JPS649595B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はダイオード、トランジスタ等の素子の
特性を測定する装置に関する。

〔従来技術〕

素子特性測定装置、特にカーブ・トレーサは、
トランジスタやダイオード等の基本的な素子の特
性を測定するのに有効な装置である。従来のカー
ブ・トレーサは第４図に示す如き構成となつてい
る。即ち、コレクタ電圧供給回路１０は、外部商
用電源からの交流電圧を可変変圧器により昇圧又
は降圧して所望振幅の正弦波電圧を発生し、この
正弦波電圧を変圧器１２の１次巻線に供給する。
この変圧器１２の２次巻線は複数のタツプを有
し、選択整流回路１４が測定レンジに応じてこれ
らタツプの１つを選択し、選択されたタツプから
の正弦波電圧を整流する。選択整流回路１４から
の整流された電圧は、リミツタ用抵抗器１６を介
して被測定素子としてのトランジスタ１８のコレ
クタに供給する。なお、抵抗器１６の値は測定レ
ンジに応じて切替える。変圧器１２の２次巻線の
下端は、電流検出用抵抗器２０を介して被測定ト
ランジスタ１８のエミツタに接続すると共に接地
する。また、トランジスタ１８のベースには、ス
テツプ状に変化するバイアス信号をバイアス供給
回路２２から供給する。なお、第４図では被測定
トランジスタ１８がエミツタ接地形式でカーブ・
トレーサに接地されているが、ベース接地形式又
はコレクタ接地形式でもよい。高入力インピーダ
ンスの電圧検出回路２４は被測定トランジスタ１
８のコレクタ及びエミツタ間の電圧V_CEを検出
し、適当に分圧した後、増幅器２６を介して表示
器である陰極線管（CRT）２８の水平偏向板に
供給する。高入力インピーダンスの電圧検出回路
３０は抵抗器２０の両端の電圧差、即ち被測定ト
ランジスタ１８のコレクタ電流I_Cを検出し、増幅
器３２を介してCRT２８の垂直偏向板に供給す
る。よつて、CRT２８にトランジスタ１８のV_CE
−I_C特性を表示することができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、第４図に示した従来の素子測定装置
（カーブ・トレーサ）には次のような種々の問題
点がある。まず、コレクタ電圧供給回路１０は外
部商用電源を直接利用しているが、外部商用電源
の波形は完全な正弦波ではなく、即ち、対称な繰
返し波形ではなく、種々の歪を含んでいる。よつ
て、カーブ・トレーサにおいて、被測定素子に供
給される繰返し電圧波形も完全な正弦波でないた
め、即ち、完全に対称でないため、CRT２８に
表示される特性曲線の行き（整流された正弦波電
圧の上昇期間）のトレースと戻り（整流された正
弦波電圧の下降期間）のトレースとが異なり、正
確に被測定トランジスタの特性が測定できない。
この現象を便宜的に表示歪と呼ぶ。また、商用電
源電圧の振幅は正確ではなく、ある一定の幅で変
化するため、被測定トランジスタに供給される繰
返し波形電圧の振幅も商用電源に応じて変化し、
正確な特性測定が困難になる。更に、第４図のカ
ーブ・トレーサにデジタル・ストレージ回路を適
用した場合、即ち、電圧検出回路２４及び増幅器
２６の間、並びに電圧検出回路３０及び増幅器３
２の間に、Ａ／Ｄ変換器、デジタル記憶回路及び
Ｄ／Ａ変換器の組合せを接続した場合、Ａ／Ｄ変
換器のクロツク周波数が商用電源周波数と独立な
ので、Ａ／Ｄ変換器の出力に電源のリツプルの影
響が現われ、測定精度が低下する。仮え、、Ａ／
Ｄ変換器のクロツク周波数を商用電源周波数に同
期させるとしても、新たに専用の位相制御回路が
必要となり、カーブ・トレーサが高価となる。

〔問題を解決するための手段〕

本発明の素子測定装置は、外部電源周波数に同
期し、かつこの外部電源周波数よりも高い周波数
のパルスを発生するパルス発生手段４８〜５０
と、このパルス発生手段からの出力パルスを分周
する分周器５２と、この分周器の出力パルスに応
じて外部電源と同相の繰返し波形電圧を発生する
繰返し波形発生器５４と、この繰返し波形発生器
からの繰返し波形電圧を被測定素子に供給する電
圧供給手段１２〜１４と、被測定素子に供給され
る電圧及び被測定素子に流れる電流を、パルス発
生手段又は分周器の出力パルスに応じてデジタル
信号に変換するアナログ・デジタル変換手段５８
〜６４と、このアナログ・デジタル変換手段のデ
ジタル出力信号を記憶する記憶回路６６とを具え
ている。

〔作用〕

本発明によれば、繰返し波形発生器により新た
に繰返し波形電圧、例えば正弦波電圧を発生して
いるので、この電圧波形は外部電源波形のように
歪を含んでおらず対称であるため、上述の表示歪
の問題を解決できる。また、新たに発生した繰返
し波形電圧は外部電源電圧と独立しているので、
この外部電源電圧の変動にも影響されず、正確な
測定ができる。更に、パルス発生手段及び分周器
により、繰返し波形発生器からの繰返し波形電圧
は外部電源と同相になるので、この繰返し波形電
圧を受ける各回路は外部電源によるリツプル、位
相変動等の影響を受けない。また、アナログ・デ
ジタル変換手段は外部電源に同期して被測定素子
の電圧及び電流をサンプルするので、外部電源の
変動による影響を受けない。更にまた、パルス発
生手段及び分周器の出力信号は繰返し波形発生器
及びアナログ・デジタル変換手段に共用できるの
で、構成を簡略化できる。

〔実施例〕

以下、添付図を参照して本発明の好適な実施例
を説明する。

第１及び第２図は本発明の好適な実施例のブロ
ツク図であり、第１図の信号が第２図に供給さ
れ、全体として１つの素子測定装置を構成する。
外部の商用電源からの交流電圧は電源スイツチ３
４を介して電源回路３６内の変圧器４０の１次巻
線に供給する。変圧器４０の複数の２次巻線を電
源回路３６内の直流電圧安定化回路（図示せず）
に接続して、各回路用の直流電圧を発生させる。
変圧器４０の最下端の２次巻線における接地に対
する交流電圧を抵抗器４２及び４４により分圧す
る。電圧比較器４６はこの分圧された交流電圧と
接地電圧とを比較し、電源電圧が接地電圧と交差
する毎にそのレベルが反転するパルス信号f_Lを発
生する。このパルス信号f_Lは外部電源電圧と周波
数及び位相が等しいことに注意されたい。

可変周波数信号発生器（VCO）５０の発振周
波数はパルス信号f_Lの2ⁿ倍（ｎ：正の整数）であ
り、例えば4096倍であり、その出力信号
（4096f_L）を分周器５２であるカウンタのクロツ
ク端子に供給する。分周器５２はVCO５０の出
力信号を分周し、周波数がパルス信号f_Lの2048倍
の信号2048、1024倍の信号1024、16倍の信号
16f、８倍の信号8、４倍の信号4、２倍の信号
2f及び等しい信号ｆを発生する。なお、2048、
1024f、16、8、4及び2の横線は入力信号に対
し、位相反転されたものであることを示す。位相
比較器４８はパルス信号f_Lと分周器５２からの出
力パルス信号ｆとの位相を比較し、パルス信号_L
とｆとの位相が等しくなるように、VCO５０の
発振周波数を制御する。よつて、位相比較器４
８、VCO５０及び分周器５２は位相ロツク・ル
ープを形成し、分周器５２の各出力パルスは外部
電源に同期する。また、位相比較器４８及び
VCO５０はパルス発生手段となる。

分周器５２の出力パルス16、8、4、2及び
ｆを繰返し波形発生器５４に供給して、外部電源
周波数と同相で所定振幅の繰返し波形電圧、例え
ば正弦波電圧（以下、正弦波電圧として説明す
る）を発生する。この繰返し波形発生器５４につ
いては、第３図を参照して詳細に後述する。繰返
し波形発生器５４からの正弦波電圧は、可変増幅
器５６又は他の適当なアナログ掛算器を介して変
圧器１２の１次巻線に供給する。変圧器１２の２
次側は、第４図の従来例と同様であり、選択整流
回路１４が測定レンジに応じて２次巻線のタツプ
の１つを選択し、選択されたタツプからの正弦波
電圧を整流する。選択整流回路１４からの整流さ
れた電圧は、リミツタ用抵抗器１６を介して被測
定半導体素子であるトランジスタ１８のコレクタ
に供給する。これらの変圧器１２及び選択整流回
路１４等は電圧供給手段となる。変圧器１２の２
次巻線の下端は、電流検出用抵抗器２０を介して
被測定素子であるトランジスタ１８のエミツタに
接続すると共に接地する。また、トランジスタ１
８のベースには、分周器５２の出力パルスｆに同
期してステツプ状に変化するバイアス信号をバイ
アス供給回路２２から供給する。なお、図では被
測定トランジスタ１８がエミツタ接地形式でカー
ブ・トレーサに接続されているが、ベース接地形
式又はコレクタ接地形式でもよい。高入力インピ
ーダンスの電圧検出回路２４は被測定トランジス
タ１８のコレクタ及びエミツタ間の電圧V_CEを検
出し、適当に分圧する。また、高入力インピーダ
ンスの電圧検出回路３０は抵抗器２０の両端の電
圧差、即ち被測定トランジスタ１８のコレクタ電
流I_Cを検出する。

本発明では、電圧検出器２４及び３０の検出し
た電圧（検出器３０の場合は、電圧に変換された
電流）をデジタル信号に変換するため、アナロ
グ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換手段を設けている。
このＡ／Ｄ変換手段はサンプル・ホールド（Ｓ／
Ｈ）回路、Ａ／Ｄ変換器等で構成されている。
Ｓ／Ｈ回路５８及び６０は分周器５２の出力パル
ス1024に応じて電圧検出器２４及び３０の出力
電圧をサンプルし、ホールドする。正弦波発生器
５４の１周期はｆ分の１なので、この１周期内に
1024の点がサンプルされることになる。電子スイ
ツチ６２は分周器５２の出力パルス1024の半周
期毎にＳ／Ｈ回路５８及び６０を交互に選択し
て、その出力信号をＡ／Ｄ変換器６４に供給す
る。このＡ／Ｄ変換器６４は、スイツチ６２が
Ｓ／Ｈ回路５８及び６０を交互に選択するため、
クロツク信号として分周器５２の出力パルス
2048f（1024の２倍の周波数）を受け、Ｓ／Ｈ回
路５８及び６０からのアナログ電圧を交互にデジ
タル信号に変換する。なお、パルス1024及び
2048fは共に外部電源に同期している点に注意さ
れたい。

Ａ／Ｄ変換器６４のデジタル出力信号は第２図
の制御回路６８のアドレス信号に応じてデジタル
記憶回路６６に記憶される。制御回路６８は記憶
回路６６に書込みモード及び読出しモードを制御
すると共に、書込みモードでは分周器５２の出力
パルス2048を計数して書込みアドレス信号を発
生し、また読出しモードでは読出しクロツク信号
発生器７０のクロツク信号を計数して読出しアド
レス信号を発生する。よつて、書込みモードにお
いて、例えばＳ／Ｈ回路５８の出力信号（V_CE）
は記憶回路６６の奇数アドレスに記憶され、Ｓ／
Ｈ回路６０の出力信号（I_C）は記憶回路６６の偶
数アドレスに記憶される。このように、被測定半
導体素子１８に供給される電圧は、外部電源と同
相であるが、その振幅や波形が外部電源に影響さ
れず、またＳ／Ｈ回路５８及び６０、電子スイツ
チ６２、Ａ／Ｄ変換器６４が外部電源に同期して
動作するので、外部電源の電圧や位相変動、波形
歪に関係なく、被測定半導体素子の特性を表わす
デジタル値を記憶回路に記憶できる。

読出しモードにおいて、ラツチ回路７２はアド
レス信号のLSB（最下位ビツト）により記憶回路
６６の偶数アドレスの記憶内容を順次ラツチし、
ラツチ回路７４はインバータ７６で位相反転され
たアドレス信号のLSBにより記憶回路６６の奇
数アドレスの記憶内容を順次ラツチする。ラツチ
回路７８はラツチ回路７４のラツチ動作と同時に
ラツチ回路７２の内容をラツチするので、デジタ
ル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器８０及び８２に
は、夫夫ラツチ回路７８のI_Cのデジタル値及びラ
ツチ回路７４のV_CEのデジタル値が同時に供給さ
れ、アナログ信号に変換される。これらアナログ
信号は増幅器２６及び３２を介してCRT２８の
垂直偏向板及び水平偏向板に供給されて、I_C−
V_CE特性を表示する。なお、記憶回路６６の読出
しデジタル信号をコンピユータ等に供給して、
種々の処理を行なつてもよい。

次に第３図を参照して繰返し波形発生器５４の
一例を説明する。なお、この例では正弦波電圧を
発生する。分周器５２の出力パルス16、8、4、
2f及びｆを符号化回路に供給する。この符号化回
路は４個の排他的オア・ゲート（XOR）８４〜
９０を含んでおり、XOR８４はパルス16及び2
を受け、XOR８６はパルス8及び2を受け、
XOR８８はパルス4及び2を受け、XOR９０は
パルス2及びｆを受ける。よつて、XOR９０の
出力パルスＳはパルスｆ即ちf_Lよりも位相が90度
遅れ、XOR８４〜８８の出力パルス信号Ａ〜Ｃ
はパルスＳの90度（４分の１周期）毎に「000」
〜「111」にまた「111」〜「000」に変化する３
ビツトのデジタル信号となる。

第１選択手段であるアナログ・マルチプレクサ
９２はXOR８４〜８８からのデジタル信号Ａ〜
Ｃにより、入力端子Ｉを出力端子０〜７の１つに
選択的に接続する。即ち、選択端子Ａ〜Ｃの信号
が「000」のとき出力端子０を選択し、「001」の
とき出力端子１を選択し、「010」のとき出力端子
２を選択し、以下同様に「011」、「100」、「101」、
「110」及び「111」のとき夫々出力端子３，４，
５，６及び７を選択する。マルチプレクサ９２の
出力端子０〜７を夫々抵抗器９４〜１０８の一端
に接続し、これら抵抗器の他端を積分器の入力端
に接続する。この積分器は、非反転入力端が接地
された演算増幅器１１０、並びにこの演算増幅器
の反転入力端及び出力端間に接続されたコンデン
サ１１２により構成する。よつて、選択された抵
抗器９４〜１０８の１つが入力抵抗器であるミラ
ー積分器となる。なお、これら抵抗器９４〜１０
８の値は例えば、夫々15.0KΩ、16.9KΩ、
19.1KΩ、23.7KΩ、31.6KΩ、51.1KΩ及び154KΩ
であり、コンデンサ１１２の値は例えば0.1μFで
ある。

積分器の出力信号Ｑをピーク値検出器を介して
電圧比較器１１４に供給する。このピーク検出器
はダイオード１１６、コンデンサ１１８、抵抗器
１２０及び１２２により構成する。電圧比較器１
１４は、積分器の出力信号Ｑのピーク値と基準電
圧V_REFとを比較し、それらの差である出力電圧は
抵抗器１２４及び１２６により、分圧されて、反
転増幅器１２８及び非反転増幅器１３０に供給さ
れる。なお、反転増幅器１２８の入力抵抗器１３
２及び帰還抵抗器１３４の値は等しい。増幅器１
２８及び１３０の出力電圧は第２選択手段である
電子スイツチ１３６を介してマルチプレクサ９２
の入力端子Ｉに供給する。また、電子スイツチ１
３６をパルス信号Ｓにより制御する。

よつて、最初４分の１周期は、スイツチ１３６
により非反転増幅器１３０の出力信号がマルチプ
レクサ９２の入力端子Ｉに供給される。また、パ
ルス信号Ａ〜Ｃにより、この４分の１周期を８等
分して抵抗器９４〜１０８を順次選択するので、
積分器の出力信号Ｑは正弦波の４分の１周期とな
る。次の４分の１周期は、反転増幅器１２８の出
力電圧がマルチプレクサ９２の入力端子Ｉに供給
され、またこの期間を８等分して抵抗器１０８〜
９４を順次選択する。以下、同様な動作により積
分器の出力信号Ｑは電源周波数と同相な繰返し正
弦波電圧になる。なお、ピーク検出器１１６〜１
２２と電圧比較器１１４とにより、積分器の入力
電圧を制御してこの正弦波電圧Ｑの振幅を一定に
保持しているので、外部商用電源の周波数及び振
幅の変動に正弦波電圧Ｑの振幅は影響されない。

本発明の好適な実施例について説明したが、本
発明の要旨を逸脱することなく種々の変形及び変
更が可能である。例えば、Ｓ／Ｈ回路５８及び６
０の後段に夫々専用のＡ／Ｄ変換器及び記憶回路
を接続してもよい。また、Ａ／Ｄ変換器の動作が
高速ならば、Ｓ／Ｈ回路は不要である。更に、第
３図において、抵抗器９４〜１０８の数及び値を
変更することにより、３角波等の繰返し波形電圧
を発生することもできる。また、アナログ・デジ
タル変換手段に供給するパルスは、バイアス供給
回路２２からのステツプ状バイアスのステツプ数
に応じて、2048及び1024以外の種々の周波数の
パルスが利用できる。この場合、スイツチにより
分周器の複数の出力パルスを選択すればよい。

〔発明の効果〕

上述の如く本発明によれば、新たに正弦波電圧
等の繰返し波形電圧を発生しているので、この電
圧波形は外部電源波形のように歪を含んでおらず
対称であるため、表示歪の問題を解決できる。ま
た、新たに発生した繰返し波形電圧は外部電源電
圧と独立しているので、この外部電源電圧の変動
にも影響されず、正確な測定ができる。更に、繰
返し波形電圧は外部電源と同相なので、この繰返
し波形電圧を受ける各回路は外部電源によるリツ
プル、位相変動等の影響を受けない。また、アナ
ログ・デジタル変換手段は外部電源に同期して被
測定半導体素子の電圧及び電流をサンプルするの
で、外部電源の変動による影響を受けない。更に
また、パルス発生手段及び分周器の出力信号は正
弦波発生器及びアナログ・デジタル変換手段に共
用できるので、構成を簡略化できる。

【図面の簡単な説明】

第１及び第２図は本発明の好適な一実施例のブ
ロツク図、第３図は第１図内の繰返し波形発生器
の一例の回路図、第４図は従来の素子測定装置の
ブロツク図である。 図において、１２〜１４は電圧供給手段、４８
〜５０はパルス発生手段、５２は分周器、５４は
繰返し波形発生器、５８〜６４はアナログ・デジ
タル変換手段、６６は記憶回路である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 外部電源周波数に同期し、かつ該外部電源周
   波数よりも高い周波数のパルスを発生するパルス
   発生手段と、該パルス発生手段からの出力パルス
   を分周する分周器と、該分周器の出力パルスに応
   じて上記外部電源と同相の繰返し波形電圧を発生
   する繰返し波形発生器と、該繰返し波形発生器か
   らの繰返し波形電圧を被測定素子に供給する電圧
   供給手段と、上記被測定素子に供給される電圧及
   び上記被測定素子に流れる電流を、上記パルス発
   生手段又は上記分周器の出力パルスに応じてデジ
   タル信号に変換するアナログ・デジタル変換手段
   と、該アナログ・デジタル変換手段のデジタル出
   力信号を記憶する記憶回路とを具えた素子測定装
   置。