JPWO2009104277A1 - 保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ - Google Patents
保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ Download PDFInfo
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Abstract
磁気エネルギー回生スイッチ（ＭＥＲＳ）を過電圧および過電流から保護するために、ＭＥＲＳのコンデンサ電圧を検出する電圧検出部を設け、コンデンサに並列に接続した放電回路のスイッチを、電圧検出部の出力が所定の値を超えたときにオンさせてコンデンサの電荷を放電させるように制御する制御部を設ける。さらに、交流電源と負荷との間に負荷に流れる電流を検出する電流検出部を挿入し、電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、ＭＥＲＳのスイッチのゲート制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることによって限流制御を行う。
Description
本発明は、交流電源と負荷との間に接続される磁気エネルギー回生スイッチであって、その磁気エネルギー回生スイッチを構成する逆導通型半導体スイッチを過電圧から保護するとともに、過電流から半導体スイッチ及び負荷を保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチに関する。
現在、電力エネルギーシステムは瞬時も停止できない重要な社会インフラとなっているが、負荷の異常や故障よる過電流対策は、ヒューズや高速機械スイッチ等を用いて行われるように負荷の高速遮断である。しかし、完全に遮断しないで、過電流をのみを制限して運転を継続し、復帰後はそのまま運転できる高機能なスイッチ、いわゆる制御器や限流器が求められている。
電力システムは、白熱ランプの点灯時のラッシュ電流など短時間の過電流、誘導電動機の起動時ラッシュや、トランスの初期励磁突入の過電流に耐えるように設計されていなければならず、機器の耐量を的確に配分することが肝要であるが、近年の半導体式インバータ電源、例えば燃料電池インバータは、トランスの励磁突入電流の１０倍近いピーク電流には耐えられない場合が多い。インバータ電源では、このため種々のソフトスタート機能を有しているが、それは、１つのインバータ電源に対して１つの負荷の場合であればよいが、１つのインバータ電源に複数の負荷が接続された場合は、後から起動する負荷に対しては不可能であった。
電力システムでは、事故時、また短時間の過電流に機器が耐え得るように保護協調、電流と継続時間を考慮して設計しているが、スイッチが事故電流を選択的に遮断することで、事故を上流に波及させないことを目的とした保護協調をするのみであった。システムの下流での事故であれば、電源を遮断しないで、可能な限り運転を継続したいのが、近年の社会の要求である。
事故電流を直列要素で限流する限流器では、例えば超電導と常電導の移行現象を応用したものが開発されているが、これは、事故電流が過大になると遮断器の容量も過大になるため、事故電流を限流器によって半分にでも減らすことが出来れば、遮断器のサイズやコストが削減できるからである。
三相変圧器の場合、鉄心飽和による励磁ラッシュ電流が予想されるので、変圧器自身にも電線の電磁力に対する過電流耐量を持たせることが必要である。
電力システムは、白熱ランプの点灯時のラッシュ電流など短時間の過電流、誘導電動機の起動時ラッシュや、トランスの初期励磁突入の過電流に耐えるように設計されていなければならず、機器の耐量を的確に配分することが肝要であるが、近年の半導体式インバータ電源、例えば燃料電池インバータは、トランスの励磁突入電流の１０倍近いピーク電流には耐えられない場合が多い。インバータ電源では、このため種々のソフトスタート機能を有しているが、それは、１つのインバータ電源に対して１つの負荷の場合であればよいが、１つのインバータ電源に複数の負荷が接続された場合は、後から起動する負荷に対しては不可能であった。
電力システムでは、事故時、また短時間の過電流に機器が耐え得るように保護協調、電流と継続時間を考慮して設計しているが、スイッチが事故電流を選択的に遮断することで、事故を上流に波及させないことを目的とした保護協調をするのみであった。システムの下流での事故であれば、電源を遮断しないで、可能な限り運転を継続したいのが、近年の社会の要求である。
事故電流を直列要素で限流する限流器では、例えば超電導と常電導の移行現象を応用したものが開発されているが、これは、事故電流が過大になると遮断器の容量も過大になるため、事故電流を限流器によって半分にでも減らすことが出来れば、遮断器のサイズやコストが削減できるからである。
三相変圧器の場合、鉄心飽和による励磁ラッシュ電流が予想されるので、変圧器自身にも電線の電磁力に対する過電流耐量を持たせることが必要である。
磁気エネルギー回生スイッチは、交流電源と負荷との間で電力制御が可能なスイッチである。独立に４つのゲート信号でオン・オフするスイッチの構成で、負荷の磁気エネルギーをコンデンサに蓄積し回生する。コンデンサに電圧を自動発生させてリアクタンス電圧を発生させることで様々な電力制御が可能であることは、すでに、特許登録、開示されている（特許第３６３４９８２号公報参照）。ブリッジ接続された４つ逆導通型半導体スイッチの対向するペアのゲートオン信号を電源電圧に同期させて交互にオン・オフさせると電流の位相を進み制御することが可能で、誘導性負荷では、電流位相を進ませることで、負荷への電圧を高くも低くも出来ることが、このスイッチの特徴である。
負荷の過電流による過大な磁気エネルギーを、この逆導通型半導体スイッチの通常動作で制御すると、予定外の大きな磁気エネルギーを回生することになって、コンデンサの耐電圧、逆導通型半導体スイッチの電流容量と耐電圧を超える場合がある。このとき、速やかに逆導通型半導体スイッチを保護することができれば、負荷と電源を保護することにもなり、この逆導通型半導体スイッチを保護する機能は重要であると同時に、逆導通型半導体スッチ自体が過大な過負荷耐量を具備しなくても済むことになり、スイッチの小型化と低コスト化の為にも重要である。
第１図は、すでに出願され公知となっている磁気エネルギー回生スイッチを用いた交流電源装置である（特開２００４−２６０９９１号公報参照）。ここにおいて過渡的に短時間、負荷Ｒの抵抗分が減少した場合、大きな電流が流れて磁気エネルギーが増え、コンデンサＣが磁気エネルギーを吸収しきれなくなって過電圧になる。このとき逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）にも同じ電圧が印加されて耐電圧を超えて破壊に至ることが予想される。
第２図は、負荷Ｒの抵抗分が半分になり、過電流が流れて、その結果、コンデンサの電圧が急増する様子を計算機シミュレーションで示したものである。コンデンサ電圧のピークが事故発生０．５秒後に２００Ｖから急速に７００Ｖに上昇している。これは、磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサは、負荷の磁気エネルギー分のみ蓄積すればよいために小型にできるという利点が、逆に、過電流の場合には吸収できるエネルギーが小さくなってしまうという欠点にもなることを示している。
このような逆導通型半導体スイッチを保護するに当たり、バイパスモード（短絡）に移行して、単にスイッチの運転を中止することは、簡単である。しかし、それでは全負荷の運転を中止してしまうことになり、接続して運転されている他の機器までもが同時に運転中止に至ることになる。従来は、これはやむを得ないこととあきらめられていた。この磁気エネルギー回生スイッチは４つの逆導通型半導体スイッチで磁気エネルギーを回生するエネルギー蓄積コンデンサを備えており、遮断、投入のタイミングも自由に設定できるスイッチであるので、それを十分生かす運転制御方法を用いれば、過電流時に単に遮断すること無く最大の能力で電流を阻止・限流し、その原因がなくなれば復帰することも可能な動作をさせることができるため、この磁気エネルギー回生スイッチはより高機能なＡＣスイッチとなり得る。
本発明は上述のような事情に鑑み為されたものであり、負荷の異常や故障よる過電圧及び過電流から磁気エネルギー回生スイッチを保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチを提供することを目的とする。
負荷の過電流による過大な磁気エネルギーを、この逆導通型半導体スイッチの通常動作で制御すると、予定外の大きな磁気エネルギーを回生することになって、コンデンサの耐電圧、逆導通型半導体スイッチの電流容量と耐電圧を超える場合がある。このとき、速やかに逆導通型半導体スイッチを保護することができれば、負荷と電源を保護することにもなり、この逆導通型半導体スイッチを保護する機能は重要であると同時に、逆導通型半導体スッチ自体が過大な過負荷耐量を具備しなくても済むことになり、スイッチの小型化と低コスト化の為にも重要である。
第１図は、すでに出願され公知となっている磁気エネルギー回生スイッチを用いた交流電源装置である（特開２００４−２６０９９１号公報参照）。ここにおいて過渡的に短時間、負荷Ｒの抵抗分が減少した場合、大きな電流が流れて磁気エネルギーが増え、コンデンサＣが磁気エネルギーを吸収しきれなくなって過電圧になる。このとき逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）にも同じ電圧が印加されて耐電圧を超えて破壊に至ることが予想される。
第２図は、負荷Ｒの抵抗分が半分になり、過電流が流れて、その結果、コンデンサの電圧が急増する様子を計算機シミュレーションで示したものである。コンデンサ電圧のピークが事故発生０．５秒後に２００Ｖから急速に７００Ｖに上昇している。これは、磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサは、負荷の磁気エネルギー分のみ蓄積すればよいために小型にできるという利点が、逆に、過電流の場合には吸収できるエネルギーが小さくなってしまうという欠点にもなることを示している。
このような逆導通型半導体スイッチを保護するに当たり、バイパスモード（短絡）に移行して、単にスイッチの運転を中止することは、簡単である。しかし、それでは全負荷の運転を中止してしまうことになり、接続して運転されている他の機器までもが同時に運転中止に至ることになる。従来は、これはやむを得ないこととあきらめられていた。この磁気エネルギー回生スイッチは４つの逆導通型半導体スイッチで磁気エネルギーを回生するエネルギー蓄積コンデンサを備えており、遮断、投入のタイミングも自由に設定できるスイッチであるので、それを十分生かす運転制御方法を用いれば、過電流時に単に遮断すること無く最大の能力で電流を阻止・限流し、その原因がなくなれば復帰することも可能な動作をさせることができるため、この磁気エネルギー回生スイッチはより高機能なＡＣスイッチとなり得る。
本発明は上述のような事情に鑑み為されたものであり、負荷の異常や故障よる過電圧及び過電流から磁気エネルギー回生スイッチを保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチを提供することを目的とする。
本発明は、交流電源と負荷との間に挿入され、前記交流電流のオン・オフ及び前記交流電流の位相を変えるための可変リアクタンス機能を備えた磁気エネルギー回生スイッチを、過電圧又は過電流から保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチに関し、
本発明の上記目的は、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と、該ブリッジ回路の直流端子間に接続され、電流遮断時の磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサと、制御手段とを備え、
前記保護回路は、
前記コンデンサと並列に接続され、前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、
前記コンデンサと並列に接続され、放電抵抗と放電スイッチとが直列に接続された放電回路と、を備えるとともに、
前記制御手段は、
前記交流電源の電圧に同期して、前記逆導通型半導体スイッチのブリッジの対向するペアを同時にオン／オフ制御するようにゲート制御信号の位相を制御するとともに、前記電圧検出部の出力が所定の値を超えたときに前記放電スイッチを短絡し、前記放電抵抗を介して前記コンデンサの電荷を放電するように前記放電スイッチのゲートを制御することを特徴とする、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチによって達成される。
また、本発明の上記目的は、前記保護回路が、さらに、前記交流電源と前記負荷との間に挿入され、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部を備えるとともに、前記制御手段は、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで、限流制御を行うことを特徴とする前記保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチによって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記電圧検出部の出力が、前記所定の値を超える期間が所定の時間を超えたときに、前記制御手段が、前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオフにして電流を遮断するようにゲートを制御すること、或いは、前記電圧検出部の出力が、前記所定の値を超える期間が所定の時間を超えたときに、前記制御手段が、前記コンデンサ電圧のゼロ時に前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオンにして電流の両方向導通状態になるようにゲートを制御することによって効果的に達成される。
またさらに、本発明の上記目的は、前記保護回路が、さらに、前記交流電源と前記負荷との間に挿入され、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部を備えるとともに、
前記制御手段は、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオフにして電流を遮断するようにゲートを制御すること、或いは、前記ブリッジの対向するペアのうちオンになっている方のペアの片方の逆導通型半導体スイッチだけをオフに切り換えて電流を遮断するようにゲートを制御することによって効果的に達成される。
本発明の上記目的は、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と、該ブリッジ回路の直流端子間に接続され、電流遮断時の磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサと、制御手段とを備え、
前記保護回路は、
前記コンデンサと並列に接続され、前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、
前記コンデンサと並列に接続され、放電抵抗と放電スイッチとが直列に接続された放電回路と、を備えるとともに、
前記制御手段は、
前記交流電源の電圧に同期して、前記逆導通型半導体スイッチのブリッジの対向するペアを同時にオン／オフ制御するようにゲート制御信号の位相を制御するとともに、前記電圧検出部の出力が所定の値を超えたときに前記放電スイッチを短絡し、前記放電抵抗を介して前記コンデンサの電荷を放電するように前記放電スイッチのゲートを制御することを特徴とする、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチによって達成される。
また、本発明の上記目的は、前記保護回路が、さらに、前記交流電源と前記負荷との間に挿入され、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部を備えるとともに、前記制御手段は、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで、限流制御を行うことを特徴とする前記保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチによって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記電圧検出部の出力が、前記所定の値を超える期間が所定の時間を超えたときに、前記制御手段が、前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオフにして電流を遮断するようにゲートを制御すること、或いは、前記電圧検出部の出力が、前記所定の値を超える期間が所定の時間を超えたときに、前記制御手段が、前記コンデンサ電圧のゼロ時に前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオンにして電流の両方向導通状態になるようにゲートを制御することによって効果的に達成される。
またさらに、本発明の上記目的は、前記保護回路が、さらに、前記交流電源と前記負荷との間に挿入され、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部を備えるとともに、
前記制御手段は、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオフにして電流を遮断するようにゲートを制御すること、或いは、前記ブリッジの対向するペアのうちオンになっている方のペアの片方の逆導通型半導体スイッチだけをオフに切り換えて電流を遮断するようにゲートを制御することによって効果的に達成される。
第１図は従来の磁気エネルギー回生スイッチを用いた交流電源装置の例である。
第２図は過電圧と過電流の発生のシミュレーション結果を示す図である。
第３図は本発明に係る保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチの構成を示す回路ブロック図である。
第４図はゲート制御位相のステップ変化による電流波形の乱れを示す図である。
第５図はゲートパルスのデューティ比制御による電流制御を示す図である。
第６図は過電圧保護による電流制御を示す図である。
第７図はシミュレーションモデルとその結果を示す図である。
第８図はシミュレーションのための回路ブロック図である。
第９図はシミュレーションによる解析結果を示す図である。
第１０図は全ゲート遮断の効果をシミュレーションによって示した図である。
第１１図は電流の瞬時値が所定値を超えたときに、Ｓ１，Ｓ４のゲートを停止する制御についてのシミュレーション結果を示す図である。
第２図は過電圧と過電流の発生のシミュレーション結果を示す図である。
第３図は本発明に係る保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチの構成を示す回路ブロック図である。
第４図はゲート制御位相のステップ変化による電流波形の乱れを示す図である。
第５図はゲートパルスのデューティ比制御による電流制御を示す図である。
第６図は過電圧保護による電流制御を示す図である。
第７図はシミュレーションモデルとその結果を示す図である。
第８図はシミュレーションのための回路ブロック図である。
第９図はシミュレーションによる解析結果を示す図である。
第１０図は全ゲート遮断の効果をシミュレーションによって示した図である。
第１１図は電流の瞬時値が所定値を超えたときに、Ｓ１，Ｓ４のゲートを停止する制御についてのシミュレーション結果を示す図である。
本発明は、磁気エネルギー回生スイッチを過電圧や過電流から保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチに関するものであり、第３図は本発明の好適な実施形態を表す図である。
本発明に係る保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）は、４個の逆導通型半導体スイッチ１（以下、「半導体スイッチ」という。）（Ｓ１〜Ｓ４）にて構成されるブリッジ回路と、そのブリッジ回路の直流出力端子間に接続され、回路の電流遮断時の磁気エネルギー（スナバエネルギー）を回生して蓄積するコンデンサ２と、半導体スイッチ１のブリッジの対向するペア（Ｓ１、Ｓ３とＳ２、Ｓ４）を同時にオン／オフ制御するようにゲート制御信号の位相を制御する制御手段４とから成り、このＭＥＲＳが交流電源３と負荷（Ｌ、Ｒ）の間に直列に挿入されている。
また、ＭＥＲＳを過電圧又は過電流から保護するための保護回路は、コンデンサ２と並列に接続されコンデンサ２の電圧を検出する電圧検出部５と、コンデンサ２と並列に接続され、放電抵抗６１と放電スイッチ６２とが直列に接続された放電回路６とを備えており、放電スイッチ６２のオン／オフは制御手段４から供給されるゲート制御信号によって制御される。具体的には、電圧検出部５の出力が制御手段４に入力され、制御手段４に予め記憶されている所定の値（閾値）との比較が行われ、電圧検出部５の出力が閾値を超えたとき、すなわちコンデンサ電圧が過電圧になったときに、制御手段４から放電スイッチ６２のゲートにオン信号を送って放電スイッチ６２を短絡し、放電抵抗６１を介してコンデンサ２の電荷を放電することによってコンデンサ電圧を降下させるとともに、コンデンサ電圧が正常範囲内に復帰したときは、制御手段４から放電スイッチ６２のゲートに対してオフ信号が供給され、放電スイッチ６２がオフとなる。半導体スイッチとしては、パワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどが利用できる。
コンデンサ２の過電圧を放電させることによって保護する放電回路６を付加した場合、第４図に示すようにコンデンサ電圧が４００Ｖを超えると放電スイッチ５２がＯＮして放電抵抗６１へと電流を放電する放電回路６が動作すれば４００Ｖ以上にはならない。重要なのは、コンデンサ電圧が抑えられた結果、リアクタンス電圧が抑えられるので、負荷電流の上昇もコンデンサ電圧の制限によって抑えられていることである。磁気エネルギー回生スイッチの過電流は、急速にコンデンサ電圧が上昇すること、コンデンサ電圧を抑えれば電流が上昇しないことが特徴で、従来のインバータ装置のコンデンサ過電圧保護と本質的に異なるところである。
別の方法として、磁気エネルギー回生スイッチやコンデンサが耐電圧を超える場合、磁気エネルギー回生スイッチのゲート制御信号の位相をさらに進めて負荷の分担電圧を下げることが考えられるが、ゲートパルスの位相の制御周期が電源同期の半サイクルであるので、位相スピードに近いオン・オフ位相の変化は、ゲートのオン時間が半サイクル以上になって、負荷に直流分を生じさせるので好ましくない。オン・オフ位相の変化に１０ｍＳ以上の時定数を入れる必要がある。その結果が現れるのが、１サイクル後である。負荷の出力変化制御に対しては、この通常の制御で十分であるが、事故などでの過電流は電流増加スピードが１サイクルより速いため、間に合わない。第５図は急激なゲート信号位相の変化でパルスが欠けて出力電流波形に乱れが出ていることを示しているシミュレーション図である。
そこで、本発明の保護回路のさらに好適な実施の形態では、ゲートのオン信号のパルス幅を減少させる方法（つまり、ゲートパルス信号のデューティ比を０．５よりも小さくする。）をとる。
すなわち、交流電源３と負荷との間に電流検出部７を挿入して負荷に流れる電流を検出し、制御手段４が、電流検出部７の出力が所定の値を超えたときに、半導体スイッチ１のゲート制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで、限流制御を行うことである。
放電回路６によるコンデンサの放電と、半導体スイッチ１のゲート制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで限流制御を行うことを組み合わせることによって、ＭＥＲＳの保護機能はさらに高められる。
第６図は、時刻０．６５秒にオン信号のパルス幅を１８０度から急速に減少させ、時刻０．８５秒で元に戻す場合のシミュレーション結果である。急速にパルス幅を減少させても、電流波形の乱れは起こらずに、電流が減少しているのがわかる。
結局、ＭＥＲＳの保護方法としてより応用範囲が広いのが、コンデンサの電圧ピークカットによる過電圧保護機能と、ゲートのオン信号のパルス幅制御による電流制限機能との併用によるものであり、そうすることで初めて可能になる保護である。
本発明は、瞬時の過電圧に対して、過電圧となっているコンデンサの電荷を放電させる放電回路６を有しており、まず、コンデンサ２と半導体スイッチ１の過電圧を最も簡単な効果のある方法で保護する。電圧型変換器と異なり、ＭＥＲＳ回路の短絡は、交流電源３と負荷が直列接続されるだけであるので問題は無い。放電抵抗６１は放電回路６の電流容量から決め、また放電スイッチ６２の熱容量から決めれば良いが、放電スイッチ６２のオン抵抗の１０倍から２０倍が一つの目安であろう。実施例では１０Ωを使っている。
この放電スイッチ６２にサイリスタを使用することも可能であるが、それは、その後のＭＥＲＳとしての働きを中止、進みのリアクタンス電圧がゼロとなるので、総合的にリアクタンスが大きくなる。これは限流器としての機能となるので、重要な機能である。しかし、コンデンサのエネルギーをすべて放電するので、放電抵抗６１の容量を大きくしなければならない。また放電スイッチ６２の代わりにＺＮＲやサイダックのような電圧非線形素子で行っても良い。
ＭＥＲＳの制御手段４は、過電圧を検出するとその過電圧信号により、または、電流の過大な値を検出すると過電流信号により、そのどちらか、またはあわせて、ゲートのオン信号のパルス幅を減少させる。これは、オンであった信号を瞬時にオフにすることも許して行わせることにより、電圧の上昇は止まり、負荷電流は電流フィードバック制御によって、過電流保護レベル以下に下げられる。コンデンサの過電圧も保護レベルより下げられることになる。この放電スイッチ６２による放電とゲートパルスのデューティ比制御による電流フィードバック制御とを組み合わせたところが新しいところで、これにより半導体スイッチが壊れることなく、限流制御によりＭＥＲＳは限流器として動作させることが可能になる。その結果、負荷の起動時のラッシュが終われば、通常の運転に自動的に復帰することが出来る。これは、ＭＥＲＳがオン／オフばかりではなく、さらにインテリジェントな機能を持つことの重要な出発点の一つになる。事故時の限流作用は多くの限流器で研究が行われているが未だに達成できないでいたが、本発明におけるＭＥＲＳは交流電流スイッチの理想形をしている為、ゲートがオール・オフに至るもコンデンサの電圧を抑制すれば電流も限流できる半導体化した静止限流器を提供できる。これは半導体の進歩によるところが大きく、導通損失がサイリスタと同じ１．５４ＶになるＭＥＲＳ専用に開発されたＩＧＢＴを用いて交流半導体スイッチとすれば、常時の導通損失も小さく、事故時または、初期のみの開始電流のラッシュに対して、保護するために遮断することなく、運転を継続し、さらに回路の定められた過負荷耐量の範囲に電流を限流して過渡状態が過ぎるのを待つ、インテリジェントな交流半導体スイッチを供給できる。
第３図に実施例を示したが、半導体スイッチ１をブリッジ構成にして直流端子に磁気エネルギーを蓄積するコンデンサ２を接続した。このコンデンサは従来の電圧型インバータと異なり、負荷の磁気エネルギーを蓄積するだけであるため静電容量が小さくて済み、電圧は各半サイクルでピークと電圧ゼロまで放電することが特徴である。
充電／放電の電流波形が交流電圧源の角速度ω０に近くなるように選択されるべきで、その結果、高調波が少なくなる。静電容量Ｃと交流インダクタンスＬとの関係式は、
ＬＣ＝ω０ −２ ‥‥‥（式１）
である。
さらに、静電容量Ｃの値を式１で求められる値より若干小さくすることで、半サイクルの放電の後に、電圧ゼロの期間が生じ、半導体スイッチ１のスイッチングを容易にすることが出来る。単相インバータの電圧源コンデンサが従来のＰＷＭコンバータと異なり、大幅に小さな容量になっていることが特徴である。
コンデンサ２の電圧がゲート周期で振動することから、過電圧からの保護は高速でなければならない。電圧検出回路５で検出されたコンデンサ電圧が、閾値を超えそうになると電流制限の放電抵抗６１などを通して放電され、その結果、コンデンサの電圧は閾値を超えることなくその値で止まる。
また、別に電流検出回路７からの検出信号を受けて、過電流の閾値を維持するべく、ゲートオン信号のパルス幅（デューティ比）を０．５より小さく減少させる。
第７図のシミュレーション結果により説明する。検出電流が閾値を超えると、制御手段４はゲート制御パルスのデューティ比を０．５より小さくして、ゲートのオン時間を短縮する。これは瞬時には効果が現れないので、コンデンサの放電回路６も必要である。電流が閾値を超えると半導体スイッチ１はゲートオフの時間が長くなり（オンのパルス幅が狭くなる）、その結果、半導体スイッチ１は限流器として作用する。最大の逆電圧はコンデンサの保護レベル電圧を発生する。
コンデンサの耐電圧は電源電圧の１．４倍より大きいため、電流は減少する。
制御手段４は、交流電源３の電圧位相を検出する能力と４つの半導体スイッチ１に必要なゲート信号を送る。Ｓ１とＳ３、Ｓ２とＳ４の対向するペア半導体スイッチのゲートに同時に信号を送るが、二つのペアに同時にはオン信号を送らない。コンデンサ電圧が短絡してしまうからである。
第７図の一番上のトレースに交流電源電圧とゲートパルス信号の関係を示す。ゲートパルス信号の幅は、ここでは、基本波の周期をそのままにしてオン時間だけが短くなるようにデューティ比を制御している。
この場合、過電流は磁気（スナバ）エネルギーを予定外に大きくするため、一旦、コンデンサ電圧に過電圧を生じるが、その期間は数十ｍＳの遅れで電流制限機能が効果を現すまでの短時間に過ぎない。このように、瞬時電圧制限機能（放電）と過電圧の原因を取り除く過電流抑制機能を組み合わせた保護回路により、負荷の事故時もスイッチを遮断停止せずに、制限された電力を送ることは、重要である。
［実施例のシミュレーション］
第８図はシミュレーションのための回路であり、第９図はシミュレーションによる解析結果を示す。回路定数は以下の通りである。
１．半導体スイッチ Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４（パワーＭＯＳＦＥＴであり、損失は無視している）
２．交流電源５０Ｈｚ， ＡＣ１００Ｖ
３．負荷インダクタンスＬ ３１．８５ｍＨ、
４．負荷抵抗Ｒ １０Ω
５．異常時負荷抵抗Ｒ’ ２Ω
６．持続時間０．１秒
７．コンデンサ １５０μＦ、過電圧保護レベル（閾値）４００Ｖ
時間０．５秒後に負荷抵抗値を急変させて、電流が急増した場合を模擬している。電流が増大した結果、コンデンサが過電圧になって、放電回路が動作、電圧を４００Ｖでカットしている。電流検出部７が過電流を検出することによって、ゲートオン信号のパルス幅を減少することで、０．１秒後には電流が減り、その結果、過電圧も解消した。
また、電流の瞬時値を監視して、所定値を超えた時点で、全ゲートを遮断することで、電流の上昇を下降に転じることが出来る。第１０図に全ゲート遮断の効果をシミュレーションによって示す。これは、負荷が抵抗性である場合にその効果が大きい。第８図の回路において、時間０．０６秒後に負荷（Ｌ＝１０ｍＨ、Ｒ＝１０Ω、Ｒ’＝１０Ω）の抵抗分が１０Ωから５Ωへと半分になった場合、スイッチ電流が上昇するが、監視レベルを２０Ａとして、電流２０Ａで（Ｓ１，Ｓ３）と（Ｓ２，Ｓ４）のゲートのすべてを遮断した場合の結果を示す。その結果、電流の上昇が２０Ａで止まることでスイッチが保護されている。
また、ブリッジの対向するペアの片方のゲート信号を停止するとコンデンサ電流が停止して、コンデンサ放電が停止、コンデンサの電圧降下が停止する。特に、負荷がインダクティブな場合、電流の上昇も停止して、その結果、電流制限のようなことが可能になる。これは負荷をインダクティブにして、進み電流の発生装置（ＳＶＣ：Ｓｔａｔｉｃ ＶＡＲ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ）として、進み電流を制御することに利用できる。第１１図に電流の瞬時値が所定値を超えたときに、Ｓ１，Ｓ４のゲートを停止する制御についての計算機シミュレーション結果を示す。第８図と同様の回路で、インダクティブな負荷（Ｌ＝３０ｍＨ、Ｒ＝１０Ω、Ｒ’＝０．５Ω）になった場合、例えば１５Ａで片方のゲートをオフすることで、電流の制限が可能である。これは負荷の力率の悪い場合、もしくは、コイルに電流を流して進み電流を得る場合の制御になっている。電流１５ＡでゲートＳ１，Ｓ４をオフすることで、電流制御が行われる。
放電抵抗６１は入力エネルギーが過大になると温度上昇に耐えねばならないが、本実施例では、コンデンサ電圧が設定された電圧を超える時間だけ、放電電流が流れるようにしている。放電抵抗６１が過負荷になった場合、最終的保護として二つの方法が残されている。
その一は、上述のようにＭＥＲＳの全てのスイッチのゲートを遮断することで、電流を全遮断にしてしまうことであるが、その二は、ＭＥＲＳを短絡することである。このとき、コンデンサ電圧はゲート周波数の２倍の周期でゼロもしくはゼロに近い電圧に低下する。この電圧がゼロに近いタイミングをねらって、ゲート信号が半導体スイッチの対向するペアを同時にオン・オフ制御していたのを、ペアを変えて（Ｓ１とＳ２、Ｓ３とＳ４のペア）オン／オフさせることで、交流電流はバイパス状態になり、かつ、切り換える時にコンデンサの電荷を短絡することが無いようにできる。
本実施形態は単相回路で説明したが３組のＭＥＲＳを使用することで三相交流にも、当然応用でき、その場合、スター・デルタ変換による電流３次高調波が消滅するなどの効果もある。しかも三相の不平衡事故時の対応も可能である。
この保護回路の制御手段は外部からの制御信号の合理性を判断する能力を持っている。その第一はスイッチ固有のＩＤナンバーを持っており、これが外部との通信のキーとなることも可能である。この機能は、例えば、インターネットなど通信によって無線で信号を送れば、無線制御できるスイッチとなって、制御信号をワイヤー接続しないで伝えることができる。
この保護回路の制御手段は単に電流、電圧、位相、力率等を求めるばかりでなく、負荷の健全性を電圧、電流からインピーダンスを求めて異常を発見する機能を持つ。また、演算を通じて負荷の運転状況を求めてそれに応じて半導体スイッチを制御できる。
この保護回路の制御手段は、この半導体スイッチの過去の運転状況を記録しており、総運転時間、電力、消費電力など統計情報を積算して、求めに応じて外部に通信にすることも考えられる。
この保護回路は、容量や目的の異なる負荷でも、すべてのＭＥＲＳに共通の機能を持っており、本保護回路が必要であるので、主回路と分離して製造することで、この保護回路のみを大量生産の効果によりコストを下げることも出来るので、規格化して、できれば装着しやすい構造にするとよい。
この保護回路の制御手段は、プログラム化された計算機能を有するので外部からの通信機能でその内容をダウンロード、アップロード可能なものとすることができる。そのプログラムに負荷の特性や運転計画を反映することも可能である。
この保護回路の制御手段は、制御計算、記憶機能を有するので、例えば照明灯に応用した場合であれば、床面の照度を検出しての制御や、蛍光灯のように外部温度で発光効率が変わる場合は、それを関数にして制御することも可能である。
本発明に係る保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）は、４個の逆導通型半導体スイッチ１（以下、「半導体スイッチ」という。）（Ｓ１〜Ｓ４）にて構成されるブリッジ回路と、そのブリッジ回路の直流出力端子間に接続され、回路の電流遮断時の磁気エネルギー（スナバエネルギー）を回生して蓄積するコンデンサ２と、半導体スイッチ１のブリッジの対向するペア（Ｓ１、Ｓ３とＳ２、Ｓ４）を同時にオン／オフ制御するようにゲート制御信号の位相を制御する制御手段４とから成り、このＭＥＲＳが交流電源３と負荷（Ｌ、Ｒ）の間に直列に挿入されている。
また、ＭＥＲＳを過電圧又は過電流から保護するための保護回路は、コンデンサ２と並列に接続されコンデンサ２の電圧を検出する電圧検出部５と、コンデンサ２と並列に接続され、放電抵抗６１と放電スイッチ６２とが直列に接続された放電回路６とを備えており、放電スイッチ６２のオン／オフは制御手段４から供給されるゲート制御信号によって制御される。具体的には、電圧検出部５の出力が制御手段４に入力され、制御手段４に予め記憶されている所定の値（閾値）との比較が行われ、電圧検出部５の出力が閾値を超えたとき、すなわちコンデンサ電圧が過電圧になったときに、制御手段４から放電スイッチ６２のゲートにオン信号を送って放電スイッチ６２を短絡し、放電抵抗６１を介してコンデンサ２の電荷を放電することによってコンデンサ電圧を降下させるとともに、コンデンサ電圧が正常範囲内に復帰したときは、制御手段４から放電スイッチ６２のゲートに対してオフ信号が供給され、放電スイッチ６２がオフとなる。半導体スイッチとしては、パワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどが利用できる。
コンデンサ２の過電圧を放電させることによって保護する放電回路６を付加した場合、第４図に示すようにコンデンサ電圧が４００Ｖを超えると放電スイッチ５２がＯＮして放電抵抗６１へと電流を放電する放電回路６が動作すれば４００Ｖ以上にはならない。重要なのは、コンデンサ電圧が抑えられた結果、リアクタンス電圧が抑えられるので、負荷電流の上昇もコンデンサ電圧の制限によって抑えられていることである。磁気エネルギー回生スイッチの過電流は、急速にコンデンサ電圧が上昇すること、コンデンサ電圧を抑えれば電流が上昇しないことが特徴で、従来のインバータ装置のコンデンサ過電圧保護と本質的に異なるところである。
別の方法として、磁気エネルギー回生スイッチやコンデンサが耐電圧を超える場合、磁気エネルギー回生スイッチのゲート制御信号の位相をさらに進めて負荷の分担電圧を下げることが考えられるが、ゲートパルスの位相の制御周期が電源同期の半サイクルであるので、位相スピードに近いオン・オフ位相の変化は、ゲートのオン時間が半サイクル以上になって、負荷に直流分を生じさせるので好ましくない。オン・オフ位相の変化に１０ｍＳ以上の時定数を入れる必要がある。その結果が現れるのが、１サイクル後である。負荷の出力変化制御に対しては、この通常の制御で十分であるが、事故などでの過電流は電流増加スピードが１サイクルより速いため、間に合わない。第５図は急激なゲート信号位相の変化でパルスが欠けて出力電流波形に乱れが出ていることを示しているシミュレーション図である。
そこで、本発明の保護回路のさらに好適な実施の形態では、ゲートのオン信号のパルス幅を減少させる方法（つまり、ゲートパルス信号のデューティ比を０．５よりも小さくする。）をとる。
すなわち、交流電源３と負荷との間に電流検出部７を挿入して負荷に流れる電流を検出し、制御手段４が、電流検出部７の出力が所定の値を超えたときに、半導体スイッチ１のゲート制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで、限流制御を行うことである。
放電回路６によるコンデンサの放電と、半導体スイッチ１のゲート制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで限流制御を行うことを組み合わせることによって、ＭＥＲＳの保護機能はさらに高められる。
第６図は、時刻０．６５秒にオン信号のパルス幅を１８０度から急速に減少させ、時刻０．８５秒で元に戻す場合のシミュレーション結果である。急速にパルス幅を減少させても、電流波形の乱れは起こらずに、電流が減少しているのがわかる。
結局、ＭＥＲＳの保護方法としてより応用範囲が広いのが、コンデンサの電圧ピークカットによる過電圧保護機能と、ゲートのオン信号のパルス幅制御による電流制限機能との併用によるものであり、そうすることで初めて可能になる保護である。
本発明は、瞬時の過電圧に対して、過電圧となっているコンデンサの電荷を放電させる放電回路６を有しており、まず、コンデンサ２と半導体スイッチ１の過電圧を最も簡単な効果のある方法で保護する。電圧型変換器と異なり、ＭＥＲＳ回路の短絡は、交流電源３と負荷が直列接続されるだけであるので問題は無い。放電抵抗６１は放電回路６の電流容量から決め、また放電スイッチ６２の熱容量から決めれば良いが、放電スイッチ６２のオン抵抗の１０倍から２０倍が一つの目安であろう。実施例では１０Ωを使っている。
この放電スイッチ６２にサイリスタを使用することも可能であるが、それは、その後のＭＥＲＳとしての働きを中止、進みのリアクタンス電圧がゼロとなるので、総合的にリアクタンスが大きくなる。これは限流器としての機能となるので、重要な機能である。しかし、コンデンサのエネルギーをすべて放電するので、放電抵抗６１の容量を大きくしなければならない。また放電スイッチ６２の代わりにＺＮＲやサイダックのような電圧非線形素子で行っても良い。
ＭＥＲＳの制御手段４は、過電圧を検出するとその過電圧信号により、または、電流の過大な値を検出すると過電流信号により、そのどちらか、またはあわせて、ゲートのオン信号のパルス幅を減少させる。これは、オンであった信号を瞬時にオフにすることも許して行わせることにより、電圧の上昇は止まり、負荷電流は電流フィードバック制御によって、過電流保護レベル以下に下げられる。コンデンサの過電圧も保護レベルより下げられることになる。この放電スイッチ６２による放電とゲートパルスのデューティ比制御による電流フィードバック制御とを組み合わせたところが新しいところで、これにより半導体スイッチが壊れることなく、限流制御によりＭＥＲＳは限流器として動作させることが可能になる。その結果、負荷の起動時のラッシュが終われば、通常の運転に自動的に復帰することが出来る。これは、ＭＥＲＳがオン／オフばかりではなく、さらにインテリジェントな機能を持つことの重要な出発点の一つになる。事故時の限流作用は多くの限流器で研究が行われているが未だに達成できないでいたが、本発明におけるＭＥＲＳは交流電流スイッチの理想形をしている為、ゲートがオール・オフに至るもコンデンサの電圧を抑制すれば電流も限流できる半導体化した静止限流器を提供できる。これは半導体の進歩によるところが大きく、導通損失がサイリスタと同じ１．５４ＶになるＭＥＲＳ専用に開発されたＩＧＢＴを用いて交流半導体スイッチとすれば、常時の導通損失も小さく、事故時または、初期のみの開始電流のラッシュに対して、保護するために遮断することなく、運転を継続し、さらに回路の定められた過負荷耐量の範囲に電流を限流して過渡状態が過ぎるのを待つ、インテリジェントな交流半導体スイッチを供給できる。
第３図に実施例を示したが、半導体スイッチ１をブリッジ構成にして直流端子に磁気エネルギーを蓄積するコンデンサ２を接続した。このコンデンサは従来の電圧型インバータと異なり、負荷の磁気エネルギーを蓄積するだけであるため静電容量が小さくて済み、電圧は各半サイクルでピークと電圧ゼロまで放電することが特徴である。
充電／放電の電流波形が交流電圧源の角速度ω０に近くなるように選択されるべきで、その結果、高調波が少なくなる。静電容量Ｃと交流インダクタンスＬとの関係式は、
ＬＣ＝ω０ −２ ‥‥‥（式１）
である。
さらに、静電容量Ｃの値を式１で求められる値より若干小さくすることで、半サイクルの放電の後に、電圧ゼロの期間が生じ、半導体スイッチ１のスイッチングを容易にすることが出来る。単相インバータの電圧源コンデンサが従来のＰＷＭコンバータと異なり、大幅に小さな容量になっていることが特徴である。
コンデンサ２の電圧がゲート周期で振動することから、過電圧からの保護は高速でなければならない。電圧検出回路５で検出されたコンデンサ電圧が、閾値を超えそうになると電流制限の放電抵抗６１などを通して放電され、その結果、コンデンサの電圧は閾値を超えることなくその値で止まる。
また、別に電流検出回路７からの検出信号を受けて、過電流の閾値を維持するべく、ゲートオン信号のパルス幅（デューティ比）を０．５より小さく減少させる。
第７図のシミュレーション結果により説明する。検出電流が閾値を超えると、制御手段４はゲート制御パルスのデューティ比を０．５より小さくして、ゲートのオン時間を短縮する。これは瞬時には効果が現れないので、コンデンサの放電回路６も必要である。電流が閾値を超えると半導体スイッチ１はゲートオフの時間が長くなり（オンのパルス幅が狭くなる）、その結果、半導体スイッチ１は限流器として作用する。最大の逆電圧はコンデンサの保護レベル電圧を発生する。
コンデンサの耐電圧は電源電圧の１．４倍より大きいため、電流は減少する。
制御手段４は、交流電源３の電圧位相を検出する能力と４つの半導体スイッチ１に必要なゲート信号を送る。Ｓ１とＳ３、Ｓ２とＳ４の対向するペア半導体スイッチのゲートに同時に信号を送るが、二つのペアに同時にはオン信号を送らない。コンデンサ電圧が短絡してしまうからである。
第７図の一番上のトレースに交流電源電圧とゲートパルス信号の関係を示す。ゲートパルス信号の幅は、ここでは、基本波の周期をそのままにしてオン時間だけが短くなるようにデューティ比を制御している。
この場合、過電流は磁気（スナバ）エネルギーを予定外に大きくするため、一旦、コンデンサ電圧に過電圧を生じるが、その期間は数十ｍＳの遅れで電流制限機能が効果を現すまでの短時間に過ぎない。このように、瞬時電圧制限機能（放電）と過電圧の原因を取り除く過電流抑制機能を組み合わせた保護回路により、負荷の事故時もスイッチを遮断停止せずに、制限された電力を送ることは、重要である。
［実施例のシミュレーション］
第８図はシミュレーションのための回路であり、第９図はシミュレーションによる解析結果を示す。回路定数は以下の通りである。
１．半導体スイッチ Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４（パワーＭＯＳＦＥＴであり、損失は無視している）
２．交流電源５０Ｈｚ， ＡＣ１００Ｖ
３．負荷インダクタンスＬ ３１．８５ｍＨ、
４．負荷抵抗Ｒ １０Ω
５．異常時負荷抵抗Ｒ’ ２Ω
６．持続時間０．１秒
７．コンデンサ １５０μＦ、過電圧保護レベル（閾値）４００Ｖ
時間０．５秒後に負荷抵抗値を急変させて、電流が急増した場合を模擬している。電流が増大した結果、コンデンサが過電圧になって、放電回路が動作、電圧を４００Ｖでカットしている。電流検出部７が過電流を検出することによって、ゲートオン信号のパルス幅を減少することで、０．１秒後には電流が減り、その結果、過電圧も解消した。
また、電流の瞬時値を監視して、所定値を超えた時点で、全ゲートを遮断することで、電流の上昇を下降に転じることが出来る。第１０図に全ゲート遮断の効果をシミュレーションによって示す。これは、負荷が抵抗性である場合にその効果が大きい。第８図の回路において、時間０．０６秒後に負荷（Ｌ＝１０ｍＨ、Ｒ＝１０Ω、Ｒ’＝１０Ω）の抵抗分が１０Ωから５Ωへと半分になった場合、スイッチ電流が上昇するが、監視レベルを２０Ａとして、電流２０Ａで（Ｓ１，Ｓ３）と（Ｓ２，Ｓ４）のゲートのすべてを遮断した場合の結果を示す。その結果、電流の上昇が２０Ａで止まることでスイッチが保護されている。
また、ブリッジの対向するペアの片方のゲート信号を停止するとコンデンサ電流が停止して、コンデンサ放電が停止、コンデンサの電圧降下が停止する。特に、負荷がインダクティブな場合、電流の上昇も停止して、その結果、電流制限のようなことが可能になる。これは負荷をインダクティブにして、進み電流の発生装置（ＳＶＣ：Ｓｔａｔｉｃ ＶＡＲ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ）として、進み電流を制御することに利用できる。第１１図に電流の瞬時値が所定値を超えたときに、Ｓ１，Ｓ４のゲートを停止する制御についての計算機シミュレーション結果を示す。第８図と同様の回路で、インダクティブな負荷（Ｌ＝３０ｍＨ、Ｒ＝１０Ω、Ｒ’＝０．５Ω）になった場合、例えば１５Ａで片方のゲートをオフすることで、電流の制限が可能である。これは負荷の力率の悪い場合、もしくは、コイルに電流を流して進み電流を得る場合の制御になっている。電流１５ＡでゲートＳ１，Ｓ４をオフすることで、電流制御が行われる。
放電抵抗６１は入力エネルギーが過大になると温度上昇に耐えねばならないが、本実施例では、コンデンサ電圧が設定された電圧を超える時間だけ、放電電流が流れるようにしている。放電抵抗６１が過負荷になった場合、最終的保護として二つの方法が残されている。
その一は、上述のようにＭＥＲＳの全てのスイッチのゲートを遮断することで、電流を全遮断にしてしまうことであるが、その二は、ＭＥＲＳを短絡することである。このとき、コンデンサ電圧はゲート周波数の２倍の周期でゼロもしくはゼロに近い電圧に低下する。この電圧がゼロに近いタイミングをねらって、ゲート信号が半導体スイッチの対向するペアを同時にオン・オフ制御していたのを、ペアを変えて（Ｓ１とＳ２、Ｓ３とＳ４のペア）オン／オフさせることで、交流電流はバイパス状態になり、かつ、切り換える時にコンデンサの電荷を短絡することが無いようにできる。
本実施形態は単相回路で説明したが３組のＭＥＲＳを使用することで三相交流にも、当然応用でき、その場合、スター・デルタ変換による電流３次高調波が消滅するなどの効果もある。しかも三相の不平衡事故時の対応も可能である。
この保護回路の制御手段は外部からの制御信号の合理性を判断する能力を持っている。その第一はスイッチ固有のＩＤナンバーを持っており、これが外部との通信のキーとなることも可能である。この機能は、例えば、インターネットなど通信によって無線で信号を送れば、無線制御できるスイッチとなって、制御信号をワイヤー接続しないで伝えることができる。
この保護回路の制御手段は単に電流、電圧、位相、力率等を求めるばかりでなく、負荷の健全性を電圧、電流からインピーダンスを求めて異常を発見する機能を持つ。また、演算を通じて負荷の運転状況を求めてそれに応じて半導体スイッチを制御できる。
この保護回路の制御手段は、この半導体スイッチの過去の運転状況を記録しており、総運転時間、電力、消費電力など統計情報を積算して、求めに応じて外部に通信にすることも考えられる。
この保護回路は、容量や目的の異なる負荷でも、すべてのＭＥＲＳに共通の機能を持っており、本保護回路が必要であるので、主回路と分離して製造することで、この保護回路のみを大量生産の効果によりコストを下げることも出来るので、規格化して、できれば装着しやすい構造にするとよい。
この保護回路の制御手段は、プログラム化された計算機能を有するので外部からの通信機能でその内容をダウンロード、アップロード可能なものとすることができる。そのプログラムに負荷の特性や運転計画を反映することも可能である。
この保護回路の制御手段は、制御計算、記憶機能を有するので、例えば照明灯に応用した場合であれば、床面の照度を検出しての制御や、蛍光灯のように外部温度で発光効率が変わる場合は、それを関数にして制御することも可能である。
本発明は、交流電源と負荷との間に接続される磁気エネルギー回生スイッチであって、その磁気エネルギー回生スイッチを構成する逆導通型半導体スイッチを過電圧から保護するとともに、過電流から半導体スイッチ及び負荷を保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチに関する。
現在、電力エネルギーシステムは瞬時も停止できない重要な社会インフラとなっているが、負荷の異常や故障よる過電流対策は、ヒューズや高速機械スイッチ等を用いて行われるように負荷の高速遮断である。しかし、完全に遮断しないで、過電流をのみを制限して運転を継続し、復帰後はそのまま運転できる高機能なスイッチ、いわゆる制御器や限流器が求められている。
電力システムは、白熱ランプの点灯時のラッシュ電流など短時間の過電流、誘導電動機の起動時ラッシュや、トランスの初期励磁突入の過電流に耐えるように設計されていなければならず、機器の耐量を的確に配分することが肝要であるが、近年の半導体式インバータ電源、例えば燃料電池インバータは、トランスの励磁突入電流の10倍近いピーク電流には耐えられない場合が多い。インバータ電源では、このため種々のソフトスタート機能を有しているが、それは、１つのインバータ電源に対して１つの負荷の場合であればよいが、１つのインバータ電源に複数の負荷が接続された場合は、後から起動する負荷に対しては不可能であった。
電力システムは、白熱ランプの点灯時のラッシュ電流など短時間の過電流、誘導電動機の起動時ラッシュや、トランスの初期励磁突入の過電流に耐えるように設計されていなければならず、機器の耐量を的確に配分することが肝要であるが、近年の半導体式インバータ電源、例えば燃料電池インバータは、トランスの励磁突入電流の10倍近いピーク電流には耐えられない場合が多い。インバータ電源では、このため種々のソフトスタート機能を有しているが、それは、１つのインバータ電源に対して１つの負荷の場合であればよいが、１つのインバータ電源に複数の負荷が接続された場合は、後から起動する負荷に対しては不可能であった。
電力システムでは、事故時、また短時間の過電流に機器が耐え得るように保護協調、電流と継続時間を考慮して設計しているが、スイッチが事故電流を選択的に遮断することで、事故を上流に波及させないことを目的とした保護協調をするのみであった。システムの下流での事故であれば、電源を遮断しないで、可能な限り運転を継続したいのが、近年の社会の要求である。
事故電流を直列要素で限流する限流器では、例えば超電導と常電導の移行現象を応用したものが開発されているが、これは、事故電流が過大になると遮断器の容量も過大になるため、事故電流を限流器によって半分にでも減らすことが出来れば、遮断器のサイズやコストが削減できるからである。
三相変圧器の場合、鉄心飽和による励磁ラッシュ電流が予想されるので、変圧器自身にも電線の電磁力に対する過電流耐量を持たせることが必要である。
事故電流を直列要素で限流する限流器では、例えば超電導と常電導の移行現象を応用したものが開発されているが、これは、事故電流が過大になると遮断器の容量も過大になるため、事故電流を限流器によって半分にでも減らすことが出来れば、遮断器のサイズやコストが削減できるからである。
三相変圧器の場合、鉄心飽和による励磁ラッシュ電流が予想されるので、変圧器自身にも電線の電磁力に対する過電流耐量を持たせることが必要である。
磁気エネルギー回生スイッチは、交流電源と負荷との間で電力制御が可能なスイッチである。独立に４つのゲート信号でオン・オフするスイッチの構成で、負荷の磁気エネルギーをコンデンサに蓄積し回生する。コンデンサに電圧を自動発生させてリアクタンス電圧を発生させることで様々な電力制御が可能であることは、すでに、特許登録、開示されている（上記特許文献１参照）。ブリッジ接続された４つ逆導通型半導体スイッチの対角の位置にあるペアのゲートオン信号を電源電圧に同期させて交互にオン・オフさせると電流の位相を進み制御することが可能で、誘導性負荷では、電流位相を進ませることで、負荷への電圧を高くも低くも出来ることが、このスイッチの特徴である。
負荷の過電流による過大な磁気エネルギーを、この逆導通型半導体スイッチの通常動作で制御すると、予定外の大きな磁気エネルギーを回生することになって、コンデンサの耐電圧、逆導通型半導体スイッチの電流容量と耐電圧を超える場合がある。このとき、速やかに逆導通型半導体スイッチを保護することができれば、負荷と電源を保護することにもなり、この逆導通型半導体スイッチを保護する機能は重要であると同時に、逆導通型半導体スッチ自体が過大な過負荷耐量を具備しなくても済むことになり、スイッチの小型化と低コスト化の為にも重要である。
図１は、すでに出願され公知となっている磁気エネルギー回生スイッチを用いた交流電源装置である（上記特許文献２参照）。ここにおいて過渡的に短時間、負荷Ｒの抵抗分が減少した場合、大きな電流が流れて磁気エネルギーが増え、コンデンサＣが磁気エネルギーを吸収しきれなくなって過電圧になる。このとき逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）にも同じ電圧が印加されて耐電圧を超えて破壊に至ることが予想される。
図２は、負荷Ｒの抵抗分が半分になり、過電流が流れて、その結果、コンデンサの電圧が急増する様子を計算機シミュレーションで示したものである。コンデンサ電圧のピーク値が事故発生０．５秒後に２００Ｖから急速に７００Ｖに上昇している。これは、磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサは、負荷の磁気エネルギー分のみ蓄積すればよいために小型にできるという利点が、逆に、過電流の場合には吸収できるエネルギーが小さくなってしまうという欠点にもなることを示している。
このような逆導通型半導体スイッチを保護するに当たり、バイパスモード（短絡）に移行して、単にスイッチの運転を中止することは、簡単である。しかし、それでは全負荷の運転を中止してしまうことになり、接続して運転されている他の機器までもが同時に運転中止に至ることになる。従来は、これはやむを得ないこととあきらめられていた。この磁気エネルギー回生スイッチは４つの逆導通型半導体スイッチで磁気エネルギーを回生するエネルギー蓄積コンデンサを備えており、遮断、投入のタイミングも自由に設定できるスイッチであるので、それを十分生かす運転制御方法を用いれば、過電流時に単に遮断すること無く最大の能力で電流を阻止・限流し、その原因がなくなれば復帰することも可能な動作をさせることができるため、この磁気エネルギー回生スイッチはより高機能なＡＣスイッチとなり得る。
本発明は上述のような事情に鑑み為されたものであり、負荷の異常や故障よる過電圧及び過電流から磁気エネルギー回生スイッチを保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチを提供することを目的とする。
本発明は上述のような事情に鑑み為されたものであり、負荷の異常や故障よる過電圧及び過電流から磁気エネルギー回生スイッチを保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチを提供することを目的とする。
本発明は、交流電源と負荷との間に挿入され、前記交流電流のオン・オフ及び前記交流電流の位相を変えるための可変リアクタンス機能を備えた磁気エネルギー回生スイッチを、過電圧又は過電流から保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチに関し、本発明の上記目的は、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と、該ブリッジ回路の直流端子間に接続され、電流遮断時の磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサと、制御手段とを備え、
前記保護回路は、
前記コンデンサと並列に接続され、前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、
前記コンデンサと並列に接続され、放電抵抗と放電スイッチとが直列に接続された放電回路と、を備えるとともに、
前記制御手段は、
前記交流電源の電圧に同期して、前記逆導通型半導体スイッチのブリッジの対角の位置にあるペアを同時にオン／オフ制御するようにゲート制御信号の位相を制御するとともに、前記電圧検出部の出力が所定の値を超えたときに前記放電スイッチを短絡し、前記放電抵抗を介して前記コンデンサの電荷を放電するように前記放電スイッチのゲートを制御することを特徴とする、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチによって達成される。
前記磁気エネルギー回生スイッチは、４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と、該ブリッジ回路の直流端子間に接続され、電流遮断時の磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサと、制御手段とを備え、
前記保護回路は、
前記コンデンサと並列に接続され、前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、
前記コンデンサと並列に接続され、放電抵抗と放電スイッチとが直列に接続された放電回路と、を備えるとともに、
前記制御手段は、
前記交流電源の電圧に同期して、前記逆導通型半導体スイッチのブリッジの対角の位置にあるペアを同時にオン／オフ制御するようにゲート制御信号の位相を制御するとともに、前記電圧検出部の出力が所定の値を超えたときに前記放電スイッチを短絡し、前記放電抵抗を介して前記コンデンサの電荷を放電するように前記放電スイッチのゲートを制御することを特徴とする、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチによって達成される。
また、本発明の上記目的は、前記保護回路が、さらに、前記交流電源と前記負荷との間に挿入され、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部を備えるとともに、前記制御手段は、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を0.5より小さくすることで、限流制御を行うことを特徴とする前記保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチによって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記放電スイッチが短絡している期間の累積時間が所定の時間を超えたときに、前記制御手段が、前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオフにして電流を遮断するようにゲートを制御すること、或いは、前記放電スイッチが短絡している期間の累積時間が所定の時間を超えたときに、前記制御手段が、前記コンデンサ電圧がゼロとなるタイミングで前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオンにして電流の両方向導通状態になるようにゲートを制御することによって効果的に達成される。
またさらに、本発明の上記目的は、前記保護回路が、さらに、前記交流電源と前記負荷との間に挿入され、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部を備えるとともに、
前記制御手段は、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオフにして電流を遮断するようにゲートを制御すること、或いは、前記ブリッジの対角の位置にあるペアのうちオンになっている方のペアの片方の逆導通型半導体スイッチだけをオフに切り換えて電流を遮断するようにゲートを制御することによって効果的に達成される。
前記制御手段は、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオフにして電流を遮断するようにゲートを制御すること、或いは、前記ブリッジの対角の位置にあるペアのうちオンになっている方のペアの片方の逆導通型半導体スイッチだけをオフに切り換えて電流を遮断するようにゲートを制御することによって効果的に達成される。
本発明は、磁気エネルギー回生スイッチを過電圧や過電流から保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチに関するものであり、図３は本発明の好適な実施形態を表す図である。
本発明に係る保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）は、４個の逆導通型半導体スイッチ１（以下、「半導体スイッチ」という。）（Ｓ１〜Ｓ４）にて構成されるブリッジ回路と、そのブリッジ回路の直流出力端子間に接続され、回路の電流遮断時の磁気エネルギー（スナバエネルギー）を回生して蓄積するコンデンサ２と、半導体スイッチ１のブリッジの対角の位置にあるペア（Ｓ１、Ｓ３とＳ２、Ｓ４）を同時にオン／オフ制御するようにゲート制御信号の位相を制御する制御手段４とから成り、このＭＥＲＳが交流電源３と負荷（Ｌ、Ｒ）の間に直列に挿入されている。
本発明に係る保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）は、４個の逆導通型半導体スイッチ１（以下、「半導体スイッチ」という。）（Ｓ１〜Ｓ４）にて構成されるブリッジ回路と、そのブリッジ回路の直流出力端子間に接続され、回路の電流遮断時の磁気エネルギー（スナバエネルギー）を回生して蓄積するコンデンサ２と、半導体スイッチ１のブリッジの対角の位置にあるペア（Ｓ１、Ｓ３とＳ２、Ｓ４）を同時にオン／オフ制御するようにゲート制御信号の位相を制御する制御手段４とから成り、このＭＥＲＳが交流電源３と負荷（Ｌ、Ｒ）の間に直列に挿入されている。
また、ＭＥＲＳを過電圧又は過電流から保護するための保護回路は、コンデンサ２と並列に接続されコンデンサ２の電圧を検出する電圧検出部５と、コンデンサ２と並列に接続され、放電抵抗６１と放電スイッチ６２とが直列に接続された放電回路６とを備えており、放電スイッチ６２のオン／オフは制御手段４から供給されるゲート制御信号によって制御される。具体的には、電圧検出部５の出力が制御手段４に入力され、制御手段４に予め記憶されている所定の値（閾値）との比較が行われ、電圧検出部５の出力が閾値を超えたとき、すなわちコンデンサ電圧が過電圧になったときに、制御手段４から放電スイッチ６２のゲートにオン信号を送って放電スイッチ６２を短絡し、放電抵抗６１を介してコンデンサ２の電荷を放電することによってコンデンサ電圧を降下させるとともに、コンデンサ電圧が正常範囲内に復帰したときは、制御手段４から放電スイッチ６２のゲートに対してオフ信号が供給され、放電スイッチ６２がオフとなる。半導体スイッチとしては、パワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどが利用できる。
コンデンサ２の過電圧を放電させることによって保護する放電回路６を付加した場合、図４に示すようにコンデンサ電圧が４００Ｖを超えると放電スイッチ５２がＯＮして放電抵抗６１へと電流を放電する放電回路６が動作すれば４００Ｖ以上にはならない。重要なのは、コンデンサ電圧が抑えられた結果、リアクタンス電圧が抑えられるので、負荷電流の上昇もコンデンサ電圧の制限によって抑えられていることである。ＭＥＲＳの過電流によって、急速にコンデンサ電圧が上昇するが、コンデンサ電圧を抑えることによって電流の上昇を抑えることが本発明の特徴であり、これが従来のインバータ装置のコンデンサ過電圧保護と本質的に異なるところである。
別の方法として、ＭＥＲＳやコンデンサに耐電圧を超える電圧が印加された場合、ＭＥＲＳのゲート制御信号の位相をさらに進めて負荷の分担電圧を下げることが考えられるが、ゲートパルスの位相の制御周期が電源周期の半サイクルであるので、位相スピードに近いオン・オフ位相の変化は、ゲートのオン時間が半サイクル以上になって、負荷に直流分を生じさせるので好ましくない。オン・オフ位相の変化の時定数を１０ｍＳ以上にする必要がある。その結果が現れるのが、１サイクル後である。負荷の出力変化制御に対しては、この通常の制御で十分であるが、事故などでの過電流は電流増加スピードが１サイクルより速いため、間に合わない。図５は急激なゲート信号位相の変化でパルスが欠けて出力電流波形に乱れが出ていることを示しているシミュレーション図である。
そこで、本発明の保護回路のさらに好適な実施の形態では、ゲートのオン信号のパルス幅を減少させる方法（つまり、ゲートパルス信号のデューティ比を０．５よりも小さくする。）をとる。
すなわち、交流電源３と負荷との間に電流検出部７を挿入して負荷に流れる電流を検出し、制御手段４が、電流検出部７の出力が所定の値を超えたときに、半導体スイッチ１のゲート制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで、限流制御を行うことである。
放電回路６によるコンデンサの放電と、半導体スイッチ１のゲート制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで限流制御を行うことを組み合わせることによって、ＭＥＲＳの保護機能はさらに高められる。
すなわち、交流電源３と負荷との間に電流検出部７を挿入して負荷に流れる電流を検出し、制御手段４が、電流検出部７の出力が所定の値を超えたときに、半導体スイッチ１のゲート制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで、限流制御を行うことである。
放電回路６によるコンデンサの放電と、半導体スイッチ１のゲート制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで限流制御を行うことを組み合わせることによって、ＭＥＲＳの保護機能はさらに高められる。
図６は、時刻０．６５秒にオン信号のパルス幅を１８０度から急速に減少させ、時刻０．８５秒で元に戻す場合のシミュレーション結果である。急速にパルス幅を減少させても、電流波形の乱れは起こらずに、電流が減少しているのがわかる。
結局、ＭＥＲＳの保護方法としてより応用範囲が広いのが、コンデンサの電圧ピークカットによる過電圧保護機能と、ゲートのオン信号のパルス幅制御による電流制限機能との併用によるものであり、そうすることで初めて可能になる保護である。
結局、ＭＥＲＳの保護方法としてより応用範囲が広いのが、コンデンサの電圧ピークカットによる過電圧保護機能と、ゲートのオン信号のパルス幅制御による電流制限機能との併用によるものであり、そうすることで初めて可能になる保護である。
本発明は、瞬時の過電圧に対して、過電圧となっているコンデンサの電荷を放電させる放電回路６を有しており、まず、コンデンサ２と半導体スイッチ１の過電圧を最も簡単な効果のある方法で保護する。電圧型変換器と異なり、ＭＥＲＳ回路の短絡は、交流電源３と負荷が直列接続されるだけであるので問題は無い。放電抵抗６１は放電回路６の電流容量から決め、また放電スイッチ６２の熱容量から決めれば良いが、放電スイッチ６２のオン抵抗の１０倍から２０倍が一つの目安であろう。実施例では１０Ωを使っている。
この放電スイッチ６２にサイリスタを使用することも可能であるが、その後のＭＥＲＳとしての働きが中止され、進みのリアクタンス電圧がゼロとなるので、総合的にリアクタンスが大きくなる。これは限流器としての機能となるので、重要な機能であるが、コンデンサのエネルギーをすべて放電するので、放電抵抗６１の容量を大きくしなければならない。また放電スイッチ６２の代わりにＺＮＲやサイダックのような電圧非線形素子で行っても良い。
この放電スイッチ６２にサイリスタを使用することも可能であるが、その後のＭＥＲＳとしての働きが中止され、進みのリアクタンス電圧がゼロとなるので、総合的にリアクタンスが大きくなる。これは限流器としての機能となるので、重要な機能であるが、コンデンサのエネルギーをすべて放電するので、放電抵抗６１の容量を大きくしなければならない。また放電スイッチ６２の代わりにＺＮＲやサイダックのような電圧非線形素子で行っても良い。
ＭＥＲＳの制御手段４は、過電圧を検出するとその過電圧信号により、または、過電流を検出すると過電流信号により、そのどちらか、またはあわせて、ゲートのオン信号のパルス幅を減少させる。これは、オンであった信号を瞬時にオフにすることも許して行わせることにより、電圧の上昇は止まり、負荷電流は電流フィードバック制御によって、過電流保護レベル以下に下げられる。また、コンデンサの過電圧も保護レベルより下げられることになる。この放電スイッチ６２による放電とゲートパルスのデューティ比制御による電流フィードバック制御とを組み合わせたところが本発明の特長であり、これにより半導体スイッチが壊れることなく、限流制御によりＭＥＲＳは限流器として動作させることが可能になる。その結果、負荷の起動時のラッシュが終われば、通常の運転に自動的に復帰することが出来る。これは、ＭＥＲＳがスイッチのオン／オフばかりではなく、さらにインテリジェントな機能を持つことの重要な出発点の一つになる。事故時の限流作用は多くの限流器で研究が行われているが、未だ研究途上にある。本発明におけるＭＥＲＳは交流電流スイッチの理想形をしている為、ゲートがオール・オフに至るもコンデンサの電圧を抑制すれば電流も限流できる半導体化した静止限流器を提供できる。これは半導体の進歩によるところが大きく、導通損失がサイリスタと同じ１．５４ＶになるＭＥＲＳ専用に開発されたＩＧＢＴを用いて交流半導体スイッチとすれば、常時の導通損失も小さく、事故時または、初期のみの開始電流のラッシュに対して、保護するために遮断することなく、運転を継続し、さらに回路の定められた過負荷耐量の範囲に電流を限流して過渡状態が過ぎるのを待つ、インテリジェントな交流半導体スイッチを供給できる。
図３に実施例を示したが、半導体スイッチ１をブリッジ構成にして直流端子に磁気エネルギーを蓄積するコンデンサ２を接続した。このコンデンサは従来の電圧型インバータと異なり、負荷の磁気エネルギーを蓄積するだけであるため静電容量が小さくて済み、電圧は各半サイクルでピークと電圧ゼロまで放電することが特徴である。
充電／放電の電流波形が交流電圧源の角速度ω０に近くなるように選択されるべきで、その結果、高調波が少なくなる。静電容量Ｃと交流インダクタンスＬとの関係式は、
ＬＣ＝ω０ −２ ・・・・・・（式１）
である。
さらに、静電容量Ｃの値を式１で求められる値より若干小さくすることで、半サイクルの放電の後に、電圧ゼロの期間が生じ、半導体スイッチ１のスイッチングを容易にすることが出来る。単相インバータの電圧源コンデンサが従来のＰＷＭコンバータと異なり、大幅に小さな容量になっていることが特徴である。
ＬＣ＝ω０ −２ ・・・・・・（式１）
である。
さらに、静電容量Ｃの値を式１で求められる値より若干小さくすることで、半サイクルの放電の後に、電圧ゼロの期間が生じ、半導体スイッチ１のスイッチングを容易にすることが出来る。単相インバータの電圧源コンデンサが従来のＰＷＭコンバータと異なり、大幅に小さな容量になっていることが特徴である。
コンデンサ２の電圧がゲート周期で振動することから、過電圧からの保護は高速でなければならない。電圧検出回路５で検出されたコンデンサ電圧が、閾値を超えそうになると電流制限の放電抵抗６１などを通して放電され、その結果、コンデンサの電圧は閾値を超えることなくその値で止まる。
また、別に電流検出回路７からの検出信号を受けて、過電流の閾値を維持するべく、ゲートオン信号のパルス幅を減少させてデューティ比を０．５より小さくする。
また、別に電流検出回路７からの検出信号を受けて、過電流の閾値を維持するべく、ゲートオン信号のパルス幅を減少させてデューティ比を０．５より小さくする。
図７のシミュレーション結果により説明する。検出電流が閾値を超えると、制御手段４はゲート制御パルスのデューティ比を０．５より小さくして、ゲートのオン時間を短縮する。これは瞬時には効果が現れないので、コンデンサの放電回路６も必要である。電流が閾値を超えると半導体スイッチ１はゲートオフの時間が長くなり（オン信号のパルス幅が小さくなる）、その結果、半導体スイッチ１は限流器として作用する。最大の逆電圧はコンデンサの保護レベル電圧を発生する。
コンデンサの耐電圧は電源電圧の１．４倍より大きいため、電流は減少する。
制御手段４は、交流電源３の電圧位相を検出する能力と４つの半導体スイッチ１に必要なゲート信号を送る。Ｓ１とＳ３、Ｓ２とＳ４の対角の位置にあるペア半導体スイッチのゲートに同時に信号を送るが、二つのペアに同時にはオン信号を送らない。コンデンサ電圧が短絡してしまうからである。
コンデンサの耐電圧は電源電圧の１．４倍より大きいため、電流は減少する。
制御手段４は、交流電源３の電圧位相を検出する能力と４つの半導体スイッチ１に必要なゲート信号を送る。Ｓ１とＳ３、Ｓ２とＳ４の対角の位置にあるペア半導体スイッチのゲートに同時に信号を送るが、二つのペアに同時にはオン信号を送らない。コンデンサ電圧が短絡してしまうからである。
図７の一番上のトレースに交流電源電圧とゲートパルス信号の関係を示す。ゲートパルス信号の幅は、ここでは、基本波の周期をそのままにしてオン時間だけが短くなるようにデューティ比を制御している。
この場合、過電流は磁気（スナバ）エネルギーを予定外に大きくするため、一旦、コンデンサ電圧に過電圧を生じるが、その期間は数十ｍＳの遅れで電流制限機能が効果を現すまでの短時間に過ぎない。このように、瞬時電圧制限機能（放電）と過電圧の原因を取り除く過電流抑制機能を組み合わせた保護回路により、負荷の事故時もスイッチを遮断停止せずに、制限された電力を送ることは、重要である。
この場合、過電流は磁気（スナバ）エネルギーを予定外に大きくするため、一旦、コンデンサ電圧に過電圧を生じるが、その期間は数十ｍＳの遅れで電流制限機能が効果を現すまでの短時間に過ぎない。このように、瞬時電圧制限機能（放電）と過電圧の原因を取り除く過電流抑制機能を組み合わせた保護回路により、負荷の事故時もスイッチを遮断停止せずに、制限された電力を送ることは、重要である。
［実施例のシミュレーション］
図８はシミュレーションのための回路であり、図９はシミュレーションによる解析結果を示す。回路定数は以下の通りである。
１．半導体スイッチ Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４（パワーＭＯＳＦＥＴであり、損失は無視している）
２．交流電源５０Ｈｚ、 ＡＣ１００Ｖ
３．負荷インダクタンスＬ ３１．８５ｍＨ、
４．負荷抵抗Ｒ １０Ω
５．異常時負荷抵抗Ｒ’ ２Ω
６．持続時間 ０．１秒
７．コンデンサ １５０μF、過電圧保護レベル（閾値）４００Ｖ
時間０．５秒後に負荷抵抗値を急変させて、電流が急増した場合を模擬している。電流が増大した結果、コンデンサが過電圧になって、放電回路が動作、電圧を４００Ｖでカットしている。電流検出部７が過電流を検出することによって、ゲートオン信号のパルス幅を減少させることで、０．１秒後には電流が減り、その結果、過電圧も解消した。
図８はシミュレーションのための回路であり、図９はシミュレーションによる解析結果を示す。回路定数は以下の通りである。
１．半導体スイッチ Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４（パワーＭＯＳＦＥＴであり、損失は無視している）
２．交流電源５０Ｈｚ、 ＡＣ１００Ｖ
３．負荷インダクタンスＬ ３１．８５ｍＨ、
４．負荷抵抗Ｒ １０Ω
５．異常時負荷抵抗Ｒ’ ２Ω
６．持続時間 ０．１秒
７．コンデンサ １５０μF、過電圧保護レベル（閾値）４００Ｖ
時間０．５秒後に負荷抵抗値を急変させて、電流が急増した場合を模擬している。電流が増大した結果、コンデンサが過電圧になって、放電回路が動作、電圧を４００Ｖでカットしている。電流検出部７が過電流を検出することによって、ゲートオン信号のパルス幅を減少させることで、０．１秒後には電流が減り、その結果、過電圧も解消した。
また、電流の瞬時値を監視して、所定値を超えた時点で、全ゲートを遮断することで、電流の上昇を下降に転じることが出来る。図１０に全ゲート遮断の効果をシミュレーションによって示す。これは、負荷が抵抗性である場合にその効果が大きい。図８の回路において、時間０．０６秒後に負荷（Ｌ＝１０ｍＨ、Ｒ＝１０Ω、Ｒ’＝１０Ω）の抵抗分が１０Ωから５Ωへと半分になった場合、スイッチ電流が上昇するが、監視レベルを２０Ａとして、電流２０Ａで（Ｓ１，Ｓ３）と（Ｓ２，Ｓ４）のゲートのすべてを遮断した場合の結果を示す。その結果、電流の上昇が２０Ａで止まることでスイッチが保護されている。
また、ブリッジの対角の位置にあるペアの片方のゲート信号を停止するとコンデンサ電流が停止して、コンデンサ放電が停止、コンデンサの電圧降下が停止する。特に、負荷がインダクティブな場合、電流の上昇も停止して、その結果、電流制限のようなことが可能になる。これは負荷をインダクティブにして、進み電流の発生装置（SVC：Static VAR Compensator）として、進み電流を制御することに利用できる。図１１に電流の瞬時値が所定値を超えたときに、Ｓ１，Ｓ４のゲートを停止する制御についての計算機シミュレーション結果を示す。図８と同様の回路で、インダクティブな負荷（Ｌ＝３０ｍＨ、Ｒ＝１０Ω、Ｒ’＝０．５Ω）になった場合、例えば１５Ａで片方のゲートをオフすることで、電流の制限が可能である。これは負荷の力率の悪い場合、もしくは、コイルに電流を流して進み電流を得る場合の制御になっている。電流１５ＡでゲートＳ１、Ｓ４をオフすることで、電流制御が行われる。
放電抵抗６１は入力エネルギーが過大になると温度上昇に耐えねばならないが、本実施例では、コンデンサ電圧が設定された電圧（閾値）を超える時間だけ放電スイッチ６２が短絡（オン）され、放電電流が流れるようにしている。放電抵抗６１が過負荷になった場合、最終的保護として二つの方法が残されている。
その一は、上述のようにＭＥＲＳの全てのスイッチのゲートを遮断することで、電流を全遮断にしてしまうことであるが、その二は、ＭＥＲＳを短絡することである。このとき、コンデンサ電圧はゲート周波数の２倍の周期でゼロもしくはゼロに近い電圧に低下する。この電圧がゼロに近いタイミングをねらって、制御する半導体スイッチのペアを、対角の位置にあるペア（Ｓ１とＳ３、Ｓ２とＳ４のペア）から、半導体スイッチの逆直列方向で対向するペア（Ｓ１とＳ２、Ｓ３とＳ４のペア）に変えて同時にオン／オフさせることで、交流電流はバイパス状態になり、かつ、切り換える時にコンデンサの電荷を短絡することがないようにできる。
なお、放電抵抗６１が過負荷状態になったかどうかは、例えば、放電抵抗６１に放電電流が流れている期間、すなわち放電スイッチ６２が短絡（オン）になっている時間の累積時間が予め設定した時間を超えたかどうかで判断してもよい。つまり、放電抵抗６１に定格を超える過電流が流れても瞬間的に破壊されるわけではなく、所定の累積時間を超えたときに破壊されるからである。
その一は、上述のようにＭＥＲＳの全てのスイッチのゲートを遮断することで、電流を全遮断にしてしまうことであるが、その二は、ＭＥＲＳを短絡することである。このとき、コンデンサ電圧はゲート周波数の２倍の周期でゼロもしくはゼロに近い電圧に低下する。この電圧がゼロに近いタイミングをねらって、制御する半導体スイッチのペアを、対角の位置にあるペア（Ｓ１とＳ３、Ｓ２とＳ４のペア）から、半導体スイッチの逆直列方向で対向するペア（Ｓ１とＳ２、Ｓ３とＳ４のペア）に変えて同時にオン／オフさせることで、交流電流はバイパス状態になり、かつ、切り換える時にコンデンサの電荷を短絡することがないようにできる。
なお、放電抵抗６１が過負荷状態になったかどうかは、例えば、放電抵抗６１に放電電流が流れている期間、すなわち放電スイッチ６２が短絡（オン）になっている時間の累積時間が予め設定した時間を超えたかどうかで判断してもよい。つまり、放電抵抗６１に定格を超える過電流が流れても瞬間的に破壊されるわけではなく、所定の累積時間を超えたときに破壊されるからである。
本実施形態は単相回路で説明したが、３組のＭＥＲＳを使用することで三相交流にも当然応用でき、その場合、スター・デルタ変換による電流３次高調波が消滅するなどの効果もある。しかも三相の不平衡事故時の対応も可能である。
この保護回路の制御手段は外部からの制御信号の合理性を判断する能力を持っている。その第一はスイッチ固有のＩＤナンバーを持っており、これが外部との通信のキーとなることも可能である。この機能は、例えば、インターネットなど通信によって無線で信号を送れば、無線制御できるスイッチとなって、制御信号をワイヤー接続しないで伝えることができる。
この保護回路の制御手段は単に電流、電圧、位相、力率等を求めるばかりでなく、負荷の健全性を電圧、電流からインピーダンスを求めて異常を発見する機能を持つ。また、演算を通じて負荷の運転状況を求めてそれに応じて半導体スイッチを制御できる。
この保護回路の制御手段は、この半導体スイッチの過去の運転状況を記録しており、総運転時間、電力、消費電力など統計情報を積算して、求めに応じて外部に通信にすることも考えられる。
この保護回路の制御手段は、この半導体スイッチの過去の運転状況を記録しており、総運転時間、電力、消費電力など統計情報を積算して、求めに応じて外部に通信にすることも考えられる。
この保護回路は、容量や目的の異なる負荷でも、すべてのＭＥＲＳに共通の機能を持っており、本保護回路が必要であるので、主回路と分離して製造することで、この保護回路のみを大量生産の効果によりコストを下げることも出来るので、規格化して、できれば装着しやすい構造にするとよい。
この保護回路の制御手段は、プログラム化された計算機能を有するので外部からの通信機能でその内容をダウンロード、アップロード可能なものとすることができる。そのプログラムに負荷の特性や運転計画を反映することも可能である。
この保護回路の制御手段は、制御計算、記憶機能を有するので、例えば照明灯に応用した場合であれば、床面の照度を検出しての制御や、蛍光灯のように外部温度で発光効率が変わる場合は、それを関数にして制御することも可能である。
本発明は、交流電源と負荷との間に挿入され、前記交流電流のオン・オフ及び前記交流電流の位相を変えるための可変リアクタンス機能を備えた磁気エネルギー回生スイッチを、過電圧又は過電流から保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチに関し、本発明の上記目的は、前記磁気エネルギー回生スイッチは、４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と、該ブリッジ回路の直流端子間に接続され、電流遮断時の磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサと、制御手段とを備え、
前記保護回路は、前記コンデンサと並列に接続され、前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、前記コンデンサと並列に接続され、放電抵抗と放電スイッチとが直列に接続された放電回路と、前記交流電源と前記負荷との間に挿入され、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部と、を備えるとともに、
前記制御手段は、前記交流電源の電圧に同期して、前記逆導通型半導体スイッチのブリッジの対角の位置にあるペアを同時にオン／オフ制御するようにゲート制御信号の位相を制御するとともに、前記電圧検出部の出力が所定の値を超えたときに前記放電スイッチを短絡し、前記放電抵抗を介して前記コンデンサの電荷を放電するように前記放電スイッチのゲートを制御し、かつ、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで、限流制御を行うことを特徴とする、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチによって達成される。
前記保護回路は、前記コンデンサと並列に接続され、前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、前記コンデンサと並列に接続され、放電抵抗と放電スイッチとが直列に接続された放電回路と、前記交流電源と前記負荷との間に挿入され、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部と、を備えるとともに、
前記制御手段は、前記交流電源の電圧に同期して、前記逆導通型半導体スイッチのブリッジの対角の位置にあるペアを同時にオン／オフ制御するようにゲート制御信号の位相を制御するとともに、前記電圧検出部の出力が所定の値を超えたときに前記放電スイッチを短絡し、前記放電抵抗を介して前記コンデンサの電荷を放電するように前記放電スイッチのゲートを制御し、かつ、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで、限流制御を行うことを特徴とする、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチによって達成される。
また、本発明の上記目的は、前記放電スイッチが短絡している期間の累積時間が所定の時間を超えたときに、前記制御手段が、前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオフにして電流を遮断するようにゲートを制御することを特徴とする前記保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチによって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、前記放電スイッチが短絡している期間の累積時間が所定の時間を超えたときに、前記制御手段が、前記コンデンサ電圧がゼロとなるタイミングで前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオンにして電流の両方向導通状態になるようにゲートを制御することを特徴とする前記保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチによって効果的に達成される。
またさらに、本発明の上記目的は、前記制御手段は、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオフにして電流を遮断するようにゲートを制御すること、或いは、前記ブリッジの対角の位置にあるペアのうちオンになっている方のペアの片方の逆導通型半導体スイッチだけをオフに切り換えて電流を遮断するようにゲートを制御することによって効果的に達成される。
Claims (7)
- 交流電源と負荷との間に挿入され、前記交流電流のオン／オフ及び前記交流電流の位相を変えるための可変リアクタンス機能を備えた磁気エネルギー回生スイッチを、過電圧又は過電流から保護するための保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチであって、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と、該ブリッジ回路の直流端子間に接続され、電流遮断時の磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサと、制御手段とを備え、
前記保護回路は、
前記コンデンサと並列に接続され、前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、
前記コンデンサと並列に接続され、放電抵抗と放電スイッチとが直列に接続された放電回路と、を備えるとともに、
前記制御手段は、
前記交流電源の電圧に同期して、前記逆導通型半導体スイッチのブリッジの対向するペアを同時にオン／オフ制御するようにゲート制御信号の位相を制御するとともに、前記電圧検出部の出力が所定の値を超えたときに前記放電スイッチを短絡し、前記放電抵抗を介して前記コンデンサの電荷を放電するように前記放電スイッチのゲートを制御することを特徴とする、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ。 - 前記保護回路が、さらに、
前記交流電源と前記負荷との間に挿入され、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部を備えるとともに、
前記制御手段は、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記制御信号のパルスのオン／オフのデューティ比を０．５より小さくすることで、限流制御を行うことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ。 - 前記電圧検出部の出力が、前記所定の値を超える期間が所定の時間を超えたときに、前記制御手段が、前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオフにして電流を遮断するようにゲートを制御することを特徴とする請求の範囲第１項又は第２項に記載の、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ。
- 前記電圧検出部の出力が、前記所定の値を超える期間が所定の時間を超えたときに、前記制御手段が、前記コンデンサ電圧のゼロ時に前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオンにして電流の両方向導通状態になるようにゲートを制御することを特徴とする請求の範囲第１項又は第２項に記載の、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ。
- 前記保護回路が、さらに、
前記交流電源と前記負荷との間に挿入され、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部を備えるとともに、
前記制御手段は、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記４個の逆導通型半導体スイッチをすべてオフにして電流を遮断するようにゲートを制御することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ。 - 前記保護回路が、さらに、
前記交流電源と前記負荷との間に挿入され、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部を備えるとともに、
前記制御手段は、前記電流検出部の出力が所定の値を超えたときに、前記ブリッジの対向するペアのうちオンになっている方のペアの片方の逆導通型半導体スイッチだけをオフに切り換えて電流を遮断するようにゲートを制御することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の、保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチ。 - 負荷に交流電流を供給するとともに、電流遮断時の磁気エネルギーを回生して前記負荷への供給電流として利用する交流電源装置であって、該交流電源装置は、
前記交流電流を発生する交流電源と前記負荷との間に、請求の範囲第１項乃至第６項のいずれかに記載の保護回路を備えた磁気エネルギー回生スイッチが直列に接続されたことを特徴とする交流電源装置。
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