に応じた遅延時間をＤＳＰ５Ｂ内蔵の遅延回路４０に設定し、制御部（ＤＳＰ５Ｂ）が、１／４波長程度（９０°）の位相差の信号を等位相合成することにより、移動中のラジオやテレビ放送受信においてはマルチパス下での受信性能を向上させることができる。また、ドップラーシフトの周期を算出し、等位相合成の応答速度に適応させることにより、検波後の聴感上、違和感のない音声を抽出することができる。
また、ＤＳＰ５Ｂに遅延回路４０を内蔵し、かつ、逓倍器４１、逓倍器４２をｎ１逓倍した場合、同一遅延時間に対するＩＦ信号出力の位相回転がｎ１倍になるため、遅延回路４０でＴ３時間の遅延を行うと、その遅延はアンテナ段でのＴ３×ｎ１の遅延時間に相当する。ここで、受信周波数の１／８〜１／４波長の距離を移動するのに必要な時間を実施の形態１のＴ２とすれば、本実施の形態２では、Ｔ２＝ｎ１・Ｔ３で示されるため、遅延時間Ｔ３は、遅延時間Ｔ２の１／ｎ１倍になり、遅延器の負担が少なくなる。ＲＦ段の位相差はＩＦ段での位相差と同じであり、その位相差がｎ１倍されるため、ｎ１を大きく取れば理論上はどんなに移動体の速度が遅くても、ｎ１倍されてかつ位相差が９０°の２つのＩＦ信号を等位相合成器５３に入力し、ダイバーシティー効果を持たせることができる。

なお、上記した実施の形態１、実施の形態２によれば、２系統のチューナＡ（２）、Ｂ（３）を有する移動体受信装置１００Ａ（Ｂ）についてのみ例示したが、遅延回路４とチューナを更に付加して３以上のチューナの等位相合成を図ることも可能である。
また、上記した実施の形態１、実施の形態２では、ＤＳＰ５Ａ（５Ｂ）とＣＰＵ７Ａ（７Ｂ）が協働して動作することにより、「測定される移動体の移動速度とそのときの受信電界強度とに応じて遅延回路に前記遅延時間を動的に設定すると共に、第１のチューナと第２のチューナによりそれぞれ生成される中間周波数信号を等位相合成して出力する制御部」、としての機能を実現するものとして説明したが、この機能は、例えば、ドップラーシフト量演算、遅延時間演算も含めてＤＳＰ５Ａ（５Ｂ）が負荷を分担する等、機能分担を別に定めても、あるいは、全ての機能をＤＳＰ５Ａ（５Ｂ）単体で、あるいはＣＰＵ７Ａ（７Ｂ）単体で実現することも可能である。

なお、図２、図５に示す制御部が有する機能は、全てをソフトウェアによって実現しても、あるいはその少なくとも一部をハードウェアで実現してもよい。
例えば、測定される移動体の移動速度とそのときの受信電界強度とに応じて遅延回路に前記遅延時間を動的に設定すると共に、第１のチューナと第２のチューナによりそれぞれ生成される中間周波数信号を等位相合成して出力するデータ処理は、１または複数のプログラムによりコンピュータ上で実現してもよく、また、その少なくとも一部をハードウェアで実現してもよい。

以上のようにこの発明に係る移動体受信装置１００Ａ（１００Ｂ）は、動的な受信性能の向上を低コストで実現するのに、遅延回路４（４０）を介した受信周波数信号と、遅延されない受信周波数信号とをそれぞれ第１のチューナ２と第２のチューナ３に個別に入力し、それぞれで変換される中間周波数信号を制御部（ＤＳＰ５Ａ（５Ｂ）およびＣＰＵ７Ａ（７Ｂ））が等位相合成するように構成したため、アンテナ１に入力される放送受信波が時々刻々と変化する場合に合成された中間周波数信号出力の最適化が図れ、車両に搭載されるラジオやテレビは勿論のこと、高速で移動する飛行機等に搭載される移動体通信機にも適用が可能である。

この発明は、アンテナを介して受信される放送受信波がマルチパス等の影響により時々刻々と変化する、特に、車両に用いて好適な、移動体受信装置に関するものである。

特許文献１に開示された技術によれば、ラジオの中間周波数回路に、希望信号に対しては無視できる遅延を有するが、ノイズ成分に対しては無視できない程度の遅延回路を設け、合成してＳＮ比を改善し、感度向上を図る手法が提案されている。

特開平７−３３６６２８号公報

しかしながら特許文献１に開示された技術によれば、遅延された中間周波数信号（以下、単にＩＦ：Intermediate Frequency信号という）と、遅延されないＩＦ信号との単純な加算を行っているにすぎず、移動に伴い時々刻々と受信環境が変化するマルチパス等の影響を受けた場合の動的な受信性能の向上は望むことはできない。
また、アンテナを一定距離だけ離してレイアウトし、その出力で等位相合成を図る、所謂、ダイバーシティー技術も存在するが、アンテナシステムが２組必要になり、このため高いコストを要する。

この発明は上記した課題を解決するためになされたものであり、動的な受信性能の向上を低コストで実現する移動体受信装置を得ることを目的とする。

この発明に係る移動体受信装置は、アンテナで受信した受信周波数信号を中間周波数信号に変換する第１のチューナと、前記受信周波数信号の特定波長分の移動にかかる時間を遅延時間とする遅延回路と、前記遅延回路出力を第２の中間周波数信号に変換する第２のチューナと、測定される移動体の移動速度とそのときの受信電界強度とに応じて前記遅延回路に前記遅延時間を動的に設定すると共に、前記第１のチューナと前記第２のチューナによりそれぞれ生成される中間周波数信号を等位相合成して出力する制御部と、を備えたものである。

また、この発明に係る移動体受信装置は、アンテナで受信した受信周波数信号を第１の中間周波数信号に変換する第１のチューナと、第１の中間周波数信号を変調帯域が確保可能な範囲で逓倍する第１の逓倍器と、アンテナで受信した受信周波数信号を第２の中間周波数信号に変換する第２のチューナと、第２の中間周波数信号を変調帯域が確保可能な範囲で逓倍する第２の逓倍器と、第２の逓倍器の出力を、移動体が受信周波数の特定波長分の移動にかかる時間を変調帯域が確保可能な逓倍比で割った時間を遅延時間とする遅延回路と、遅延回路で遅延した信号と、第１の逓倍器の出力を等位相合成して出力する制御部と、を備えたものである。

この発明によれば、遅延回路を介した受信周波数信号と遅延されない受信周波数信号とがそれぞれ第１のチューナと第２のチューナに個別に入力され、それぞれで変換される中間周波数信号を制御部が等位相合成することにより、ダイバーシティ技術を要することなく廉価構成で動的な受信性能の向上を実現することができるという効果がある。

この発明の実施の形態１による移動体受信装置の内部構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による移動体受信装置の制御部の内部構成を機能展開して示したブロック図である。 この発明の実施の形態１による移動体受信装置の動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２による移動体受信装置の内部構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による移動体受信装置の制御部の内部構成を機能展開して示したブロック図である。 この発明の実施の形態２による移動体受信装置の動作を示すフローチャートである。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による移動体受信装置１００Ａの内部構成を示すブロック図であり、ここでは、移動体として車両に搭載されたラジオ受信機が例示されている。
図１に示されるように、この発明の実施の形態１に係る移動体受信装置１００Ａは、唯一のアンテナ１と、２系統のチューナＡ（２）、Ｂ（３）と、遅延回路４と、ＤＳＰ（デジタル信号処理装置５Ａ）と、オーディオ出力部６と、ＣＰＵ（中央処理装置７Ａ）と、操作部８と、表示部９と、速度検出器１０と、により構成される。
なお、図１において、太実線矢印は受信信号を、細実線矢印は、ＤＳＰ５ＡまたはＣＰＵ７Ａによる制御信号を示す。

上記構成において、アンテナ１は放送受信波を受信してＲＦ信号をチューナＡ（２）および遅延回路４に入力する。チューナＡ（２）は、入力されたＲＦ信号をＩＦ信号に変換してＤＳＰ５Ａに出力し、遅延回路４は、後述するＣＰＵ７Ａにより設定された遅延時間分遅延させたＲＦ信号をＩＦ信号に変換してＤＳＰ５Ａに出力する。

ＤＳＰ５Ａは、その内部構成が機能展開され示されているように、２系統のアナログデシタルコンバータ（以下、ＡＤＣ−Ａ（５１）と、ＡＤＣ−Ｂ（５２）という）と、等位相合成器５３と、検波器５４と、信号強度検出器５５と、オーディオ処理部５６と、デジタルアナログコンバータ（以下、ＤＡＣ５７という）とを含む。

ＡＤＣ−Ａ（５１）は、チューナＡ（２）からＩＦ信号の入力を得、ＣＰＵ７Ａによる制御の下、サンプリング周期にしたがいデジタル信号に変換し、等位相合成器５３へ出力する。ＡＤＣ−Ｂ（５２）は、チューナＢ（３）からＩＦ信号の入力を得、ＣＰＵ７Ａによる制御の下でデジタル信号に変換し、等位相合成器５３へ出力する。等位相合成器５３は、ＡＤＣ−Ａ（５１）出力とＡＤＣ−Ｂ（５２）出力であるデジタルＩＦ信号をＣＰＵ７Ａによる制御の下で位相合わせして合成し、検波器５４へ出力する。一般に１／４波長（９０°）程度、位相が異なる２波を等位相合成器で合成するとき、ダイバーシティーアンテナとしての効果が顕著となる。

検波器５４は、等位相合成器５３出力を検波して信号強度検出器５５、およびオーディオ処理部５６へ出力する。
信号強度検出器５５は、検波器５４出力から受信電界強度（ＲＳＳＩ：Received Signal Strength Indicator）を検出してＣＰＵ７Ａへ出力する。オーディオ処理部５６は、ＩＦ信号からオーディオ信号成分を抽出してＤＡＣ５７経由で、スピーカ等により構成されたオーディオ出力部６へ供給する。オーディオ処理部５６は、操作部８によるユーザ操作にしたがい、音量、トーンコントロール等の調整も行う。

ＣＰＵ７Ａは、ＤＳＰ５Ａと協働して動作することにより、速度検出器１０により測定される移動体の移動速度と、そのときのＲＳＳＩとに応じて遅延回路４に遅延時間を動的に設定すると共に、チューナＡ（２）とチューナＢ（３）によりそれぞれ生成されるＩＦ信号を等位相合成して出力する制御部として機能する。詳細は、図２、図３を参照しながら後述する。

操作部８は、ＣＰＵ７Ａを起動する他、選局等のユーザ指示を操作入力によりＣＰＵ７Ａに伝達する入力デバイスであり、表示部９は、ラジオであれば受信局他の情報を表示するコンソールとして、ＴＶであれば映像を表示するＬＣＤ（Liquid Crystal Display Device）表示デバイスで構成される。
なお、速度検出器１０は、外部接続される車速センサ等で構成され、ここで検出された車速信号はＣＰＵ７Ａに供給される。

図２は、この発明の実施の形態１による移動体受信装置１００Ａの制御部の内部構成を機能展開して示したブロック図である。
図２に示されるように、ＣＰＵ７Ａは、ドップラーシフト量演算部７Ａ１と、遅延時間演算部７Ａ２と、チューナ・オーディオ処理制御部７Ａ３と、ＡＤＣ入力フィルタ設定制御部７Ａ４と、遅延回路制御部７Ａ５と、位相合成器時定数制御部７Ａ６と、を含む。

ドップラーシフト量演算部７Ａ１は、ＤＳＰ５Ａが内蔵する信号強度検出器５５からＲＳＳＩを取得し、更に、外部接続される速度検出器１０から車両間移動速度を取得し、移動に伴い周波数が変化するドップラーシフト周波数、その符号、および周期を、後述する演算式を実行することにより計算し、遅延時間演算部７Ａ２、およびＡＤＣ入力フィルタ設定制御部７Ａ４を制御する機能を有する。
遅延時間演算部７Ａ２は、受信周波数の１／４波長を移動するのに必要な時間を計算して遅延回路制御部７Ａ５、および位相合成時定数制御部７Ａ６を起動する機能を有する。遅延回路制御部７Ａ５は、遅延時間演算部７Ａ２で計算された受信周波数の１／４波長を移動するのに必要な時間を遅延回路４に設定する機能を有し、また、位相合成器時定数制御部７Ａ６は、遅延時間演算部７Ａ２で計算された遅延時間をＤＳＰ５Ａの等位相合成器５３の応答時定数に設定する機能を有する。

チューナ・オーディオ処理制御部７Ａ３は、操作部８によりユーザの選局等の操作入力により起動され、チューナＡ（２）、チューナＢ（３）や、ＤＳＰ５Ａ内のオーディオ処理部５６を制御する機能を有する。
ＡＤＣ入力フィルタ設定制御部７Ａ４は、入力フィルタの中心周波数を、ドップラーシフト量演算部７Ａ１で計算されたドップラーシフト周波数分だけ前記符号にしたがいシフトする機能を有する。

図３は、この発明の実施の形態１による移動体受信装置の動作を示すフローチャートである。
以下、図３のフローチャートを参照しながら、図１、図２に示すこの発明の実施の形態１による移動体受信装置１００Ａの動作を詳細に説明する。

まず、操作部８によるユーザ操作を契機に本移動体受信装置１００Ａが起動され、移動体受信装置１００Ａが起動されると、ＣＰＵ７Ａは、その制御周期にしたがい（ステップＳＴ３０１“ＹＥＳ”）、速度検出器１０から移動速度を、ＤＳＰ５Ａ内蔵の信号強度検出器５５からＲＳＳＩをそれぞれ読み出す（ステップＳＴ３０２）。
続いてＣＰＵ７Ａ（ドップラーシフト量演算部７Ａ１）は、これらの時間変化を判定し、ＲＳＳＩが時間経過とともに増加しているか、または減少しているかにより、不図示の放送局を含む基地局の送信アンテナに対し車両が接近しているか遠ざかっているか、その進行方向を判定する。同時に、以下に示す演算式（１）を実行することにより、受信周波数ｆｏのドップラーシフト量Δｆ１と、その周期Ｔ１とを算出する（ステップＳＴ３０３）。

ここで、符号ｃは光速（３×１０＾８[ｍ／ｓｅｃ]）であり、放送局を含む基地局の送信アンテナに対して接近しているときに、角度θ＝０、送信アンテナから遠ざかっているときに、角度θ＝１８０°とする（ステップ３０２）。

次に、ＣＰＵ７Ａ（ＡＤＣ入力フィルタ設定制御部７Ａ４）は、ドップラーシフトのずれを補正するため、ＤＳＰ５Ａが内蔵するＡＤＣ−Ａ（５１）、ＡＤＣ−Ｂ（５２）のそれぞれが有する入力フィルタの中心周波数を、±符号も加味してドップラーシフト量Δｆ１だけシフトさせる（ステップＳＴ３０４）。
このとき、ＣＰＵ７Ａ（遅延時間演算部７Ａ２）は、ドップラーシフト量演算部７Ａ１により出力されるドップラーシフト量Δｆ１を加味した受信周波数の１／８波長から１／４波長を移動するのに必要な時間Ｔ２を計算する（ステップＳＴ３０５）。

そして、遅延回路制御部７Ａ５は、遅延時間演算部７Ａ２により出力される遅延時間Ｔ２を遅延回路４に設定する（ステップＳＴ３０６）。また、位相合成器時定数制御部７Ａ６は、ＤＳＰ５Ａが内蔵する等位相合成器５３の、位相合成の応答特性を示す時定数も遅延時間Ｔ２に合わせて設定する制御を行う（ステップＳＴ３０７）。
上記した遅延時間および時定数設定後、ステップＳＴ３０１の処理に戻り、上記した一連の動作はＣＰＵ７Ａにより制御周期毎に繰り返し実行される。なお、この制御周期は、ＡＤＣ−Ａ（５１）、ＡＤＣ−Ｂ（５２）のサンプリング周期に合わせてもよい。

上記したこの発明の実施の形態１に係る移動体受信装置１００Ａによれば、制御部（ＣＰＵ７Ａ）が、受信周波数とドップラーシフト周波数に応じた遅延時間を遅延回路４に設定し、制御部（ＤＳＰ５Ａ）が、１／４波長程度（９０°）の位相差の信号を等位相合成することにより、移動中のラジオやテレビ放送受信においてはマルチパス下での受信性能を向上させることができる。
また、制御部（ＣＰＵ７Ａ）が、ドップラーシフトの周期を算出し、等位相合成の応答速度に適応させることにより、検波後の聴感上、違和感のない音声を抽出することができる。

実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２に係る移動体受信装置１００Ｂの内部構成を示すブロック図である。
図１に示す実施の形態１との構成上の差異は、遅延回路４０をＤＳＰ５Ｂが内蔵し（実施の形態１では遅延回路４を外出ししてある）、かつ、ＡＤＣ−Ａ（５１）と等位相合成器５３の間にＩＦ信号出力を逓倍する逓倍器４１と、ＡＤＣ−Ｂ（５２）と遅延回路４０との間にＩＦ信号出力を逓倍する逓倍器４２と、等位相合成器５３と検波器３５との間に分周器４３を、それぞれ挿入したことにある。

ここで、ＤＳＰ５Ｂは、ＣＰＵ７Ｂと協働して動作することにより、チューナＡ（２）のＩＦ信号を逓倍器４１で逓倍した出力と、チューナＢ（３）のＩＦ信号を逓倍器４２で逓倍した出力を、受信周波数の特定波長分の移動にかかる時間を変調帯域が確保可能な逓倍比で割った時間を遅延時間とする遅延回路４０で遅延した信号とを等位相合成器５３で等位相合成して出力するように制御する。

このため、ＣＰＵ７Ｂは、図５にその内部構成が機能展開され示されているように、図２に示した実施の形態１が有する構成に、更に、分周器・逓倍器制御部７Ｂ７が付加された構成になっている。分周器・逓倍器制御部７Ｂ７の詳細は後述する。

図６は、この発明の実施の形態２による移動体受信装置１００Ｂの動作を示すフローチャートである。
以下、図６のフローチャートを参照しながら、図４、図５に示すこの発明の実施の形態２による移動体受信装置１００Ｂの動作を詳細に説明する。

まず、操作部８によるユーザ操作を契機に本移動体受信装置１００Ｂが起動され、移動体受信装置１００Ｂが起動されると、ＣＰＵ７Ｂは、その制御周期にしたがい（ステップＳＴ６０１“ＹＥＳ”）、速度検出器１０から移動速度を、ＤＳＰ５Ｂ内蔵の信号強度検出器５５からＲＳＳＩをそれぞれ読み出す（ステップＳＴ６０２）。
続いてＣＰＵ７Ｂ（ドップラーシフト量演算部７Ｂ１）は、これらの時間変化を判定し、ＲＳＳＩが時間経過とともに増加しているか、または減少しているにより、不図示の放送局を含む基地局の送信アンテナに対して接近しているか遠ざかっているか、進行方向を判定する。同時に、上記した演算式（１）により受信周波数ｆｏのドップラーシフト量Δｆ１、ならびにその周期Ｔ１を算出する（ステップＳＴ６０３）。

次に、ＣＰＵ７Ｂ（ＡＤＣ入力フィルタ設定制御部７Ｂ４）は、ドップラーシフトのずれを補正するため、ＤＳＰ５が内蔵するＡＤＣ−Ａ（５１）、ＡＤＣ−Ｂ（５２）のそれぞれが有する入力フィルタの中心周波数を、±符号も加味してΔｆ１だけシフトさせる（ステップＳＴ６０４）。
このとき、ＣＰＵ７Ｂ（分周器・逓倍器制御部７Ｂ７）は、変調帯域が充分確保できる最適逓倍比ｎ１をＤＳＰ５Ｂが内蔵する逓倍器４１、逓倍器４２、分周器４３にそれぞれ設定する（ステップＳＴ６０５）。ここで、遅延時間演算部７Ｂ２は、ドップラーシフト量Δｆ１を加味した受信周波数の１／（８ｎ１）波長から１／（４ｎ１）波長を移動するのに必要な時間Ｔ３を計算し、（ステップＳＴ６０６）、この時間Ｔ３を、遅延回路制御部７Ｂ５により遅延回路４０に設定する（ステップＳＴ６０７）。また、位相合成器時定数制御部７Ｂ６は、ＤＳＰ５が内蔵する等位相合成器５３の、位相合成の応答特性を示す時定数も遅延時間Ｔ３に合わせて設定する制御を行う（ステップＳＴ６０８）。等位相合成器５３の出力は、分周器４３にて１／（ｎ１）の元のＩＦ周波数に分周され、検波される。

上記した遅延時間および時定数設定後、ステップＳＴ６０１の処理に戻り、上記した一連の動作は、ＣＰＵ７Ｂにより制御周期毎に繰り返し実行される。

上記したこの発明の実施の形態２に係る移動体受信装置１００Ｂによれば、実施の形態１同様、制御部（ＣＰＵ７Ｂ）が、受信周波数とドップラーシフト周波数に応じた遅延時間をＤＳＰ５Ｂ内蔵の遅延回路４０に設定し、制御部（ＤＳＰ５Ｂ）が、１／４波長程度（９０°）の位相差の信号を等位相合成することにより、移動中のラジオやテレビ放送受信においてはマルチパス下での受信性能を向上させることができる。また、ドップラーシフトの周期を算出し、等位相合成の応答速度に適応させることにより、検波後の聴感上、違和感のない音声を抽出することができる。
また、ＤＳＰ５Ｂに遅延回路４０を内蔵し、かつ、逓倍器４１、逓倍器４２をｎ１逓倍した場合、同一遅延時間に対するＩＦ信号出力の位相回転がｎ１倍になるため、遅延回路４０でＴ３時間の遅延を行うと、その遅延はアンテナ段でのＴ３×ｎ１の遅延時間に相当する。ここで、受信周波数の１／８〜１／４波長の距離を移動するのに必要な時間を実施の形態１のＴ２とすれば、本実施の形態２では、Ｔ２＝ｎ１・Ｔ３で示されるため、遅延時間Ｔ３は、遅延時間Ｔ２の１／ｎ１倍になり、遅延器の負担が少なくなる。ＲＦ段の位相差はＩＦ段での位相差と同じであり、その位相差がｎ１倍されるため、ｎ１を大きく取れば理論上はどんなに移動体の速度が遅くても、ｎ１倍されてかつ位相差が９０°の２つのＩＦ信号を等位相合成器５３に入力し、ダイバーシティー効果を持たせることができる。

なお、上記した実施の形態１、実施の形態２によれば、２系統のチューナＡ（２）、Ｂ（３）を有する移動体受信装置１００Ａ（Ｂ）についてのみ例示したが、遅延回路４とチューナを更に付加して３以上のチューナの等位相合成を図ることも可能である。
また、上記した実施の形態１、実施の形態２では、ＤＳＰ５Ａ（５Ｂ）とＣＰＵ７Ａ（７Ｂ）が協働して動作することにより、「測定される移動体の移動速度とそのときの受信電界強度とに応じて遅延回路に前記遅延時間を動的に設定すると共に、第１のチューナと第２のチューナによりそれぞれ生成される中間周波数信号を等位相合成して出力する制御部」、としての機能を実現するものとして説明したが、この機能は、例えば、ドップラーシフト量演算、遅延時間演算も含めてＤＳＰ５Ａ（５Ｂ）が負荷を分担する等、機能分担を別に定めても、あるいは、全ての機能をＤＳＰ５Ａ（５Ｂ）単体で、あるいはＣＰＵ７Ａ（７Ｂ）単体で実現することも可能である。

なお、図２、図５に示す制御部が有する機能は、全てをソフトウェアによって実現しても、あるいはその少なくとも一部をハードウェアで実現してもよい。
例えば、測定される移動体の移動速度とそのときの受信電界強度とに応じて遅延回路に前記遅延時間を動的に設定すると共に、第１のチューナと第２のチューナによりそれぞれ生成される中間周波数信号を等位相合成して出力するデータ処理は、１または複数のプログラムによりコンピュータ上で実現してもよく、また、その少なくとも一部をハードウェアで実現してもよい。

以上のようにこの発明に係る移動体受信装置１００Ａ（１００Ｂ）は、動的な受信性能の向上を低コストで実現するのに、遅延回路４（４０）を介した受信周波数信号と、遅延されない受信周波数信号とをそれぞれ第１のチューナ２と第２のチューナ３に個別に入力し、それぞれで変換される中間周波数信号を制御部（ＤＳＰ５Ａ（５Ｂ）およびＣＰＵ７Ａ（７Ｂ））が等位相合成するように構成したため、アンテナ１に入力される放送受信波が時々刻々と変化する場合に合成された中間周波数信号出力の最適化が図れ、車両に搭載されるラジオやテレビは勿論のこと、高速で移動する飛行機等に搭載される移動体通信機にも適用が可能である。

この発明に係る移動体受信装置は、アンテナで受信した受信周波数信号を第１の中間周波数信号に変換する第１のチューナと、移動体が前記受信周波数信号の特定波長分の移動にかかる時間分だけ前記受信周波数信号を遅延させる遅延回路と、前記遅延回路出力を第２の中間周波数信号に変換する第２のチューナと、測定される移動体の移動速度とそのときの受信電界強度とに応じて前記遅延回路に前記遅延時間を動的に設定し、前記第１のチューナと前記第２のチューナによりそれぞれ生成される前記第１および第２の中間周波数信号を等位相合成すると共に、前記移動速度を読み出してそのときの前記受信電界強度から前記移動体の進行方向を決定し、前記移動体の移動に伴い周波数が変化するドップラーシフト周波数、その符号、および周期を計算し、前記第１のチューナ出力と前記第２のチューナ出力をデジタル信号に変換するそれぞれのアナログデシタルコンバータを構成する入力フィルタの中心周波数を、前記ドップラーシフト周波数分だけ前記符号にしたがいシフトし、前記移動体が前記受信周波数の１／４波長を移動するのに必要な時間を計算して前記遅延回路に設定し、かつ前記等位相合成の際の時定数を同値に設定する制御部と、を備えたものである。

また、この発明に係る移動体受信装置は、 アンテナで受信した受信周波数信号を第１の中間周波数信号に変換する第１のチューナと、第１の中間周波数信号を変調帯域が確保可能な範囲で逓倍する第１の逓倍器と、アンテナで受信した受信周波数信号を第２の中間周波数信号に変換する第２のチューナと、第２の中間周波数信号を変調帯域が確保可能な範囲で逓倍する第２の逓倍器と、第２の逓倍器の出力を、移動体が受信周波数の特定波長分の移動にかかる時間を変調帯域が確保可能な逓倍比で割った時間を遅延時間とする遅延回路と、遅延回路で遅延した信号と第１の逓倍器の出力を等位相合成して出力すると共に、移動速度を読み出してそのときの受信電界強度から移動体の進行方向を決定し、移動体の移動に伴い周波数が変化するドップラーシフト周波数、その符号、および周期を計算し、第１のチューナ出力と第２のチューナ出力をデジタル信号に変換するそれぞれのアナログデシタルコンバータを構成する入力フィルタの中心周波数を計算されたドップラーシフト周波数分だけ符号にしたがいシフトし、逓倍比を設定して移動体が受信周波数の１／４波長を移動するのに必要な時間を計算して遅延回路に設定し、かつ、等位相合成の際の時定数を同値に設定する制御部と、を備えたものである。

Claims (4)

1. 移動体に搭載される移動体受信装置において、
   アンテナで受信した受信周波数信号を中間周波数信号に変換する第１のチューナと、
   前記移動体が前記受信周波数信号の特定波長分の移動にかかる時間分だけ前記受信周波数信号を遅延させる遅延回路と、
   前記遅延回路出力を第２の中間周波数信号に変換する第２のチューナと、
   測定される前記移動体の移動速度とそのときの受信電界強度とに応じて前記遅延回路に前記遅延時間を動的に設定すると共に、前記第１のチューナと前記第２のチューナによりそれぞれ生成される中間周波数信号を等位相合成して出力する制御部と、
   を備えたことを特徴とする移動体受信装置。
2. 前記制御部は、
   前記移動速度を読み出してそのときの受信電界強度から移動体の進行方向を決定し、
   前記移動体の移動に伴い周波数が変化するドップラーシフト周波数、その符号、および周期を計算し、
   前記第１のチューナ出力と前記第２のチューナ出力をデジタル信号に変換するそれぞれのアナログデシタルコンバータを構成する入力フィルタの中心周波数を、前記計算されたドップラーシフト周波数分だけ前記符号にしたがいシフトし、
   前記移動体が前記受信周波数の１／４波長を移動するのに必要な時間を計算して前記遅延回路に設定し、かつ、等位相合成の際の時定数も同値に設定すること、
   を特徴とする請求項１記載の移動体受信装置。
3. 前記制御部は、
   前記第１のチューナの中間周波数信号を逓倍した出力と、前記第２のチューナの中間周波数信号を逓倍した出力を、前記移動体が前記受信周波数の特定波長分の移動にかかる時間を変調帯域が確保可能な逓倍比で割った時間を遅延時間とする前記遅延回路で遅延した信号と等位相合成して出力することを特徴とする請求項１記載の移動体受信装置。
4. 前記制御部は、
   前記移動速度を読み出してそのときの受信電界強度から移動体の進行方向を決定し、
   前記移動体の移動に伴い周波数が変化するドップラーシフト周波数、その符号、および周期を計算し、
   前記第１のチューナ出力と前記第２のチューナ出力をデジタル信号に変換するそれぞれのアナログデシタルコンバータを構成する入力フィルタの中心周波数を、前記計算されたドップラーシフト周波数分だけ前記符号にしたがいシフトし、
   前記逓倍比を設定して前記移動体が前記受信周波数の１／４波長を移動するのに必要な時間を計算して前記遅延回路に設定し、かつ、等位相合成の際の時定数も同値に設定すること、
   を特徴とする請求項３記載の移動体受信装置。

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