JPWO2010143453A1 - 力率改善コンバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】入力電源の停電や瞬停などが起きた際に、ＰＦＣコンバータ自体が出力電圧の低下を防ぐ機能を有することで、平滑コンデンサの小型化と、後段以降に接続される電源回路の簡略化，高効率化，低コスト化，小型軽量化などを実現できるようにする。【解決手段】商用電源Ｅの正常時において、並列接続された各コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２の動作によって、商用電源Ｅからの入力電流を入力電圧の波形や位相に近付けて力率を改善しつつ、負荷に安定化した出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を供給できる。その一方で、商用電源Ｅの電圧低下時には、平滑コンデンサＣｏ１を入力電源として、コンバータ部ＰＦＣ２を動作させることで、平滑コンデンサＣｏ２から負荷に安定化した出力電圧Ｖｏ２を供給できる。【選択図】図１

Description

本発明は、力率改善（ＰＦＣ）コンバータに関し、停電時や瞬停時においても出力電圧を安定化することのできるＰＦＣコンバータに関する。
交流入力ラインの高調波抑制のために、例えば特許文献１に開示されるような力率改善（ＰＦＣ）コンバータが用いられている。このＰＦＣコンバータは、入力電流の波形や位相を入力電圧波形と相似させ力率を改善する回路である。図２５に代表的な昇圧型のＰＦＣコンバータを示す。また、２個のＰＦＣコンバータ部（ＰＦＣ１とＰＦＣ２）を並列接続したものを図２６に示す。
これらの各図において、Ｄｂは入力電源としての商用電源Ｅからの交流入力電圧Ｖｉを全波整流するダイオードブリッジ、ＰＦＣ１は整流器としてのダイオードブリッジＤｂの整流出力が印加される第１のコンバータ部であり、当該第１のコンバータ部ＰＦＣ１は、ダイオードブリッジＤｂの出力端間に接続する第１のインダクタＬ１と第１のスイッチング素子Ｓ１との直列回路と、これらのインダクタＬ１及びスイッチング素子Ｓ１の接続点に、一端であるアノードを接続するダイオードとしての第１の整流素子Ｄ１とにより構成される。また、コンバータ部ＰＦＣ１の出力端間であって、整流素子Ｄ１の他端（カソード）と、ダイオードブリッジＤｂ及びスイッチング素子Ｓ１の接続点との間には、平滑コンデンサＣｏが接続され、この平滑コンデンサＣｏの両端間に直流出力電圧Ｖｏを生成する出力端子＋Ｖ，−Ｖが接続される。
以上が図２５及び図２６に共通の回路構成であるが、図２６ではさらに、第１のコンバータ部ＰＦＣ１と第２のコンバータ部ＰＦＣ２が、ダイオードブリッジＤｂと平滑コンデンサＣｏとの間に並列に接続される。すなわちコンバータ部ＰＦＣ２は、ダイオードブリッジＤｂの出力端間に接続する第２のインダクタＬ２と第２のスイッチング素子Ｓ２との直列回路と、これらのインダクタＬ２及びスイッチング素子Ｓ２の接続点に、一端であるアノードを接続するダイオードとしての第２の整流素子Ｄ２とにより構成され、当該コンバータ部ＰＦＣ２の出力端間に平滑コンデンサＣｏが接続される。
図２６に示すように、並列接続するコンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２…の数を増やすことで、ＰＦＣコンバータとしての電力容量を増やすことができる。また、コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２間の位相をずらして、それぞれのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をスイッチング駆動させることで、入出力電流のリプルを低減することもできる。
特開２００８−２７８６７９号公報
上述したＰＦＣコンバータには、出力側に大容量の平滑コンデンサＣｏが取り付けられており、この平滑コンデンサＣｏにエネルギーを蓄積させておくことで、商用電源Ｅの停電や瞬停から出力側の電子機器を保護している。しかし、商用電源Ｅの停電や瞬停時に平滑コンデンサＣｏからエネルギーを放電すると、これに伴って平滑コンデンサＣｏの電圧、すなわちＰＦＣコンバータの出力電圧Ｖｏが低下する。したがって、瞬停時や停電時に十分な出力保持時間を得るためには、ＰＦＣコンバータの出力に大容量の平滑コンデンサを取り付け、さらにＰＦＣコンバータの後段に電圧を安定化させるための電源回路を付加せざるを得なかった。
そこで本発明は上記問題点に鑑み、入力電源の停電や瞬停などが起きた際に、ＰＦＣコンバータ自体が出力電圧の低下を防ぐ機能を有することで、平滑コンデンサの小型化と、後段以降に接続される電源回路の簡略化，高効率化，低コスト化，小型軽量化などを実現し得るＰＦＣコンバータを提供することを、その目的とする。
本発明のＰＦＣコンバータは、上記目的を達成するためになされたものであり、その特徴は次に示すとおりである。
本発明では、入力電源からの交流電圧若しくは整流した電圧が入力され、並列に接続される第１のコンバータ部および第２のコンバータ部と、前記第１のコンバータ部の出力端間に接続する第１のコンデンサと、前記第２のコンバータ部の出力端間に接続する第２のコンデンサと、を備え、前記入力電源の正常時には、前記第１および第２のコンバータ部を動作させ、前記入力電源からのエネルギーを前記第１および第２のコンデンサに送り出して、当該第１および第２のコンデンサから負荷に安定化した出力電圧を供給する一方で、前記入力電源の電圧低下時には、前記第２のコンバータ部を動作させ、前記第１のコンデンサからのエネルギーを前記第２のコンデンサに送り出して、当該第２のコンデンサから前記負荷に安定化した出力電圧を供給する構成を有している。
そして、このような構成において、前記第１のコンバータ部は、その入力端間に第１のインダクタと第１のスイッチング素子との直列回路を接続し、前記第１のスイッチング素子と第１の整流素子との直列回路を、前記第１のコンデンサの両端間に接続して構成され、前記第２のコンバータ部は、その入力端間に第２のインダクタと第２のスイッチング素子との直列回路を接続し、前記第２のスイッチング素子と第２の整流素子との直列回路を、前記第２のコンデンサの両端間に接続して構成されると共に、前記第１の整流素子に第１の開閉体が並列に接続され、前記入力電源の正常時には、前記第１の開閉体をオフにし、前記第１及び第２のスイッチング素子をスイッチング動作させる一方で、前記入力電源の電圧低下時には、前記第１の開閉体をオンにし、前記第２のスイッチング素子をスイッチング動作させる構成を有している。
こうした構成に加えて、前記第１の開閉体が第３のスイッチング素子で構成され、前記入力電源の正常時には、前記第３のスイッチング素子をオフにし、前記第１及び第２のスイッチング素子をスイッチング動作させる一方で、前記入力電源の電圧低下時には、前記第３のスイッチング素子をオンにし、前記第２のスイッチング素子をスイッチング動作させると共に、前記第１および第２のインダクタに蓄えられたエネルギーが完全に放電するように、前記第２のスイッチング素子がオンする前に、前記第１のスイッチング素子を一時的にオンにし、且つ前記第３のスイッチング素子を一時的にオフにする構成を有してもよい。
さらに、前記入力電源の電圧低下時には、前記第１のスイッチング素子がオンする前に、当該第１のスイッチング素子の両端間に蓄えられたエネルギーが完全に放電するように、前記第１及び第３のスイッチング素子を両方オフにする構成を有してもよい。
また、前記第１のコンバータ部は、その入力端間に第１のインダクタと第１のスイッチング素子との直列回路を接続し、前記第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子との直列回路を、前記第１のコンデンサの両端間に接続して構成され、前記第２のコンバータ部は、その入力端間に第２のインダクタと第２のスイッチング素子との直列回路を接続し、前記第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との直列回路を、前記第２のコンデンサの両端間に接続して構成されると共に、前記入力電源の正常時には、前記第１及び第２のスイッチング素子をスイッチング動作させる一方で、前記入力電源の電圧低下時には、前記第２及び第３のスイッチング素子をオンにし、前記第１及び第４のスイッチング素子をオフにして、前記第１のコンデンサから前記第１及び第２のインダクタにエネルギーを蓄積する期間と、前記第３のスイッチング素子をオンにし、前記第１，第２及び第４のスイッチング素子をオフにして、前記第４のスイッチング素子の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させる期間と、前記第３及び第４のスイッチング素子をオンにし、前記第１及び第２のスイッチング素子をオフにして、前記第１及び第２のインダクタと前記第１のコンデンサに蓄えられているエネルギーを前記第２のコンデンサに放出させる期間と、前記第４のスイッチング素子をオンにし、前記第１，第２及び第３のスイッチング素子をオフにして、前記第１のスイッチング素子の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させる期間と、前記第１及び第４のスイッチング素子をオンにし、前記第２及び第３のスイッチング素子をオフにして、前記第１及び第２のインダクタに蓄えられているエネルギーを前記第２のコンデンサに放出させる期間と、前記第１のスイッチング素子をオンにし、前記第２，第３及び第４のスイッチング素子をオフにして、前記第２のスイッチング素子の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させる期間と、前記第１及び第２のスイッチング素子をオンにし、前記第３及び第４のスイッチング素子をオフにする期間と、前記第２のスイッチング素子をオンにし、前記第１，第３及び第４のスイッチング素子をオフにして、前記第３のスイッチング素子の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させる期間と、を順に行なわせる構成としてもよい。
また、第２の開閉体を介して前記第１のコンバータ部の出力端間を前記第２のコンバータ部の出力端間に接続し、前記入力電源の正常時には、前記第２の開閉体をオンにする一方で、前記入力電源の電圧低下時には、前記第２の開閉体をオフにする構成としてもよい。
さらに、前記入力電源が正常の状態に復帰すると、前記第１および第２のコンバータ部を再び動作させ、前記第１のコンバータ部を通して前記第１のコンデンサを充電すると共に、前記第２のコンバータを通して前記第２のコンデンサから前記負荷に前記出力電圧を供給する構成としてもよい。
本発明は上記の各手段により、次に示す効果を得ることが可能となる。
上記構成では、入力電源の正常時において、並列接続された第１及び第２のコンバータ部の動作によって、入力電源からの入力電流を入力電圧の波形や位相に近付けて力率を改善しつつ、負荷に安定化した出力電圧を供給できる。その一方で、入力電源の電圧低下時には、第１のコンデンサを入力電源として、第２のコンバータ部を動作させることで、第２のコンデンサから負荷に安定化した出力電圧を供給できる。したがって、入力電源の停電や瞬停などが起きた際に、ＰＦＣコンバータ自体が出力電圧の低下を防ぐ機能を有することになり、平滑コンデンサの小型化と、電源回路の簡略化，高効率化，低コスト化，小型軽量化などを実現できる。
また、入力電源の電圧低下時には、第１の開閉体をオンにして、第１のコンデンサから各インダクタに向けて電流が流れるようにし、第２のコンバータ部における第２のスイッチング素子をスイッチング動作させるだけで、第１及び第２のインダクタから第２のコンデンサにエネルギーを送り出して、安定化した出力電圧を負荷に供給することが可能になる。
また、入力電源の電圧低下時に、第１及び第２のインダクタから第２のコンデンサに流れる電流を零まで減少させた状態で、第１のスイッチング素子や第２の整流素子をターンオフさせることができる。そのため、これらの第１のスイッチング素子や第２の整流素子のスイッチング損失やサージ電圧を抑制できる。
また、入力電源の電圧低下時に、第１のスイッチング素子の端子間電圧を零まで減少させた状態で、当該第１のスイッチング素子をターンオンさせることができ、第１のスイッチング素子のスイッチング損失やサージ電圧を抑制できる。
さらに、入力電源の電圧低下時に、第１〜第４のスイッチング素子の何れかを単独でオンするように動作させることで、これらの第１〜第４のスイッチング素子の端子間電圧を零まで減少させた状態で、当該第１〜第４のスイッチング素子をターンオンさせることができ、第１〜第４のスイッチング素子の全てに対してスイッチング損失やサージ電圧を抑制できる。
加えて、入力電源の正常時には、第２の開閉体をオンにすることで、第１及び第２のコンバータ部を並列に接続した状態で、負荷に電力供給が行われる一方で、商用電源Ｅの電圧低下時には、第２の開閉体をオフにすることで、第２のコンデンサから第１の平滑コンデンサにエネルギーが戻るのを防いで、負荷に無駄なく電力を供給することが可能になる。
しかも、入力電源が正常の状態に復帰した直後から、第１のコンデンサにエネルギーを蓄えながら、所望の出力電圧を負荷に供給することが可能になる。
本発明の第１実施例を示すＰＦＣコンバータの回路図である。 同上、停電時や瞬停時における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時における等価回路を示す説明図である。 本発明の第２実施例を示すＰＦＣコンバータの回路図である。 同上、各部の波形図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ０〜ｔ１の期間における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ１〜ｔ２の期間における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ２〜ｔ３の期間における等価回路を示す説明図である。 本発明の第３実施例におけるＰＦＣコンバータの一動作状態を示す回路図である。 本発明の第４実施例を示すＰＦＣコンバータの回路図である。 同上、各部の波形図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ０〜ｔ１の期間における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ１〜ｔ２の期間における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ２〜ｔ３の期間における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ３〜ｔ４の期間における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ４〜ｔ５の期間における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ４〜ｔ５の期間における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ５〜ｔ６の期間における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ６〜ｔ７の期間における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ７〜ｔ８の期間における等価回路を示す説明図である。 同上、停電時や瞬停時において、ｔ８〜ｔ１の期間における等価回路を示す説明図である。 従来例におけるブリッジダイオードレスの２相式ＰＦＣコンバータを示す回路図である。 本発明の第５実施例を示すＰＦＣコンバータの回路図である。 同上、停電時や瞬停時における動作状態を示す回路図である。 従来例におけるＰＦＣコンバータの回路図である。 コンバータ部を並列接続した別の従来例を示すＰＦＣコンバータの回路図である。
以下、添付図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。なお、従来例と共通する部位には同一の符号を付し、重複する箇所の説明は極力省略する。
図１は、本発明におけるＰＦＣコンバータの最良の一形態を示している。同図において、例えばＭＯＳ型ＦＥＴからなる第１のスイッチング素子Ｓ１，第１のインダクタＬ１，および第１の整流素子Ｄ１からなる第１のコンバータ部ＰＦＣ１と、例えばＭＯＳ型ＦＥＴからなる第２のスイッチング素子Ｓ２，第２のインダクタＬ２，および第２の整流素子Ｄ２からなる第２のコンバータ部ＰＦＣ２とを並列接続した２並列のＰＦＣコンバータにおいて、ここでは第１のコンバータ部ＰＦＣ１の出力端間に第１の平滑コンデンサＣｏ１を接続し、第２のコンバータ部ＰＦＣ２の出力端間に第２の平滑コンデンサＣｏ２を接続し、第１の平滑コンデンサＣｏ１の正側端子と第２の平滑コンデンサＣｏ２の正側端子との間に整流素子Ｄｓを接続し、さらには第１の整流素子Ｄ１と並列に第１の開閉体としてのスイッチＳｓを接続して構成され、通常時には２並列若しくは２相式のＰＦＣコンバータとして、各コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２を動作させる一方で、商用電源Ｅの停電や瞬停時には、コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２を昇圧型コンバータとして動作させることにより、停電や瞬停時において、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に発生する出力電圧Ｖｏ２の低下を防ぐ構成を有している。また、出力端子＋Ｖ，−Ｖは第２の平滑コンデンサＣｏ２の両端間に接続され、この出力端子＋Ｖ，−Ｖに接続した電源回路から各種電子機器に、所望の電力を供給できるようになっている。これらの電源回路及び各種電子機器は、何れも図示しないが、ＰＦＣコンバータの負荷に相当する。
なお別な例として、例えば出力端子＋Ｖ，−Ｖからの出力電圧にほぼ一致した電圧で動作し、且つ絶縁が不要な電子機器であれば、その電子機器を負荷として、出力端子＋Ｖ，−Ｖに直接接続してもよい。
図１には示していないが、ここにはスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をスイッチングさせるための制御回路が設けられる。この制御回路は、第１の平滑コンデンサＣｏ１の両端間に発生する第１の出力電圧Ｖｏ１に比例した第１の検出電圧を監視して、この第１の検出電圧と第１の基準電圧との差異に応じたパルス幅を有する第１のパルス駆動信号を生成し、当該第１のパルス駆動信号を第１のスイッチング素子Ｓ１の制御端子（ゲート）に供給する第１のＰＷＭ（パルス幅変調）制御部と、第２の平滑コンデンサＣｏ２の両端間に発生する第２の出力電圧Ｖｏ２に比例した第２の検出電圧を監視して、この第２の検出電圧と第２の基準電圧との差異に応じたパルス幅を有する第２のパルス駆動信号を生成し、当該第２のパルス駆動信号を第２のスイッチング素子Ｓ２の制御端子（ゲート）に供給する第２のＰＷＭ制御部と、を各々備えている。
第１のＰＷＭ制御部は、第１の出力電圧Ｖｏ１と第１のコンバータ部ＰＦＣ１に印加される入力電圧との乗算で得た波形や位相が、第１のコンバータ部ＰＦＣ１に供給される入力電流の波形や位相と相似するように、前記第１のパルス駆動信号のパルス幅を決定して、第１のスイッチング素子Ｓ１をスイッチング制御する。同様に、第２のＰＷＭ制御部は、第１の出力電圧Ｖｏ２と第２のコンバータ部ＰＦＣ２に印加される入力電圧との乗算で得た波形や位相が、第２のコンバータ部ＰＦＣ２に供給される入力電流の波形や位相と相似するように、前記第２のパルス駆動信号のパルス幅を決定して、第２のスイッチング素子Ｓ２をスイッチング制御する。このような各ＰＷＭ制御部のスイッチング制御によって、商用電源Ｅから各コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２への入力電流の波形や位相を、略正弦波状の入力電圧Ｖｉに近づけて高調波歪を低減し、力率を改善するように構成している。
さらに本実施例の制御回路は、商用電源Ｅからの入力電圧Ｖｉを監視して、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２や、スイッチＳｓの動作を制御する監視制御部を備えている。すなわち監視制御部は、ＰＦＣコンバータに入力電圧Ｖｉが正しく印加されているか否かを判断し、その判断結果に応じて各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２や、スイッチＳｓの動作を制御する機能を有している。
次に、図１に示す本発明のＰＦＣコンバータにおいて、その動作を図２及び図３に基づき説明する。
商用電源Ｅが停電や瞬停などを起こしておらず、商用電源Ｅからの交流入力ライン間に所定の入力電圧Ｖｉが発生している時には、前記監視制御部がスイッチＳｓをオフにする。この際、ＰＦＣコンバータは、従来の図２６に示したような２並列の昇圧型ＰＦＣコンバータ（コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２）と同様に動作し、第１および第２のＰＷＭ制御部が上述のように対応するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をスイッチング制御することで、第１のインダクタ電流Ｌ１や第２のインダクタＬ２に流れる電流を、電流連続モードまたは電流不連続モード、若しくは境界モードで動作させ、入力電流の波形や位相を入力電圧波形と相似させることにより、力率を改善する。これらの具体的な動作については、当業者には自明であるので省略する。
一方、前記交流入力ライン間の入力電圧Ｖｉが所定値よりも低下し、商用電源Ｅが停電や瞬停を起こしたと監視制御部が判断した場合は、当該監視制御部がスイッチＳｓをオン，スイッチング素子Ｓ１をオフに固定し、スイッチング素子Ｓ２を第２のＰＷＭ制御部による制御に従ってオン・オフ制御させる。これにより、本発明のＰＦＣコンバータは、平滑コンデンサＣｏ１の電圧Ｖｏ１を入力電源とし、平滑コンデンサＣｏ２の電圧Ｖｏ２を出力電圧とした昇圧型コンバータとして機能する。
まず、スイッチング素子Ｓ２がオンの期間では、図２に示すように、スイッチング素子Ｓ２と共にスイッチＳｓがオンしている関係で、平滑コンデンサＣｏ１とインダクタＬ１，Ｌ２が連結した閉回路が形成され、矢印Ｆに示す電流の流れによって、平滑コンデンサＣｏ１から各インダクタＬ１，Ｌ２にエネルギーが蓄積される。このとき、整流素子Ｄ２はオフ状態となっており、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に発生する電圧が、出力電圧Ｖｏ２として出力端子＋Ｖ，−Ｖに発生する。
やがて、スイッチング素子Ｓ２がオフになると、今度図３に示すように、スイッチ素子Ｓｓと整流素子Ｄ２とにより、平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２とインダクタＬ１，Ｌ２が連結した閉回路が形成され、矢印Ｆに示す電流の流れによって、それまでインダクタＬ１，Ｌ２に蓄えられていたエネルギーが平滑コンデンサＣｏ２へ放出される。そのため、平滑コンデンサＣｏ２の両端間には、平滑コンデンサＣｏ１の電圧Ｖｏ１よりも高い出力電圧Ｖｏ２が発生する。その後は、スイッチング素子Ｓ２が再びオンする期間に戻り、上述した動作が繰り返される。
ここで、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング周期Ｔに対するオン時間Ｔｏｎの割合を時比率Ｄ（＝Ｔｏｎ／Ｔ）とすると、本発明におけるＰＦＣコンバータとしての出力電圧Ｖｏ２は、既存の昇圧型コンバータと同様に、Ｖｏ２＝Ｖｏ１/（１−Ｄ）として得られる。したがって、停電や瞬停によって、入力電源Ｅの電圧Ｖｏ１、すなわち平滑コンデンサＣｏ１の電圧が下がったとしても、出力電圧Ｖｏ２の監視結果に基づいて、スイッチング制御されるスイッチング素子Ｓ２の時比率Ｄを可変制御することで、出力電圧Ｖｏ２を一定値に保つことができる。この様に、停電時や瞬停時などにおいても、ＰＦＣコンバータの出力電圧Ｖｏ２が安定化されることにより、後段に接続される電源回路の設計は容易となる。
また、商用電源Ｅが停電や瞬停などから正常の状態に復帰し、交流入力ライン間に所定の入力電圧Ｖｉが再び発生するようになると、前記監視制御部はスイッチＳｓをオフにし、コンバータ部ＰＦＣ１のスイッチング素子Ｓ１とコンバータ部ＰＦＣ２のスイッチング素子Ｓ１を再びスイッチング動作させる。この際、ＰＦＣコンバータは、２並列の昇圧型ＰＦＣコンバータ（コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２）と同様に動作し、商用電源Ｅから各コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２への入力電流の波形や位相を略正弦波状の入力電圧Ｖｉに近づけて、入力電流の高調波歪を低減し、力率を改善する。
但し、商用電源Ｅの復帰直後は、平滑コンデンサＣｏ１の出力電圧Ｖｏ１が停電や瞬停などにより低下しているので、出力電圧Ｖｏ１が所望の電圧に達するまで整流素子Ｄｓをオフにして、コンバータ部ＰＦＣ１を通して平滑コンデンサＣｏ１を充電する。したがってこの充電期間は、コンバータ部ＰＦＣ２を通して平滑コンデンサＣｏ２から負荷に出力電圧Ｖｏ２が供給され、商用電源Ｅの復帰直後から平滑コンデンサＣｏ１にエネルギーを蓄えながら、所望の出力電圧Ｖｏ２を負荷に供給できる。そして、出力電圧Ｖｏ２よりも出力電圧Ｖｏ１が高くなれば、整流素子Ｄｓはオン状態となり、平滑コンデンサＣｏ１から整流素子Ｄｓを通ってエネルギーが平滑コンデンサＣｏ２に移動し、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に発生する出力電圧Ｖｏ２が負荷に供給される。
以上のように、本実施例では、入力電源たる商用電源Ｅからの整流した電圧が例えばダイオードブリッジＤｂを介して入力され、並列に接続されるコンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２と、コンバータ部ＰＦＣ１の出力端間に接続する第１のコンデンサとしての平滑コンデンサＣｏ１と、コンバータ部ＰＦＣ２の出力端間に接続する第２のコンデンサとしての平滑コンデンサＣｏ２とを備えており、商用電源Ｅの正常時には、前記第１および第２のコンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２を共に動作させ、商用電源Ｅからのエネルギーをコンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２から各平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に送り出して、これらの平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２から負荷に安定化した出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を供給する一方で、停電や瞬停などによる商用電源Ｅの電圧低下時には、コンバータ部ＰＦＣ２だけをスイッチングし、平滑コンデンサＣｏ１からのエネルギーをコンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２から平滑コンデンサＣｏ２に送り出して、この平滑コンデンサＣｏ２から負荷に安定化した出力電圧Ｖｏ２を供給する構成を有している。
このようにすると、商用電源Ｅの正常時において、並列接続された各コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２の動作によって、商用電源Ｅからの入力電流を入力電圧の波形や位相に近付けて力率を改善しつつ、負荷に安定化した出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を供給できる。その一方で、商用電源Ｅの電圧低下時には、平滑コンデンサＣｏ１を入力電源として、コンバータ部ＰＦＣ２を動作させることで、平滑コンデンサＣｏ２から負荷に安定化した出力電圧Ｖｏ２を供給できる。したがって、商用電源Ｅの停電や瞬停などが起きた際に、ＰＦＣコンバータ自体が出力電圧Ｖｏ２の低下を防ぐ機能を有することになり、ＰＦＣコンバータに取付けられる平滑コンデンサの小型化と、電源回路の簡略化，高効率化，低コスト化，小型軽量化などを実現できる。
以上のように、本実施例のコンバータ部ＰＦＣ１は、その入力端間に第１のインダクタＬ１と第１のスイッチング素子Ｓ１との直列回路を接続し、このスイッチング素子Ｓ１と第１の整流素子Ｄ１との直列回路を、平滑コンデンサＣｏ１の両端間に接続して構成され、コンバータ部ＰＦＣ２は、その入力端間に第２のインダクタＬ２と第２のスイッチング素子Ｓ２との直列回路を接続し、このスイッチング素子Ｓ２と第２の整流素子Ｄ２との直列回路を、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に接続して構成されると共に、整流素子Ｄ１には第１の開閉体としてのスイッチＳｓが並列に接続されており、商用電源Ｅの正常時には、スイッチＳｓをオフにし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をスイッチング動作させる一方で、商用電源Ｅの電圧低下時には、スイッチＳｓをオンにし、スイッチング素子Ｓ２をスイッチング動作させる構成を有している。
こうすると、商用電源Ｅの電圧低下時に、スイッチＳｓをオンにして、平滑コンデンサＣｏ１から各インダクタＬ１，Ｌ２に向けて電流が流れるようにし、コンバータ部ＰＦＣ２のスイッチング素子Ｓ２をスイッチング動作させるだけで、各インダクタＬ１，Ｌ２からコンデンサＣｏ２にエネルギーを送り出して、安定化した出力電圧Ｖｏ２を負荷に供給することが可能になる。
なお本実施例では、第１の開閉体としてスイッチＳｓを用いたが、後述する実施例のようなスイッチング素子を用いることも可能である。
図４は、本発明の第２実施例におけるＰＦＣコンバータを示しており、ここでは上記第１実施例における機構式のスイッチＳｓを、例えばＦＥＴのような高速でオン・オフする半導体のスイッチング素子に変えることもできる。その他の構成は、図示しない制御回路を含めて第１実施例と共通している。
商用電源Ｅが停電や瞬停などを起こしておらず、交流入力ライン間に所定の入力電圧Ｖｉが発生している時には、監視制御部がスイッチング素子Ｓｓをオフにし、図１の回路と同様のＰＦＣコンバータとして、制御回路が各コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２を動作させる。なお、ダイオードである整流素子Ｄ１は、スイッチング素子Ｓｓに内蔵するボディーダイオードを利用しても良い。出力電圧Ｖｏ１よりも出力電圧Ｖｏ２が高ければ、整流素子Ｄｓはオフ状態となり、その出力電圧Ｖｏ２が出力端子＋Ｖ，−Ｖに接続する電源回路と各種電子機器との負荷に供給される。一方、出力電圧Ｖｏ２よりも出力電圧Ｖｏ１が高ければ、整流素子Ｄｓはオン状態となり、平滑コンデンサＣｏ１から整流素子Ｄｓを通ってエネルギーが平滑コンデンサＣｏ２に移動し、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に発生する出力電圧Ｖｏ２が負荷に供給される。
一方、停電時や瞬停時における各スイッチング素子Ｓｓ，Ｓ２，Ｓ１のゲート電圧Ｖｓｓ，Ｖｓ２，Ｖｓ１の波形と、各インダクタＬ１，Ｌ２の電流ｉＬ１，ｉＬ２の波形を、図５に示す。ここに記述されるｔ０，ｔ１，ｔ２，ｔ３は、状態が変化する時間（タイミング）を表わす。また、図６〜図８に各状態の等価回路を示す。
先ず、ｔ０〜ｔ１の期間では、図６に示すように、スイッチング素子Ｓｓ，Ｓ２がオンとなる一方で、スイッチング素子Ｓ１はオフとなり、平滑コンデンサＣｏ１とインダクタＬ１，Ｌ２が連結した閉回路が形成され、矢印Ｆに示す電流の流れによって、平滑コンデンサＣｏ１から各インダクタＬ１，Ｌ２にエネルギーが蓄積される。このとき、整流素子Ｄ２はオフ状態となっており、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に発生する電圧が、出力電圧Ｖｏ２として出力端子＋Ｖ，−Ｖに発生する。
続いて、ｔ１〜ｔ２の期間では、図７に示すように、スイッチング素子Ｓ２がオフになると、オン状態にあるスイッチング素子Ｓｓと整流素子Ｄ２とにより、平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２とインダクタＬ１，Ｌ２が連結した閉回路が形成され、矢印Ｆに示す電流の流れによって、それまでインダクタＬ１，Ｌ２に蓄えられていたエネルギーが平滑コンデンサＣｏ２へ放出される。そのため、平滑コンデンサＣｏ２の両端間には、平滑コンデンサＣｏ１の電圧Ｖｏ１よりも高い出力電圧Ｖｏ２が発生する。
続いて、ｔ２〜ｔ３（＝ｔ０）の期間では、図８に示すように、スイッチング素子Ｓｓがオフとなり、スイッチング素子Ｓ１がオンとなる。すると、オン状態にあるスイッチング素子Ｓ１と整流素子Ｄ２とにより、平滑コンデンサＣｏ２とインダクタＬ１，Ｌ２が連結した閉回路が形成され、インダクタＬ１，Ｌ２に蓄えられているエネルギーがコンデンサＣｏ２に放出される。この期間に、インダクタＬ１，Ｌ２がエネルギーを完全に放出して、そのインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２を零まで減少させれば、時間ｔ０の瞬間に電流が流れない状態でスイッチング素子Ｓ１や整流素子Ｄ２をターンオフさせ、且つスイッチング素子Ｓ２をターンオンさせる零電流スイッチングが可能となり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２や整流素子Ｄ２のスイッチング損失やサージ電圧を抑制できる。
そして次には、最初のｔ０〜ｔ１の期間に戻り、上述した動作が繰り返される。
ここでも、停電時や瞬停時には、上記一連の動作を行ないつつ、スイッチング素子Ｓ２の時比率Ｄを制御することで、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に発生する出力電圧Ｖｏ２を一定値に保つことができる。そのため、ＰＦＣコンバータの出力電圧Ｖｏ２が安定化され、後段に接続される電源回路の設計が容易となる。
本実施例におけるＰＦＣコンバータは、第１実施例のスイッチＳｓに代わって第３のスイッチング素子Ｓｓで第１の開閉体が構成され、商用電源Ｅの正常時には、スイッチング素子Ｓｓをオフにし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をスイッチング動作させる一方で、商用電源Ｅの電圧低下時には、スイッチング素子Ｓｓをオンにし、スイッチング素子Ｓ２をスイッチング動作させて、平滑コンデンサＣｏ１からのエネルギーをコンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２から平滑コンデンサＣｏ２に送り出して、この平滑コンデンサＣｏ２から負荷に安定化した出力電圧Ｖｏ２を供給すると共に、スイッチング素子Ｓ２をオフすることによって、インダクタＬ１，Ｌ２に蓄えられたエネルギーが、平滑コンデンサＣｏ２に完全に放電するように、前記スイッチング素子Ｓ２がオフしてから、このスイッチング素子Ｓ２が次にオンするまでの間に、スイッチング素子Ｓ１を一時的にオンにし、且つスイッチング素子Ｓｓを一時的にオフにする構成を有している。
こうすると、インダクタＬ１，Ｌ２から平滑コンデンサＣｏ２に流れるインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２を零まで減少させた状態で、スイッチング素子Ｓ１や整流素子Ｄ２をターンオフさせることができ、これらのスイッチング素子Ｓ１や整流素子Ｄ２のスイッチング損失やサージ電圧を抑制できる。
図９は、本発明の第３実施例におけるＰＦＣコンバータの一動作状態を示している。ここでは、図４に示す第２実施例の回路において、図７と図８の動作の間に、図９に示すような、スイッチング素子Ｓｓとスイッチング素子Ｓ１が両方オフとなる期間（デッドタイム）を設けるように、上述した制御回路の監視制御部を構成する。それ以外の構成や動作は、第２実施例と共通しているが、第１のスイッチング素子Ｓ１は、そのドレイン・ソース間にボディーダイオードＤ１１を逆並列接続したＦＥＴであることが好ましい。勿論、ＦＥＴ以外のスイッチング素子Ｓ１であれば、同様の整流素子を外付けで接続してもよい。なお、Ｃ１１はスイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間に寄生する容量である。
本実施例におけるＰＦＣコンバータは、図９の期間において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓｓが何れもオフになっている関係で、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間容量Ｃ１１に蓄えられているエネルギーが、整流素子Ｄ２から平滑コンデンサＣｏ２に向けて流れるインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２によって放電される。また、容量Ｃ１１が完全に放電して、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧が零まで下がった後は、スイッチング素子Ｓ１のボディーダイオードＤ１１を通してインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２が流れ続ける。したがって、この間にスイッチング素子Ｓ１がオンするように、そのオンタイミングを設定すれば、当該スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧が零の状態でターンオンさせる零電圧スイッチングが実現でき、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング損失やサージが低減できる。
以上のように本実施例は、上記第２実施例における構成に加えて、商用電源Ｅの電圧低下時において、スイッチング素子Ｓ１がオンする前に、このスイッチング素子Ｓ１の両端間に蓄えられたエネルギーが完全に放電するように、コンバータ部ＰＦＣ１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓｓを何れもオフにする期間を設けた構成となっている。
こうすると、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧を零まで減少させた状態で、当該スイッチング素子Ｓ１をターンオンさせることができ、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング損失やサージ電圧を抑制できる。
図１０は、本発明の第４実施例におけるＰＦＣコンバータを示しており、ここでは前記整流素子Ｄ１，Ｄ２を、例えばＦＥＴのようなスイッチング素子Ｓｓ１，Ｓｓ２に変えることもできる。すなわちこれは、第２実施例の図４に示す整流素子Ｄ２を、スイッチング素子Ｓｓ２に変えたものである。
商用電源Ｅが停電や瞬停を起こしていない時には、監視制御部がスイッチング素子Ｓｓ１，Ｓｓ２を何れもオフにし、スイッチング素子Ｓｓ１，Ｓｓ２のボディーダイオード（図示せず）を、整流素子Ｄ１，Ｄ２の代わりとして利用する。もしくは、スイッチング素子Ｓｓ１，Ｓｓ２を同期整流スイッチとして動作させてもよい。この場合、第１のコンバータ部ＰＦＣ１は、スイッチング素子Ｓ１がオンの時にスイッチング素子Ｓｓ１をオフにして、インダクタＬ１にエネルギーを蓄え、スイッチング素子Ｓ１がオフの時にスイッチング素子Ｓｓ１をオンにして、それまでインダクタＬ１に蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサＣｏ１に放出し、入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ１を平滑コンデンサＣｏ１の両端間に生成する。同様に、第２のコンバータ部ＰＦＣ２は、スイッチング素子Ｓ２がオンの時にスイッチング素子Ｓｓ２をオフにして、インダクタＬ２にエネルギーを蓄え、スイッチング素子Ｓ２がオフの時にスイッチング素子Ｓｓ２をオンにして、それまでインダクタＬ２に蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサＣｏ２に放出し、入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ２を平滑コンデンサＣｏ２の両端間に生成することができる。
さらに別な例として、スイッチング素子Ｓｓ１，Ｓｓ２と並列に整流素子（図示せず）を別途取り付けても良い。これらの回路構成により、本実施例のＰＦＣコンバータは、第１実施例に示す図１の回路と同様に動作する。
一方、停電時や瞬停時における各スイッチング素子Ｓｓ１，Ｓ１，Ｓｓ２，Ｓ２のゲート電圧Ｖｓｓ１，Ｖｓ１，Ｖｓｓ２，Ｖｓ２の波形と、各インダクタＬ１，Ｌ２の電流ｉＬ１，ｉＬ２の波形を、図１１に示す。ここに記述されるｔ０，ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４，ｔ５，ｔ６，ｔ７，ｔ８は、状態が変化する時間（タイミング）を表わす。また、図１２〜図２１に各状態における等価回路を示す。
先ず、ｔ０〜ｔ１の期間では、図１２に示すように、スイッチング素子Ｓｓ１，Ｓ２がオンとなる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓｓ２はオフとなり、平滑コンデンサＣｏ１とインダクタＬ１，Ｌ２が連結した閉回路が形成され、矢印Ｆに示す電流の流れによって、平滑コンデンサＣｏ１からこれらのインダクタＬ１，Ｌ２にエネルギーが蓄積される。
続いて、ｔ１〜ｔ２の期間では、図１３に示すように、スイッチング素子Ｓ２がオフになる。これにより、スイッチング素子Ｓｓ２のドレイン・ソース間容量Ｃ２２に蓄えられているエネルギーが、平滑コンデンサＣｏ１からインダクタＬ１，Ｌ２に向けて流れるインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２によって放電され、そのドレイン・ソース間電圧が零まで低下し、容量Ｃ２２が完全に放電すると、今度はスイッチング素子Ｓｓ２に内蔵するボディーダイオードＤ２２を通してインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２が流れ続ける。したがって、この状態でスイッチング素子Ｓｓ２をオンにし、図１４に示す次のｔ２〜ｔ３の期間に移行させれば、スイッチング素子Ｓｓ２の零電圧スイッチングが実現できる。なお、このｔ２〜ｔ３の期間では、平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２とインダクタＬ１，Ｌ２を連結した閉回路が形成されているので、インダクタＬ１，Ｌ２と平滑コンデンサＣｏ１に蓄えられているエネルギーがコンデンサＣｏ２に放出され、平滑コンデンサＣｏ１の電圧Ｖｏ１よりも高い出力電圧Ｖｏ２が、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に発生する。
続いて、ｔ３〜ｔ４の期間では、図１５に示すように、スイッチング素子Ｓｓ１がオフとなり、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間容量Ｃ１１に蓄えられているエネルギーが、インダクタＬ１，Ｌ２から平滑コンデンサＣｏ２に向けて流れるインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２によって放電され、そのドレイン・ソース間電圧が零まで低下し、容量Ｃ１１が完全に放電すると、今度はスイッチング素子Ｓ１に内蔵するボディーダイオードＤ１１を通してインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２が流れ続ける。したがって、この状態でスイッチング素子Ｓ１をオンにし、図１６に示す次のｔ４〜ｔ５の期間に移行させれば、スイッチング素子Ｓ１の零電圧スイッチングが実現できる。また、このｔ４〜ｔ５の期間では、平滑コンデンサＣｏ２とインダクタＬ１，Ｌ２が連結した閉回路で形成されているので、インダクタＬ１，Ｌ２に蓄えられているエネルギーが平滑コンデンサＣｏ２に放出される。これにより、インダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２は減少し、やがて図１７に示すように、インダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２は逆方向に流れ始める。したがって、次の図１８に示すｔ５〜ｔ６の期間において、スイッチング素子Ｓｓ２をオフにすれば、スイッチング素子Ｓ２のドレイン・ソース間容量Ｃ１２に蓄えられているエネルギーが、逆方向に流れるインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２によって放電され、そのドレイン・ソース間電圧が零まで低下し、容量Ｃ１２が完全に放電すると、今度はスイッチング素子Ｓ２に内蔵するボディーダイオードＤ１２を通して、逆向きのインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２が流れ続ける。よって、スイッチング素子Ｓ２のドレイン・ソース間電圧が零になった後に、図１９に示すようにスイッチング素子Ｓ２をオンにし、ｔ６〜ｔ７の期間に移行させれば、スイッチング素子Ｓ２の零電圧スイッチングが実現できる。
次の期間ｔ７〜ｔ８では、図２０に示すように、スイッチング素子Ｓ１がオフになり、スイッチング素子Ｓｓ１のドレイン・ソース間容量Ｃ２１に蓄えられているエネルギーが、逆方向に流れるインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２によって放電され、スイッチング素子Ｓｓ１のドレイン・ソース間電圧が零まで下がる。そして、容量Ｃ２１が完全に放電すると、今度はスイッチング素子Ｓｓ１に内蔵するボディーダイオードＤ２１を通して、逆向きのインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２が流れ続ける。よって、スイッチング素子Ｓｓ１のドレイン・ソース間電圧が零になった後に、図２１に示すようにスイッチング素子Ｓｓ１をオンにし、ｔ８（ｔ０）〜ｔ１の期間に移行させれば、スイッチング素子Ｓｓ１の零電圧スイッチングを実現できる。
ｔ８〜ｔ１の期間では、平滑コンデンサＣｏ１とインダクタＬ１，Ｌ２が連結した閉回路で形成されているので、インダクタＬ１，Ｌ２に蓄えられているエネルギーが平滑コンデンサＣｏ１に放出される。これにより、逆向きのインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２は減少し、やがて前記図１２の状態に戻って、平滑コンデンサＣｏ１からインダクタＬ１，Ｌ２に向けて正方向のインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２が流れ始める。以後、上述した動作が繰り返され、出力電圧Ｖｏ２を一定値に保ちつつも、全てのスイッチング素子Ｓｓ１，Ｓ１，Ｓｓ２，Ｓ２の零電圧スイッチングが達成される。
このように、本実施例においても、停電時や瞬停時には、上記一連の動作を行ないつつ、各スイッチング素子Ｓｓ１，Ｓ１，Ｓｓ２，Ｓ２の時比率を制御することで、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に発生する出力電圧Ｖｏ２を一定値に保つことができる。そのため、ＰＦＣコンバータの出力電圧Ｖｏ２が安定化され、後段に接続される電源回路の設計が容易となる。
以上のように、本実施例における第１のコンバータ部ＰＦＣ１は、その入力端間に第１のインダクタＬ１と第１のスイッチング素子Ｓ１との直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ１と第３のスイッチング素子Ｓｓ１との直列回路を、コンデンサＣｏ１の両端間に接続して構成され、第２のコンバータ部ＰＦＣ２は、その入力端間に第２のインダクタＬ２と第２のスイッチング素子Ｓ２との直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ２と第４のスイッチング素子Ｓｓ２との直列回路を、コンデンサＣｏ２の両端間に接続して構成されると共に、商用電源Ｅの正常時には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をスイッチング動作させる一方で、商用電源Ｅの電圧低下時には、スイッチング素子Ｓ２，Ｓｓ１をオンにし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓｓ２をオフにして、コンデンサＣｏ１からインダクタＬ１，Ｌ２にエネルギーを蓄積するｔ０〜ｔ１の期間と、スイッチング素子Ｓｓ１をオンにし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓｓ２をオフにして、スイッチング素子Ｓｓ２の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させるｔ１〜ｔ２の期間と、スイッチング素子Ｓｓ１，Ｓｓ２をオンにし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオフにして、インダクタＬ１，Ｌ２とコンデンサＣｏ１に蓄えられているエネルギーをコンデンサＣｏ２に放出させるｔ２〜ｔ３の期間と、スイッチング素子Ｓｓ２をオンにし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓｓ１をオフにして、スイッチング素子Ｓ１の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させるｔ３〜ｔ４の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓｓ２をオンにし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓｓ１をオフにして、インダクタＬ１，Ｌ２に蓄えられているエネルギーをコンデンサＣｏ２に放出させるｔ４〜ｔ５の期間と、スイッチング素子Ｓ１をオンにし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓｓ１，Ｓｓ２をオフにして、スイッチング素子Ｓ２の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させるｔ５〜ｔ６の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオンにし、スイッチング素子Ｓｓ１，Ｓｓ２をオフにするｔ６〜ｔ７の期間と、スイッチング素子Ｓ２をオンにし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓｓ１，Ｓｓ２をオフにして、スイッチング素子Ｓｓ１の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させるｔ７〜ｔ８（ｔ０）の期間と、を順に行なわせる構成を有している。
このようにすると、商用電源Ｅの電圧低下時に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓｓ１，Ｓｓ２の何れかを単独でオンするように動作させることで、これらのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓｓ１，Ｓｓ２のドレイン・ソース間電圧を零まで減少させた状態で、当該スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓｓ１，Ｓｓ２をターンオンさせることができ、全てのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓｓ１，Ｓｓ２のスイッチング損失やサージ電圧を抑制できる。
図２２は、既存のブリッジダイオードレスの２相式ＰＦＣコンバータを示している。これに対し、図２３は本発明の第５実施例で提案するＰＦＣコンバータを示している。これは、既存の回路に対して単独の平滑コンデンサＣｏを２個の平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に分割し、第２の開閉体であるスイッチＳｓを追加することで、前記した図１，図４，図１０の回路と同様の昇圧動作をさせることができる。なお、商用電源Ｅの正常時には、図２３に示すようにスイッチＳｓをオンにし、商用電源Ｅの停電時や瞬停時には、図２４に示すようにスイッチＳｓをオフにする。
より具体的に説明すると、図２３において、商用電源Ｅの一端には、第１のインダクタＬ１の一端と第２のインダクタＬ２の一端が接続され、商用電源Ｅの他端には、第１の整流素子ＤＨのアノードと第２の整流素子ＤＬのカソードが接続される。つまり、第１実施例〜第４実施例とは異なり、ここでは商用電源Ｅからの交流入力ラインがＰＦＣコンバータに直接接続される。
また、前記インダクタＬ１の他端は、第１のローサイドスイッチング素子ＳＬ１と第１のハイサイドスイッチング素子ＳＨ１との直列回路の接続点に接続され、インダクタＬ２の他端は、第２のローサイドスイッチング素子ＳＬ２と第２のハイサイドスイッチング素子ＳＨ２との直列回路の接続点に接続される。スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ１の直列回路は、第１の平滑コンデンサＣｏ１の両端間に接続されると共に、スイッチング素子ＳＨ２，ＳＬ２の直列回路は、第２の平滑コンデンサＣｏ２の両端間に接続される。この平滑コンデンサＣｏ２の両端間は、前記整流素子ＤＨ，ＤＬの直列回路も接続されており、スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ１とインダクタＬ１とにより、第１のコンバータ部ＰＦＣ１が構成され、スイッチング素子ＳＨ２，ＳＬ２とインダクタＬ２とにより、第２のコンバータ部ＰＦＣ２が構成される。
コンバータ部ＰＦＣ１は、スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ１のスイッチング動作により、平滑コンデンサＣｏ１の両端間に入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ１を生成するもので、またコンバータ部ＰＦＣ２は、スイッチング素子ＳＨ２，ＳＬ２のスイッチング動作により、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ２を生成するものである。ここでは、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に出力端子＋Ｖ，−Ｖが接続され、この出力端子＋Ｖ，−Ｖに接続した電源回路から各種電子機器に、所望の電力を供給できるようになっている。
また、スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ１の直列回路と、スイッチング素子ＳＨ２，ＳＬ２の直列回路は、スイッチＳｓを介して接続される。各スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ１，ＳＨ２，ＳＬ２およびスイッチＳｓは、図示しない制御回路によりその動作が個々に制御されるが、特にスイッチＳｓは前述のように、商用電源Ｅの正常時にはオンする一方で、商用電源Ｅの停電時や瞬停時にはオフするように制御される。
次に、上記構成についてその動作を説明する。商用電源Ｅが停電や瞬停などを起こしておらず、所定の入力電圧Ｖｉが発生している時には、図２３に示すように、制御回路の監視制御部がスイッチＳｓをオンにする。ここで制御回路は、コンバータ部ＰＦＣ１の各スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ１を交互にスイッチング動作させると共に、コンバータ部ＰＦＣ２の各スイッチング素子ＳＨ２，ＳＬ２を交互にスイッチング動作させる。
具体的には、商用電源Ｅの一端に正極性の入力電圧Ｖｉが発生している期間において、スイッチング素子ＳＬ１をオンにする一方、スイッチング素子ＳＨ１をオフにすると、スイッチング素子ＳＬ１と整流素子ＤＬが導通する関係で、商用電源ＥからのエネルギーがインダクタＬ１に蓄積される。やがて、スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ１のオン・オフ状態が切換わり、スイッチング素子ＳＬ１がオフし、スイッチング素子ＳＨ１がオンすると、スイッチング素子ＳＨ１と整流素子ＤＬが導通する関係で、インダクタＬ１に蓄えられていたエネルギーが平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に放出され、平滑コンデンサＣｏ１の両端間に入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ１が発生すると共に、平滑コンデンサＣｏ２の両端間にも入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ２が発生する。その後は、再びスイッチング素子ＳＬ１がオンする一方で、スイッチング素子ＳＨ１がオフし、インダクタＬ１によるエネルギーの蓄積及び放出が繰り返される。
同様に、スイッチング素子ＳＬ２をオンにする一方、スイッチング素子ＳＨ２をオフにすると、商用電源ＥからのエネルギーがインダクタＬ２に蓄積される。やがて、スイッチング素子ＳＬ２がオフし、スイッチング素子ＳＨ２がオンすると、インダクタＬ２に蓄えられていたエネルギーが平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に放出され、平滑コンデンサＣｏ１の両端間に入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ１が発生すると共に、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ２が発生する。その後は、再びスイッチング素子ＳＬ２がオンする一方で、スイッチング素子ＳＨ２がオフし、インダクタＬ２によるエネルギーの蓄積及び放出が繰り返される。
一方、商用電源Ｅの一端に負極性の入力電圧Ｖｉが発生している期間では、スイッチング素子ＳＨ１をオンにする一方、スイッチング素子ＳＬ１をオフにすると、スイッチング素子ＳＨ１と整流素子ＤＨとスイッチＳｓが導通する関係で、商用電源ＥからのエネルギーがインダクタＬ１に蓄積される。やがて、スイッチング素子ＳＨ１がオフし、スイッチング素子ＳＬ１がオンすると、スイッチング素子ＳＬ１と整流素子ＤＨが導通する関係で、インダクタＬ１に蓄えられていたエネルギーが平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に放出され、平滑コンデンサＣｏ１の両端間に入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ１が発生すると共に、平滑コンデンサＣｏ２の両端間にも入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ２が発生する。その後は、再びスイッチング素子ＳＬ１がオンする一方で、スイッチング素子ＳＨ１がオフし、インダクタＬ１によるエネルギーの蓄積及び放出が繰り返される。
同様に、スイッチング素子ＳＨ２をオンにする一方、スイッチング素子ＳＬ２をオフにすると、商用電源ＥからのエネルギーがインダクタＬ２に蓄積される。やがて、スイッチング素子ＳＨ２がオフし、スイッチング素子ＳＬ２がオンすると、インダクタＬ２に蓄えられていたエネルギーが平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に放出され、平滑コンデンサＣｏ１の両端間に入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ１が発生すると共に、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏ２が発生する。その後は、再びスイッチング素子ＳＨ２がオンする一方で、スイッチング素子ＳＬ２がオフし、インダクタＬ２によるエネルギーの蓄積及び放出が繰り返される。
このようにして、スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ１及びスイッチング素子ＳＨ２，ＳＬ２を交互にオン・オフ動作させることで、所望の出力電圧Ｖｏ１および出力電圧Ｖｏ２を、出力端子＋Ｖ，−Ｖに接続する電源回路から各種電子機器に供給できる。また上記一連の動作において、商用電源Ｅからの入力電圧Ｖｉと入力電流の波形と位相が相似するように、各スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ１，ＳＨ２，ＳＬ２に供給するパルス駆動信号のパルス幅を決定することで、力率の改善を図ることができる。
次に、商用電源Ｅが停電や瞬停などを起こした時の動作を、図２４に基づき説明する。入力電圧Ｖｉが所定値よりも低下すると、交流電源Ｅ及び整流素子ＤＨ，ＤＬは、いわばＰＦＣコンバータから切り離された状態となる。このとき、制御回路を構成する監視制御部はスイッチＳｓをオフにする。そして、スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ２をオンにし、スイッチング素子ＳＨ２，ＳＬ１をオフにして、平滑コンデンサＣｏ１からのエネルギーをインダクタンスＬ１，Ｌ２に蓄積する動作と、スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２をオンにし、スイッチング素子ＳＬ１，ＳＬ２をオフにして、平滑コンデンサＣｏ１及びインダクタンスＬ１，Ｌ２からのエネルギーを平滑コンデンサＣｏ２に放出する動作を繰り返し行なう。
上記一連の動作では、第２実施例で説明したような零電流スイッチングを実現する構成を採用してもよい。その場合、スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２をオンにし、スイッチング素子ＳＬ１，ＳＬ２をオフにした後に、スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ２をオフにし、スイッチング素子ＳＨ２，ＳＬ１をオンにして、インダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２が零になるまで、インダクタンスＬ１，Ｌ２に蓄えられたエネルギーを完全に放出させ、その後でスイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ２をオンにし、スイッチング素子ＳＬ１，ＳＨ２をオフにする。こうすることで、電流が流れない状態でスイッチング素子ＳＬ１，ＳＨ２をターンオフさせ、且つスイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ２をターンオンさせる零電流スイッチングが達成され、これらのスイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２，ＳＬ１，ＳＬ２のスイッチング損失やサージ電圧を抑制できる。
また別な例として、第４実施例で説明したような零電圧スイッチングを実現する構成を採用してもよい。この場合、先ずスイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ２をオンにし、スイッチング素子ＳＨ２，ＳＬ１をオフにして、平滑コンデンサＣｏ１からのエネルギーをインダクタンスＬ１，Ｌ２に蓄積する動作に続いて、例えばＦＥＴからなるスイッチング素子ＳＬ２をオフにして、スイッチング素子ＳＨ２のドレイン・ソース間容量に蓄えられているエネルギーを、平滑コンデンサＣｏ１からインダクタＬ１，Ｌ２に向けて流れるインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２によって完全に放電させる。その後、インダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２がスイッチング素子ＳＨ２のボディーダイオードを通して流れるタイミングで、スイッチング素子ＳＨ２をターンオンすれば、スイッチング素子Ｓｓ２の零電圧スイッチングが実現できる。
この期間は、スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２がオンし、スイッチング素子ＳＬ１，ＳＬ２がオフしているので、インダクタＬ１，Ｌ２と平滑コンデンサＣｏ１に蓄えられているエネルギーがコンデンサＣｏ２に放出される。そして、次の期間にスイッチング素子ＳＨ１をオフにして、例えばＦＥＴからなるスイッチング素子ＳＬ１のドレイン・ソース間容量に蓄えられているエネルギーを、インダクタＬ１，Ｌ２から平滑コンデンサＣｏ２に向けて流れるインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２によって完全に放電させる。その後、インダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２がスイッチング素子ＳＬ１のボディーダイオードを通して流れるタイミングで、スイッチング素子ＳＬ１をターンオンすれば、スイッチング素子ＳＬ１の零電圧スイッチングが実現できる。
この期間は、スイッチング素子ＳＬ１，ＳＨ２がオンし、スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ２がオフしているので、インダクタＬ１，Ｌ２に蓄えられているエネルギーが平滑コンデンサＣｏ２に放出され、インダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２は減少する。やがて、インダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２はそれまでとは逆方向に流れ始めるが、そこでスイッチング素子ＳＨ２をオフにして、例えばＦＥＴからなるスイッチング素子ＳＬ２のドレイン・ソース間容量に蓄えられているエネルギーを、逆方向に流れるインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２によって完全に放電させる。その後、逆方向のインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２がスイッチング素子ＳＬ２のボディーダイオードを通して流れるタイミングで、スイッチング素子ＳＬ２をターンオンすれば、スイッチング素子ＳＬ２の零電圧スイッチングが実現できる。
前記スイッチング素子ＳＬ２をオンにした後、スイッチング素子ＳＬ１をオフにして、例えばＦＥＴからなるスイッチング素子ＳＨ１のドレイン・ソース間容量に蓄えられているエネルギーを、逆方向に流れるインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２によって完全に放電させる。その後、逆方向のインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２がスイッチング素子ＳＨ１のボディーダイオードを通して流れるタイミングで、スイッチング素子ＳＨ１をターンオンすれば、スイッチング素子ＳＨ１の零電圧スイッチングが実現できる。
スイッチング素子ＳＨ１がオンすると、インダクタＬ１，Ｌ２に蓄えられているエネルギーが平滑コンデンサＣｏ１に放出され、逆向きのインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２は減少する。やがて最初の状態に戻って、平滑コンデンサＣｏ１からインダクタＬ１，Ｌ２に向けて正方向のインダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２が流れ始め、それ以後は上述した動作が繰り返される。これにより、出力電圧Ｖｏ２を一定値に保ちつつも、全てのスイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ１，ＳＨ２，ＳＬ２の零電圧スイッチングが達成される。
この実施例も上記実施例と同様に、停電時や瞬停時には、上記一連の動作を行ないつつ、各スイッチング素子ＳＨ１，ＳＬ１，ＳＨ２，ＳＬ２の時比率を制御することで、平滑コンデンサＣｏ２の両端間に発生する出力電圧Ｖｏ２を一定値に保つことができる。そのため、ＰＦＣコンバータの出力電圧Ｖｏ２が安定化され、後段に接続される電源回路の設計が容易となる。
本実施例は、上記第１実施例〜第４実施例におけるダイオードブリッジＤｂからの整流した電圧に代わって、商用電源Ｅからの交流電圧が並列接続したコンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２に入力される。したがって、本実施例のＰＦＣコンバータは、第４実施例と同様の作用効果を奏するものである。なお、ここでの第１のローサイドスイッチング素子ＳＬ１は第１のスイッチング素子に相当し、第１のハイサイドスイッチング素子ＳＨ１は第３のスイッチング素子に相当し、第２のローサイドスイッチング素子ＳＬ２は第２のスイッチング素子に相当し、第２のハイサイドスイッチング素子ＳＨ２は第４のスイッチング素子に相当する。
また、各コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２は、他の第１〜第３実施例で示したもので構成し、同様に動作させてもよい。
本実施例ではさらに、スイッチＳｓを介してコンバータ部ＰＦＣ１の出力端間をコンバータ部ＰＦＣ２の出力端間に接続し、商用電源Ｅの正常時には、スイッチＳｓをオンにする一方で、商用電源Ｅの電圧低下時には、スイッチＳｓをオフにする構成を採用している。
こうすると、商用電源Ｅの正常時には、スイッチＳｓをオンにすることで、各コンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２を並列に接続した状態で、負荷に電力供給が行なわれる一方で、商用電源Ｅの電圧低下時には、スイッチＳｓをオフにすることで、平滑コンデンサＣｏ２から平滑コンデンサＣｏ１にエネルギーが戻るのを防いで、負荷に無駄なく電力を供給することが可能になる。
なお、このようなスイッチＳｓは、他の第１実施例〜第４実施例に組み込んでもよい。また、開閉体としてスイッチＳｓの代わりにＦＥＴのようなスイッチング素子を用いることも可能である。
以上、本発明のＰＦＣコンバータについて、具体的な実施の形態を示して説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。当業者であれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、上記実施形態におけるＰＦＣコンバータや昇圧型コンバータの構成及び機能に様々な変更・改良を加えることが可能である。
例えば、各実施例ではそれぞれ一個ずつのコンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２を並列接続したものを示したが、それに代わって、複数個の並列接続した第１のコンバータ部ＰＦＣ１，及び／又は複数個の並列接続した第２のコンバータ部ＰＦＣ２で、ＰＦＣコンバータを構成してもよい、また、平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２はその容量に応じて、複数個の並列接続したコンデンサで構成してもよい。さらに、各実施例ではコンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２に共通して、同じ出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を一つの負荷に供給していたが、各々のコンバータ部ＰＦＣ１，ＰＦＣ２で別々なレベルの出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を生成し、それらの出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を違う負荷にそれぞれ供給する構成としてもよい。
さらに、上記実施例１で示した商用電源Ｅの復帰後の構成や動作を、必要に応じて他の実施例２〜５に適用させてもよい。
本発明は、ＰＦＣコンバータを含んだ電源装置全般に多大な貢献を呈するものである。具体的には、ここに提案するＰＦＣコンバータは、出力電圧を安定化させることができるので、大容量の平滑コンデンサを取り付けなくても、十分な出力保持時間が得られる。また、後段以降に接続される電源回路の入力電圧が安定化されるため，電源回路の部品耐圧を下げることが可能となり、電源回路の高効率化，小型軽量化，低コスト化が実現できる。とりわけ、電源装置に高速負荷応答が求められない場合には、ＰＦＣコンバータの後段に接続される電源回路のレギュレーション機能を省くことができるので、電源回路の高効率化，小型軽量化，低コスト化に多大なる貢献を呈する。
Ｅ 商用電源（入力電源）
ＰＦＣ１ 第１のコンバータ部
ＰＦＣ２ 第２のコンバータ部
Ｃｏ１ 平滑コンデンサ（第１のコンデンサ）
Ｃｏ２ 平滑コンデンサ（第２のコンデンサ）
Ｌ１ 第１のインダクタ
Ｌ２ 第２のインダクタ
Ｓｓ スイッチ，第３のスイッチング素子（開閉体）
Ｓ１ 第１のスイッチング素子
Ｓ２ 第２のスイッチング素子
Ｓｓ１ 第３のスイッチング素子
Ｓｓ２ 第４のスイッチング素子
ＳＬ１ 第１のローサイドスイッチング素子（第１のスイッチング素子）
ＳＬ２ 第２のローサイドスイッチング素子（第２のスイッチング素子）
ＳＨ１ 第１のハイサイドスイッチング素子（第３のスイッチング素子）
ＳＨ２ 第２のハイサイドスイッチング素子（第４のスイッチング素子）

Claims (7)

  1. 入力電源からの交流電圧若しくは整流した電圧が入力され、並列に接続される第１のコンバータ部および第２のコンバータ部と、
    前記第１のコンバータ部の出力端間に接続する第１のコンデンサと、
    前記第２のコンバータ部の出力端間に接続する第２のコンデンサと、を備え、
    前記入力電源の正常時には、前記第１および第２のコンバータ部を動作させ、前記入力電源からのエネルギーを前記第１および第２のコンデンサに送り出して、当該第１および第２のコンデンサから負荷に安定化した出力電圧を供給する一方で、
    前記入力電源の電圧低下時には、前記第２のコンバータ部を動作させ、前記第１のコンデンサからのエネルギーを前記第２のコンデンサに送り出して、当該第２のコンデンサから前記負荷に安定化した出力電圧を供給する構成としたことを特徴とする力率改善コンバータ。
  2. 前記第１のコンバータ部は、その入力端間に第１のインダクタと第１のスイッチング素子との直列回路を接続し、前記第１のスイッチング素子と第１の整流素子との直列回路を、前記第１のコンデンサの両端間に接続して構成され、
    前記第２のコンバータ部は、その入力端間に第２のインダクタと第２のスイッチング素子との直列回路を接続し、前記第２のスイッチング素子と第２の整流素子との直列回路を、前記第２のコンデンサの両端間に接続して構成されると共に、
    前記第１の整流素子に第１の開閉体が並列に接続され、
    前記入力電源の正常時には、前記第１の開閉体をオフにし、前記第１及び第２のスイッチング素子をスイッチング動作させる一方で、
    前記入力電源の電圧低下時には、前記第１の開閉体をオンにし、前記第２のスイッチング素子をスイッチング動作させる構成としたことを特徴とする請求項１記載の力率改善コンバータ。
  3. 前記第１の開閉体が第３のスイッチング素子で構成され、
    前記入力電源の正常時には、前記第３のスイッチング素子をオフにし、前記第１及び第２のスイッチング素子をスイッチング動作させる一方で、
    前記入力電源の電圧低下時には、前記第３のスイッチング素子をオンにし、前記第２のスイッチング素子をスイッチング動作させると共に、前記第１および第２のインダクタに蓄えられたエネルギーが完全に放電するように、前記第２のスイッチング素子がオンする前に、前記第１のスイッチング素子を一時的にオンにし、且つ前記第３のスイッチング素子を一時的にオフにする構成としたことを特徴とする請求項２記載の力率改善コンバータ。
  4. 前記入力電源の電圧低下時には、前記第１のスイッチング素子がオンする前に、当該第１のスイッチング素子の両端間に蓄えられたエネルギーが完全に放電するように、前記第１及び第３のスイッチング素子を両方オフにする構成としたことを特徴とする請求項３記載の力率改善コンバータ。
  5. 前記第１のコンバータ部は、その入力端間に第１のインダクタと第１のスイッチング素子との直列回路を接続し、前記第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子との直列回路を、前記第１のコンデンサの両端間に接続して構成され、
    前記第２のコンバータ部は、その入力端間に第２のインダクタと第２のスイッチング素子との直列回路を接続し、前記第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との直列回路を、前記第２のコンデンサの両端間に接続して構成されると共に、
    前記入力電源の正常時には、前記第１及び第２のスイッチング素子をスイッチング動作させる一方で、前記入力電源の電圧低下時には、前記第２及び第３のスイッチング素子をオンにし、前記第１及び第４のスイッチング素子をオフにして、前記第１のコンデンサから前記第１及び第２のインダクタにエネルギーを蓄積する期間と、
    前記第３のスイッチング素子をオンにし、前記第１，第２及び第４のスイッチング素子をオフにして、前記第４のスイッチング素子の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させる期間と、
    前記第３及び第４のスイッチング素子をオンにし、前記第１及び第２のスイッチング素子をオフにして、前記第１及び第２のインダクタと前記第１のコンデンサに蓄えられているエネルギーを前記第２のコンデンサに放出させる期間と、
    前記第４のスイッチング素子をオンにし、前記第１，第２及び第３のスイッチング素子をオフにして、前記第１のスイッチング素子の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させる期間と、
    前記第１及び第４のスイッチング素子をオンにし、前記第２及び第３のスイッチング素子をオフにして、前記第１及び第２のインダクタに蓄えられているエネルギーを前記第２のコンデンサに放出させる期間と、
    前記第１のスイッチング素子をオンにし、前記第２，第３及び第４のスイッチング素子をオフにして、前記第２のスイッチング素子の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させる期間と、
    前記第１及び第２のスイッチング素子をオンにし、前記第３及び第４のスイッチング素子をオフにする期間と、
    前記第２のスイッチング素子をオンにし、前記第１，第３及び第４のスイッチング素子をオフにして、前記第３のスイッチング素子の両端間に蓄えられたエネルギーを完全に放出させる期間と、を順に行なわせる構成としたことを特徴とする請求項１記載の力率改善コンバータ。
  6. 第２の開閉体を介して前記第１のコンバータ部の出力端間を前記第２のコンバータ部の出力端間に接続し、
    前記入力電源の正常時には、前記第２の開閉体をオンにする一方で、
    前記入力電源の電圧低下時には、前記第２の開閉体をオフにする構成としたことを特徴とする請求項１記載の力率改善コンバータ。
  7. 前記入力電源が正常の状態に復帰すると、前記第１および第２のコンバータ部を再び動作させ、前記第１のコンバータ部を通して前記第１のコンデンサを充電すると共に、前記第２のコンバータを通して前記第２のコンデンサから前記負荷に前記出力電圧を供給する構成としたことを特徴とする請求項１記載の力率改善コンバータ。
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