JPS5946343B2 - 計測装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明の背景 この発明の分野 この発明は、交流電力量を測定するための電気装置に関
するものであり、特にインジケータダイアグラム（Ｉｎ
ｄｉｃａｔＯｒｄｉａｇｒａｒｒｌ）の原理を実施する
電気装置に関するものである。

従来技術についての説明 電気機械的に回転する円板型の積算電力計は、電気計測
の分野においてほとんど独占的に使用されてきている。

しかし、価格にみあう範囲で負荷制御および時刻計測の
ような付加的な機能をも果たす他の装置が探求されてい
る。この結果、交流電力量を測定するために種々な方法
を実施し得る多くの装置が開発されている。測定しよう
とする電力量の値を決定するためのこの種の１つの方法
は、電流成分と電圧成分との積を計算するための通常の
アナログ乗算回路に基づく方式である。

そのような方式は、米国特許第３，８６４，６３１号明
細書に開示されている。第２の方法としては米国特許第
３，７６４，９０８号明細書に記載されたものがあり、
これは対数計算特性を有する半導体装置に向けられたも
のである。電圧に関連した信号および電流に関連した信
号が、入力信号の積に等しい出力信号を発生する装置へ
入力される。時分割乗算として知られた別の方法が、米
国特許第３，７９４，９１７号明細書に例示されている
。

簡単にいえば、配電系統における電圧に比例した信号が
サンプリングされ、その電圧信号の振巾に比例したパル
ス持続時間を有するパルス幅変調出力信号が導出される
。この信号は、電圧信号の振巾に比例した割合で電流入
力信号をサンプリングするゲート回路を制御する。その
結果生じる出力信号は、電圧と電流との積であつて、瞬
時電流の大きさに比例した振巾および電圧の大きさに比
例したパルス巾を有する一連のパルスからなつている。
こうして電圧信号と電流信号との積が得られた後、その
結果生じる出力信号は負荷によつて消費された平均電力
に比例している。それから、その出力信号は、各パルス
が消費された総エネルギーに比例するパルス列を与える
電圧／周波数変換器へ印加される。そのパルス列は、機
械的カウンタ、磁気記録装置または電気的計数回路を駆
動するのに使用され、もつて負荷で消費された総電力を
示す。アナログ電子式乗算方法は、ある場合には所望の
精度を得ることが難しいことが分つている。

正確でドリフトのないアナログ乗算器および平方根計算
回路は、しばしば高価で入手し難い。また、アナログ電
子式電力測定装置に必要とされるアナログ積分回路は、
長い期間にわたつて望ましくないドリフトおよび変動を
生じる。時分割乗算回路においては、周波数に依存した
サンプリングが行なわれそれに関連したデイジタル積分
もまた同様に積分コンデンサの変動に依存することが知
られている。更に別の方法であるデイジタル処理方法が
米国特許第４，０７７，０６１号明細書に例示されてい
る。

この方法では、電圧信号および電流信号は、無作為間隔
でサンプリングされてデイジタル値に変換される。それ
から、デイジタル信号はデイジタル計算機によつて処理
され、このデイジタル計算機は電力量の瞬時値を計算し
かつその計算された電力量の瞬時値を所定の期間にわた
つて累積して種種な電力量の測定値を与える。理想的な
デイジタル測定装置は、極めて高速で高解像度のアナロ
グ／デイジタル（Ａ／Ｄ）変換器を利用する。

しかし、これらの２つの特性は、設計上の観点から互い
に競合するものである。何故ならば、解像度をより高く
しようとするためにはより長い時間が必要であるからで
ある。解像度をより高くすると２進語はより長くなり、
それに関連した回路としてより複雑で高価なものが必要
になる。更に、高速で作動し得る複雑なデイジタル処理
回路は、より大きくてより高価な電源を必要とする。サ
ンプリング速度を遅くすれば、デイジタル処理の速度も
より低くてすみ、デイジタル処理回路が簡単化される。
解像度を減少させれば、より短い２進語を取り扱つてア
ナログ信号振巾のデイジタル化２進表示を与えることが
できる。しかしながら、このようにサンプリング速度を
滅じかつデイジタル化解像度をより低くすると、それだ
け、サンプル振巾のデイジタル表示の精度が低下しかつ
アナログ入力信号の各完全なサイクルの真のデイジタル
表示が減少してしまう。測定しようとする電力量の値を
決定する更に別の方法として、インジケータダイアグラ
ムの面積を測定する方式がある。

インジケータダイアグラムによつて囲まれた面積は、負
荷へ供給されるサイクル当りの瞬時電力に比例している
。特願昭５５−６７２０１号明細書（特開昭５５−１５
５，２５２号公報）に記載された方式は、このインジケ
ータダイアグラム方法の一例である。インジケータダイ
アグラムによつて囲まれた面積は、電圧成分に関連した
信号の時間積分の大きさに単位変化が生じる毎に電流成
分に関連した信号をサンプリングすることによつて測定
される。これは電流成分に関連した信号のサンプリング
値を次々に提供し、サンプリング値は電流成分と電圧成
分の時間積分との積を表わす。次々のサンプリング値は
累積されて、電流成分と電圧成分の時間積分との積の時
間積分を表わす合計値を生じる。交流電力量を示す出力
信号は合計値に応答して発生される。この発明は、この
最後の方法を実施するための装置である。より詳しく述
べるならば、この発明は、インジケータダイアグラムに
よつて囲まれた面積を計算するための装置である。この
発明の要約 この発明によれば、インジケータダイアグラムによつて
囲まれた面積を計算することにより負荷へ供給された交
流電力量の値を測定する装置が提供される。

電流成分の時間導関数を表わす入力信号は、カウント制
御信号を発生する回路へ入力される。カウント制御信号
は電流成分の時間導関数を表わしかつカウンタを制御す
るのに使用される。カウンタは、カウント制御信号に依
存して連続的にカウント・アツプまたはカウント・ダウ
ンし、かつ電流成分を表わすデイジタル・カウントを生
じる。電圧成分を表わす入力信号は、積分信号を発生す
る積分器へ印加される。

積分信号は一定の所定基準電位と比較される。積分信号
の瞬時値が基準電位の一方の大きさに等しいとき、２つ
の事象が開始される。第１に、電流成分を表わすデイジ
タル・カウントのサンプリング値が取り出される。第２
に、積分器は、所定の持続時間および所定の大きさを有
する直流パルスによつてりセツトされる。サンプリング
値は、累積されて、電流成分と電圧成分の時間積分との
積の時間積分を表わす合計値を生じる。最後に、交流電
力量を表わす出力信号が合計値に応答して発生される。
この発明では、積分信号と電流成分を表わすデイジタル
・カウントとの積が、従来の計測装置に普通に使用され
るアナログ乗算方法を使用せずに、効果的に計算される
。

更に、積分信号とデイジタノル・カウントとの積が、デ
イジタル処理および計算方法を使用する計測装置で普通
に行なわれているような入力信号のデイジタル値の乗算
を行なわれずに、効果的に計算される。

また、この発明は、電流成分の時間導関数である入力信
号を利用する。この種の入力信号は、極めて正確であり
かつ普通の変流器よりもサイズが小さくて安価な変流器
で発生される。望ましい実施例についての説明 １．基本的な原理 この発明およびその動作をより良く理解するため、まず
最初に２つの基本的な原理について説明する。

それらの２つの原理のうちの第１の最も広い方のものは
、インジケータダイアグラムを交流電力測定に応用する
ことである。蒸気機関、内燃機関、空気圧縮機等の出力
のような他の種類の出力を測定するのにインジケータダ
イアグラムを使用することはよく知られている。従つて
、交流電力の測定にインジケータダイアグラムを応用す
ることも知られている。配電系統において、負荷へ供給
される電力は、電圧成分および電流成分によつて定めら
れる。

インジケータダイアグラムの電気的等価図は、電圧成分
の時間積分対電流成分をプロツトすることによつて得ら
れる。その結果得られた曲線によつて囲まれた面積は、
サイクル（電流成分の）当り負荷へ供給された電力に比
例している。サイクル毎に１回この面積を測定して所定
の期間に亘つて面積を次々に加算することにより、負荷
によつて消費されたエネルギーを測定することができる
。インジケータダイアグラムの簡単な例を第１図に示す
。

第１図は、電圧成分および電流成分が同じ周期を有して
いて任意の位相関係にありどちらの成分もサイクル間で
急速に変化しないような場合に生ずる閉曲線２０を示し
ている。この曲線２０は、電流成分の各サイクル毎に一
度なぞられる。曲線２０によつて囲まれた面積を計算す
るため、既知の任意の面積を有した区画からなる格子を
そのグラフ上に重ね、その曲線２０で囲まれた区画の数
をかぞえる。計測装置においては、曲線２０で囲まれた
面積は、電圧成分の時間積分を検査することによつて測
定される。

電圧成分の時間積分が、Ｆｄｔ）Ｄｔ軸に沿つて単位値
（ボルト）に等しい時に、電流成分がサンプリングされ
る。

例えば、零でスタートして、電圧成分の時間積分の大き
さは、１単位の値になるまで検査され、１単位になつた
ところで、電流成分がサンプリングされる。この時点ま
で曲線２０で囲まれた面積は、２。５単位（アンペア）
×１単位（ボルト）、すなわち２．５平方単位（ボルト
・アンペア）である０同様に、２に達するとき、Ｆｅ（
ｔ）Ｄｔ軸に沿つてもう１単位値だけ進んだことになる
。

この時、３単位値の電流成分が再びサンプリングされる
。３単位×１単位は３平方単位であり、これが前の値に
加えられる。

この点で、計測装置は、Ｆｅ（ｔ）Ｄｔサンプルのすべ
てが１単位であるので、２つのサンプルを掛け合せる必
要がないことは明らかである。従つて、計測装置は、電
流成分のサンプル値を加算したり減算したりするだけで
よい。黒くぬりつぶした面積２２およびハツチングを施
した面積２３によつて示されるような誤差が導入される
。

何故ならば、計測装置は、電流成分がＦｅ（ｔ）Ｄｔ軸
に沿つて１単位値から次の単位値まで一定値であつたか
のようにその面積を計算するからである。黒くぬりつぶ
した面積２２は、曲線２０によつて囲まれた全面積へ不
適切に加えられてしまう面積を表わしている。ハツチン
グを施した面積２３は、曲線２０によつて囲まれた全面
積から不適切に減じられてしまう面積を表わしている。
この誤差は、より小さな区画からなる格子を使うことに
よつて克服されかつ精度を上げることができる。電気装
置の場合には、電圧成分の時間成分の単位値をより小さ
くしかつ電流成分のサンプルをより多くすることにある
。電流成分のあるサンプルが取り出されるときに電圧成
分の時間積分が増大しつつある場合には、電流成分のそ
のサンプルは前の合計に加えられる。

逆に、電流成分のサンプルが取り出されるときに電圧成
分の時間積分が減少しつつある場合には、電流成分のそ
のサンプルはその合計から減じられる。第１図の格子に
よる電流成分のサンプルの加算および減算は、第２図、
第３図および第４図に示されている。第２図は、電圧成
分の時間積分が零から５の値まで達するときの、電流成
分のサンプルの加算を示している。第３図は、電圧成分
の時間積分が５の値から−５の値まで達するときの、電
流成分のサンプルの減算を示している。電流成分のすべ
てのサンマ゜ル値は負であり、マイナス値の減算は加算
となる。従つて、電流成分のこれらのサンプル値は合計
値に加えられることになる。最後に、第４図は、電圧成
分の時間積分が−５の値から０の値まで達するときの、
電流成分のサンプル値の加算を示している。電流成分の
これらのサンプル値はすべて正であり、従つて前の合計
に加えられる。第２図、第３図および第４図に示された
電流成分のサンプル値の和は、電流成分の１周期の間の
電力である曲線２０で囲まれた全面積の近似値である。
このようにして、電気装置は、配電系統によつてその負
荷へ供給されたエネルギーを測定する。これで第１の原
理の説明を終る。第２のより狭い原理は、積分器として
デイジタル・カウンタを使用するこ吉である。

デイジタル・カウンタのカウント・レート（Ｒａｔｅ）
ＤＮ／Ｄｔは測定しようとする交流電力量の電流成分の
時間導関数ｄ／Ｄｔを追従するようにされる。すなわち
、ｄ／Ｄｔ＝ＤＮ／Ｄｔ（１） 式（１）の両辺を積分すれば、 １＋ＩＯ＝Ｎ＋ＮＯ（２） になる。

たマし、は電流成分、ＩＯは電流成分の初期状態、Ｎは
カウントそしてＮＯはカウントの初期状態である０もし
ＮＯがＩＯに等しいならば、カウントＮは電流成分１に
等しくなる。第５図は、積分器としてデイジタル・カウ
ンタを利用する回路２８の簡単なプロツク図である。

第５図は、カウント・レート信号ＤＶｄｔが電流成分の
時間導関数信号ｄｌ／Ｄｔにどのように追従させられる
かも例示する。時間導関数信号ｄ／Ｄｔは抵抗２９を通
して比較器３０の非反転入力端子へ入力される。比較器
３０の出力端子はフリツプフロツプ３２の入力端子３３
に接続されている。フリツプフロツプ３２はそのクロツ
ク入力端子３６に４００ＫＨｚのクロツク信号３１を受
ける。カウント・レート信号ＤＶｄｔはフリツプフロツ
プ３２の第１の出力端子３４に供給される。フリツプフ
ロツプ３２の第２の出力端子３５にはカウント・レート
信号ＤＮ／Ｄｔの反転である反転信号ＤＮ／Ｄｔが発生
される。この反転信号ＤＮ／Ｄｔは抵抗３９を通して比
較器３０の非反転入力端子へ入力される０比較器３０の
反転入力端子はアースに接続されている。カウント・レ
ート信号ＤＮ／Ｄｔはカウンタ３８へそのアツプ／ダウ
ン・カウント制御端子３７で入力される。

カウンタ３８はそのクロツク入力端子４０にクロツク信
号３１を受ける。電流成分の大きさを表わすカウントＮ
はカウンタ３８の１組の並列出力端子４４に取り出され
るＯカウント・レート信号ＤＮ／Ｄｔは、カウントアツ
プを表わす第１の状態およびカウント・ダウンを表わす
第２の状態を持つている。

カウンタ３８は、カウントレート信号ＤＮ／Ｄｔの第１
の状態に応答してアツプ方向に或は第２の状態に応答し
てダウン方向にクロツク信号３１のクロツクパルスをカ
ウントし続けてカウントＮを生じる。カウンタ３８のデ
ユテイ・サイクルはカウンタのカウント・アツプ時間の
総時間に対する比として定められる。カウンタ３８のカ
ウントアツプ時間がカウントレート信号ＤＮ／Ｄｔの第
１の状態の時間に等しいので、デユテイ・サイクルはカ
ウントレート信号の第１の状態の時間を総時間で割つた
値で表わされる。

従つて、デユテイ・サイクルはカウントレート信号ＤＶ
ｄｔに関係する。カウントＮはカウント・レート信号Ｄ
Ｎ／Ｄｔの積分である。よつて、カウントＮはデユテイ
・サイクルに関係する。式（２）から電流１はカウント
Ｎに等しい。このカウントＮはデユテイ・サイクルに関
係することが既に分つている。従つて、電流１はデユテ
イ・サイクルに関係する。例えば、電流が最大である時
、時間導関数信号ｄ／Ｄｔはゼロであつて電流の大きさ
が変化していないことを示す。

もし電流の大きさが変化していないならば、カウントＮ
は変つてはいけない。カウンタ３８のカウント・ダウン
時間とカウント・アツプ時間が等しければ、カウントＮ
は変らない。総時間がカウント・ダウン時間とカウント
・アツプ時間の和に等しくかつカウント・ダウン時間が
カウント・アツプ時間に等しいので、デユテイ・サイク
ルは５０％になつて電流１の大きさが変化していないこ
とを示す。同様に、５０％と１０００！）の間のデユテ
イ・サイクルは電流１の大きさが正方向で増加している
ことを示す。

デユテイ・サイクルが１００％に近づけば近づく程、電
流の大きさは正方向で速く増加する。逆に、０％と５０
％の間のデユテイ・サイクルは電流１の大きさが負方向
で増加していることを示す。デユテイ・サイクルがＯ（
ｆ）に近づけば近づく程、電流の大きさは負方向で速く
増加する。これが第２の原理の結論である。交流電力の
測定のためにインジケータダイアグラムを使用すること
および積分器としてデイジタル・カウンタを使用するこ
とがこの発明の基本的な２つの主要原理である。

これらの２つの原理を実施する装置およびその装置の動
作について、次の２節および３節において説明する。？
．計測装置の簡単な説明および動作 第６図は、この発明によつて構成された計測装置４８を
例示するプロツク図である。

電源５０は、一対の導線５２および５３によつて負荷５
１へ接続されている。電圧変換器５４は、入力端子５５
および５６で導線５２および５３間に接続されている。
電圧変換器５４は、負荷５１へ電源５０によつて供給さ
れる交流電力量の電圧成分を表わす第１の入力信号Ｖ１
を出力端子５７に発生する。電流交換器５８の入力端子
５９および６０が導線５２に直列に接続されている。こ
の電流変換器５８は、交流電力量の電流成分の時間導関
数を表わす第２の入力信号Ｖ２を出力端子６１に発生す
る。第１の入力信号Ｖ１は、積分器６２へ入力される。

この積分器６２は、比較器６６へ入力される積分信号６
４を発生する。この比較器６６は、積分信号６４の瞬時
値が一定の所定高基準電位の大きさに等しいときに、パ
ルス７０をその出力端子６８に発生する。比較器６６は
、また、積分信号６４の瞬時値が一定の所定低基準電位
に等しいときに、パルス７４をその出力端子７２に発生
する。比較器６６の出力端子６８および７２は、マイク
ロプロセツサ７６に接続されている。このマイクロプロ
セツサ７６は、比較器６６からのそれぞれパルス７０，
７４に応答してそれぞれ第１の制御信号８０、第２の制
御信号８４を発生する。これらの第１の制御信号８０お
よび第２の制御信号８４は積分器６２へ入力される。電
流変換器５８から説明すると、第２の入力信号Ｖ２は、
比較器８６へ入力される。

この比較器８６は、フリツプフロツプ９０へ入力される
出力信号８８を発生する。フリツプフロツプ９０はクロ
ツク信号９２も受ける。フリツプフロツプ９０は、カウ
ント制御信号９８を発生する第１の出力端子９４および
反転カウント制御信号１００を発生する第２の出力端子
９６を持つている。この第２の出力端子９６は比較器８
６へ接続されており、第１の出力端子９４はカウンタ１
０２に接続されている。このカウンタ１０２は、カウン
ト制御信号９８に加えて、クロツク信号９２も受ける。

カウンタ１０２は１組の並列導線１０４によつてラツチ
１０６へ接続されている。このラツチ１０６は第１の制
御信号８０および第２の制御信号８４も受ける。ラツチ
１０６の出力は１組の並列導線１０８によつてマイクロ
プロセツサ７６へ入力される。ラツチ１０６の出力は１
組の並列導線１１２によつてデイジタル／アナログ（Ｄ
／Ａ）変換器１１０へも入力される。

このＤ／Ａ変換器１１０は一対のアナログ信号のうちの
片割れ信号１１６を発生し、この片割れ信号１１６は積
分器１１４へ入力される。この積分器１１４へは一定の
基準電圧も入力される。積分器１１４の出力は比較器８
６へ入力される。動作時、第６図に示した計測装置４８
は、インジケータダイアグラムによつて囲まれた面積を
計算する。

簡単に云えば、比較器８６は、電流成分の時間導関数を
表わす第２の入力信号Ｖ２を受ける。比較器８６の出力
信号８８はフリツプフロツプ９０へ入力される。フリツ
プフロツプ９０はカウント制御信号９８および反転カウ
ント制御信号１００を発生する。カウント制御信号９８
の発生はこの発明の重要な特色であるので、以下に詳し
く説明する。反転カウント制御信号１００は比較器８６
へ入力され、負の変化率フイードバツクを提供する。カ
ウント制御信号９８はカウンタ１０２へ入力され、この
カウンタ１０２はデイジタル・カウントＮを生じる。こ
のデイジタル・カウントＮは並列導線１０４によつてラ
ツチ１０６へ入力される。゛オフセツト２進”法を使用
して、デイジタル・カウントＮの平均値は積分器１１４
の出力信号（比較器８６へ入力される）でゼロに調節さ
れる。デイジタル・カウントＮは第２の入力信号Ｖ２の
積分すなわち電流成分の大きさを表わす。計測装置４８
の逐次動作は次のようである。積分器６２は第１の入力
信号Ｖ１を連続して積分することにより積分信号６４を
発生する。この積分信号６４（す、Ｆｅ（ｔ）Ｄｔ軸を
表わし、かつＦｅ（ｔ）Ｄｔ軸に沿つて単位値に達した
かどうかを決定するために比較器６６によつて検査され
る。正方向で単位値に達したとき、パルス７０が出力端
子６８に発生されてマイクロプロセツサ７６へ入力され
る。マイクロプロセツサ７６はパルス７０に応答して第
１の制御信号８０を発生する。第１の制御信号８０は積
分器６２をりセツトするとともにラツチ１０６にデイジ
タル・カウントＮのサンプリｙグ値を生じさせる。この
サンプリング値は並列導線１０８によつてマイクロプロ
セツサ７６へ入力される。同様に、負方向で単位値に達
したとき、パルス７４が出力端子７２に発生されてマイ
クロプロセツサ７６へ入力される。

マイクロプロセツサ７６はパルス７４に応答して第２の
制御信号８４を発生する。第２の制御信号８４は積分器
６２をりセツトするとともにラツチ１０６にデイジタル
・カウントＮのサンプリング値を生じさせる。このサン
プリング値も並列導線１０８によつてマイクロプロセツ
サ７６へ入力される。マイクロプロセツサ７６は、単位
値に達したときの電圧成分の積分の符号によつて、合計
値を生じる次々のサンプリング値を加算ないし減算する
。その合計値は正／負の電力量を表わすデイジタル値と
比較される０合計値がその正／負の電力量を表わすデイ
ジタル値より大きい／小さい場合に、マイクロプロセツ
サ７６は、正／負の電力量を表わす出力パルス７８／７
９を発生する。正／負の電力量を表わすデイジタル値は
、その後、合計値から減算される。次に、マイクロプロ
セツサ７６は、初期の段階へ戻り、Ｆｅ（ｔ）Ｄｔ軸に
沿つて単位値に達するときに比較器６６がパルスを発生
するのを待つ。この発明を実施する装置およびその動作
のより詳細な説明は、次の３節において第７図および第
８図に基づいてなされる〇３．計測装置の詳細な説明お
よび動作 計測装置４８の詳細な回路図を第７図に示す。

第１の入力信号Ｖ１は、出力端子５７から抵抗１１９を
通して積分器６２中の演算増幅器１１８の反転入力端子
に入力される。演算増幅器１１８の出力端子は、コンデ
ンサ１２０、ダイオード１２２および抵抗１２４の並列
回路を介して演算増幅器１１８の反転入力端子に接続さ
れている。ダイオード１２２のカソードは、演算増幅器
１１８の出力端子に接続されている。演算増幅器１１８
の反転入力端子は負電源へ接続されている。演算増幅器
１１８の非反転入力端子はアースに接続されている。積
分信号６４は演算増幅器１１８の出力端子で取り出され
る。積分信号は抵抗１２６を通して比較器６６へ入力さ
れる。

比較器６６は、クワド（Ｑｕａｄ）比較器であるナシヨ
ナル・セミコンダクタ（ＮａｔｉＯｎａｌＳｅｍｉｃＯ
ｎｄｕｃｔＯｒ）社製モデル洗ＬＭ３３９のような市販
の比較回路であり得る。

比較器６６は、積分信号６４を４ボルトの一定かつ所定
の高基準電位と比較する第１比較器を有している。この
第１比較器からのパルス７０は出力端子６８に取り出さ
れる。比較器６６は、積分信号６４を１ボルトの一定か
つ所定の低基準電位と比較する第２比較器を有している
。この第２比較器からのパルス７４は出力端子７２に取
り出される。出力端子６８，７２はそれぞれ導線１７０
，１７４によつてマイクロプロセツサ７６へ接続されて
いる。マイクロプロセツサ７６はインテル（ＩｎｔｅＩ
）社製モデル滝Ｃ４７４８のような計算手段である。

マイクロプロセツサ７６は、導線１８０並びにインバー
タ１３０および抵抗１３２から成る直列回路を通して接
続点１２８へ送られる第１の制御信号８０を発生する。
マイクロプロセツサ７６は、導線１８４並びにインバー
タ１３４および抵抗１３６から成る直列回路を通して接
続点１２８へ送られる第２の制御信号８４も発生する。
接続点１２８はダイオード１３８を介してアースに接続
されている。ダイオード１３８はそのアノードがアース
に接続されている。接続点１２８は、コンデンサ１４０
および抵抗１４２から成る並列回路を介して演算増幅器
１１８の反転入力端子へ接続されている０最後に、接続
点１２８は抵抗１４６を介して負電源１４４に接続され
ている。次に説明を出力端子６１に戻せば、第２の入力
信号Ｖ２は抵抗１４９を通して演算増幅器１４８の非反
転入力端子に入力される。

この非反転入力端子は、コンデンサ１５０を介してアー
スに接続され、また抵抗１５１を介して負電源１４４に
も接続されている。演算増幅器１４８の反転入力端子は
アースに接続されている。比較器８６の出力信号８８は
演算増幅器１４８の出力端子に取り出される。出力信号
８８は、抵抗１５２、第１のインバータ１５４および第
２のインバータ１５６から成る直列回路を通してフリツ
プフロツプ９０の入力端子１６０へ入力される。抵抗１
５８は第１のインバータ１５４の入力側を第２のインバ
ータ１５６の出力側へ接続する。フリツプフロツプ９０
はそのクロツク入力端子１６２にクロツク信号９２を受
けるＤ型フリツプフロツプである。カウント制御信号９
８はフリツプフロツプ９０の第１の出力端子９４に取り
出される。反転カウント制御信号１００はフリツプフロ
ツプ９０の第２の出力端子９６に取り出され、抵抗１６
４を通して演算増幅器１４８の非反転入力端子へ入力さ
れる。カウンタ１０２は第１のカウンタ１６６、第２の
カウンタ１６７および第３のカウンタ１６８から成る。
これらのカウンタはフエアチヤイルド（Ｆａｉｒｃｈｉ
Ｉｄ）社製モデルＸ）．ＣＤ４Ｏ２９Ａのような市販の
カウンタで良い。各カウンタは制御入力端子、クロツク
入力端子、桁上げ入力端子、桁上げ出力端子および４個
のデータ出力端子を持つている。ラツチ１０６は、第１
のラツチ１７６、第２のラツチ１７７および第３のラツ
チ１７８から成る。これらのラツチはフエアチヤイルド
社製モデル／Ｆ６ＣＤ４Ｏ４２Ａのような市販のラツチ
で良い。各ラツチは４個のデータ入力端子、４個のデー
タ出力端子および２個の制御入力端子を持つている。第
１のカウン夕１６６、第２のカウンタ１６７および第３
のカウンタ１６８の各々は、その制御入力端子にカウン
ト制御信号り８を受け、かつそのクロツク入力端子にク
ロツク信号９２を受ける。第１のカウンタ１６６は、そ
の桁上げ入力端子がアースに接続されており、またその
桁上げ出力端子が導線１７２によつて第２のカウンタ１
６７の桁上げ入力端子に接続されている。第２のカウン
タ１６７の桁上げ出力端子は導線１７３によつて第３の
カウンタ１６８の桁上げ入力端子に接続されている。第
１のカウンタ１６６、第２のカウンタ１６７および第３
のカウンタ１６８の各々の４個のデータ出力端子は、並
列導線１０４の各４本の第１の導線１８１、第２の導線
１８２、第３の導線１８３によつてそれぞれ第１のラツ
チ１７６、第２のラツチ１７７、第３のラツチ１７８の
各４個のデータ入力端子に接続されている。第１のラツ
チ１７６、第２のラツチ１７７および第３のラツチ１７
８は各々、その一方の制御入力端子に第２の制御信号８
４を受け、かつその他方の制御入力端子に反転された第
１の制御信号を受ける。第１のラツチ１７６、第２のラ
ツチ１７７および第３のラツチ１７８の各々の４個のデ
ータ出力端子は並列導線１０８によつてマイクロプロセ
ツサ７６に接続されている。並列導線１０８はデイジタ
ル・カウントＮのサンプリング値を伝送する。デイジタ
ル・カウントＮのサンプリング値の６つの上位桁ビツト
は並列導線１１２によつてＤ／Ａ変換器１１０へ入力さ
れる。

並列導線１１２の各々はそれぞれ抵抗２０１，２０２，
２０３，２０４，２０５，２０６を介して接続点２０８
に接続４されている。片割れ信号１１６は接続点２０８
に取り出される。デイジタル゜カウントＮの最下位桁ビ
ツトは導線２２２によつてフリツプフロツプ２２０のク
ロツク入力端子２３０へ入力される。

フリツプフロツプ２２０はＤ型フリツプフロツプであつ
て、クロツク入力端子２３０の他に、入力端子２３２、
出力端子２３４および反転出力端子２３６を持つている
。入力端子２３２は導線２２１によつて反転出力端子２
３６に接続されている。出力端子２３４は抵抗２２４に
よつて接続点２１６に接続されている。この接続点２１
６は、抵抗２２６およびコンデンサ２２８から成る並列
回路を介してアースに接続されている。片割れ信号１１
６は積分器１１４中の演算増幅器２１０の反転入力端子
へ入力される。

演算増幅器２１０の非反転入力端子は接続点２１６へ接
続されている。演算増幅器２１０の出力端子は抵抗２１
２およびコンデンサ２１４から成る並列回路を介してそ
の反転入力端子に接続されている。演算増幅器２１０の
出力端子は直列接続の双Ｔ型フイルタ２４０および抵抗
２５８を介して比較器８６中の演算増幅器１４８の非反
転入力端子へ接続されている。双Ｔ型フイルタ２４０は
互に並列に接続された第１の電流路２４２および第２の
電流路２４４から成る。第１の電流路２４２は、演算増
幅器２１０の出力端子に始まつて接続点２３８に終り、
直列接続の第１のコンデンサ２４６および第２のコンデ
ンサ２４８（その接続点が抵抗２５０を介してアースに
接続されている）から成る。同様に、第２の電流路２４
４も、演算増幅器２１０の出力端子に始まつて接続点２
３８に終り、直列接続の第１の抵抗２５２および第２の
抵抗２５４（その接続点がコンデンサ２５６を介してア
ースに接続されている）から成る。これで第７図に示し
た計測装置４８の構成についての説明は終りである。動
作時、第７図に示した計測装置４８は、この望ましい実
施例の１節で述べたようなインジケータダイアグラムに
よつて囲まれた面積を計算する。

第１の入力信号Ｖ１は積分器６２へ入力されて積分信号
６４を発生させる。この積分信号６４は比較器６６へ入
力され、その瞬時値が２つの基準電位と比較される。積
分信号６４のタイム・チヤートは第８Ａ図に示されてい
る。第１の制御信号８０、第２の制御信号８４はそれぞ
れ第８Ｂ図、第８Ｃ図に示されている。時点Ｔ。からＴ
１まで、コンデンサ１２０は充電中で、第１の制御信号
８０は高レベル状態すなわち定常状態にあり、そして第
２の制御信号８４は低レベル状態すなわち定常状態にあ
る。インバータ１３０のために第８Ｂ図に示した第１の
制御信号８０の反転信号が接続点１２８に供給される。
同様に、インバータ１３４のために第８Ｃ図に示した第
２の制御信号８４の反転信号が接続点１２８に供給され
る。接続点１２８での第１の制御信号８０の反転信号は
Ｏボルトである。第２の制御信号８４の反転信号は平衡
状態になるように負電源１４４で打消される。従つてこ
の状態では接続点に電流が流れない。第８Ａ図の時点Ｔ
。で積分信号６４は比較器６６中の第１の比較器の限界
と第２の比較器の限界との中間の初期値を持つ。これは
演算増幅器１１８の反転入力端子へ接続されている負の
バイアス源のためである。時点Ｔ１で積分信号６４の瞬
時値は４ボルトの高基準電位に等しくなる。時点Ｔ１で
パルス７０が比較器６６の出力端子６８に発生される。
パルス７０は導線１７０によつてマイクロプロセツサ７
６へ入力される。パルス７０に応答して第１の制御信号
８０は第８Ｂ図に示したように時点Ｔ１からＴ２まで一
瞬低レベル状態になる。マイクロプロセツサ７６は、第
１の制御信号８０が低レベル状態にある期間すなわち時
点Ｔ１からＴ２までの長さを制御する。この期間は、第
８Ｂ図では大巾に拡大して示されており、約７５マイク
ロ秒である。第１の制御信号８０および第２の制御信号
８４が両方共低レベル状態にある結果、負電源１４４の
電圧が打消され、正昧正の電荷が接続点１２８に存在す
る。この正味正の電荷はコンデンサ１２０に電流を流さ
せる。この電流は、コンデンサ１２０の一方の極板（演
算増幅器１１８の反転入力端子へ接続された）での電荷
を増加させ、他方の極板（演算増幅器１１８の出力端子
へ接続された）での電荷を減少させる。この電荷が減少
するにつれて積分信号６４の値も減少する。時点Ｔ２で
積分信号６４は２．５ボルトの初期状態に戻つた。第１
の制御信号８０はその時高レベル状態に戻り、従つてコ
ンデンサ１２０を再び充電させる。負のりセツトのため
に積分信号６４は時点Ｔ３で負方向に増加し始め、時点
Ｔ４でその瞬時値が１ボルトの低基準電位に等しくなる
。

時点Ｔ４で比較器６６はその出力端子７２にパルス７４
を発生する。このパルス７４は導線１７４によつてマイ
クロプロセツサ７６へ入力される。パルス７４に応答し
て第２の制御信号８４は時点Ｔ４からＴ５まで第８Ｃ図
に示したような高レベル状態に一瞬なる。マイクロプロ
セツサ７６は、第２の制御信号８４．が高レベル状態に
ある期間すなわち時点Ｔ４からＴ５までの長さを制御す
る。この期間は第８Ｃ図には拡大して示されており約７
５マイクロ秒である。第１の制御信号８０および第２の
制御信号８４が両方共高レベル状態にある結果、負電源
１４４の電圧は打消されず、正味負の電荷が接続点１２
８に存在する。この正味負の電荷は電流をコンデンサか
ら流出させる。この電流は、コンデンサ１２０の一方の
極板での電荷を減少させ、かつ他方の極板での電荷を増
加させる。この電荷が増加すると積分信号６４の値も増
加する。時点Ｔ５で積分信号６４は２．５ボルトの初期
状態に戻つた。その時第２の制御信号８４は低レベル状
態に戻りコンデンサ１２０を再び放電させる。コンデン
サ１２０をりセツトするために電流を使用することの利
点は、コンデンサ１２０の値がシフトするならばシフト
した値を補償するのに適当な電圧レベルまで電流がコン
デンサ１２０をりセツトすることである。

例えば、第８Ａ図に示した時点Ｔ５とＴ６の間では、コ
ンデンサ１２０の値は積分器６２がより速く積分するよ
うに突然シフトする。時点Ｔ６からＴ７までは第２の制
御信号８４が高レベル状態にあるりセツト時間であり、
コンデンサ１２０の値の同一量のシフトにより第２の制
御信号８４が高レベル状態にある期間が約７５マイクロ
秒の通常のりセツト時間よりも長くなくてもコンデンサ
１２０はより高い電圧にりセツトされる。積分器６２が
より速く積分しかつコンデンサ１２０がより高い電圧ま
でりセツトされる結果、積分信号６４を１ボルトの低基
準電位に再び到達させるのに要する期間である時点Ｔ７
からＴ８までの期間は時点Ｔ５からＴ６までの期間に等
しい。従つて、コンデンサ１２０の値がシフトしても、
Ｆｅ（ｔ）Ｄｔ軸沿いの単位値は等しく維持される。時
点Ｔ８からＴ９までコンデンサ１２０は積分速度の変化
を補償するのに適当な電圧レベルに再びりセツトされる
。積分器６２がより遅く積分するようにコンデンサ１２
０の値がシフトするならば、すなわち積分信号６４が正
方向で増加中にコンデンサ１２０の値がシフトするなら
ば、同様な結果が生じる。１ｙ 第７図に説明を戻して、出力端子６１での第２の入力信
号２は比較器８６へ入力される。

この比較器８６は負電源１４４によつて下記のようにバ
イアスされる。すなわち、比較器８６の出力信号８８は
第２の入力信号Ｖ２の正極性および負極性に応答する正
負の値を持つ。第１のインバータ１５４および第２のイ
ンバータ１５６はフリツプフロツプ９０の入力端子１６
０へ入力される出力信号８８を遅延させる。この遅延に
より出力信号８８は確実に高レベル状態または低レベル
状態に置かれ、遷移状態はなくなる。カウント制御信号
９８はフリツプフロツプ９０の第１の出力端子９４に取
り出される。カウント制御信号９８はこの望ましい実施
例の１節で説明したカウント・レート信号Ｄｙｄｔであ
る。カウント制御信号９８は第１のカウンタ１６６、第
２のカウンタ１６７および第３のカウンタ１６８がカウ
ントアツプするかカウントダウンするかを決める。フリ
ツプフロツプ９０の第２の出力端子９６に取り出される
反転カウント制御信号１００は比較器８６へ入力されて
負の変化率フイードバツクを与える。第１のカウンタ１
６６、第２のカウンタ１６７および第３のカウンタ１６
８はデイジタル・カウントＮを生じる。このデイジタル
・カウントＮは第２の入力信号Ｖ２の積分を表わす。デ
イジタル・カウントＮの初期値は、下記のように定めら
れ、第２の入力信号Ｖ２の積分が零の値を持つ状態を表
わす。この初期値よりも上のデイジタル・カウントＮの
値は第２の入力信号Ｖ２の積分の正値を表わすが、逆に
初期値よりも下のデイジタル・カウントＮの値は第２の
入力信号Ｖ２の積分の負値を表わす。これは、オフセツ
ト２進法と呼ばれ、正、負のアナログ量を初期状態より
もそれぞれ上、下のデイジタル・カウントで表わさせる
。最上位桁ビツトが″１′２でその他のビツトが全部″
Ｏ′２である初期状態を選ぶことにより、最上位桁ビツ
トは第２の入力信号Ｖ２の積分の極性を表わすことにな
る。第１のラツチ１７６、第２のラツチ１７７および第
３のラツチ１７８は第１の制御信号８０および第２の制
御信号８４に応答してデイジタル・カウントＮのサンプ
リング値を生じる。

各ラツチはその他方の制御入力端子に導線２９３から供
給された第１の制御信号８０の反転信号を受ける。各Ｚ
Ｕラツチはその一方の制御入力端子に導線２９４から供
給された第２の制御信号８４を受ける。

第１のラツチ１７６、第２のラツチ１７７および第３の
ラツチ１７８はデイジタル・カウントＮをサンプリング
保持し、もつて互に逆の状態の信号が両方の制御入力端
子に存在する時デイジタル・カウントＮのサンプリング
値を生じる。定常状態では第１の制御信号８０の反転信
号は低レベル状態にあり、そして第２の制御信号８４も
低レベル状態にある。この状態では第１のラツチ１７６
、第２のラツチ１７７および第３のラツチ１７８はデイ
ジタル・カウントＮのサンプリング値を生じない。正の
りセツト状態では第１の制御信号８０１が一瞬低レベル
状態になる。従つて第１の制御信号８０の反転信号は一
瞬高レベル状態になる。第２の制御信号８・４は低レベ
ル状態をとり続け、もつて第１のラツチ１７６ないし第
３のラツチ１７８の両方の制御入力端子での信号がサン
プリング値を生じるために互に逆の状態にあると云う要
件を満足する。全ラツチの両方の制御入力端子での信号
の極性が互に逆である時のこの期間中、デイジタル・カ
ウントＮのサンプリング値は各ラツチの出力端子に取り
出される。同様な事態は、第２の制御信号８４が一瞬高
レベル状態にある負のりセツト期間中にも生じる。この
事態も各ラツチの両方の制御入力端子に互に逆の状態が
存在する要件を矢張り満足し、そしてデイジタル・カウ
ントＮのサンプリング値が生じられる。要するに、積分
器６２が正方向か負方向のどちらかでりセツトされる時
にはいつでもデイジタル・カウントＮのサンプリング値
は生じられる。このサンプリング値は並列導線１０８に
よつてマイクロプロセツサ７６へ入力される。デイジタ
ル・カウントＮの初期値は下記のようにして定められる
。

デイジタル・カウントＮのサンプリング値の６つの上位
桁ビツトは並列導線１１２によつてＤ／Ａ変換器１１０
へ入力される。このＤ／Ａ変換器１１０は、積分器１１
４へ入力されるアナログ片割れ信号１１６を発生する。
積分器１１４は接続点２１６から正電圧も受ける。この
正電圧はデイジタル・カウントＮの初期状態を定める。
Ｄ／Ａ変換器１１０、積分器１１４および双Ｔ型フイル
タ２４０はフイードバツク路を提供する。Ｄ／Ａ変換器
１１０によつて発生された片割れ信号１１６は直流安定
性を与える。積分器１１４はデイジタル・カウントＮの
初期状態を与える。双Ｔ型フイルタ２４０は積分器１１
４およびＤ／Ａ変換器１１０を補償するのに適切な移相
を行なわせる。比較器８６へフイードバツクされる信号
はこのように直流安定性を回路に与え、そしてデイジタ
ル・カウントＮの初期状態も確立する。接続点２１６で
の正電圧は２．５ボルトの一定の基準電圧である。

この基準電圧はコンデンサ２２８によつて発生され、こ
のコンデンサ２２８はフリツプフロツプ２２０によつて
発生された充電信号で連続して充電される。フリツプフ
ロツプ２２０はそのクロツク入力端子２３０にデイジタ
ル・カウントＮの最下位桁ビツトを受ける。この最下位
桁ビツトはクロツク信号の１／２の周波数を持つている
。反転出力端子２３６は導線２２１によつて入力端子２
３″２へ接続されている。出力端子２３４に取り出され
る充電信号は最下位桁ビツトの１／２の周波数すなわち
クロツク信号の１／４の周波数を持つている。充電信号
は低レベル状態が０ボルトで高レベル状態が５ボルトで
ある１００ＫＨｚの方形波である。１００ＫＨｚの周波
数ではコンデンサ２２８がＯボルトと５ボルトの中間の
電圧レベルすなわち２．５ボルトに極めて正確に充電さ
れる。

第７図に示した計測装置、４８の逐次動作は、第９図に
示すフローチヤートを参照することによつてもつと容易
に理解されよう。

第９図は、インジケータダイアグラムによつて囲まれた
面積を測定する際に計測装置４８によつて行なわれる動
作シーケンスの概要を示している。このプログラムは、
プロツク２６５で開始される。最初のステツプ２６７は
、マイクロプロセツサ７６に記憶された合計値を零にセ
ツトすることである。次のステツプ２６８は、マイクロ
プロセツサ７６が、比較器６６の出力端子６８に質関し
てパルス７０があるかどうかを決定する決定ステツプで
ある。パルス７０があるならば、これはＦｅ（ｔ）Ｄｔ
軸に沿つて正方向で単位値に達したことを示し、そして
マイクロプロセツサ７６は第９図のステツプ２６９へ進
む。ステツプ２６９では、第１の制御信号８０′が一瞬
低レベル状態になり、これに応答して第１のラツチ１７
６、第２のラツチ１７７および第３のラツチ１７８はデ
イジタル・カウントＮのサンプリング値を生じる。

積分器６２はステツプ２７０でりセツトされる。ステツ
プ２６９で生じられたサンプリング値はステツプ２７１
で合計値に加算される。サンプリング値の最上位桁ビツ
トがサンプリング値の符号を表わすので、゛１゛の最上
位桁ビツトを持つサンプリング値は合計値へ加算される
が、その間“Ｏ゛の最上位桁ビツトを持つサンプリング
値は合計値から減算される。ステツプ２７２において直
流オフセツト・レジスタにストアされたデイジタル数が
インクリメントされる。ステツプ２６９，２７０，２７
１および２７２は、決定ステツプ２６８の結果が肯定で
ある場合にのみ実行される。もし決定ステツプ２６８の
答が否定であるならば、マイクロプロセツサ７６はステ
ツプ２７４へ行く。このステツプ２７４は、比較器６６
の出力端子７２へ質関してパルス７４があるかどうかを
決定するステツプである。パルス７４がない場合には、
マイクロプロセツサ７６は第９図のステツプ２６８へ戻
る。パルス７４があるときには、これはＦｅ（ｔ）Ｄｔ
軸に沿つて負方向に単位値に達したことを示し、マイク
ロプロセツサ７６は第９図のステツプ２７５へ進む。ス
テツプ２７５では、第２の制御信号８４が一瞬高レベル
状態になり、これに応答して第１のラツチ１７６、第２
のラツチ１７７および第３のラツチ１７８はデイジタル
・カウントＮのサンプリング値を生じる。

積分器６２はステツプ２７６でりセツトされる。ステツ
プ２７５で生じられたサンプリング値８４はステツプ２
７７で合計値から減算される。゛１”の最上位桁ビツト
を持つサンプリング値は合計値から減算されるが、その
間゛Ｏ゛の最上位桁ビツトを持つサンプリング値は合計
値へ加算される。ステツプ２７８において直流オフセツ
ト・レジスタにストアされたデイジタル数がデクリメン
トされる。ステツプ２７２またはステツプ２７８からマ
イクロプロセツサ７６は決定ステツプ２８０へ進む。

この決定ステツプ２８０で、合計値は、マイクロプロセ
ツサに記憶されたデイジタル数Ｙと比較される。このデ
イジタル数Ｙは、電力量の量子化単位を表わしている。
合計値がＹより大きいならば、マイクロプロセツサ７６
は、ステツプ２８１で、Ｙの電力量の正の単位を表わす
出力パルス７８を発生する。それから、マイクロプロセ
ツサは、ステツプ２８２で、合計値からＹ（ステツプ２
８１での出力パルス７８が表わす値）を減算する。それ
から、マイクロプロセツサは、ステツプ２８３へ進む。
ステツプ２８０で合計値がＹよりも大きくないならば、
マイクロプロセツサ７６は決定ステツプ２８４へ進み、
ここで合計値が−Ｙと比較される〇合計値が−Ｙより小
さくないならば、マイクロプロセツサ７６はステツプ２
８３へ直接進む。

ステツプ２８４でもし合計値が−Ｙより小さいならば、
マイクロプロセツサ７６はステツプ２８５でＹの負の電
力量を表わす出力パルス７９を発生する。ステツプ２８
６で、−Ｙ（ステツプ２８５での出カパルス７９が表わ
す値）は合計値から減算される。マイクロプロセツサは
、それから、ステツプ２８３へ進む。ステツプ２８３は
、直流オフセットレジスタがオーバーフロウしたかどう
かをマイクロプロセツサ７６が決定する決定ステツプで
ある。

もし直流オフセツト・レジスタがオーバーフロウしたな
らば、これは正のサンプリング値が多すぎる程生じたこ
とを示す。マイクロプロセツサ７６は積分器６２の直流
バイアスを調節することにより多すぎる正のサンプリン
グ値を補償する。これは、第１の制御信号８０が低レベ
ル状態にある期間を少し例えば約５マイクロ秒長くする
ことによりステツプ２８８で達成される。この時間延長
は積分器６２の直流バイアスを補正する。その後マイク
ロプロセツサ７６は決定ステツプ２６８へ戻る。決定ス
テツプ２８３で直流オフセツト・レジスタがオーバーフ
ロウしていなかつたならば、マイクロプロセツサは決定
ステツプ２８９へ進む。この決定ステツプ２８９では直
流オフセツト・レジスタがアンダーフロウしたかどうか
をマイクロプロセツサ７６が決定する。直流オフセツト
・レジスタがアンダーフロウしていなかつたならば、マ
イクロプロセツサは決定ステツプ２６８へ戻る。決定ス
テツプ２８９で直流オフセツト・レジスタがアンダーフ
ロウしたならば、これは負のサンプリング値が多すぎる
程生じたことを示す。マイクロプロセツサ７６は積分器
６２の直流バイアスを調節することにより多すぎる負の
サンプリング値を補償する。これは、第２の制御信号８
４が高レベル状態にある期間を少し例えば約５マイクロ
秒長くすることによりステツプ２９０で達成される。こ
の時間延長は積分器６２の直流バイアスを補正する。そ
の後マイクロプロセツサ７６は決定ステツプ２６８へ戻
る。これで、第９図のフローチヤートの説明を終る。こ
＼で正しい見方を忘れないようにするため、第９図に示
した各ステツプはパルス７０または７４が出力端子６８
または７２のそれぞれに発生する毎に実行されるという
ことを思い出されたい。

各サイクル中、公称線路電圧で、約５０のサンプリング
値が生じられる。６０Ｈｚの公称周波数では、このこと
は、１秒当り３０００のサンプリング値が生じられるこ
とを意味している。

換言するならば、第９図に示した各ステツプは、１秒毎
に約３０００回実行される。この発明の重要な特徴は、
第１の制御信号８０および第２の制御信号８４がマイク
ロプロセツサ７６によつて発生されることである。

第１の制御信号８０は高レベル状態すなわち定常状態お
よび低レベル状態を持ち、第２の制御信号８４は低レベ
ル状態すなわち定常状態および高レベル状態を持つ。マ
イクロプロセツサ７６は、第１の制御信号８０の低レベ
ル状態の時間および第２の制御信号８４の高レベル状態
の時間を制御する。第１の制御信号８０の低レベル状態
と比較器６６の出力端子６８に発生される各パルス７０
との間には第８Ａ図について上述したように１対１の対
応関係がある。同様に、第８Ａ図について上述したよう
に、第２の制御信号８４の高レベル状態と比較器６６の
出力端子７２に発生される各パルス７４との間には１対
１の対応関係がある。第１の制御信号８０１第２の制御
信号８４のりセツト機能およびラツチング機能はそれぞ
れ第８Ｂ図、第８Ｃ図について上述した。これらの制御
信号によつて行なわれる他の２つの機能はデイザ一（Ｄ
ｉｔｈｅｒ）の導入および積分器６２のための直流オフ
セツト調節電圧の発生である。これらの機能については
以下に詳しく説明する。この発明の特徴は、デイザ一の
導入である。

デイザ一は、積分信号６４の時間定義域での無作為シフ
トである。デイザ一は、第２の入力信号Ｖ２のサンプリ
ングを無作為化するために導入される。デイザ一は、第
１の入力信号Ｖ１が正方向で零点と交叉する毎に、すな
わち各サイクルに１回マイクロプロセツサ７６によつて
導入される。これは第８Ａ図の時点ＴｌＯで起る。時点
Ｔｌｌで開始された第１の制御信号８０の低レベル状態
の持続時間は、５マイクロ秒だけ少し増大される。この
時間延長により、時点ＴｌＯから時点Ｔｌｌまでコンデ
ンサ１２０によつて蓄積された電荷よりも多くの電荷が
コンデンサから除去され得る。従つて、時点Ｔｌ２での
電圧レベルから４ボルトの高基準電位になるまでの方が
、時点Ｔ。から時点Ｔ１までのような他の同様な期間よ
り長くか＼るように、積分信号６４はより低い電圧にり
セツトされる。第８Ａ図において時点Ｔ，ｌでのデイザ
一の導入は、コンデンサ１２０の値がシフトしておりか
つ積分信号６４が異なる電圧レベルヘリセツトされて上
述したようにコンデンサの値のシフトを補償する場合と
非常によく似ている。

しかしながら、コンデンサ１２０の値のシフトのために
積分信号６４が２．５ボルト以外の電圧レベルヘリセツ
トされるとき、それは積分速度が変化したことを補償し
ようとし、そしてＦｅ（ｔ）Ｄｔ軸に沿つての単位値を
等しく保つためには異なるりセツト電圧が必要である。
積分信号６４がデイザ一を導入するために２．５ボルト
よりも低い電圧レベルヘリセツトされるとき、それはＦ
ｅ（ｔ）Ｄｔ軸に沿つての単位値の１つをわずかにより
大きくしようとし、従つて第２の入力信号Ｖ２の以後の
サンプリング値を無作為化する。この発明では、無作為
化の程度が制御され、常に無作為化が行なわれる。この
発明の重要な特色は積分器６２の直流オフセツト電圧を
補正することである。

積分器６２はバイアス電圧と入力オフセツト電圧を必要
とし、その両方共積分されかつコンデンサ１２０に貯え
られる。コンデンサ１２０に貯えられるこの不所望な電
荷が正であるならば、第８Ａ図に示した積分信号６４の
基準レベルは時点Ｔｌ２からＴｌ３まで２．５ボルトよ
りも少し高い或る基準レベルに増加する。長い期間これ
は負のサンプリング値よりも多い正のサンプリング値を
生じさせる。直流オフセツト補正の目的は積分信号６４
の基準レベルを２．５ボルトに戻すこと、従つて長い期
間正のサンプリング値の数を負のサンプリング値の数に
等しくすることである。マイクロプロセツサ７６は、直
流オフセツト・レジスタがオーバーフロウした、すなわ
ち１１７の限界を超えたかどうか、或は直流オフセツト
・レジスタがアンダーフロウした、すなわち４０の限界
を下回つたかどうかを決定する。

第８Ａ図の時点Ｔｌ４において直流オフセツト・レジス
タに貯えた数が１１８であるとすれば、マイクロプロセ
ツサ７６は時点Ｔｌ４で開始された第１の制御信号８０
の低レベル状態の持続時間を５マイクロ秒だけ少し長び
かせる。持続時間延長の結集積分信号６４は２．５ボル
トに近い電圧レベルまで戻される。これは正のサンプリ
ング値をより多くそして負のサンプリング値をより少な
く生じる補正効果を持つＯコンデンサ１２０に貯えられ
た過剰電荷が負である時にも同様な直流オフセツト補正
が必要である。

この場合は負のサンプリング値が過剰になるとともに正
のサンプリング値が不足する。もし直流オフセツト゜レ
ジスタに貯えた数が４０よりも小さいならば、第２の制
御信号８４の次の高レベル状態の持続時間は５マイクロ
秒だけ長びかされる。この持続時間延長は積分信号６４
を２．５ボルトに近い電圧レベルにりセツトする。これ
は負のサンプリング値をより少なくそして正のサンプリ
ング値をより多く生じる補正効果を持つ。直流オフセツ
ト補正はデイザ一の導入に大変良く似ている。

し力化ながら、デイザ一の目的はＦｅ（ｔ）Ｄｔ軸沿い
の１つのサンプリング値を他のサンプリング値よりも大
きくすることである。直流オフセツト補正の目的はＦｅ
（ｔ）Ｄｔ軸沿いの全てのサンプリング値を等しくする
ことである。直流オフセツト・レジスタに貯えた数は正
のサンプリング値の数から負のサンプリング値の数を差
し引いた合計である。この数を１１７の高い限界と４０
の低い限界との間に維持することにより、正のサンプリ
ング値の正昧の数は長い周期の間負のサンプリング値の
正昧の数に事実上等しくなろう。第１および第２の制御
信号の機能をこ＼で簡単にふり返つてみれば、これらの
制御信号は積分信号６４の瞬時値が基準電位に等しくな
る毎に積分器６２をりセツトしかつラツチ１０６にサン
プリング値を生じさせる。制御信号は第２の入力信号Ｖ
２のサンプリング値を無作為化するためにデイザ一を周
期的に導入する。最後に、制御信号は必要υ時にはいつ
でもコンデンサ１２０の直流電圧レベルを補正する。要
約すれば、この発明は、インジケータダイアグラムによ
つて囲まれた面積を測定することによつて交流電力量の
値を測定する計測装置を提供する。

こ＼に開示したこの発明の実施例は、その他の電力量を
計算するように入力信号を変えかつマイクロプロセツサ
７６のプログラムを変えることにより変形され得る。キ
ロワツト時を計算することについて上述してきたのであ
るが、これは単に例示であつて、これに限定されるもの
ではない。この発明の範囲内においてこの発明の別の実
施例が考えられうることは明らかであろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は交流電力量の電圧成分と電流成分とが同じ周期
を有している場合のインジケータダイアグラムを例示し
た図、第２図、第３図および第４図はインジケータダイ
アグラムによつて囲まれた面積を近似するため計測装置
によつて生じられるサンプリング値を例示した図、第５
図は積分器としてカウンタを利用する回路を例示した図
、第６図はこの発明による計測装置のプロツク図、第７
図はこの発明による計測装置の電気回路図、第８Ａ図は
積分器の積分信号を時間に関してプロツトした曲線図、
第８Ｂ図、第８Ｃ図はそれぞれ第１の制御信号、第２の
制御信号を時間に関してプロツトした曲線図、第９図は
この発明の動作の概要を示すフローチヤートである。 ５４・・・・・・電圧変換器、５８・・・・・・電流変
換器、６２と１１４・・・・・・積分器、６６と８６・
・・・・・比較器、７６・・・・・・マイクロプロセツ
サ、９０・・・・・・フリツプフロツプ、１０２・・・
・・・カウンタ、１０６・・・・・・ラツチ、１１０・
・・・・・Ｄ／Ａ変換器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電圧成分および電流成分によつて定められる交流電
   力量の値を測定するためにインジケータダイアグラムの
   面積を計算しかつ積分器としてカウンタを利用する計測
   装置であつて、前記電圧成分を表わす第１の入力信号お
   よび前記電流成分の時間導関数を表わす第２の入力信号
   を発生する入力手段と、前記第１の入力信号を積分して
   積分信号を発生する積分手段と、前記積分信号の瞬時値
   を一定の所定基準電位の複数の大きさと比較する比較手
   段と、この比較手段に応答して前記積分手段をリセット
   する２つの制御信号を発生する計算手段と、正入力端子
   、負入力端子および出力端子を有して前記第２の入力信
   号が印加される比較器並びにこの比較器の前記出力端子
   へ接続された入力端子、クロック入力端子、前記第２の
   入力信号に応答して第１の状態および第２の状態を持つ
   たカウント制御信号を発生する出力端子および反転出力
   端子を有するフリップフロップから成り、一定の期間前
   記カウント制御信号が前記第１の状態にある時間の前記
   期間に対する比で前記期間中の前記第２の入力信号の大
   きさの変化率を表わすようにした手段と、前記カウント
   制御信号に応答して前記第２の入力信号の時間積分の瞬
   時値を表わすディジタル・カウントを生じ、かつ前記制
   御信号に応答して前記ディジタル・カウントのサンプリ
   ング値を生じる手段と、を備え、 前記計算手段は、サンプリング値を次々に累積しかつ前
   記電流成分と前記電圧成分の時間積分との積の時間積分
   を表わす合計値を生じ、またこの合計値に応答して前記
   交流電力量を表わす出力信号を発生するようになつてい
   る。 計測装置。 ２ 比較手段は、積分信号の瞬時値が＋４ボルトの基準
   電位に等しくなる毎にパルスを発生する第１の出力端子
   および前記積分信号の前記瞬時値が＋１ボルトの基準電
   位に等しくなる毎にパルスを発生する第２の出力端子を
   有する特許請求の範囲第１項記載の計測装置。 ３ ディジタル・カウントを生じる手段は、第１、第２
   および第３のカウンタであつてその各々が制御入力端子
   、４個のデータ出力端子、桁上げ入力端子および桁上げ
   出力端子を有するものと、第１、第２および第３のラッ
   チであつてその各々が４個のデータ入力端子、４個のデ
   ータ出力端子および２個の制御入力端子を有するものと
   を含む特許請求の範囲第１項記載の計測装置。