JPWO2009057741A1 - 電動機制御装置，駆動装置およびハイブリッド駆動装置 - Google Patents

Abstract

１次側直流電圧をコンバータ（３０ｃ）で２次電圧に昇圧しインバータ（１９）で３相交流に変換して電動機（１０ｍ）に印加し、電動機の回生電力は逆ルートで１次側直流電源（１８，２１）に供給する電動機駆動において、電動機の駆動が、少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行わない第１領域，コンバータが出力可能な最大電圧(Ｖmax)より小さい電圧で少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行う第３領域、および、コンバータの最大電圧より小さい電圧で全相を矩形波通電する１pulseモードで弱め界磁制御を行う第２領域（図４）、のいずれかに基づいて、インバータに印加する前記２次電圧を定める２次側目標電圧を決定する。コンバータ制御装置（３０ｖ）が前記２次電圧を該２次側目標電圧に定める。

Description

本発明は、インバータから電動機に給電する電力およびその逆方向の回生電力を制御する電動機制御装置に関し、特に、インバータが電動機に与える動作電圧および電圧制御モードの制御に関する。本発明の電動機制御装置は例えば、電動機で車輪を駆動する電気自動車（ＥＶ）、および、該電動機に加えて燃料エンジンおよび該エンジンによって回転駆動される発電機（電動機または発電動機と言われることもある）を備えるハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）に使用することができる。

電気モータの回転速度が上昇するのに伴ってステータコイルに発生する逆起電力が上昇し、これにともなってインバータからステータコイルへの目標電流の供給が難しくなり、目標とするトルク出力が得られなくなる。この場合、与えられたモータ目標トルクを実現するために算出したｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを下げることにより、電力使用効率は低下するが、より高い回転速度で目標トルクを出力することができる。これが弱め界磁制御といわれている。

特許文献１は、弱め界磁制御による電力損失やシステム効率の低下をなくすために、弱め界磁制御を省略し、インバータに印加する動作電圧を高くする昇圧回路を備え、バッテリ電圧がモータの目標動作に対して不足するときは、昇圧回路からインバータに給電するモータ駆動制御装置を記載している。特許文献２は、バッテリ電圧を昇圧する回路を備えて、モータの目標動作および速度起電力に対応する所要昇圧電圧を算出して、該昇圧電圧になるように昇圧回路を制御するモータ駆動制御装置を記載している。特許文献３は、目標回転速度が基底回転速度Ｒｂを越える領域において、弱め界磁損失と昇圧損失との和が最小となる弱め界磁電流および昇圧比に、インバータと昇圧回路を制御するモータ駆動制御装置を記載している。特許文献４は、昇圧回路であるコンバータの電力損失およびインバータの電力損失をそれぞれ検出して、弱め界磁制御領域でのみ、両者が均衡するように、コンバータおよびインバータを制御し、弱め界磁制御領域外では、モータ駆動電圧が所定範囲内に入るように電流を制御する、モータ制御装置を記載している。

たとえば昇圧機能を有する電気自動車（ＥＶ）或いはハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）において、従来の一態様では、弱め界磁電流による電力損失を低減するために、電動機を駆動するインバータに印加するＤＣリンク電圧（コンバータで昇圧後の電圧：コンバータの２次電圧）は、電動機の目標トルクと回転速度に対応して、弱め界磁電流を必要としない領域では３相ＰＷＭ（ＳＶｐｗｍ）又は２相ＰＷＭ（Ｄｐｗｍ）とし、弱め界磁電流を必要とする領域でも、それが０（変調比Ｍｉが０．７０７一定で電圧制御モードがＤｐｗｍ）となるように決定していた。たとえば、トルク一定の場合ＤＣリンク電圧が図６に示すように、回転速度ωの上昇に応じて一定の傾きで上限値Ｖmaxに達するまで上昇するように、２次側目標電圧Ｖｕｃ^*を決定していた。ＤＣリンク電圧が上限値Ｖmaxに達した後は、弱め界磁制御を行い、その後電圧制御モードをＤｐｗｍから、全相矩形波通電の１pulseモードに切り換えることが考えられる。
特開平１０−６６３８３号公報 特許第３７４６３３４号公報 特開２００５−２１０７７２号公報 特開２００３−３３０７１号公報

上記従来のＤＣリンク電圧の決定態様では、電動機の回転速度が高い領域においても、ＳＶｐｗｍやＤｐｗｍを使うことがあり、結果として損失が小さくできないという課題があった。

本発明は、電動機の高速回転時の電力損失を低減することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明においては、電動機の駆動が、少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行わない第１領域，コンバータの最大電圧(Ｖmax)より小さい電圧で少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行う第３領域、および、前記コンバータの最大電圧より小さい電圧で全相を矩形波通電する１pulseモードで弱め界磁制御を行う第２領域（図４）、のいずれかに基づいて、インバータに印加する２次電圧を定める２次側目標電圧を決定する。これを実施する本発明の第１態様の電動機制御装置は、次の（１）項のものである。

（１）１次側直流電源(18,22)の出力を電動機(10m)に供給し、電動機(10m)の駆動を制御するインバータ(19m)；
前記１次側直流電源の電圧を昇圧して２次電圧(Vuc)として前記インバータに給電する昇圧給電装置(25,26,29)、および、前記インバータからの回生電力を前記１次側直流電源に逆給電する回生給電装置(27)、を含むコンバータ(30c)；
前記電動機の駆動が、少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行わない第１領域，前記コンバータの最大電圧より小さい電圧で少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行う第３領域、および、前記コンバータの最大電圧より小さい電圧で全相を矩形波通電する１pulseモードで弱め界磁制御を行う第２領域（図４）、のいずかに基づいて２次側目標電圧(Vuc^*m)を決定する２次側目標電圧決定手段(図３の5)；
前記２次電圧を、前記２次側目標電圧とするように、前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を制御するコンバータ制御手段(30v)；および、
前記電動機の目標トルク(T^*)，回転速度(ω)および前記２次電圧(Vuc)に基づいて、該電動機の出力トルクを前記目標トルクにするように、前記インバータを制御するモータ制御手段(30m)；
を備える電動機制御装置。

なお、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し後述する実施例の対応又は相当要素又は事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。

これによれば、第３領域（ω１〜ω２）を介挿したことにより、電圧制御モードを１pulseとする１pulseモード領域を拡張することができる。１pulseモードではインバータでのスイッチングロスが少ないため、１pulseモードが拡張すると、高回転速度の領域の電力損失が大幅に低くなる。また、１pulseモードを適用することにより、渦電流の発生が抑制され、その結果、鉄損も減少する。

（２）前記２次側目標電圧決定手段(図３の5)は、前記第２領域において、前記電動機の目標トルク(T^*)の上昇に応じて前記２次側目標電圧(Vuc^*m)を上昇させる；上記（１）に記載の電動機制御装置。

（３）前記２次側目標電圧決定手段(図３の5)は、前記電動機の目標トルク(T^*)毎に、前記第１領域(図４)は、前記電動機の回転速度の上昇に伴い第１勾配(k1)で上昇し、前記第３領域は、前記電動機の回転速度が弱め界磁制御を開始する第１回転速度(ω1)以上で第１勾配(k1)とは異なる第３勾配(k3)で上昇し、前記第２領域は、前記電動機の回転速度が前記１pulseモードに切り換える第３回転速度(ω2)以上で第３勾配とは異なる第２勾配(k2)で上昇する２次側目標電圧特性に基づいて、前記２次側目標電圧(Vuc^*m)を決定する；上記（１）又は(２)に記載の電動機制御装置。

また、上記目的を達成するために本発明においては、電動機の目標トルク(T^*)に割り当てられた、少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで回転速度(ω)の上昇に伴い、急勾配の第１勾配(k1)で上昇し弱め界磁制御を開始する第１回転速度（ω１）で緩勾配の第３勾配(k3)に切換わり、変調モードを全相を矩形波通電する１pulseモードに切り換える第２回転速度（ω２）で第３勾配(k3)とは異なる第２勾配(k2)に切換わる２次側目標電圧特性(図４)を用いて、前記電動機(10m)の回転速度に対応する２次側目標電圧(Vuc^*m)を導出する。すなわち、従来は同一目標トルクでは回転速度の上昇に伴い一定の急勾配で上昇させていた２次側目標電圧特性（図６）を、図４に示すように、弱め界磁制御を開始するあたりの回転速度で緩勾配である第３勾配(k3)に切換え、電圧制御モードを１pulseモードとするあたりで、１pulseモード用の第２勾配(k2)に切り換えるものとする。これを実施する本発明の第２態様の電動機制御装置は、次の（４）項のものである。

（４）１次側直流電源(18,22)の出力を電動機(10m)に供給し、電動機の駆動(10m)を制御するインバータ(19m)；
前記１次側直流電源の電圧を昇圧して２次電圧(Vuc)として前記インバータに給電する昇圧給電装置(25,26,29)、および、前記インバータからの回生電力を降圧して前記１次側直流電源に逆給電する回生給電装置(27)、を含むコンバータ(30c)；
前記電動機の目標トルク(T^*)毎に、前記電動機の回転速度の上昇に応じて、少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで第１勾配(k1)で上昇し、弱め界磁制御を開始する第１回転速度（ω１）で第１勾配とは異なる第３勾配(k3)に切換え、変調モードを全相を矩形波通電する１pulseモードに切り換える第２回転速度（ω２）で第３勾配(k3)とは異なる第２勾配(k2)に切換えて前記コンバータの最大電圧(Ｖmax)まで上昇する２次側目標電圧特性(図４)に基づいて、２次側目標電圧(Vuc^*m)を導出する２次側目標電圧決定手段(図３の5)；
前記２次電圧(Vuc)を、前記２次側目標電圧(Vuc^*m)とするように、前記コンバータ(30c)の昇圧給電手段(25,26,29)および回生給電手段(27)を制御するコンバータ制御手段(30v)；および、
前記電動機の目標トルク，回転速度および前記２次側目標電圧に基づいて、該電動機の出力トルクを前記目標トルクにするように、前記インバータを制御するモータ制御手段(30m)；
を備える電動機制御装置。

これによれば、第３勾配(k3)の２次側目標電圧領域（ω１〜ω２）を介挿したことにより、１pulseモード領域を拡張することができる。１pulseモードではインバータでのスイッチングロスが少ないため、１pulseモードが拡張すると、高回転速度の領域の電力損失が大幅に低くなる。また、１pulseモードを適用することにより、渦電流の発生が抑制され、その結果、鉄損も減少する。

本発明の後述の実施例では、弱め界磁制御開始前の第１勾配(k1)＞１pulseモードの第２勾配(k2)＞弱め界磁制御開始後の第３勾配(k3)、としている。このようにすると、弱め界磁電流値が比較的に小さいＰＷＭ制御領域（第３勾配ｋ３の領域）が拡張し、また、１pulseモード（第２勾配ｋ２）の領域が拡大して、広い回転速度範囲でインバータの電力損失の抑制効果が高い。

（５）前記第１勾配(k1)の傾きは第３勾配(k3)より大きく、前記第２勾配(k2)の傾きは前記第３勾配よりも大きい；前記第２勾配は前記第３勾配よりも急勾配である；上記（３）又は（４）に記載の電動機制御装置。

（６）前記第２勾配(k2)は、第１勾配(k1)より小さい値である；上記（３）乃至（５）のいずれか１項に記載の電動機制御装置。

（７）前記モータ制御手段(30m)は、前記第３勾配(k3)の速度領域（ω１〜ω２）では、前記変調モードは２相変調とする；上記（３）乃至（６）のいずれか１項に記載の電動機制御装置。

（８）前記２次側目標電圧特性(図４)は、目標トルクが大きいものほど２次側目標電圧(Vuc^*m)が高いものである；上記（３）乃至（７）のいずれか１項に記載の電動機制御装置。

（９）前記第３勾配(k3)は、目標トルクが大きいものほど大きい値である；上記（３）乃至（８）のいずれか１項に記載の電動機制御装置。

（１０）前記第１勾配(k1)は、弱め界磁制御を開始する前の３相変調又は２相変調のときの、前記コンバータの２次電圧(Vuc)に対する電動機目標電圧(Vm^*)の比である変調比(Mi=Vm^*/Vuc)を第１設定値(0.707)とする値である；上記（３）乃至（９）のいずれか１項に記載の電動機制御装置。

（１１）前記第２勾配(k2)は、１pulse変調モードで、前記コンバータの２次電圧(Vuc)に対する電動機目標電圧(Vm^*)の比である変調比(Mi=Vm^*/Vuc)を第２設定値(0.78)とする値である；上記（１０）に記載の電動機制御装置。

（１２）前記３相変調又は２相変調のときの、前記コンバータの２次電圧に対する電動機目標電圧の比である変調比は、前記コンバータの２次電圧に対する電動機目標電圧の比である変調比より小さい；上記（１１）に記載の電動機制御装置。

（１３）前記第３勾配(k3)は、同一目標トルクにおける第１回転速度から第２回転速度への速度上昇に対応して、第１回転速度（ω１）に割り当てた２次電圧目標値から、第２回転速度（ω２）に割り当てた２次側目標電圧に、２次側目標電圧を上げるものである；上記（４）に記載の電動機制御装置。

（１４）前記２次側目標電圧特性(図４)は、同一目標トルクに対して、力行用と回生用とがあり；前記２次側目標電圧決定手段は、目標トルクおよび回転速度に基づいて「力行」か「回生」かを判定して、「力行」であると力行用の２次側目標電圧特性に基づいて、「回生」であると回生用の２次側目標電圧特性に基づいて、前記電動機の回転速度に対応する２次側目標電圧(Vuc^*m)を導出する；上記（４）に記載の電動機制御装置。

（１５）上記（１）乃至（１４）のいずれか１つに記載の電動機制御装置；および、該電動機制御装置の前記インバータによって給電される前記電動機であって、車輪を駆動する電動機；を備える駆動装置。

（１６）車輪を駆動する第１電動機(10m)；
燃料エンジンによって回転駆動される第２電動機(10g)；
１次側直流電源(18,22)の出力を第１電動機(10m)に供給し、第１電動機の駆動を制御する第１インバータ(19m)；
前記１次側直流電源の出力を第２電動機(10g)に供給し、第２電動機の駆動を制御する第２インバータ(19g)；
前記１次側直流電源の電力を昇圧して第１および第２インバータに給電する昇圧給電装置(25,26,29)、および、第１および第２インバータからの回生電力を前記１次側直流電源に逆給電する回生給電装置(27)、を含むコンバータ(30c)；
第１電動機(10m)の駆動が、少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードでＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行わない第１領域、前記コンバータの最大電圧より小さい電圧で少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行う第３領域、および、前記コンバータの最大電圧より小さい電圧で全相を矩形波通電する１pulseモードで弱め界磁制御を行う第２領域、のいずれかに基づいて第１の２次側目標電圧を決定する第１の２次側目標電圧決定手段；
第２電動機(10g)の目標トルク及び回転速度に応じて、第２電動機の効率運転に適切な第２の２次側目標電圧を導出する、第２の２次側目標電圧決定手段；
前記コンバータ(30c)が第１および第２インバータ(19m)に与える２次電圧(Vuc)を、第１および第２の２次側目標電圧の高い方とするように、前記コンバータ(30c)の昇圧給電装置(25,26,29)および回生給電装置(27)を制御するコンバータ制御手段(30v)；
第１電動機の目標トルク，回転速度および前記２次電圧に基づいて、該電動機の出力トルクを前記目標トルクにするように、第１インバータを制御する第１モータ制御手段(30m)；および、
第２電動機の目標トルク，回転速度および前記２次電圧に基づいて、該電動機の出力トルクを前記目標トルクにするように、第２インバータを制御する第２モータ制御手段(30g)；
を備えるハイブリッド駆動装置。

（１７）車輪を駆動する第１電動機(10m)；
燃料エンジンによって回転駆動される第２電動機(10g)；
１次側直流電源(18,22)の出力を第１電動機(10m)に供給し、第１電動機の駆動を制御する第１インバータ(19m)；
前記１次側直流電源の出力を第２電動機(10g)に供給し、第２電動機の駆動を制御する第２インバータ(19g)；
前記１次側直流電源の電力を昇圧して第１および第２インバータに給電する昇圧給電装置(25,26,29)、および、第１および第２インバータからの回生電力を前記１次側直流電源に逆給電する回生給電装置(27)、を含むコンバータ(30c)；
第１電動機(10m)の目標トルク(T^*)毎に、第１電動機の回転速度の上昇に応じて、少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで第１勾配(k1)で上昇し、弱め界磁制御を開始する第１回転速度（ω１）で第１勾配より小さい勾配の第３勾配(k3)に切換え、変調モードを全相を矩形波通電する１pulseモードに切換える第２回転速度（ω２）で第３勾配(k3)より大きい勾配の第２勾配(k2)に切換えて前記コンバータの最大電圧まで上昇する２次側目標電圧特性(図４)に基づいて、第１の２次側目標電圧(Vuc^*m)を導出する、第１の２次側目標電圧決定手段(図３の5)；
第２電動機(10g)の目標トルク及び第２電動機の回転速度に応じて、第２電動機の効率運転に適切な第２の２次側目標電圧(Vuc^*m)を導出する、第２の２次側目標電圧決定手段；
前記コンバータ(30c)が第１および第２インバータ(19m)に与える２次電圧(Vuc)を、第１および第２の２次側目標電圧の高い方とするように、前記コンバータ(30c)の昇圧給電手段(25,26,29)および回生給電手段(27)を制御するコンバータ制御手段(30v)；
第１電動機の目標トルク，回転速度および前記２次電圧に基づいて、該電動機の出力トルクを前記目標トルクにするように、第１インバータを制御する第１モータ制御手段(30m)；および、
第２電動機の目標トルク，回転速度および前記２次電圧に基づいて、該電動機の出力トルクを前記目標トルクにするように、第２インバータを制御する第２モータ制御手段(30g)；
を備えるハイブリッド駆動装置。

図１は、本発明の第１実施例の構成の概略を示すブロック図である。 図２は、図１に示すモータ制御装置３０ｍの機能構成の概要を示すブロック図である。 図３は、図２に示すマイコンＭＰＵの、モータ制御の概要を示すフローチャートである。 図４は、本発明で採用した２次側目標電圧特性の概要を示すグラフである。 図５は、電圧制御モードの分布を示すグラフである。 図６は、従来の２次側目標電圧特性の概要を示すグラフである。

符号の説明

１０ｍ，１０ｇ：電気モータ
１１〜１３：３相のステータコイル
１４ｍ〜１６ｍ：電流センサ
１７ｍ，１７ｇ：レゾルバ
１８：車両上のバッテリ
２１：１次電圧センサ
２２：１次側コンデンサ
２３：２次側コンデンサ
２４：２次電圧センサ
２５：２次側電流センサ
２５：リアクトル
２６：スイッチング素子（昇圧用）
２７：スイッチング素子（降圧用）
２８，２９：ダイオード
Ｖｄｃ：１次電圧（バッテリ電圧）
Ｖｕｃ：２次電圧（昇圧電圧）

本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。

図１に、本発明の第１実施例の概要を示す。制御対象電動機である電気モータ１０ｍは、この実施例では、車両に搭載されており車輪を回転駆動するための永久磁石形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相コイル１１〜１３がある。電気モータ１０ｍには、電圧型インバータ１９ｍが、車両上のバッテリ１８の電力を供給する。電気モータ１０ｍのロータに、ロータの磁極位置を検出するためのレゾルバ１７ｍのロータが連結されている。レゾルバ１７ｍは、そのロータの回転角を表すアナログ電圧（回転角信号）ＳＧθｍを発生し、モータ制御装置３０ｍに与える。

車両上の蓄電池であるバッテリ１８には、車両上の電装部が電源オンのときには、１次側コンデンサ２２が接続されて、バッテリ１８と共に１次側直流電源を構成する。電圧センサ２１が、１次側コンデンサ２２の電圧（車両上バッテリ１８の電圧）を表わす電圧検出信号Ｖｄｃをコンバータ制御装置３０ｖに与える。この実施例では、電圧センサ２１に、分圧抵抗を用いた。１次側直流電源の正極（＋ライン）には、コンバータ３０ｃのリアクトル２５の一端が接続されている。

コンバータ３０ｃには更に、該リアクトル２５の他端と１次側直流電源の負極（−ライン）の間をオン，オフする昇圧用スイッチング素子である昇圧用半導体スイッチ２６，２次側コンデンサ２３の正極と前記他端との間をオン，オフする降圧用スイッチング素子である回生用半導体スイッチ２７、および、各半導体スイッチ２６，２７に並列に接続された各ダイオード２８，２９がある。

昇圧用半導体スイッチ２６をオン（導通）にすると１次側直流電源（１８，２２）からリアクトル２５を介してスイッチ２６に電流が流れ、これによりリアクトル２５が蓄電し、スイッチ２６がオフ（非導通）に切換るとリアクトル２５がダイオード２９を通して２次側コンデンサ２３に高圧放電する。すなわち１次側直流電源の電圧よりも高い電圧を誘起して２次側コンデンサ２３を充電する。スイッチ２６のオン，オフを繰り返すことにより、２次側コンデンサ２３の高圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で２次側コンデンサ２３が充電される。一定周期でこのオン，オフを繰り返すと、オン期間の長さに応じてリアクトル２５が蓄積する電力が上昇するので、該一定周期の間のオン時間（オンデューティ：該一定周期に対するオン時間比）を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、１次側直流電源１８，２２からコンバータ３０ｃを介して２次側コンデンサ２３に給電する速度（力行用の給電速度）を調整することが出来る。

回生用半導体スイッチ２７をオン（導通）にすると、２次側コンデンサ２３の蓄積電力が、スイッチ２７およびリアクトル２５を通して、１次側直流電源１８，２２に与えられる（逆給電：回生）。この場合も、一定周期の間のスイッチ２７のオン時間を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、２次側コンデンサ２３からコンバータ３０ｃを介して１次側直流電源１８，２２に逆給電する速度（回生用の給電速度）を調整することができる。

電圧型インバータ１９ｍは、６個のスイッチングトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、ドライブ回路２０ｍが並行して発生する６連の駆動信号の各連によってトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオン（導通）駆動して、２次側コンデンサ２３の直流電圧（コンバータ３０ｃの出力電圧すなわち２次電圧）を３連の、位相差が２π／３の交流電圧、すなわち３相交流電圧に変換して、電気モータ１０ｍの３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のステータコイル１１〜１３のそれぞれに印加する。これにより電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３のそれぞれに各相電流ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍが流れ、電気モータ１０ｍのロータが回転する。ＰＷＭパルスによるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフ駆動（スイッチング）に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、インバータ１９ｍの入力ラインである、コンバータ３０ｃの２次側出力ラインには、大容量の２次側コンデンサ２３が接続されている。これに対して１次側直流電源を構成する１次側コンデンサ２２は、小型かつ低コストの小容量のものであり、１次側コンデンサ２２の容量は、２次側コンデンサ２３の容量よりもかなり小さい。電圧センサ２４が、コンバータ３０ｃの２次電圧Ｖｕｃを検出してコンバータ制御装置３０ｖに与える。電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３に接続した給電線には、ホールＩＣを用いた電流センサ１４ｍ〜１６ｍが装着されており、それぞれ、各相電流ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍを検出し電流検出信号（アナログ電圧）を発生し、モータ制御装置３０ｍに与える。

図２に、モータ制御装置３０ｍの機能構成を示す。モータ制御装置３０ｍは、本実施例では、マイクロコンピュータ（以下マイコンと言う）ＭＰＵを主体とする電子制御装置であり、マイコンＭＰＵと、ドライブ回路２０ｍ，電流センサ１４ｍ〜１６ｍ，レゾルバ１７ｍ，１次電圧センサ２１および２次電圧センサ２４との間の、図示しないインターフェイス（信号処理回路）を含み、さらに、マイコンと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。

図２を参照すると、レゾルバ１７ｍが与える回転角信号ＳＧθｍに基づいて、モータ制御装置３０ｍ内のマイコンが、電気モータ１０ｍのロータの回転角度（磁極位置）θｍおよび回転速度（角速度）ωｍを算出する。

なお、正確にいうと、電気モータ１０ｍのロータの回転角度と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ１０ｍの磁極数ｐによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が電気モータ１０ｍの磁極数ｐによって定まる。本書においては、回転角度θｍは磁極位置を意味する。回転速度ωｍは角速度を意味するが、回転速度を意味する場合もある。

図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＭ^*ｍをモータ制御装置３０ｍのマイコンに与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ^*ｍを算出し、該車両要求トルクＴＯ^*ｍに対応してモータ目標トルクＴＭ^*ｍを発生して、マイコンＭＰＵに与える。マイコンＭＰＵは、電気モータ１０ｍの回転速度ωrpmをメインコントローラに出力する。

モータ制御装置３０ｍのマイコンＭＰＵは、トルク指令制限３４によって、２次電圧の上限値Ｖmaxおよび回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ^*ｍmaxを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、目標トルクＴＭ^*ｍがＴＭ^*ｍmaxを超えていると、ＴＭ^*ｍmaxを目標トルクＴ^*に定める。ＴＭ^*ｍmax以下のときには、モータ目標トルクＴＭ^*ｍを目標トルクＴ^*に定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ^*が、出力演算３５に与えられる。

なお、制限トルクテーブルは、２次電圧の上限値Ｖmaxおよび回転速度範囲内の電圧の各値をアドレスとし、該各値で電気モータ１０ｍに生起させることができる最大トルクを制限トルクＴＭ^*ｍmaxとして書込んだメモリ領域であり、本実施例ではマイコンＭＰＵ内の図示しないＲＡＭの１メモリ領域を意味する。制限トルクＴＭ^*ｍmaxは、２次電圧の上限値Ｖmaxが高いほど大きく、低いほど小さい。また、回転速度ωが低いほど大きく、高いほど小さい。

上記マイコン内には、該制限トルクテーブルのデータＴＭ^*ｍmaxを書込んだ不揮発性メモリがあり、マイコンに動作電圧が印加されてマイコンが、自身および図１に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してＲＡＭに書込む。マイコンにはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書込まれた、ＲＡＭ上のメモリ領域を意味する。

−２次側目標電圧算出−
モータ制御装置３０ｍのマイコンは、２次側目標電圧算出において、目標トルクＴ^*と回転速度ωに基づいて「力行」か「回生」かを判定して、「力行」であると「力行」グループ内の、「回生」であると「回生」グループ内の、目標トルクＴ^*に割り当てられた２次側目標電圧テーブルから、電動機１０ｍの回転速度ωに割り当てられた２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｍを読み出す。

「力行」グループの各２次側目標電圧テーブルは、図４に実線で示す２次側目標電圧特性の、回転速度に対応付けた２次側目標電圧値を格納したルックアップテーブルである。「回生」グループの各２次側目標電圧テーブルは、図４に点線で示す２次側目標電圧特性の、回転速度に対応付けた２次側目標電圧値を格納したルックアップテーブルである。

高目標トルク領域（Ｔ６〜Ｔ４）である第１領域の２次側目標電圧特性は、急勾配の略直線であるが、低目標トルク領域（Ｔ３〜Ｔ１）の２次側目標電圧特性は、３相変調（ＳＶｐｗｍ）又は２相変調（Ｄｐｗｍ）で回転速度ωの上昇に伴い、急勾配の第１勾配ｋ１で上昇し、弱め界磁制御を開始する第１回転速度ω１で、第３領域の緩勾配の第３勾配ｋ３に切換わり、変調モードすなわち電圧制御モードを、全相を矩形波通電する１pulseに切り換える第２回転速度ω２で、第３勾配ｋ３とは異なる、第２領域の第２勾配ｋ２に切換わるものである。

第３勾配ｋ３の第３領域は、目標トルクは大きいが、高回転速度領域でも弱め界磁電流の少ない低回転速度に近い、３相変調又は２相変調の領域であり、トルク制御精度が高いが、弱め界磁電流による電力損失は小さい。第３勾配ｋ３は緩勾配にしているので、回転速度の上昇に対して２次側目標電圧の上昇量が小さく、その後の、１pulse領域での、２次側目標電圧の調整代の減縮は少ない。第３勾配ｋ３の領域の次を１pulseにすることにより、１pulse領域が拡大する。１pulseではインバータのスイッチングロスが少ないので、１pulse領域の拡大により、電力損失が低下する。

本実施例では、第３勾配ｋ３の第３領域ω１〜ω２は、２相変調とする。２相変調は３相変調よりもスイッチングロスが少ないので、電力消費を抑制する効果がある。本実施例ではまた、図４に示すように、第２領域の第２勾配ｋ２は第３勾配ｋ３よりも急勾配とし、第２勾配ｋ２は、第１領域の第１勾配ｋ１より小さいとした。すなわち、ｋ１＞ｋ２＞ｋ３である。これにより、低トルク，高回転速度の領域において２次側目標電圧が上限値Ｖmaxに到達するまでの回転速度範囲が高速度側に拡大し、１pulseでの、２次電圧制御によるトルク制御領域を拡張している。すなわち低トルク，高速度領域でのトルク制御機能を拡張している。

各目標トルク宛の２次側目標電圧特性は、目標トルクが大きいものほど２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｍが高く、第３勾配ｋ３は、目標トルクが大きいものほど大きい値である。

また、第１勾配ｋ１は、弱め界磁制御を開始する前のＰＷＭ制御（本実施例では２相変調）のときの、コンバータ３０ｃの２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｍに対する電動機目標電圧Ｖｍ^*の比である変調比Ｍｉ＝Ｖｍ^*／Ｖｕｃ^*ｍを０．７０７（第１設定値）とする値であり、第２勾配ｋ２は、１pulse変調モードで、変調比Ｍｉを０．７８（第２設定値）とする値であって、第３勾配ｋ３は、同一目標トルクにおける第１回転速度ω１から第２回転速度ω２への速度上昇に対応して、第１回転速度ω１に割り当てた２次電圧目標値から、第２回転速度ω２に割り当てた２次側目標電圧に、２次側目標電圧を上げるものである。

本実施例では、高トルク曲線にもとづいてｄ−ｑ座標上の、目標トルクに対応するｄ軸電流ｉｄ^*およびｑ軸電流ｉｑ^*を算出し、これらに基づいて各軸目標電圧ｖｄ^*，ｖｑ^*を算出し、そしてこれらを３相の各相制御電圧に変換するが、高トルク曲線は、「力行」のものと「回生」のものとは、非対称（絶対値が同一の目標トルクに対して、ｉｄ^*，ｉｑ^*の値が相異）であるので、仮に、図６に示す各目標トルク宛一つの２次側目標電圧特性を「力行」用と「回生」用に共用すると、トルク制御精度が低下する。そこで本実施例では、絶対値が同一の目標トルク宛ての２次側目標電圧特性を、「力行」用と「回生」用の２つにしている。図４に実線で示す２次側目標電圧特性が「力行」用、破線（点線）で示す２次側目標電圧特性が「回生」用である。

モータ制御装置３０ｍのマイコンは、「出力演算」３５において、電気モータ１０ｍのロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれとった、公知のｄ−ｑ軸モデル上のベクトル制御演算、によるフィードバック制御を行う。そこで該マイコンは、電流センサ１４ｍ〜１６ｍの電流検出信号ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍをデジタル変換して読込み、電流帰還演算にて、公知の固定／回転座標変換である３相／２相変換を用いて、固定座標上の３相電流値ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍを、回転座標上のｄ軸およびｑ軸の２相電流値ｉｄｍ，ｉｑｍに変換する。

１つのルックアップテーブルである第１高効率トルク曲線テーブルＡが出力演算３５にあり、この第１高効率トルク曲線テーブルＡには、モータ速度ωｍおよびモータ目標トルクＴ^*ｍに対応付けられた、各モータ速度で各目標トルクＴ^*ｍを発生するための各ｄ軸電流値ｉｄが書き込まれている。

ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの各値に対応して電気モータの出力トルクが定まるが、１つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのｉｄ，ｉｑの組合せが無数にあり、定トルクカーブ上にある。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い（最低電力消費の）ｉｄ，ｉｑの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクＴ^*ｍの位置のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを目標電流値として電気モータ１０ｍの付勢を行うことにより、目標トルクＴ^*ｍを電気モータ１０ｍが出力し、しかもモータ付勢の電力使用効率が高い。

本実施例では、高効率トルク曲線を、ｄ軸の値を表す第１高効率トルク曲線Ａと、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂの、２系統に分け、しかも、第１高効率トルク曲線Ａは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するｄ軸目標電流を現すものである。

第１高効率トルク曲線テーブルＡは、目標トルクＴ^*ｍに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルＡ１と、回生用の回生テーブルＡ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωｍと与えられる目標トルクＴ^*ｍに基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果に従って決定する。

ただし、電気モータ１０ｍの回転速度ωｍが上昇するのに伴ってステータコイル１１〜１３に発生する逆起電力が上昇し、コイル１１〜１３の端子電圧が上昇する。これにともなってインバータ１９ｍからコイル１１〜１３への目標電流の供給が難しくなり、目標とするトルク出力が得られなくなる。この場合、与えられたモータ目標トルクＴ^*ｍを実現するために算出したｑ軸電流ｉｑに加えて、磁束を減少させるようにｄ軸電流ｉｄを流すことによって、電力使用効率は低下するが、より高い回転速度で目標トルクＴ^*ｍを出力することができる。これが弱め界磁制御といわれている。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、界磁調整代演算により生成して、ｄ軸電流指令を算出し、ｑ軸電流指令を算出する。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、弱め界磁電流演算４１が算出する。その内容は後に説明する。

マイコンＭＰＡは、「出力演算」３５の中のｄ軸電流指令の算出では、トルク指令制限によって決定した目標トルクＴ^*ｍに対応して第１高効率トルク曲線テーブルＡから読出したｄ軸電流値ｉｄから、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを減算して、ｄ軸目標電流ｉｄ^*を算出する：
ｉｄ^*＝−ｉｄ−Δｉｄ ・・・（１）。

ｑ軸電流指令の算出では、出力演算３５にある第２高効率トルク曲線テーブルＢを用いる。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、高効率トルク曲線の、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂを更に、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄと対のｑ軸弱め界磁電流Δｉｑを減算したｑ軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂのデータ、を格納したものである。

第２高効率トルク曲線テーブルＢは、目標トルクＴ^*ｍおよびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流、すなわち、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルＢ１と、回生用の回生テーブルＢ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωｍと目標トルクＴ^*ｍに基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。

ｑ軸電流指令の算出では、目標トルクＴ^*ｍおよびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられたｑ軸目標電流ｉｑ^*を、第２高効率トルク曲線テーブルＢから読み出してｑ軸電流指令とする。

モータ制御装置３０ｍのマイコンは、出力演算３５にて、ｄ軸目標電流ｉｄ^*とｄ軸電流ｉｄとの電流偏差δｉｄ、及びｑ軸目標電流ｉｑ^*とｑ軸電流ｉｑとの電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ，δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御（フィードバック制御のＰＩ演算）を行う。すなわち、電流偏差δｉｄに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｐ、及び積分成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｉを算出し、電圧降下Ｖｚｄｐ，Ｖｚｄｉを加算して、電圧降下Ｖｚｄ
Ｖｚｄ＝Ｖｚｄｐ＋Ｖｚｄｉ ・・・（２）
を算出する。また、出力演算３５は、回転速度ω及びｑ軸電流ｉｑを読み込み、回転速度ω、ｑ軸電流ｉｑ及びｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて、ｑ軸電流ｉｑによって誘起される誘起電圧ｅｄ
ｅｄ＝ωｍ・Ｌｑ・ｉｑ ・・・（３）
を算出するとともに、前記電圧降下Ｖｚｄから誘起電圧ｅｄを減算し、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ^*
ｖｄ^*＝Ｖｚｄ−ｅｄ
＝Ｖｚｄ−ωｍ・Ｌｑ・ｉｑ ・・・（４）
を算出する。さらに出力演算３５は、電流偏差δｉｑに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｐ、及び積分項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｉを算出し、電圧降下Ｖｚｑｐ，Ｖｚｑｉを加算して、電圧降下Ｖｚｑ
Ｖｚｑ＝Ｖｚｑｐ＋Ｖｚｑｉ
を算出する。さらに出力演算３５は、回転速度ω，逆起電圧定数ＭＩｆ，ｄ軸電流ｉｄおよびｄ軸上のインダクタンスＬｄに基づいて、ｄ軸電流ｉｄによって誘起される誘起電圧ｅｑ
ｅｑ＝ωｍ（ＭＩｆ＋Ｌｄ・ｉｄ） ・・・（５）
を算出するとともに、電圧降下Ｖｚｑに誘起電圧ｅｑを加算し、出力電圧としてのｑ軸電圧指令値ｖｑ^*
ｖｑ^*＝Ｖｚｑ＋ｅｑ
＝Ｖｚｑ＋ωｍ（ＭＩｆ＋Ｌｄ・ｉｄ） ・・・（６）
を算出する。

次に、回転／固定座標変換である２相／３相変換３６にて、回転座標上の目標電圧ｖｄ^*及びｖｑ^*を、２相／３相変換に従って固定座標上の各相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*に変換する。これは、電圧制御モードが３相変調であるときには、変調３７を介してＰＷＭパルス発生器５０に送る。電圧制御モードが３相変調であるときには、変調３７の２相変調３８で３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*を２相変調のものに変換してＰＷＭパルス発生器５０に送る。電圧モードが、全相を矩形波通電とする１pulseモードであるときには、変調３７の１pulse変換で、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*を各相矩形波通電とするものに変換してＰＷＭパルス発生器５０に与える。

ＰＷＭパルス発生器５０は、３相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*が与えられると、それら各値の電圧を出力するための、キャリアクロック発生器４６が与える低周波数（５ＫＨｚ）又は高周波数（７．５ＫＨｚ）のクロックに同期した該周波数（キャリア周波数）のＰＷＭパルスＭＵｍ，ＭＶｍ，ＭＷｍに変換して、図１に示されるドライブ回路２０ｍに出力する。ドライブ回路２０ｍは、ＰＷＭパルスＭＵｍ，ＭＶｍ，ＭＷｍに基づいて６連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ１９ｍのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれをオン／オフする。これにより、電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３のそれぞれに、ＶＵ^*，ＶＶ^*およびＶＷ^*が印加され、相電流ｉＵｍ，ｉＶｍおよびＩＷｍが流れる。２相変調モードの各相目標電圧が与えられると、ＰＷＭパルス発生器は、２相はＰＷＭパルスを発生し残りの１相はオン又はオフ（定電圧出力）信号とする。１pulse変調モードの各相目標電圧が与えられると、各相を矩形波通電とする通電区間信号を出力する。

弱め界磁電流演算４１は、弱め界磁制御のためのパラメータである実変調率飽和指標ｍを算出する。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として、飽和判定指標ｍ
ｍ＝√（ｖｄ^*2＋ｖｑ^*2）／Ｖｕｃ ・・・（７）
を算出し、実変調率飽和判定指標ｍから、最大変調比閾値ｋｖを減算して変調率偏差算定値ΔＭ
ΔＭ＝ｍ−ｋｖ ・・・（９）
を算出し、界磁調整代を算出する。なお、最大変調比閾値ｋｖは、２次側コンデンサ２３の電圧Ｖｕｃ（電圧センサ２４の電圧検出値）と電気モータの回転速度ωｍに基づいて算出している。

界磁調整代の算出では、ΔＭを積算し、積算値ΣΔＭが正の値を採る場合、積算値ΣΔＭに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出し、正の値に設定し、変調率偏差算定値ΔＭ又は積算値ΣΔＭが零以下の値を採る場合、前記調整値Δｉｄおよび積算値ΣΔＭを零にする。調整値Δｉｄは、ｄ軸電流指令の算出およびｑ軸電流指令の算出において使用する。

「２相／３相変換」３６は、２相／３相変換の過程で電動機目標電圧Ｖｍ^*を算出する。Ｖｍ^*＝√（ｖｄ^*2＋ｖｑ^*2）、である。この電動機目標電圧Ｖｍ^*と２次側コンデンサ２３の電圧Ｖｕｃ（電圧センサ２４の電圧検出値）とから、変調制御４２の変調比算出４３が、変調比Ｍｉ
Ｍｉ＝Ｖｍ^*／Ｖｕｃ^*ｍ ・・・（１０）
を算出する。

変調モード決定４４が、電動機１０ｍの目標トルクＴ^*，回転速度ωおよび変調比Ｍｉに基いて、変調モードを決定する。決定した変調モードに応じて、該変調モードの各相目標電圧の出力を、変調３７の中の選択４０に指示する。

図２に示すマイコンＭＰＵには、ＣＰＵのほかに、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのＲＡＭ，ＲＯＭおよびフラッシュメモリが備わっており、ＲＯＭ又はフラッシュメモリに格納されたプログラム，参照データおよびルックアップテーブルをＲＡＭに書き込んで、該プログラムに基づいて、図２に２点鎖線ブロックで囲んで示す入力処理，演算および出力処理を行う。

図３に、該プログラムに基づいてマイコンＭＰＵ（のＣＰＵ）が実行するモータ駆動制御ＭＤＣの概要を示す。動作電圧が印加されるとマイコンＭＰＵは、自身およびＰＷＭパルス発生器５０およびキャリアクロック発生器４６ならびにドライブ回路２０ｍの初期化をおこなって、電動機１０ｍを駆動するインバータ１９ｍを停止待機状態に設定する。そして図示しない車両走行制御システムのメインコントローラからのモータ駆動スタート指示を待つ。モータ駆動スタート指示が与えられると、マイコンＭＰＵは、「開始処理」（ステップ１）によって、内部レジスタに電動機制御の初期値を設定して、「入力読込み」（ステップ２）で、入力信号又はデータを読み込む。すなわち、メインコントローラが与える第１目標トルクＴＭ^*ｍ，電流センサ１４ｍ〜１６ｍが検出した各相電流値ｉＵ，ｉＶ，ｉＷ、および、レゾルバ１７ｍの回転角信号ＳＧ θｍ、をデジタル変換により読込む。

なお、以下においては、括弧内には、ステップという語を省略して、ステップ番号のみを記す。

次にマイコンＭＰＵは、読込んだ回転角信号ＳＧθ（回転角データＳＧθ）に基づいて回転角度θおよび回転速度ωを算出する（３）。この機能を図２上には、角度，速度演算３２として示した。次にマイコンＭＰＵは、読み込んだモータ目標トルクＴＭ^*，読込んだ直流電圧Ｖｕｃおよび算出した回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ^*maxを制限トルクテーブルから読み出して、読み込んだモータ目標トルクＴＭ^*がＴＭ^*maxを超えていると、ＴＭ^*maxを目標トルクＴ^*に定める。ＴＭ^*max以下のときには、読み込んだモータ目標トルクＴＭ^*を目標トルクＴ^*に定める（４）。この機能を図２上には、トルク指令制限３４として示した。

次にマイコンＭＰＵは、「２次側目標電圧算出」（５）で、電動機１０ｍが「力行」運転か「回生」運転かを判定し、判定結果に対応してグループを選択し、その中の、目標トルクＴ^*に対応付けられている２次側目標電圧テーブルから、現在の回転速度ωに割り当てられている２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｍを読み出す。「２次側目標電圧算出」（５）の内容は、上述の、２次側目標電圧算出の内容と同様である。次にマイコンＭＰＵは、読込んだ３相の電流検出信号ｉＵ，ＩＶ，ｉＷを、３相／２相変換により、２相のｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値に変換する（６）。この機能を図２上には、電流帰還３１として示した。次にマイコンＭＰＵは、ｄ軸弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出する（７）。この機能を図２上には、弱め界磁電流演算４１として示した。

「出力演算」（８）の内容は、上述の、図２に示す出力演算３５の内容と同様である。該「出力演算」（８）で算出したｄ−ｑ軸の電圧目標値ｖｄ^*，ｖｑ^*を、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*に変換する（９）。このとき電動機目標電圧Ｖｍ^*も算出する。つぎの「変調制御」（１０）で、変調比Ｍｉを算出し（１１）、変調比Ｍｉ，目標トルクＴ^*および回転速度ωに基いて、変調モードを決定する（１２）。

図４に変調モードの区分の大要（概要）を示す。図４には目標トルクＴ^*と回転速度ωをパラメータとして示すが、もう一つのパラメータとして変調比Ｍｉがある。マイコンＭＰＵには、変調モード（３相変調，２相変調，１pulse）および変調比に対応付けた変調閾値テーブル（ルックアップテーブル）があり、各変調閾値テーブルには、変調モード境界の閾値（目標トルク値および回転速度値）が格納されている。「変調領域判定」（１２）では、マイコンＭＰＵは、現在の変調モード（３相変調，２相変調又は１pulse）と変調比に対応する変調閾値テーブルを選択してそれから、閾値を読み出して、目標トルクＴ^*および回転速度を閾値と対比して、次に採用すべき変調モードを決定する。

次の「出力更新」（１３）では、変調制御（１０）で決定した変調モードの各相目標電圧をＰＷＭパルス発生器５０に出力する。次に、次の繰返し処理タイミングになるのを待ってから（１４）、再度「入力読込み」（２）に進む。そして上述の「入力読込み」（２）以下の処理を実行する。次の繰返し処理タイミングになるのを待っている間に、システムコントローラから停止指示があると、マイコンＭＰＵはそこでモータ回転付勢のための出力を停止する（１５，１６）。

以上、車輪を回転駆動する電気モータ１０ｍの動作を制御するモータ制御装置３０ｍの制御機能を説明した。

図１を再度参照する。車両上エンジンによって回転駆動される電動機１０ｇは、発電機又は発電動機といわれることもあるが、本実施例では、電動機１０ｇは、エンジンを始動するときにはエンジンを始動駆動する電気モータ（力行）であり、エンジンが始動するとエンジンによって回転駆動されて発電する発電機（回生）である。この電動機１０ｇを制御するモータ制御装置３０ｇの機能および動作は、モータ制御装置３０ｍのものと同様であり、また、電動機１０ｇに給電するインバータ１９ｇの構成および動作は、インバータ１９ｍと同様である。モータ制御装置３０ｇの構成および機能は、モータ制御装置３０ｍと同様である。

モータ制御装置３０ｇに、エンジンを始動するときに図示しないメインコントローラから、正値の目標トルクＴＭ^*ｇが与えられ、モータ制御装置３０ｇは、モータ制御装置３０ｍの上述の制御動作と同様な制御動作を行う。エンジンが始動しその出力トルクが上昇するとメインコントローラが目標トルクＴＭ^*ｇを、発電（回生）用の負値に切換える。これによりモータ制御装置３０ｇは、電動機１０ｇの出力トルクが、負値の目標トルク（エンジンの目標負荷）となるように、インバータ１９ｇを制御する。この内容（出力制御演算）も、モータ制御装置３０ｍの上述の出力制御演算と同様である。

図１に示すコンバータ制御装置３０ｖも、本実施例では、マイコンを主体とする電子制御装置であり、マイコンと、図示しないインターフェイス（信号処理回路）およびＰＷＭパルス発生器を含み、さらに、マイコンと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。

モータ制御装置３０ｇは、レゾルバ１７ｇが与える回転角信号ＳＧθｇに基づいて、電動機１０ｇのロータの回転角度（磁極位置）θｇおよび回転速度（角速度）ωｇを算出する。そして、目標トルクＴＭ^*ｇと回転速度ωｇに基づいて２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｇ（第２の２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｇ）を決定する。なお、２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｇは、低トルク、高回転となる頻度が小さいため、モータ制御装置３０ｍの２次側目標電圧テーブルと異なり、弱め界磁制御を行わない第１領城をコンバータの最大電圧まで設定し、２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｇがコンバータの最大電圧に達した後弱め界磁制御を開始するように決定している。これにより、低回転、中回転時に弱め界磁制御を行わないようにすることができるため、電力使用効率が向上して効率を向上させることができる。ただし、電気モータ１０ｍと同様に高回転時の効率を向上させる必要がある場合には、モータ制御装置３０ｍの２次側目標電圧テーブルと同様の特性に設定した２次側目標電圧テーブルに基づいて決定することもできる。コンバータ制御装置３０ｖは、モータ制御装置３０ｍが与える２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｍ（第１の２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｍ）およびモータ制御装置３０ｇが与える２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｇ（第２の２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｇ）を読み込み、また、各センサ２１，２４が検出しているバッテリ電圧Ｖｄｃ，２次電圧Ｖｕｃをデジタル変換により読込む。つぎに、第１の２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｍと第２の２次側目標電圧Ｖｕｃ^*ｇの内の高い方を目標電圧Ｖｕｃ^*に決定して、電圧センサ２４が検出する電圧Ｖｕｃが目標電圧Ｖｕｃ^*になるように、昇圧用スイッチング素子４２のオン／オフを制御するＰＷＭ信号Ｐｖｆおよび回生用（降圧用）スイッチング素子４３のオン／オフを制御するＰＷＭ信号Ｐｖｒを生成してドライブ回路２０ｖに与える。ドライブ回路２０ｖが、ＰＷＭ信号Ｐｖｆ，Ｐｖｒに基づいて半導体スイッチ２６，２７をオン，オフする。昇圧が必要なときにはコンバータ３０ｃの昇圧用スイッチング素子４２のオン／オフをＰＷＭ制御し、降圧が必要なときにはコンバータ３０ｃの回生用スイッチング素子４３のオン／オフをＰＷＭ制御する。これら、昇圧用半導体スイッチ２６と回生用半導体スイッチ２７は、前者のオン期間に後者はオフ、前者のオフ期間に後者がオンとなるように、相補的にスイッチングされる。

Claims (17)

1. １次側直流電源の出力を電動機に供給し、電動機の駆動を制御するインバータ；
   前記１次側直流電源の電圧を昇圧して２次電圧として前記インバータに給電する昇圧給電装置、および、前記インバータからの回生電力を前記１次側直流電源に逆給電する回生給電装置、を含むコンバータ；
   前記電動機の駆動が、少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行わない第１領城、前記コンバータの最大電圧より小さい電圧で少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行う第３領載、および、前記コンバータの最大電圧より小さい量圧で全相を矩形波通電する１pulseモードで弱め界磁制御を行う第２領城
   、のいずれかに基づいて２次側目標電圧を決定する２次側目標電圧決定手段；
   前記２次電圧を、前記２次側目標電圧とするように、前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を制御するコンバータ制御手段；および、
   前記電動機の目標トルク、回転速度および前記２次電圧に基づいて、該電動機の出力トルクを前記目標トルクにするように、前記インバータを制御するモータ制御手段；
   を備える電動機制御装置。
2. 前記２次側目標電圧決定手段は、前記第２領城において、前記電動機の目標トルクの上昇に応じて前記２次側目標電圧を上昇させる；請求項１に記哉の電動機制御装置。
3. 前記２次側目標電圧決定手段は、前記電動機の目標トルク毎に、前記第１領域は、前記電動機の回転速度の上昇に伴い第１勾配で上昇し、前記第３領域は、前記電動機の回転速度が弱め界磁制御を開始する第１回転速度以上で第１勾配とは異なる第３勾配で上昇し、前記第２領域は、前記電動機の回転速度が前記１pulseモードに切り換える第３回転速度以上で第３勾配とは異なる第２勾配で上昇する２次側目標電圧特性に基づいて、前記２次側目標電圧を決定する；請求項１又は２に記載の電動機制御装置。
4. １次側直流電源の出力を電動機に供給し、電動機の駆動を制御するインバータ；
   前記１次側直流電源の電圧を昇圧して２次電圧として前記インバータに給電する昇圧給電装置、および、前記インバータからの回生電力を降圧して前記１次側直流電源に逆給電する回生給電装置、を含むコンバータ；
   前記電動機の目標トルク毎に、前記電動機の回転速度の上昇に応じて、少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで第１勾配で上昇し、弱め界磁制御を開始する第１回転速度で第1勾配とは異なる第３勾配に切換え、変調モードを全相を矩形波通電する１pulseモードに切換える第２回転速度で第３勾配とは異なる第２勾配に切換えて前記コンバータの最大電圧まで上昇する２次側目標電圧特性に基づいて、２次側目標電圧を導出する２次側目標電圧決定手段；
   前記２次電圧を、前記２次側日標電圧とするように、前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を制御するコンバータ制御手段；および、
   前記電動機の目標トルク、回転速度および前記２次電圧に基づいて、該電動機の出カトルクを前記目標トルクにするように、前記インバータを制御するモータ制御手段；
   を備える電動機制御装置。
5. 前記第１勾配の傾きは第３勾配より大きく、前記第２勾配の傾きは前記第３勾配よりも大きい；請求項３又は４に記載の電動機制御装置。
6. 前記第２勾配は、前記第１勾配より小さい値である；請求項３乃至５のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
7. 前記モータ制御手段は、前記第３勾配の速度領域では、前記変調モードは２相変調とする；請求項３乃至６のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
8. 前記２次側目標電圧特性は、目標トルクが大きいものほど２次側目標電圧が高いものである；請求項３乃至７のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
9. 前記第３勾配は、目標トルクが大きいものほど大きい値である；請求項３乃至８のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
10. 前記第１勾配は、弱め界磁制御を開始する前の３相変調又は２相変調のときの、前記コンバータの２次電圧に対する電動機目標電圧の比である変調比に基づいて決定される；請求項３乃至９のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
11. 前記第２勾配は、１pulse変調モードで、前記コンバータの２次電圧に対する電動機目標電圧の比である変調比に基づいて決定される；請求項１０に記載の電動機制御装置。
12. 前記３相変調又は２相変調のときの、前記コンバータの２次電圧に対する電動機目標電圧の比である変調比は、前記コンバータの２次電圧に対する電動機目標電圧の比である変調比より小さい；請求項１１に記載の電動機制御装置。
13. 前記第３勾配は、同一目標トルクにおける第１回転速度から第２回転速度への速度上昇に対応して、前記第１回転速度に割り当てた２次電圧目標値から、前記第２回転速度に割り当てた２次側目標電圧に、２次側目標電圧を上げるものである；請求項４に記載の電動機制御装置。
14. 前記２次側目標電圧特性は、同一目標トルクに対して、力行用と回生用とがあり；前記２次側目標電圧決定手段は、目標トルクおよび回転速度に基づいて「力行」か「回生」かを判定して、「力行」であると力行用の２次側目標電圧特性に基づいて、「回生」であると回生用の２次側目標電圧特性に基づいて、前記電動機の回転速度に対応する２次側目標電圧を導出する；請求項４に記載の電動機制御装置。
15. 請求項１乃至１４のいずれか１つに記載の電動機制御装置；および、該電動磯制御装置
    の前記インバータによって給電される前記電動機であって、車輪を駆動する電動機；を備える駆動装置。
16. 車輪を駆動する第１電動機；
    燃料エンジンによって回転駆動される第２電動機；
    １次側直流電源の出力を第１電動機に供給し、第１電動機の駆動を制御する第１インバータ；
    前記１次側直流電源の出力を第２電動機に供給し、第２電動機の駆動を制御する第２インバータ；
    前記１次側直流電源の電力を昇圧して第１および第２インバータに給電する昇圧給電装置、および、第１および第２インバータからの回生電力を前記１次側直流電源に逆給電する回生給電装置、を含むコンバータ；
    第１電動機の駆動が、少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行わない第１領域、前記コンバータの最大電圧より少さい電圧で少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで弱め界磁制御を行う第３領城、および、前記コンバータの最大電圧より小さい電圧で全相を矩形波通電する１pulseモードで弱め界磁制御を行う第２領域、のいずれかに基づいて第１の２次側目標電圧を決定する第１の２次側目標電圧決定手段；
    第２電動機の目標トルク及び第２電動機の回転速度に応じて、第２電動機の効率運転に適切な第２の２次側目標電圧を導出する、第２の２次側目標電圧決定手段；
    前記コンバータが第１および第２インバータに与える２次電圧を、第１および第２の２次側目標電圧の高い方とするように、前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を制御するコンバータ制御手段；
    第１電動機の目標トルク、回転速度および前記２次電圧に基づいて、該電動機の出力トルクを前記目標トルクにするように、第１インバータを制御する第１モータ制御手段；および、
    第２電動機の目標トルク、回転速度および前記２次電圧に基づいて、該電動機の出カト
    ルクを前記目標トルクにするように、第２インバータを制御する第２モータ制御手段；
    を備えるハイブリッド駆動装置。
17. 車輪を駆動する第１電動機；
    燃料エンジンによって回転駆動される第２電動機；
    １次側直流電源；
    １次側直流電源の出力を第１電動機に供給し、第１電動機の駆動を制御する第１インバータ；
    前記１次側直流電源の出力を第２電動機に供給し、第２電動機の駆動を制御する第２インバータ；
    前記１次側直流電源の電力を昇圧して第１および第２インバータに給電する昇圧給電装置、および、第１および第２インバータからの回生電力を前記１次側直流電源に逆給電する回生給電装置、を含むコンバータ；
    第１電動機の目標トルク毎に、第１電動機の回転速度の上昇に応じて、少なくとも２相にＰＷＭ通電する変調モードで第１勾配で上昇し、弱め界磁制御を開始する第１回転速度で第１勾配より小さい勾配の第３勾配に切換え、変調モードを全相を矩形波通電する１pulseモードに切換える第２回転速度で第３勾配より大きい勾配の第２勾配に切換えて前記コンバータの最大電圧まで上昇する２次側目標電圧特性に基づいて、第１の２次側目標電圧を導出する、第１の２次側目標電圧決定手段；
    第２電動機の目標トルク及び第２電動機の回転速度に応じて、第２電動機の効率運転に適切な第２の２次側目標電圧を導出する、第２の２次側目標電圧決定手段；
    前記コンバータが第１および第２インバータに与える２次電圧を、第１および第２の２次側目標電圧の高い方とするように、前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段
    を制御するコンバータ制御手段；
    第１電動機の目標トルク、回転速度および前記２次電圧に基づいて、該電動機の出力トルクを前記目標トルクにするように、第１インバータを制御する第１モータ制御手段；お
    よび、
    第２電動機の目標トルク、回転速度および前記２次電圧に基づいて、該電動機の出カトルクを前記目標トルクにするように、第２インバータを制御する第２モータ制御手段；
    を備えるハイブリッド駆動装置。

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