JPWO2010021052A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

電力変換装置（１００）は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ（４）と、交流電源（１）からの交流電力を直流電力に変換してインバータ（４）に供給するコンバータ（３）と、交流電源（１）による電力供給が異常である場合において、蓄電池（８）に貯蔵された電力の電圧値を変換して、インバータ（４）に蓄電池（８）からの直流電力を供給する直流電圧変換器（７）とを備える。コンバータ（３）は、マルチレベル回路である第１の３レベル回路を含む。同様に直流電圧変換器（７）は第２の３レベル回路を含む。制御装置（１０）は、第１および第２のマルチレベル回路を制御することにより第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）の電位変動を抑制する。

Description

本発明は、無停電電源装置、太陽光発電システム、燃料電池発電システム、あるいは二次電池エネルギー蓄積システム等の、直流電力から交流電力を出力する電力変換装置に関する。
コンピュータシステム等の重要負荷に交流電力を安定的に供給するための電源装置として、無停電電源装置が広く用いられている。たとえば特開２００６−１０９６０３号公報（特許文献１）に開示されるように、無停電電源装置は一般に、交流電力を直流電力に変換するコンバータ、直流電力を交流電力に変換するインバータ、およびインバータに入力される直流電圧を平滑化するためのコンデンサを備える。常時にはコンバータは商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換し、蓄電池等の電力貯蔵装置を充電しながらインバータに直流電力を供給する。インバータは直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。商用交流電源が停電した場合には、電力貯蔵装置からの電力がインバータに供給されることによってインバータは負荷への交流電力の供給を継続する。
特開２００６−１０９６０３号公報
上記フィルタは、リアクトルおよびコンデンサを含む。高調波が大きい場合には、たとえば大きなインダクタンスを有するリアクトルを用いる必要がある。リアクトルのインダクタンスを大きくするため、たとえばコイルの巻き数を増やすことが考えられるが、リアクタンスの体積および重量が大きくなる。このためリアクトルのインダクタンスを大きくすれば無停電電源装置の体積および重量が大きくなるという問題が発生する。しかしながら特開２００６−１０９６０３号公報には、上記した無停電電源装置の大型化の問題に対する具体的な解決方法は示されていない。
また、特開２００６−１０９６０３号公報に記載されているように、２レベルのインバータ回路では、インバータ直流側に複数のコンデンサを直列に接続する構成は必須ではないが、インバータにマルチレベル回路を用いると、インバータの直流側の正負端子間に複数のコンデンサを直列に接続する必要がある。たとえばインバータを３レベル回路により構成した場合、インバータの直流側の正負極端子間に２つのコンデンサが直列に接続される。また、２つのコンデンサの接続点（中性点）にマルチレベル回路から配線する必要が生じる。この場合、中性点に流入する電流によっては、２つのコンデンサに流れる電流が異なってくるため、両コンデンサの直流電圧がアンバランスになる可能性がある。両コンデンサの直流電圧がアンバランスになると、たとえば一方のコンデンサに過電圧が印加されるおそれが生じる。したがって中性点に配線がある場合には両コンデンサの直流電圧が等しくなるよう中性点電位変動を抑制する必要がある。以下では２つのコンデンサの直流電圧を互いに等しくする制御を「バランス制御」と呼ぶことにする。
本発明の目的は、小型化および軽量化に適した構成を有することに加え、直流コンデンサのバランス制御を特別な回路を追加することなく実現可能な電力変換装置を提供することである。
本発明のある局面に従うと、電力変換装置であって、第１、第２、第３の変換器とフィルタとを備える。第１の変換器は、直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成された第１のマルチレベル回路を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。第２の変換器は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して第１の変換器に供給する。第３の変換器は、交流電源による電力供給が異常である場合において、電力貯蔵装置に貯蔵された電力の電圧値を変換して、第１の変換器に電力貯蔵装置からの直流電力を供給する。フィルタは、リアクトルおよびコンデンサを含み、第１の変換器により発生する高調波を除去する。
本発明の他の局面に従うと、電力変換装置であって、第１および第２のコンデンサと、第２のマルチレベル回路と、直流電力供給源と、第３のマルチレベル回路と、制御装置とを備える。第１および第２のコンデンサは、直流正母線および直流負母線との間に直列に接続される。第２のマルチレベル回路は、直流正母線と、直流負母線と、第１および第２のコンデンサの中性点とに接続され、交流電源から入力端に供給された交流電力を直流電力に変換して直流正母線および直流負母線間に出力する。第３のマルチレベル回路は、直流正母線、直流負母線および中性点に第２のマルチレベル回路と並列に接続され、直流電力供給源から入力端に供給された直流電力の電圧を変換して直流正母線および直流負母線間に直流電力を出力する。制御装置は、第２および第３のマルチレベル回路の動作を制御することにより中性点の電位変動を抑制する。
本発明によれば、電力変換装置の小型化および軽量化を実現できるとともに、直流コンデンサのバランス制御を特別な回路を追加することなく実現できる。
本発明の実施の形態による無停電電源装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示したコンバータ３、インバータ４の構成を詳細に説明する回路図である。 図１に示した直流電圧変換器７の構成を詳細に説明する図である。 制御装置１０に含まれる、コンバータ３および直流電圧変換器７の制御部を説明するブロック図である。 図４に示した電圧指令生成回路６１の機能ブロック図である。 図４に示した電圧指令生成回路７１の機能ブロック図である。 ２レベル回路により構成された単相インバータを示す図である。 図７に示したインバータ４１の等価回路である。 インバータ４１の線間電圧を示した図である。 図２に示したインバータ４のＵ相アーム４ＵおよびＶ相アーム４Ｖの等価回路図である。 図１０に示した単相３レベルインバータの線間電圧を示した図である。 ２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。 ２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを１０％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。 ３レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。 ２レベルインバータにより生じる高調波電流（図１２）の周波数スペクトルを示す図である。 ３レベルインバータにより生じる高調波電流（図１４）の周波数スペクトルを示す図である。 ２レベルインバータの対地電位変動および３レベルインバータの対地電位変動のシミュレーション結果を示す図である。 ２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失のシミュレーション結果を示した図である。 ２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失の内訳を説明する図である。 従来の直流電圧変換器に含まれる半導体スイッチの構成を示す図である。 図３のＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチングパターンとリアクトル２２に印加される電圧とを示す図である。 図２に示したコンバータ３の二相分の構成を示す等価回路図である。 図４に示すコンバータ制御部５３による、コンバータ３（３レベルＰＷＭコンバータ）の１相分のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 コンバータの各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンをモード毎に示した図である。 図２４に示した各モードの１相分の回路とその電流ルートとを示す図である。 コンバータ３によるＥｐ＜Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。 コンバータ３によるＥｐ＞Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。 図４に示す半導体スイッチ制御部５４による、半導体スイッチ２３のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 半導体スイッチ２３に含まれるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチングパターンを示す図である。 図２９に示した各モードの回路とその電流ルートとを示す図である。 半導体スイッチ２３によるＥｐ＜Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。 半導体スイッチ２３によるＥｐ＞Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。 本発明の電力変換装置を三相４線式に適用した形態を示す図である。
符号の説明
１ 商用交流電源、２ 入力フィルタ、３ コンバータ、３Ｒ Ｒ相アーム、３Ｓ Ｓ相アーム、３Ｔ Ｔ相アーム、４ インバータ、４Ｕ Ｕ相アーム、４Ｖ Ｖ相アーム、４Ｗ Ｗ相アーム、５ 出力フィルタ、６ 負荷、７ 直流電圧変換器、８ 蓄電池、１０ 制御装置、１１，１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ，１５，１６，１９，１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ コンデンサ、１２，１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ，１８，１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ，２２，２２Ｎ，２２Ｐ，４５ リアクトル、１３ 直流正母線、１４ 直流負母線、１７ 直流中性点母線、２１ 中性点、２３，４４ 半導体スイッチ、３１，３４，３５，３６ 電圧センサ、３２，３７ 電流センサ、３３ 停電検出回路、５１，６３Ａ〜６３Ｃ，７３Ａ，８８Ａ〜８８Ｃ 加算器、５２，８２，８６Ａ〜８６Ｃ，７３Ｂ，８２，９２，９４ 減算器、５３ コンバータ制御部、５４ 半導体スイッチ制御部、６１，７１ 電圧指令生成回路、６２，７２ 中性点電位制御回路、６４，７４ 停止回路、６４Ａ〜６４Ｃ，７４Ａ，７４Ｂ スイッチ、６５ ＰＷＭ回路、７５ ＰＷＭ回路、８１，９１ 基準値生成回路、８３ 直流電圧制御回路、８４ 正弦波発生回路、８５Ａ〜８５Ｃ 乗算器、８７，９５ 電流制御回路、９３ 電圧制御回路、１００ 無停電電源装置、１０１，１０２，１５１，１５２ 参照信号、１０３〜１０５，１５３〜１５５ 電圧指令信号、１０６〜１０８ 相電圧、１１１〜１１４，１２１〜１２４，１３１〜１３４，１６１〜１６４，１７１〜１７４，１８１〜１８４ スイッチングパターン、１４１ 入力相電圧、１４２ 相電流、ＣＡ，ＣＢ，ＣＣ，ＣＤ コンデンサ、Ｄ１Ｄ〜Ｄ４Ｄ，Ｄ１Ｒ〜Ｄ６Ｒ，Ｄ１Ｓ〜Ｄ６Ｓ，Ｄ１Ｔ〜Ｄ６Ｔ，Ｄ１Ｕ〜Ｄ６Ｕ，Ｄ１Ｖ〜Ｄ６Ｖ，Ｄ１Ｗ〜Ｄ６Ｗ，ＤＡ，ＤＢ，ＤＣ，ＤＤ ダイオード、Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄ，Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒ，Ｑ１Ｓ〜Ｑ４Ｓ，Ｑ１Ｔ〜Ｑ４Ｔ，Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕ，Ｑ１Ｖ〜Ｑ４Ｖ，Ｑ１Ｗ〜Ｑ４Ｗ，ＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤ ＩＧＢＴ素子、ＲＬ Ｒ相ライン、ＳＬ Ｓ相ライン、ＴＬ Ｔ相ライン、ＵＬ Ｕ相ライン、ＶＬ Ｖ相ライン、ＷＬ Ｗ相ライン。
以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
図１は、本発明の実施の形態による無停電電源装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。図１を参照して、無停電電源装置１００は、入力フィルタ２と、コンバータ３と、インバータ４と、出力フィルタ５と、直流電圧変換器（図中「ＤＣ／ＤＣ」と示す）７と、制御装置１０と、直流正母線１３と、直流負母線１４と、コンデンサ１５，１６と、直流中性点母線１７と、電圧センサ３１，３４，３５，３６と、電流センサ３２，３７と、停電検出回路３３と、Ｒ相ラインＲＬと、Ｓ相ラインＳＬと、Ｔ相ラインＴＬとを備える。
入力フィルタ２は、商用交流電源１への高調波の流出を防止する。商用交流電源１は三相交流電源である。入力フィルタ２は、コンデンサ１１（コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ）およびリアクトル１２（リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。
コンバータ３は、商用交流電源１から入力フィルタ２を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換して、直流正母線１３および直流負母線１４を介してインバータ４にその直流電力を供給する。インバータ４はコンバータ３からの直流電力を三相交流電力に変換する。後述するように、コンバータ３およびインバータ４は３レベル回路により構成される。コンバータ３およびインバータ４は、直流正母線１３、直流負母線１４、および直流中性点母線１７を介して接続される。
コンデンサ１５，１６は直流正母線１３と直流負母線１４との間に直列に接続されて、直流正母線１３と直流負母線１４との間の電圧を平滑化する。コンデンサ１５，１６の接続点である中性点２１には直流中性点母線１７が接続される。
インバータ４からの交流電力は出力フィルタ５を介して負荷６に供給される。出力フィルタ５はインバータ４の動作により生じた高調波を除去する。出力フィルタ５は、リアクトル１８（リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ）およびコンデンサ１９（コンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。
直流電圧変換器７は、蓄電池８の電圧を直流正母線１３と直流負母線１４との間の直流電圧に変換する。なお、直流電圧変換器７は、直流正母線１３と直流負母線１４との間の直流電圧と蓄電池８の電圧とを相互に変換するよう構成されていてもよい。また、直流電圧変換器７には充放電可能な電力貯蔵装置が接続されていればよく、たとえば電気二重層キャパシタが直流電圧変換器７に接続されていてもよい。さらに本実施の形態では、蓄電池８は無停電電源装置１００の外部に設置されているが、蓄電池８は無停電電源装置１００に内蔵されていてもよい。
電圧センサ３１は、Ｒ相ラインの電圧ＶＲ、Ｓ相ラインの電圧ＶＳおよびＴ相ラインの電圧ＶＴを検出し、電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す三相電圧信号を制御装置１０および停電検出回路３３に出力する。電流センサ３２は、Ｒ相ラインの電流ＩＲ、Ｓ相ラインの電流ＩＳおよびＴ相ラインの電流ＩＴを検出し、電圧ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す三相電流信号を制御装置１０に出力する。
停電検出回路３３は、電圧センサ３１からの三相電圧信号に基づいて商用交流電源１の停電を検出する。停電検出回路３３は、商用交流電源１の停電を示す停電信号を制御装置１０に出力する。
直流正母線１３と直流負母線１４との間の電圧は中性点２１により電圧Ｅｐ，Ｅｎに分圧される。電圧センサ３４はコンデンサ１５の両端の電圧Ｅｐを検出して、電圧Ｅｐを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧センサ３５はコンデンサ１６の両端の電圧Ｅｎを検出して、電圧Ｅｎを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧センサ３６は蓄電池８の正負極間の電圧ＶＢを検出して、電圧ＶＢを示す信号を制御装置１０に出力する。電流センサ３７は蓄電池８から出力される電流ＩＢを検出して、電流ＩＢを示す信号を制御装置１０に出力する。
制御装置１０は、コンバータ３、インバータ４、直流電圧変換器７の動作を制御する。後に詳細に説明するが、コンバータ３、インバータ４、および直流電圧変換器７は、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。なお本実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。また、本実施の形態では半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用することができる。制御装置１０は電圧センサ３１からの三相電圧信号、電流センサ３２からの三相電流信号、電圧センサ３４が検出した電圧Ｅｐを示す信号、電圧センサ３５が検出した電圧Ｅｎを示す信号、停電検出回路３３からの停電信号、電圧センサ３６が検出した電圧ＶＢを示す信号、電流センサ３７が検出した電流ＩＢを示す信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。
次に本実施の形態による無停電電源装置１００の動作について説明する。商用交流電源１が正常に交流電力を供給可能である場合、コンバータ３は商用交流電源１からの交流電力を直流電力に変換し、インバータ４はその直流電力を交流電力に変換して負荷６に供給する。一方、商用交流電源が停電した場合には、制御装置１０は停電検出回路３３からの停電信号に基づいてコンバータ３を停止させる。さらに制御装置１０は蓄電池８からインバータ４に直流電力が供給されるよう直流電圧変換器７を動作させてインバータ４による交流電力の供給を継続させる。この場合、直流電圧変換器７は、蓄電池８の電圧をインバータ４の入力電圧として好適な電圧に変換する。これにより交流負荷に安定して交流電力を供給することができる。
図２は、図１に示したコンバータ３、インバータ４の構成を詳細に説明する回路図である。図２を参照して、コンバータ３は、Ｒ相アーム３Ｒと、Ｓ相アーム３Ｓと、Ｔ相アーム３Ｔとを含む。インバータ４は、Ｕ相アーム４Ｕと、Ｖ相アーム４Ｖと、Ｗ相アーム４Ｗとを含む。
コンバータ３の各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）およびインバータ４の各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ）は、いずれも３レベル回路として構成され、４つのＩＧＢＴ素子と６つのダイオードとを含む。詳細には、Ｒ相アーム３Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ４ＲとダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ６Ｒとを含む。Ｓ相アーム３Ｓは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ〜Ｑ４ＳとダイオードＤ１Ｓ〜Ｄ６Ｓとを含む。Ｔ相アーム３Ｔは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ〜Ｑ４ＴとダイオードＤ１Ｔ〜Ｄ６Ｔとを含む。Ｕ相アーム４Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４ＵとダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ６Ｕとを含む。Ｖ相アーム４Ｖは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ〜Ｑ４ＶとダイオードＤ１Ｖ〜Ｄ６Ｖとを含む。Ｗ相アーム４Ｗは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ〜Ｑ４ＷとダイオードＤ１Ｗ〜Ｄ６Ｗとを含む。
以下ではコンバータ３の各相アームおよびインバータ４の各相アームを総括的に説明するため符号Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｘ」と示す。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘは直流正母線１３と直流負母線１４の間に直列に接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ５ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点と中性点２１とに接続される。ダイオードＤ６ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点と中性点２１とに接続される。なおダイオードＤ５ｘのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ５ｘのアノードは中性点２１に接続される。ダイオードＤ６ｘのアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ６ｘのカソードは中性点２１に接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘはクランプダイオードとして機能する。
コンバータ３の各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）においてはＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ３ｘの接続点が交流入力端子に対応し、ダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘの接続点が直流出力端子に対応する。一方、インバータ４の各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｔ）においてはダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘの接続点が直流入力端子に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ３ｘの接続点が交流出力端子に対応する。コンバータ３の各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）の交流入力端子は対応する線（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）に接続され、インバータ４の各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｓ）の交流出力端子は対応する線（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。コンバータ３の各相アームの直流出力端子およびインバータ４の各相アームの直流入力端子は中性点２１に接続される。
図３は、図１に示した直流電圧変換器７の構成を詳細に説明する図である。図３を参照して、直流電圧変換器７は、リアクトル２２と、半導体スイッチ２３とを含む。半導体スイッチ２３は、直流正母線１３と直流負母線１４の間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄと、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄにそれぞれ逆並列接続されるダイオードＤ１Ｄ〜Ｄ４Ｄとを含む。
半導体スイッチ２３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ２Ｄの接続点にリアクトル２２Ｐの一端が接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｄ，Ｑ４Ｄの接続点にリアクトル２２Ｎの一端が接続される。リアクトル２２Ｐの他端は蓄電池８の正極に接続され、リアクトル２２Ｎの他端は蓄電池８の負極に接続される。
図４は、制御装置１０に含まれる、コンバータ３および直流電圧変換器７の制御部を説明するブロック図である。図４を参照して、制御装置１０は、加算器５１と、減算器５２と、コンバータ制御部５３と、半導体スイッチ制御部５４とを含む。加算器５１は、電圧センサ３４が検出したコンデンサ１５の電圧を示す電圧値Ｅｐと、電圧センサ３５が検出したコンデンサ１６の電圧の値Ｅｎとを加算して、直流正母線１３と直流負母線１４との間の電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）を出力する。減算器５２は、電圧値Ｅｐから電圧値Ｅｎを減算して電圧差（Ｅｐ−Ｅｎ）の値を出力する。
コンバータ制御部５３は、電圧指令生成回路６１と、中性点電位制御回路６２と、加算器６３Ａ〜６３Ｃと、停止回路６４と、ＰＷＭ回路６５とを備える。電圧指令生成回路６１は、電圧センサ３１が検出した電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、電流センサ３２が検出した電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴおよび加算器５１により算出された電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）を受けて、Ｒ相、Ｓ相、およびＴ相にそれぞれ対応する電圧指令値ＶＲ0 *，ＶＳ0 *，ＶＴ0 *を生成する。中性点電位制御回路６２は、減算器５２から電圧差（Ｅｐ−Ｅｎ）を示す値を受けて、電圧指令値Ｖ1 *を生成する。たとえば中性点電位制御回路６２は、電圧差（Ｅｐ−Ｅｎ）を比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値Ｖ1 *を生成する。
加算器６３Ａは、電圧指令値ＶＲ0 *，Ｖ1 *を加算して電圧指令値ＶＲ*を生成する。加算器６３Ｂは、電圧指令値ＶＳ0 *，Ｖ1 *を加算して電圧指令値ＶＳ*を生成する。加算器６３Ｃは、電圧指令値ＶＴ0 *，Ｖ1 *を加算して電圧指令値ＶＴ*を生成する。
停止回路６４は、スイッチ６４Ａ〜６４Ｃを含む。停電検出回路３３からの信号が商用交流電源１が正常であることを示す場合（たとえば信号の論理値が「１」の場合）、電圧指令値ＶＲ*，ＶＳ*，ＶＴ*がＰＷＭ回路６５に伝達されるようにスイッチ６４Ａ〜６４Ｃが設定される。停電検出回路３３からの信号が商用交流電源１の停電を示す場合（たとえば信号の論理値が「０」の場合）、スイッチ６４Ａ〜６４Ｃはいずれも接地される。これによりＰＷＭ回路６５への電圧指令値の入力が停止し、同時にコンバータ３のすべてのＩＧＢＴ素子にはオフ信号が与えられ、コンバータ３は停止する。
ＰＷＭ回路６５は、電圧指令値ＶＲ*，ＶＳ*，ＶＴ*に基づいて、電圧センサ３１が検出した電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを電圧指令値ＶＲ*，ＶＳ*，ＶＴ*にそれぞれ等しくするための信号を出力する。この信号は、コンバータ３の各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子を駆動するための信号である。
半導体スイッチ制御部５４は、電圧指令生成回路７１と、中性点電位制御回路７２と、加算器７３Ａと、減算器７３Ｂと、停止回路７４と、ＰＷＭ回路７５とを備える。
電圧指令生成回路７１は、電圧センサ３６が検出した電圧ＶＢ、電流センサ３７が検出した電流ＩＢおよび加算器５１により算出された電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）を受けて、電圧値Ｅｐ，Ｅｎを所定の電圧に制御するための電圧指令値Ｖ*を生成する。
中性点電位制御回路７２は、減算器５２から電圧差（Ｅｐ−Ｅｎ）を示す値を受けて、電圧指令値ＶＢ1 *を生成する。たとえば中性点電位制御回路７２は、電圧差（Ｅｐ−Ｅｎ）を比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値ＶＢ1 *を生成する。たとえばＥｐ−Ｅｎ＞０の場合、中性点電位制御回路７２は電圧指令値ＶＢ1 *を負の値に設定する。一方、Ｅｐ−Ｅｎ＜０の場合、中性点電位制御回路７２は電圧指令値ＶＢ1 *を正の値に設定する。
加算器７３Ａは、電圧指令値Ｖ*，ＶＢ1 *を加算して電圧指令値ＶＡ*を生成する。減算器７３Ｂは、電圧指令値Ｖ*から電圧指令値ＶＢ1 *を減算して電圧指令値ＶＢ*を生成する。電圧指令値ＶＡ*，ＶＢ*は、半導体スイッチ２３の上アームおよび下アームの電圧をそれぞれ制御するための指令値であり、電圧Ｅｐ，Ｅｎの差分を０にするための電圧Ｅｐ，Ｅｎの指令値である。中性点電位制御回路７２、加算器７３Ａおよび減算器７３Ｂは、電圧差（Ｅｐ−Ｅｎ）および電圧指令値Ｖ*に基づいて、電圧差（Ｅｐ−Ｅｎ）が０となるように電圧Ｅｐ，Ｅｎをそれぞれ制御するための電圧指令値ＶＡ*，ＶＢ*を生成する指令値生成回路を構成する。
停止回路７４はスイッチ７４Ａ，７４Ｂを含む。停電検出回路３３からの信号が商用交流電源１が正常であることを示す場合、スイッチ７４Ａ，７４Ｂはいずれも接地される。これによりＰＷＭ回路７５への電圧指令値の入力が停止し、同時に直流電圧変換器７のすべてのＩＧＢＴ素子にはオフ信号が与えられ、直流電圧変換器７は停止する。一方、停電検出回路３３からの信号が商用交流電源１の停電を示す場合、スイッチ７４Ａ，７４Ｂは、電圧指令値ＶＡ*，ＶＢ*がＰＷＭ回路７５に伝達され、直流電圧変換器７のＩＧＢＴ素子にはオン／オフ指令が与えられるように設定される。
ＰＷＭ回路７５は、電圧指令値ＶＡ*，ＶＢ*に基づいて、半導体スイッチ２３に含まれる４つのＩＧＢＴ素子を駆動するための信号を出力する。
図５は、図４に示した電圧指令生成回路６１の機能ブロック図である。図５を参照して、電圧指令生成回路６１は、基準値生成回路８１と、減算器８２，８６Ａ〜８６Ｃと、直流電圧制御回路８３と、正弦波発生回路８４と、乗算器８５Ａ〜８５Ｃと、電流制御回路８７とを備える。
基準値生成回路８１は、電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）の基準値である基準値Ｅｒｅｆを生成する。減算器８２は、基準値Ｅｒｅｆと、加算器５１により生成された電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）との差を算出する。直流電圧制御回路８３は、基準値Ｅｒｅｆと電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）との差が０となるようにコンバータ３の入力側に流れる電流を制御するための電流指令値Ｉ*を算出する。直流電圧制御回路８３は、たとえば基準値と検出された電圧値との誤差を比例演算または比例積分演算することにより電流指令値Ｉ*を算出する。
正弦波発生回路８４は、商用交流電源１のＲ相電圧と同相の正弦波信号と、商用交流電源１のＳ相電圧と同相の正弦波信号と、商用交流電源１のＴ相電圧と同相の正弦波信号とを出力する。３つの正弦波信号は、乗算器８５Ａ〜８５Ｃにそれぞれ入力されて電流指令値Ｉ*が乗じられる。これにより商用交流電源１の相電圧と同相の電流指令値ＩＲ*，ＩＳ*，ＩＴ*が生成される。
減算器８６Ａは、電流指令値ＩＲ*と電流センサ３２により検出されたＲ相電流ＩＲとの差を算出する。減算器８６Ｂは、電流指令値ＩＳ*と電流センサ３２により検出されたＳ相電流ＩＳとの差を算出する。減算器８６Ｃは、電流指令値ＩＴ*と電流センサ３２により検出されたＴ相電流ＩＴとの差を算出する。
電流制御回路８７は、電流指令値ＩＲ*とＲ相電流ＩＲとの差、電流指令値ＩＳ*とＳ相電流ＩＳとの差、および電流指令値ＩＴ*とＴ相電流ＩＴとの差がいずれも０となるようにリアクトル３２に印加すべき電圧として、電圧指令値ＶＲa*，ＶＳa*，ＶＴa*を生成する。電流制御回路８７は、たとえば電流指令値と電流センサにより検出された電流値との差を比例制御または比例積分制御にしたがって増幅することにより電圧指令値を生成する。
加算器８８Ａは、電圧指令値ＶＲa*と電圧センサ３１により検出されたＲ相電圧ＶＲとを加算して電圧指令値ＶＲ0 *を生成する。加算器８８Ｂは、電圧指令値ＶＳa*と電圧センサ３１により検出されたＳ相電圧ＶＳとを加算して電圧指令値ＶＳ0 *を生成する。加算器８８Ｃは、電圧指令値ＶＴa*と電圧センサ３１により検出されたＴ相電圧ＶＴとを加算して電圧指令値ＶＴ0 *を生成する。
上記の構成を有するコンバータ制御部５３によってコンバータ３が制御されることにより、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴは商用交流電源１と同相かつ正弦波の電流となるので、力率をほぼ１にすることができる。
図６は、図４に示した電圧指令生成回路７１の機能ブロック図である。図６を参照して、電圧指令生成回路７１は、基準値生成回路９１と、減算器９２と、電圧制御回路９３と、加算器９４と、電流制御回路９５とを備える。基準値生成回路９１は、電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）の基準値である基準値Ｅｒｅｆを生成する。減算器９２は、基準値Ｅｒｅｆと加算器５１により生成された電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）との差を算出する。電圧制御回路９３は、電圧センサ３６が検出した蓄電池８の電圧ＶＢに基づいて、基準値Ｅｒｅｆと電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）との差に応じた電流指令値ＩＢ*を算出する。電圧制御回路９３は、たとえば基準値と検出された電圧値との誤差を比例演算または比例積分演算することにより電流指令値ＩＢ*を算出する。加算器９４は、電圧制御回路９３により生成された電流指令値ＩＢ*と電流センサ３７により検出された蓄電池８の電流値ＩＢとを減算する。電流制御回路９５は電流指令値ＩＢ*と電流値ＩＢとの差に基づいて電圧指令値Ｖ*を生成する。
本実施の形態による無停電電源装置１００では、コンバータ３、インバータ４が３レベル回路により構成される。従来の電力変換装置では、半導体スイッチング素子の数を少なくする等の目的により、一般にインバータは２レベル回路により構成される。インバータを３レベル回路により構成することで従来の電力変換装置よりも高調波を抑制することができる。
図７は、２レベル回路により構成された単相インバータを示す図である。図７を参照して、インバータ４１は、Ｕ相アーム４１ＵとＶ相アーム４１Ｖとを含む。Ｕ相アーム４１ＵとＶ相アーム４１Ｖとは直流正母線４２と直流負母線４３との間に並列に接続され、かつ互いに同一の構成を有する。Ｕ相アーム４１Ｕは、直流正母線４２と直流負母線４３との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＱＡ，ＱＢと、ＩＧＢＴ素子ＱＡ，ＱＢにそれぞれ逆並列接続されるダイオードＤＡ，ＤＢとを含む。ＩＧＢＴ素子ＱＡ，ＱＢの接続点にはＵ相ラインＵＬが接続される。Ｖ相アーム４１Ｖは、上記Ｕ相アーム４１Ｕの構成においてＵ相ラインＵＬをＶ相ラインＶＬに置き換えた構成を有している。
直流正母線４２と直流負母線４３との間には、コンデンサＣＡ，ＣＢが直列に接続される。中性点ＯはコンデンサＣＡ，ＣＢの接続点である。コンデンサＣＡの両端の電圧およびコンデンサＣＢの両端の電圧はいずれもＥ／２（Ｅは所定値）である。
図８は、図７に示したインバータ４１の等価回路である。図８を参照して、Ｕ相アーム４１ＵはＵ相ラインＵＬの接続先を直流正母線４２と直流負母線４３との間で切替えるスイッチと等価である。中性点Ｏを接地して考えると、スイッチが動作するとＵ相ラインＵＬの電圧ＶｕはＥ／２と−Ｅ／２との間で切り替わる。Ｖ相ラインＶＬの電圧Ｖｖは電圧Ｖｕと同様に変化する。このように２レベル回路は直流電圧Ｅを２つの値（Ｅ／２，−Ｅ／２）を有する交流電圧に変換する。
図９は、インバータ４１の線間電圧を示した図である。図９を参照して、線間電圧（電圧Ｖｕと電圧Ｖｖとの差分）は、Ｅ，０，−Ｅの間で切り替わる。２レベル回路により構成されたインバータ（２レベルインバータ）では、線間電圧の最小変化幅は電圧Ｅに等しい。
図１０は、図２に示したインバータ４のＵ相アーム４ＵおよびＶ相アーム４Ｖの等価回路図である。図１０を参照して、Ｕ相アーム４Ｕは、直流正母線１３と中性点２１と直流負母線１４との間でＵ相ラインＵＬの接続先を切替えるスイッチと等価である。このスイッチが動作することにより、Ｕ相ラインＵＬの電圧ＶｕはＥ／２，０，−Ｅ／２の間で切り替わる。Ｖ相ラインＶＬの電圧Ｖｖも電圧Ｖｕと同様に変化する。このように３レベル回路は、直流電圧と３つの値を有する交流電圧とを相互に変換可能な回路である。
図１１は、図１０に示した単相３レベルインバータの線間電圧を示した図である。図１１を参照して、線間電圧（電圧Ｖｕと電圧Ｖｖとの差分）は、Ｅ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅの間で切り替わる。３レベル回路により構成されたインバータ（３レベルインバータ）では、線間電圧の最小変化幅はＥ／２に等しい。
図９および図１１から、３レベルインバータのほうが２レベルインバータよりも線間電圧の変化幅が小さくなることが分かる。線間電圧の変化幅が小さいほど、インバータの出力電圧の波形が細かく変化するので、その波形を正弦波に近づけることができる。電圧波形が正弦波に近づくほどインバータの動作により発生する高調波を小さくできる。したがって３レベルインバータは２レベルインバータよりも高調波を低減できる。
図１２は、２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。図１３は、２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを１０％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。図１２および図１３のシミュレーションより、全高調波ひずみ（Total Harmonic Distortion；ＴＨＤ）を比較すると、リアクトルインダクタンスが５％である場合には、ＴＨＤは６．４％であるのに対し、リアクトルインダクタンスを１０％に増やすことによって、ＴＨＤは３．２％に低減した。
ＴＨＤとは高調波成分の実効値和と基本波の実効値との比を表したものである。ＴＨＤが小さいことは高調波成分が小さいことを意味する。図１２および図１３は、リアクトルインダクタンスを大きくすることでＴＨＤが小さくなることを示す。しかし高調波成分を小さくするためにリアクトルインダクタンスを大きくしてしまうと、コイルの巻き数を増やす等の必要があり、リアクトルの体積および重量が増加するという問題が発生する。
図１４は、３レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。図１４および図１２を参照して、フィルタリアクトルのインダクタンスが同じであれば、３レベルインバータは２レベルインバータよりも高調波成分を抑制することができることが分かる。図１４に示したシミュレーション結果ではＴＨＤは３．２％であった。
図１５は、２レベルインバータにより生じる高調波電流（図１２）の周波数スペクトルを示す図である。図１６は、３レベルインバータにより生じる高調波電流（図１４）の周波数スペクトルを示す図である。図１５および図１６を参照して、周波数によらず３レベルインバータは２レベルインバータよりも高調波を抑制できることが分かる。なお、図１５および図１６の周波数スペクトルはシミュレーションにより得られたものである。シミュレーションでは、インバータに入力される直流電圧は５００Ｖ、負荷は１０ｋＷの三相抵抗負荷、出力電圧（線間電圧）は２０８Ｖｒｍｓとしている。
このように、本実施の形態によれば、インバータを３レベル回路によって構成することで、そのインバータにより生じる高調波を小さくすることができる。これにより、小さなインダクタンスを有するリアクトルをフィルタに用いることができるので、リアクトルの体積および重量を小さくすることができる。したがって本実施の形態によれば電力変換装置の小型化および軽量化を実現できる。
本実施の形態では、インバータを３レベル回路によって構成することにより、さらに以下の効果も得ることができる。電力変換装置では、インバータの入力側直流コンデンサに直流電源として容量の大きい蓄電池等が接続される。インバータが動作した際に対地電位変動が大きくなると、直流回路の大きな浮遊容量によってノイズ発生量が大きくなる。インバータ４を２レベルインバータにより構成すると出力電圧の変化幅が大きくなるので対地電位変動も大きくなる。しかしながら本実施の形態ではインバータ４を３レベルインバータにより構成することで、その出力電圧の変化幅を２レベルインバータの場合に比較して小さくできる。これにより対地電位変動を小さくできるのでノイズ発生量を低減できる。
図１７は、２レベルインバータの対地電位変動および３レベルインバータの対地電位変動のシミュレーション結果を示す図である。シミュレーションでは、インバータに入力される直流電圧を３６０Ｖに設定した。図１７を参照して、２レベルインバータでの対地電位変動は１［ｐ．ｕ］とすると、３レベルインバータでの対地電位変動は０．５［ｐ．ｕ］である。図１７に示されるように、３レベルインバータは対地電位変動を小さくできる。
さらに、本実施の形態によればインバータ４の損失を低減できる。インバータ４の損失とは、具体的には導通損失（ＩＧＢＴ素子およびダイオードの各々の通電時の損失）およびＩＧＢＴ素子のスイッチング損失である。
図１８は、２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失のシミュレーション結果を示した図である。図１９は、２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失の内訳を説明する図である。このシミュレーションにおいては、直流入力電圧は６００Ｖ、スイッチング周波数は１０ｋＨｚ、交流出力電圧（線間電圧）は３８０Ｖｒｍｓ、負荷の大きさは２７５ｋＷとしている。なお、２レベルインバータに含まれるＩＧＢＴ素子は１２００Ｖ−６００Ａ品であり、３レベルインバータに含まれるＩＧＢＴ素子は６００Ｖ−６００Ａ品であった。
図１８および図１９を参照して、３レベルインバータの全体の損失は２レベルインバータの全体の損失の８３％となる。この理由はスイッチング損失が低減されるためである。図１８に示すように、スイッチング損失は３レベルインバータのほうが２レベルインバータより小さい（３３％）。この理由は３レベルインバータのほうが２レベルインバータよりも１つの半導体スイッチング素子に印加される電圧を小さくできるためである。
図１９に示すように、２レベルインバータにおいては、スイッチング損失が全体の損失の多くの割合（６３％）を占めている。３レベルインバータはこのスイッチング損失を大幅に低減することができる。したがって、３レベルインバータでは２レベルインバータよりも導通損失が増えるものの全体の損失を２レベルインバータより小さくすることができる。インバータの損失を低減することによって電力変換装置の動作効率を高めることができる。
本実施の形態ではコンバータ３も３レベル回路により構成されているので、インバータ４と同様の効果をコンバータ３によっても得ることができる。具体的には入力フィルタに含まれるリアクトルを小型化することができる。これにより電力変換装置の小型化および軽量化をより一層図ることができる。また、対地電位変動を抑制できるのでコンバータ３によるノイズ発生量も低減できる。また、コンバータ３の損失を低減できるので電力変換装置の動作効率を高めることができる。これらの効果に加え、コンバータ３とインバータ４とで構成部品を共通化できるので、電力変換装置のコストダウンを図ることができる。
さらに、直流電圧変換器７は、従来は、図２０の半導体スイッチ４４に示されるように２個のＩＧＢＴ素子ＱＣ，ＱＤを直列に接続した構成を有していた。図３に示すように、本実施の形態では４個のＩＧＢＴ素子を直列に接続することにより半導体スイッチを構成することでリアクトル２２に流れる電流のリプル成分を低減している。図２０の構成の場合、ＩＧＢＴ素子ＱＣがオン、ＩＧＢＴ素子ＱＤがオフの場合において、リアクトル４５に（Ｅ−ＶＢ）の電圧を印加し、ＩＧＢＴ素子ＱＣがオフ、ＩＧＢＴ素子ＱＤがオンの場合においてリアクトル４５に（−ＶＢ）の電圧を印加する。したがって、スイッチングによるリアクトル電圧差はＥとなる。これに対し、図３の構成では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ３Ｄのみをオンした場合、リアクトル２２に（−ＶＢ）の電圧が印加され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ４Ｄのみをオンした場合、リアクトル２２に（Ｅ−ＶＢ）の電圧が印加されるが、これ以外に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのみオン、あるいはＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのみオンするケースがあり、このときリアクトル２２にはＥ／２−ＶＢの電圧が印加される。
図２１にＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチングパターンとリアクトル２２に印加される電圧とを示す。図２１より、直流電圧変換器７がリアクトル２２に印加できる電圧も３レベルを有していることが分かる。図３の構成により、スイッチングによるリアクトル電圧差をＥ／２とすることができ、リアクトル２２に流れる電流のリプル成分を小さくできる。これによりリアクトル２２のインダクタンスを低減してリアクトル２２を小型化できるので、電力変換装置の小型化および軽量化をより一層図ることができる。
また、２レベルインバータ回路では、インバータ直流側に複数のコンデンサを直列に接続する構成では必須ではないが、本実施の形態ではインバータが３レベル回路により構成されるので、インバータの直流側の正負端子間に複数のコンデンサを直列に接続する必要がある。また、コンデンサ１５，１６の接続点（中性点２１）にインバータ４から直流中性点母線１７を接続する必要が生じる。
この場合、中性点２１に流入する電流によっては、２つのコンデンサ１５，１６に流れる電流が異なってくるため、両コンデンサの直流電圧（Ｅｐ，Ｅｎ）がアンバランスになる可能性がある。両コンデンサの直流電圧がアンバランスになると、たとえば一方のコンデンサに過電圧が印加されるおそれが生じる。したがって本実施の形態では電圧Ｅｐ，Ｅｎが互いに等しくなるように中性点電位変動を抑制するための制御（バランス制御）が実行される。
図２２は、図２に示したコンバータ３の二相分の構成を示す等価回路である。図２２を参照して、等価回路においてはＲ相アーム３ＲおよびＳ相アーム３Ｓの各々は、スイッチとして示されている。この等価回路において、たとえばインバータ動作における交流出力は、３つの電位状態（ｐ，ｃ，ｎ）のいずれかとなる。
図２３は、図４に示すコンバータ制御部５３による、コンバータ３（３レベルＰＷＭコンバータ）の１相分のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。なお、以下の説明では、各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子の符号をＱ１〜Ｑ４と表わす。
図２３を参照して、コンバータ３は力率１．０で運転するので、入力相電圧１４１及び相電流１４２の極性は一致している。電圧指令信号１０３は中性点電位制御回路６２により補正されていない状態の電圧指令信号である。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０３と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１１１〜１１４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０６となる。
電圧指令信号１０４は、Ｅｐ＜Ｅｎの場合に中性点電位制御回路６２により補正された電圧指令信号であり、電圧指令信号１０３に調整信号Ｖｃ１を加算したものである。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０４と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１２１〜１２４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０７となる。
電圧指令信号１０５は、Ｅｐ＞Ｅｎの場合に中性点電位制御回路６２により補正された電圧指令信号であり、調整信号Ｖｃ２を電圧指令信号１０３に加算したものである。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０５と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１３１〜１３４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０８となる。
なお、電圧指令信号１０３は、電圧指令生成回路６１からの電圧指令値（ＶＲ0 *，ＶＳ0 *，ＶＴ0 *）に対応し、調整信号Ｖｃ１，Ｖｃ２の各々は、中性点電位制御回路６２からの電圧指令値Ｖ1 *に対応する。電圧指令値Ｖ1 *は、Ｅｐ＜Ｅｎの場合に正であり、Ｅｐ＞Ｅｎの場合に負となる。
図２３より、相アームのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンは３つのモードから構成されていることがわかる。図２４に、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンを各モード毎に示す。図２５に、図２４に示した各モードの１相分の回路とその電流ルートとを示す。
図２５（ａ）に、モード１を示す。モード１では、正側の平滑コンデンサ１５が充電される。図２５（ｂ）にモード２を示す。モード２では、正側の平滑コンデンサ１５及び負側の平滑コンデンサ１６の蓄電状態はあまり変わらない。図２５（ｃ）にモード３を示す。モード３では、負側の平滑コンデンサ１６が充電される。
図２６は、コンバータ３によるＥｐ＜Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。図２６を参照して、Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、平滑コンデンサ１５と１６の電圧バランスをとるために、中性点電位制御回路６２は調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１０３に加算して、電圧指令信号を電圧指令信号１０４になるよう調整する。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０４と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターン１２１〜１２４が得られる。入力相電圧１４１および相電流１４２が正である期間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４で、正側の平滑コンデンサ１５は充電される。入力相電圧１４１および相電流１４２が負である期間ｔ５，ｔ６，ｔ７，ｔ８，ｔ９で、負側の平滑コンデンサ１６は充電される。補正なしのスイッチングパターン（１１１〜１１４）と補正ありのスイッチングパターン（１２１〜１２４）とを比べると、正側の平滑コンデンサ１５の充電期間は負側の平滑コンデンサ１６の充電期間より長くなるので、電圧Ｅｐを電圧Ｅｎより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１はＥｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサ１５，１６の電圧は一致してバランスする。
図２７は、コンバータ３によるＥｐ＞Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。図２７を参照して、Ｅｐ＞Ｅｎの場合には、平滑コンデンサ１５と１６の電圧バランスをとるために、中性点電位制御回路６２は調整信号Ｖｃ２を電圧指令信号１０３に加算して、電圧指令信号を電圧指令信号１０５になるよう調整する。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０５と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターン１３１〜１３４が得られる。入力相電圧１４１および相電流１４２が正の期間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４で、正側の平滑コンデンサ１５は充電される。入力相電圧１４１、相電流１４２が負の期間ｔ５，ｔ６，ｔ７，ｔ８，ｔ９で、負側の平滑コンデンサ１６は充電される。補正なしのスイッチングパターン（１１１〜１１４）と補正ありのスイッチングパターン（１３１〜１３４）とを比べると、正側の平滑コンデンサ１５の充電期間は負側の平滑コンデンサ１６の充電期間より短くなるので、電圧Ｅｎを電圧Ｅｐより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ２は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサ１５と１６の電圧は一致してバランスする。
なお、各相の電圧指令信号に同一の調整信号Ｖｃ１またはＶｃ２を加算しているので、変換器の出力する線間電圧には影響無く、平滑コンデンサの電圧バランスを制御できる。たとえば電圧指令信号に調整信号Ｖｃ１を加算する場合、補正された相電圧、補正前および補正後の線間電圧は下記式に従って表わされる。なお以下の式中のＶｃ１は調整信号Ｖｃ１の電圧を表わす。
（１）補正された相電圧'：
Ｖu'＝Ｖu＋Ｖｃ１
Ｖv'＝Ｖv＋Ｖｃ１
Ｖw'＝Ｖw＋Ｖｃ１
（２）補正前の線間電圧：
Ｖuv＝Ｖu−Ｖv
Ｖvw＝Ｖv−Ｖw
Ｖwu＝Ｖw−Ｖu
（３）補正後の線間電圧：
Ｖuv’＝Ｖu’−Ｖv’＝Ｖu＋Ｖｃ１−Ｖv−Ｖｃ１＝Ｖu−Ｖv＝Ｖuv
Ｖvw’＝Ｖv’−Ｖw’＝Ｖv＋Ｖｃ１−Ｖw−Ｖｃ１＝Ｖv−Ｖw＝Ｖvw
Ｖwu’＝Ｖw’−Ｖu’＝Ｖw＋Ｖｃ１−Ｖu−Ｖｃ１＝Ｖw−Ｖu＝Ｖwu
次に、半導体スイッチ２３および半導体スイッチ制御部５４による、平滑コンデンサの電位制御について説明する。図２８は、図４に示す半導体スイッチ制御部５４による、半導体スイッチ２３のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。図２８を参照して、電圧指令信号１５４は中性点電位制御回路７２により補正されていない状態の電圧指令信号である。
Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、調整信号Ｖｃ１が示す電圧指令値（ＶＢ1 *）は正となる。この場合、中性点電位制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１５４に加算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ及びＱ３Ｄの電圧指令信号を電圧指令信号１５３に変更する。また、中性点電位制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を指令信号１５４に減算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ及びＱ４Ｄの電圧指令信号を、補正された電圧指令信号１５５に変更する。
図２８より、半導体スイッチ２３に含まれる４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチングパターンは３つのモードから構成されていることがわかる。図２９にＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチングパターンを示す。図３０に、図２９に示した各モードの回路とその電流ルートとを示す。
図３０（ａ）にモード１を示す。モード１では、正側の平滑コンデンサ１５が充電される。図３０（ｂ）にモード２を示す。モード２では、正側の平滑コンデンサ１５及び負側の平滑コンデンサ１６の蓄電状態はあまり変わらない。図３０（ｃ）にモード３を示す。モード３では、負側の平滑コンデンサ１６が充電される。
図２８に戻り、ＰＷＭ回路７５において、電圧指令信号１５４と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ３のスイッチングパターン１６１，１６３が得られる。また、ＰＷＭ回路７５において、電圧指令信号１５４と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ４のスイッチングパターン１６２，１６４が得られる。これにより図３１に示されるように、参照信号１５１の各周期Ｔのうち期間ｔ１の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード１で運転されて、正側の平滑コンデンサ１５が充電される。また、参照信号１５２の各周期Ｔのうち期間ｔ２の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード３で運転されて、負側の平滑コンデンサ１６が充電される。
Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、電圧指令信号１５３と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのスイッチングパターン１７１，１７３が得られる。また、電圧指令信号１５５と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのスイッチングパターン１７２，１７４が得られる。この場合、図３１に示すように、参照信号１５１の各周期Ｔのうち期間ｔ１’の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード１で運転されて正側の平滑コンデンサ１５が充電される。また、参照信号１５２の各周期Ｔのうち期間ｔ２’の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード３で運転されて負側の平滑コンデンサ１６が充電される。補正なしのスイッチングパターン（１６１〜１６４）と補正ありのスイッチングパターン（１７１〜１７４）とを比べると、正側の平滑コンデンサ１５の充電期間（ｔ１’）は負側の平滑コンデンサ１６の充電期間（ｔ２’）よりも長くなるので、電圧Ｅｐを電圧Ｅｎより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサ１５と１６の電圧は一致しバランスする。
Ｅｐ＞Ｅｎの場合には、調整信号Ｖｃ１が示す電圧指令値（ＶＢ1 *）は負となる。この場合、中性点電位制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１５４に加算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ及びＱ３Ｄの電圧指令信号を電圧指令信号１５５に変更する。また、中性点電位制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を指令信号１５４に減算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ及びＱ４Ｄの電圧指令信号を、補正された電圧指令信号１５３に変更する。
この場合、ＰＷＭ回路７５において電圧指令信号１５５と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのスイッチングパターンとして図３２に示すスイッチングパターン１８１，１８３が得られる。また、ＰＷＭ回路７５において、電圧指令信号１５３と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのスイッチングパターンとして図３２に示すスイッチングパターン１８２，１８４が得られる。
Ｅｐ＞Ｅｎの場合、図３２に示すように、参照信号１５１の各周期Ｔのうち期間ｔ１’の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード１で運転されて正側の平滑コンデンサ１５が充電される。また、参照信号１５２の各周期Ｔのうち期間ｔ２’の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄはモード３で運転されて負側の平滑コンデンサ１６が充電される。補正なしのスイッチングパターン（１６１〜１６４）と補正ありのスイッチングパターン（１８１〜１８４）とを比べると、正側の平滑コンデンサ１５の充電期間（ｔ１’）は負側の平滑コンデンサ１６の充電期間（ｔ２’）よりも短くなるので、電圧Ｅｎを電圧Ｅｐより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサ１５と１６の電圧は一致してバランスする。
なお、下記の式に示すように、調整信号Ｖｃ１により、モード１、モード３のデューティ比が変わるが、モード１とモード３とを足し合わせた期間のデューティ比は変化しない。本実施の形態では、同一の調整信号Ｖｃ１を２つの電圧指令信号の一方に加算し、他方に減算しているので、直流電圧変換器７の昇圧動作に影響なく、平滑コンデンサ１５，１６の電圧のバランスを制御できる。
（１）電圧指令信号１５４に対するデューティ比
ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのデューティ比ｄ１３：
ｄ１３＝ｔ１／Ｔ
ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのデューティ比ｄ２４：
ｄ２４＝ｔ２／Ｔ
ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比ｄ１４：
ｄ１４＝ｄ１３＋ｄ２４＝（ｔ１＋ｔ２）／Ｔ
（２）電圧指令信号信号１５３及び１５５に対するデューティ比
ＩＧＢＴ素子Ｑ１、Ｑ３のデューティ比ｄ１３’：
ｄ１３’＝ｔ１’／Ｔ
ＩＧＢＴ素子Ｑ２、Ｑ４のデューティ比ｄ２４’：
ｄ２４’＝ｔ２’／Ｔ
ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比ｄ１４’：
ｄ１４’＝ｄ１３’＋ｄ２４’＝（ｔ１’＋ｔ２’）／Ｔ＝（ｔ１+ｔ２)／Ｔ＝ｄ１４
以上説明したように、本実施の形態では、コンバータ３および直流電圧変換器７に含まれる半導体スイッチ２３が３レベル回路により構成されるので、商用交流電源の正常時にはコンバータ３によってバランス制御を実行することができ、商用交流電源の停電時には直流電圧変換器７（半導体スイッチ２３）によってバランス制御を実行できる。したがって、本実施の形態によれば、直流コンデンサ（平滑コンデンサ）のバランス制御を特別な回路を追加することなく実行できる。
なお、直流電圧変換器はコンバータの動作時にコンバータから出力される直流電圧を蓄電池の充電電圧に変換する動作を行なってもよい。これにより蓄電池を満充電状態に保つことができるので、商用交流電源が停電した場合に蓄電池によって負荷を駆動できる時間を長くすることができる。
また、直流電圧変換器およびコンバータのいずれか一方のみが、インバータに直流電力を供給されるよう限定されるものではなく、直流電圧変換器およびコンバータの両方がインバータに直流電力を供給してもよい。
また、本実施の形態では３レベル回路を示したが、インバータ、コンバータ、直流電圧変換器を構成する回路は、直流電圧と少なくとも３つの電圧値を有する交流電圧または直流電圧とを相互に変換する回路（マルチレベル回路）であればよい。したがって、直流電圧と少なくとも５つの電圧値を有する交流電圧とを相互に変換する５レベル回路をインバータ等に適用することができる。
また本実施の形態では、三相３線式の交流電源および負荷に適用可能な無停電電源装置を示したが、本発明は三相４線式の交流電源および負荷にも適用可能であり、三相４線の場合には、図３３に示すように、コンデンサ１１，１９の中点と、中性点２１とを接続すればよい。また、交流電源および交流負荷は三相のものと限定されず単相のものであってもよい。この場合にはコンバータおよびインバータの各々に２つのマルチレベル回路が含まれていればよい。
また、本実施形態では、蓄電池を用いた無停電電源装置への適用例を説明したが、マルチレベル回路を用いたフィルタの小型・軽量化、対地電位変動抑制は、太陽光発電システム、燃料電池発電システム、あるいは二次電池エネルギー蓄電システム等の、直流電力から交流電力を出力する電力変換装置に適用可能である。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Claims (6)

  1. 直流正母線（１３）および直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサ（１５，１６）と、
    直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）と前記第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）とに接続された第１のマルチレベル回路（４Ｕ）を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に供給する第１の変換器（４）と、
    前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と同じ構成を有し、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と並列に接続された第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を含み、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１の変換器（４）に供給する第２の変換器（３）と、
    直流電力を前記第１の変換器（４）に供給する直流電力供給源（８）と、
    リアクトル（１８）およびコンデンサ（１９）を含み、前記第１の変換器（４）により発生する高調波を除去するフィルタ（５）と、
    前記第２のマルチレベル回路（３Ｒ）の動作を制御することにより前記中性点（２１）の電位変動を抑制する制御装置（１０）とを備える、電力変換装置。
  2. 直流正母線（１３）および直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサ（１５，１６）と、
    直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）と前記第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）とに接続された第１のマルチレベル回路（４Ｕ）を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に供給する第１の変換器（４）と、
    前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と同じ構成を有し、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と並列に接続された第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を含み、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１の変換器（４）に供給する第２の変換器（３）と、
    直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する直流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に前記第１および第２のマルチレベル回路に並列に接続された第３のマルチレベル回路（２３）を含み、直流電力供給源（８）からの直流電力の電圧値を変換して、前記第１の変換器（４）に前記直流電力供給源（８）からの直流電力を供給する第３の変換器（７）と、
    リアクトル（１８）およびコンデンサ（１９）を含み、前記第１の変換器（４）により発生する高調波を除去するフィルタ（５）と、
    前記第３のマルチレベル回路（２３）の動作を制御することにより前記中性点（２１）の電位変動を抑制する制御装置（１０）とを備える、電力変換装置。
  3. 直流正母線（１３）および直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサ（１５，１６）と、
    直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）と前記第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）とに接続された第１のマルチレベル回路（４Ｕ）を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に供給する第１の変換器（４）と、
    前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と同じ構成を有し、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と並列に接続された第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を含み、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１の変換器（４）に供給する第２の変換器（３）と、
    直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する直流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に前記第１および第２のマルチレベル回路に並列に接続された第３のマルチレベル回路（２３）を含み、直流電力供給源（８）からの直流電力の電圧値を変換して、前記第１の変換器（４）に前記直流電力供給源（８）からの直流電力を供給する第３の変換器（７）と、
    リアクトル（１８）およびコンデンサ（１９）を含み、前記第１の変換器（４）により発生する高調波を除去するフィルタ（５）と、
    前記第２および第３のマルチレベル回路（３Ｒ，２３）の動作を制御することにより前記中性点（２１）の電位変動を抑制する制御装置（１０）とを備える、電力変換装置。
  4. 前記制御装置（１０）は、前記交流電源（１）による電力供給が正常である場合には、前記第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を動作させ、かつ前記第３のマルチレベル回路（２３）を停止させる一方、前記交流電源（１）による前記電力供給が異常である場合には、前記第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を停止させ、かつ前記第３のマルチレベル回路（２３）を動作させる、請求の範囲第３項に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御装置（１０）は、前記第１のコンデンサ（１５）の両端の電圧（Ｅｐ）と前記第２のコンデンサ（１６）の両端の電圧（Ｅｎ）との差に基づいて、前記第１のコンデンサ（１５）の充電期間および前記第２のコンデンサ（１６）の充電期間が変化するように、対応するマルチレベル回路を制御することにより、前記中性点（２１）の前記電位変動を抑制する、請求の範囲第１項から第４項のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）は、
    前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１から第４の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕ）と、
    前記第１から第４の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕ）にそれぞれ逆並列接続される第１から第４の還流ダイオード（Ｄ１Ｕ〜Ｄ４Ｕ）と、
    前記中性点（２１）と前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）の接続点との間に接続される第１のクランプダイオード（Ｄ５Ｕ）と、
    前記中性点（２１）と前記第３および第４の半導体スイッチング素子（Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕ）の接続点との間に接続される第２のクランプダイオード（Ｄ６Ｕ）とを含む、請求の範囲第１項から第５項のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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