JPS644382B2 - - Google Patents

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JPS644382B2
JPS644382B2 JP55030983A JP3098380A JPS644382B2 JP S644382 B2 JPS644382 B2 JP S644382B2 JP 55030983 A JP55030983 A JP 55030983A JP 3098380 A JP3098380 A JP 3098380A JP S644382 B2 JPS644382 B2 JP S644382B2
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JP
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signal
residual
echo
processing device
circuit
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JP55030983A
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JPS55125734A (en
Inventor
Andore Maria Sunyoderusu Birufuretsudo
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Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
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Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of JPS55125734A publication Critical patent/JPS55125734A/ja
Publication of JPS644382B2 publication Critical patent/JPS644382B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/14—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex
    • H04L5/1423—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex for simultaneous baseband signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Bidirectional Digital Transmission (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は特に、データ信号を２線式回線を経て
双方向同時伝送する為のデータ変復調器
（MODEM）に用いる為のエコーキヤンセラに関
するものである。
最近の伝送システムは通常２線式回線と４線式
回線との組合せから成つている。４線式回線は２
つの単向路、すなわち単向送信路と単向受信路と
から成つている。２線式回線は、信号を１つの同
じ周波数帯域内で２方向に同時に伝送しうる双方
向路より成つている。これらの異なる通路はハイ
ブリツド結合器によつて相互連結されている。
ハイブリツド結合器は既知のように４ポート回
路から成つている。第１ポート、いわゆる送信ポ
ートは単向送信路に接続され、第２ポート、いわ
ゆる受信ポートは単向受信路に接続され、第３ポ
ート、いわゆるケーブルポートは双方向路に接続
され、第４ポート、いわゆる平衡ポートは平衡回
路網に接続される。この平衡回路網はハイブリツ
ド結合器をケーブルインピーダンスに整合させる
為のものである。この平衡回路網が完全に調整さ
れた場合には、送信路における信号がケーブルポ
ートにのみ現われる。一方、信号が双方向路を経
てケーブルポートに供給されると、この信号は受
信路にのみ現われる。
各双方向路が、信号を反射するおそれのある１
個以上の不連続インピーダンス点を有する場合に
は、送信路に生じる信号の反射信号が受信路に現
われるおそれがある。
種々のケーブル長やケーブルの種類の為に、ケ
ーブルインピーダンスは通常正確に分らない為、
平衡回路網の完全な調整は不可能である。従つ
て、送信路中に生じる信号の一部分がハイブリツ
ド結合器を経て受信路に直接入つてしまう。
送信路中に存在し、受信路に入り込むこれらの
信号部分を通常エコー信号と称する。
このようなエコー信号は受信路における信号の
品質に特に影響を及ぼす。この品質を改善する為
に、エコー信号を相殺するか或いは少くとも上述
した悪影響を可成り減少させるように回路を設計
している。このような回路はエコーキヤンセラと
して知られている。
後述の参考文献１には、エコーキヤンセラは通
常、 ａ 単向送信路に結合された可調整信号処理装
置、 ｂ 単向受信路に接続され、この受信路に生じる
信号と前記の信号処理装置により発生させられ
る信号との差を表わす残留信号を発生する差信
号発生器、 ｃ 制御信号に応答し、前記の信号処理装置を調
整する調整装置、 ｄ 前記の残留信号に応答し、前記の制御信号を
発生する制御信号発生器、 を具えるということが記載されている。
信号処理装置は、予期されるエコー信号にでき
るだけ近い形状の合成エコー信号を、送信路中に
生じる信号から発生させる。合成エコー信号と実
際のエコー信号との間の類似度合は、制御信号発
生器の出力信号が供給される調整装置により行な
われる信号処理装置の設定により決まる。この調
整装置およびこの制御信号発生器は通常、残留信
号内に存在する非抑圧エコー信号、いわゆる残留
エコーの目安となる信号を残留信号から取り出し
うるとともに、残留エコーの平均二乗値の最小値
が得られるように上記の残留エコーの目安となる
信号により反復的に信号処理装置を調整するよう
に構成する。
後述の参考文献１には特に、残留信号や供給さ
れるリミツタ回路を有し、このリミツタ回路によ
りこの残留信号を当該残留信号の極性を表わす正
および負のパルスの列に変換するようにした制御
信号発生器を設けることが提案されている。この
場合、このようにして得たパルス列は制御信号と
して調整装置に供給される。
このような制御信号発生器の構成は特に、エコ
ーキヤンセラをデジタルモジユールのみによつて
構成する必要がある場合に有用である（例えば後
述の参考文献２および３を参照のこと）。すなわ
ち、リミツタ回路はアナログ残留信号に対する特
に簡単なアナログ−デジタル変換器を構成する。
しかし、上述したリミツタ回路は、後に定義し
てあらゆるプレシオクロナス（plesiochronous）
伝送システムに用いられるデジタルエコーキヤン
セラにおいて残留信号をデジタル化するのに用い
るのに極めて適しているが、後に定義してあるホ
モクロナス（homochronous）伝送システムに用
いられるエコーキヤンセラにおいて上述したデジ
タル化を行なうと、エコー信号の補償が不充分な
ものとなつてしまうということを確かめた。この
ような場合には、残留信号を各符号ワードが多数
のビツトを有する符号ワードの列に変換するアナ
ログ―デジタル変換器によつてリミツタ回路を置
き換える必要がある。しかし、このようなアナロ
グ―デジタル変換器は比較的高価であり、多くの
エネルギーを消費し、また集積化するのが困難な
素子である。
本発明の目的は、残留信号をデジタル化するの
にリミツタ回路を用いたエコーキヤンセラを、簡
単にホモクロナスデジタル伝送システムに用いる
のに適するようにすることにある。
本発明によれば、制御信号発生器が上述したリ
ミツタ回路のみではなく、残留信号に対し相関性
を有しない補助信号を発生する補助信号発生器
と、補助信号および残留信号を互いに加算し、リ
ミツタ回路に供給されるリミツタ入力信号を発生
する加算装置とをも有するようにする。
参考文献 １ “Closed loop adaptive echo canceller
using generalized filter networks”なる発明
の名称の米国特許第3499999号明細書。
２ K.H.Mu¨ller，“Ａ new digital echo
canceller for two―wire full―duplex data
transmission”，IEEE Trans―actions on
Communications，Vol.COM―24，No.９，
Sept.1976，pp.956―962. ３ S.B.Weinstein，“Ａ passband data―
driven echo canceller for full―duplex
transmission on two―wire circuits”，IEEE
Transactions on Communications，Vol
COM―25，No.７，July1977.pp.654―666. ４ “Arrangement for converting discrete
signals into ａ discrete single―sideband
frequency division―multiplex signal and
vice versa”なる発明の名称のオランダ国特許
出願第7703633号（「信号変換装置」なる発明の
名称の特開昭53―123615号）明細書。
５ Digital filterなる発明の名称のオランダ国
特許出願第7400761号（「デジタルフイルタ」な
る発明の名称の特公昭54―23546号）明細書。
６ H.Urkowitz，“Parallel realizations of
digital interpolation filters for increasing
the sampling rate”，IEEE Transactions on
circuits and systems，Vol.CAS―22，No.２，
Feb.1975，pp.146―154. ７ D.J.Goodman and M.J.Carey，“Nine
digital filters for decimation and
interpolation”，IEEE Transactions on
Acoustics，speech，and signal proceeding，
Vol.ASSP―25，No.２，Apr.1977，pp.121―
126. ８ “Digital echo canceller for ａ modem
for data transmission by means of
modulation of ａ carrier”なる発明の名称
のオランダ国特許出願第7800408号（「デジタル
エコー相殺器」なる発明の名称の特開昭53―
90712号）明細書。
定 義 １ ２つの信号の対応する有意瞬間が一定で固定
の位相関係を有する場合にこれら２つの信号が
ホモクロナス（homochronous）である。
２ ２つの信号の対応する有意瞬間が同じ公称速
度で生じる場合にこれらの２つの信号がプレシ
オクロナス（plesiochronous）である（同じ公
称ビツト速度を有するも同一のクロツク源から
生せず或いはホモクロナスクロツク源から生じ
ない２つの信号は通常プレシオクロナスであ
る）。
３ ホモクロナス伝送システムとは、互いに反対
な２つの方向に信号が伝送され、一方の方向に
伝送される信号が反対方向に伝送される信号に
対してホモクロナスであるシステムのことであ
る。
図面につき本発明を説明する。
実施例の説明 (1) 構成 第１図はホモクロナスデータ伝送システルの一
部分を示すブロツク線図である。このシステムは
単向送信路１と、単向受信路２と、双方向路３と
より成る。これら３つの通路はハイブリツド結合
器４により相互結合し、このハイブリツド結合器
４には平衡回路網５をも接続し、ハイブリツド結
合器のインピーダンスを双方向路３のインピーダ
ンスに整合させる。
図示の伝送システムにおいては、送信路１に低
域通過フイルタ６を設ける。この送信路の入力側
には、データ記号ａ(k)を生じるデータ源７を接続
する。量ｋはデータ記号の番号を示す。これらの
データ記号は速度ｌ／Ｔで生ぜしめる。この目的
の為に、クロツク信号入力端子８を経て上記のデ
ータ源７にクロツク信号を供給する。このクロツ
ク信号のパルス繰返し速度もｌ／Ｔとする。
図示の例では単向受信路２に低域通過フイルタ
９とパルス再生器１０とを設ける。このパルス再
生器１０はクロツク信号によつて制御し、このク
ロツク信号のパルス繰返し速度もｌ／Ｔに等しく
する。従つて、パルス再生器１０の出力端子には
速度ｌ／Ｔで生じるデータ記号ｂ(k)が得られ、こ
れらのデータ記号ｂ(k)は、遠隔のデータ源から双
方向路３を経てハイブリツド結合器４に伝送さ
れ、このハイブリツド結合器４により受信データ
記号路２に供給されたものである。
パルス再生器１０およびデータ源７に供給され
るクロツク信号は、受信路２に結合され、この受
信路２に生じる信号からこのクロツク信号を取出
すクロツク抽出回路１１により発生せしめる。
双方向路３のインピーダンスは実際には正確に
分らない為、平衡回路網５によつてはハイブリツ
ド結合器４の成端を完全にすることができない。
従つて、送信路１からこのハイブリツド結合器４
を経て受信路２に直接漏洩が行なわれる。更に、
双方向路３におけるインピーダンスの不連続性に
より信号の反射を生ゼしめる。これらの２つの悪
影響の結果、低域通過フイルタ６の出力信号のエ
コーが受信路２に現われる。
これらのエコー信号の悪影響をできるだけ減少
せしめる為に、第１図に示す伝送システムに、単
向送信路１に接続された可調整信号処理装置１３
を有するエコーキヤンセラ１２を設ける。この信
号処理装置１３は、可調整フイルタ係数を有する
デジタルフイルタ（例えば前記の参考文献２およ
び３を参照のこと）として、好適には無再帰型デ
ジタルフイルタとして既知のように構成すること
ができる。この信号処理装置１３により合成エコ
ー信号e^をデジタル形態で生ぜしめ、この信号を
デジタル―アナログ変換器１４を経て合成回路１
５に供給し、受信路２における信号から減算す
る。これにより、エコーが著しく除外された残留
信号ｒ（ｔ）が合成回路１５の出力端子に現われ、
この信号ｒ（ｔ）がパルス再生器１０に供給され
る。
信号処理装置１３の調整を可能にする為に、こ
の信号処理装置に調整装置１６を接続し、この調
整装置１６に制御信号発生器１７から生じる制御
信号ｖ(i)を供給する。信号処理装置１３および調
整装置１６の構成の一例を後の項(3)で詳細に説明
する。
制御信号発生器１７は前記の残留信号に対し相
関性を有さない補助信号ｐ（ｔ）を発生する補助
信号発生器１８を有する。この補助信号は合成回
路１９において残留信号ｒ（ｔ）に加えられ、こ
れにより得られた和信号ｕ（ｔ）がサンプリング
回路２０を経てリミツタ回路２１に供給される。
このサンプリング回路２０は、クロツク抽出回路
１１によつて生ぜしめたクロツクパルスから周波
数逓信器２２により取出したサンプリングパルス
により制御する。この周波数逓信器２２は倍率Ｍ
を有する為、サンプリングパルスは速度Ｍ／Ｔで
生じる。以後、このＭは整数とする。サンプリン
グ回路２０はこれらのサンプリングパルスに応答
して信号ｕ（ｔ）のサンプル（標本値）ｕ(i)を生
ぜしめ、これらのサンプルの各々をリミツタ回路
２１によりこのサンプルの極性に応じて正のパル
スか負のパルスのいずれかに変換する。このリミ
ツタ回路２１の出力信号ｖ(i)は調整装置１６に対
する制御信号として作用する。
(2) 制御信号発生器の作動 制御信号発生器の作動、特に補助信号発生器１
８により発生させられる補助信号ｐ（ｔ）による
影響につき詳細に説明する前に、以下の点を銘記
すべきである。
信号ｘ（ｔ）は、この信号ｘ（ｔ）を構成する調
波がｎおよびｋのあらゆる整数値に対してnpお
よびp／ｋの双方或いはいずれか一方に等しい周
波数を有する場合に周波数pに調波的に関連す
る。
以後、サンプリング回路２０に供給される信号
ｕ（ｔ）に常に −Unaxｕ（ｔ）＋Unax なる関係を満足する瞬間値を有するものとする。
信号ｕ（ｔ）がデータ記号速度ｌ／Ｔに調波的
に関連しない速度でサンプリングされると、サン
プルｕ(i)は −Unaxｕ(i)＋Unax なる関係を満足する。
信号ｕ（ｔ）がデータ記号速度ｌ／Ｔに調波的
に関連する速度でサンプリングされると、サンプ
ルｕ(i)の列は周期的な列となり、各周期にＭ個の
サンプルが含まれる。最小サンプルの絶対値を
Unioで表わすと、 Unio｜ｕ(i)｜Unax なる関係が得られる。
リミツタ回路２１は常に、サンプルｕ(i)が正の
場合に正のパルスを生じ、サンプルｕ(i)が負の場
合に負のパルスを生じる。このことをsignで示
す。
第２図はリミツタ回路２１の量子化特性の一例
を示す。残留信号ｒ（ｔ）が第１図で右から左に
伝送されるデータ信号ｓ（ｔ）のみから成る場合
には、ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）なる関係が成立し、この
残留信号がサンプリング回路２０に直接供給され
るものとすると、更にｕ（ｔ）＝ｓ（ｔ），ｕ(i)＝ｓ
(i)およびｖ(i)＝sign〔ｓ(i)〕なる関係が得られる。
以後、 −Snaxｓ（ｔ）＋Snax であるものとする。
データ信号ｓ（ｔ）はサンプリング周波数Ｍ／
Ｔに調波的に関連するデータ記号速度ｌ／Ｔを有
する。上述したことから Snio｜ｓ(i)｜Snax なる関係が得られる。従つて、Unio＝Snioおよび
Unax＝Snaxと仮定することができる。第２図の例
では、 Snio｜ｓ(i)｜Snax が満足される領域を斜線により示す。
制御回路１６は、リミツタ回路２１によつて生
ぜしめられる出力パルスｖ(i)＝sign〔ｓ(i)〕によ
り、合成エコー信号e^や受信されたエコー信号ｅ
（ｔ）がほぼ零に等しくなるように信号処理装置
１３を調整するように構成する。
エコー信号ｅ（ｔ）がデータ信号ｓ（ｔ）に加わ
つており、e^（ｔ）が零に等しくない場合には、残
留信号ｒ（ｔ）は ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋ｅ（ｔ）−e^（ｔ） によつて決まり、従つて ｕ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋ｅ（ｔ）−e^（ｔ） ｕ(i)＝ｓ(i)＋ｅ(i)−e^ ｖ(i)＝sign〔ｓ(i)＋ｅ(i)−e^〕 となる。ｅ（ｔ）およびe^（ｔ）の双方は振幅制限
関数である為、関数ｅ（ｔ）−e^（ｔ）の振幅も制限
される。
関数ｅ（ｔ）−e^（ｔ）を残留エコーと称し、
（ｔ）で表わす。この残留エコーに対しては −Bnaxe〜（ｔ）＋Bnax と仮定しうる。ｅ（ｔ）およびe〜（ｔ）の双方は記
号が速度ｌ／Ｔで生じるデータ信号とみなすこと
ができる為、残留エコーもこのようにみなすこと
ができる。残留エコーをｌ／Ｔに調波的に関連す
る速度Ｍ／Ｔでサンプリングする本例のホモクロ
ナス伝送システムにおいては、 Bnio｜e〜｜Bnax なる関係が成立する。
ｖ(i)に対する式から明らかなように、出力パル
スｖ(i)の値は最大信号値の極性によつて決まる。
換言すれば、｜Ｓ(i)｜＞｜e〜｜の場合にはｖ(i)は
ｓ(i)の極性により決まり、｜ｓ(i)｜＜｜e〜｜の場
合にはｖ(i)はe〜の極性により決まる。このことか
ら以下の(a)および(b)の２つの事が言える。
(a) 残留エコーe〜が取りうる最大値BnaxがSnioよ
りも小さくなるように、すなわちBnax＜Snioと
なるように信号処理装置１３を調整した場合に
は、ｖ(i)がｓ(i)によつてのみ決定される。従つ
て、BnaxがほぼSnioに等しくない場合でも信号
処理装置の調整は変化しない。このことはSnio
が大きくなればなる程、残留エコーも大きくな
るということを意味する。
(b) 残留エコーe〜が取りうる最大値BnaxがSnioよ
りも大きくなるように、すなわちBnax＞Snioと
なるように信号処理装置１３を調整した場合に
は、ｖ(i)は｜ｓ(i)｜＞Bnaxの場合ｓ(i)によつ
て決まり、｜ｓ(i)｜＜Bnaxの場合e〜によつて決
まる。この場合、リミツタ回路２１の出力信号
ｖ(i)にはデータ信号や残留エコーe〜に関する情
報が含まれる。従つて、信号処理装置１３が合
成エコー信号e^を生じ、残留エコーe〜（ｔ）はこ
れがSnioにほぼ等しい振幅を有するまで減少さ
れるように信号処理装置が調整される。
Snioはサンプリング装置２０に供給されるサン
プリングパルスの位相によつて決まる為、残留エ
コーの振幅値を予め決定することができない。残
留エコーの振幅値が常にSnioよりも小さくなるよ
うにする為には、第１図に示すように、残留信号
ｒ（ｔ）をサンプリング回路２０に直接供給せず
に、この残留信号に補助信号ｐ（ｔ）を加える。
この場合、この補助信号はｒ（ｔ）に対し相関性
がないものとする。
補助信号としては正弦波状の信号を用いるのが
有利であるが、三角形状の信号の方を用いる。し
かし、これらの双方の信号とも、速度がデータ記
号速度ｌ／Ｔに調波的に関連しないという条件を
満足する必要がある。
サンプリング回路２０は、 ｕ(i)＝ｓ(i)＋ｐ(i)＋ｅ(i)−e^ が満足されるサンプルｕ(i)を生じる。ｐ（ｔ）は
ｌ／Ｔに調波的に関連しない為、ｓ(i)＋ｐ(i)の絶
対値は一般に値Dnioよりも大きく、値Dnaxよりも
小さい。この場合、ｐ（ｔ）の振幅は、DnioがSnio
よりも著るしく小さくなるように選択することが
できる。前述したところから明らかなように、信
号処理装置１３は残留エコーe〜（ｔ）の振幅が
Dnioを越えないように調整される。ｐ（ｔ）の振
幅をほぼSnaxに等しく選択する場合には、Dnioは
ほぼ零に等しくなり、従つて残留エコーe〜（ｔ）
の値もほぼ零に等しくなる。
(3) 信号処理装置および調整装置 第３図は第１図に示す伝送システムに用いる信
号処理装置の一例を示す。この信号処理装置は、
データ記号a″(i)が供給されるシフトレジスタ２３
を有する。このシフトレジスタ２３はＮ個のシフ
トレジスタの素子２３（０），２３(1)，…，２３
（Ｎ―１）を有し、各シフトレジスタ素子は遅延
時間τを有する。シフトレジスタ素子２３（ｑ）
の出力端子は乗算装置２４（ｑ）の入力端子に接
続する。ここにｑは一組の数字０，１，２，…，
Ｎ―１のうちの任意の数字を表わす。乗算装置２
４（ｑ）にはシフトレジスタ素子２３（ｑ）から
生じるデータ記号aq(i)のみでなく、調整装置１６
によつて発生させられる係数Cq(i)をも供給され
る。Ｎ個の乗算装置２４（ｑ）によつて同時に発
生せしめられるＮ個の積は加算装置２５において
互いに加算され、これらのＮ個の積の和が合成エ
コー信号サンプルe^の形態でこの加算回路の出力
端子に得られるようになる。
上述したように係数Cq(i)は調整装置１６によ
つて発生させられる。この目的の為に、この調整
装置にＮ個の演算回路２６（０），２６(1)，２６
(2)，…，２６（Ｎ―１）を設ける。これらの演算
回路２６（ｑ）の各々にはリミツタ回路２１のデ
ジタル出力信号ｖ(i)とシフトレジスタ素子２３
（ｑ）の出力信号aq(i)とを供給する。
第４図は演算回路２６（ｑ）の一例を詳細に示
す。この演算回路はパルスｖ(i)とデータ記号aq(i)
とが供給される第１乗算器２７を有する。積ｖ
(i)・aq(i)には第２乗算器２８において絶対値が１
よりも小さなフアクタｄが乗じられ、ΔCq(i)によ
つて示す積ｄ・ｖ(i)・aq(i)を生ぜしめる。この後
者の積は残留エコーe〜（ｔ）を更に減少せしめる
為にCq(i)を変化させる必要のある量を示す。こ
の目的の為に、これらの積ΔCq(i)を、既知のよう
に加算器２９と遅延時間τを有する遅延線３０と
より成るアキユムレータに供給する。このアキユ
ムレータはこれに供給される積ΔCq(i)に応答して
Cq(i)＋ΔCq(i)に等しい係数Cq（ｉ＋ｌ）を生じる。
第１図に示す伝送システムにおいて、乗数Ｍを
１よりも大きく選択する場合には、シフトレジス
タ素子２３（ｑ）および遅延線３０の遅延時間τ
はＴ／Ｍに等しくなり、パルスｖ(i)は速度Ｍ／Ｔ
で生じる。この場合、データ記号ａ(k)はシフトレ
ジスタ２３に直接供給できず、これらを入力回路
において、速度Ｍ／Ｔで生じる補助データ記号
a″(i)に変換する必要がある。この入力回路は前記
の参考文献３に示されているようにＭ位置スイツ
チを以つて構成することができる。デジタル信号
処理分野においては、所望の結果を得る為にこの
入力回路を第５図に示すように構成するのが普通
である。この場合データ記号ａ(k)はサンプリンク
装置３１によりサンプリングされ、これにより得
たサンプルがインタポレータ（補間装置）３２に
供給される。サンプリング装置３１には、クロツ
ク抽出回路１１から速度ｌ／Ｔで生じるサンプリ
ングパルスが供給される。従つて、このサンプリ
ング装置３１はａ(k)に等しい寸法の信号サンプル
a′(k)のみを瞬時kTに生じる。これらの信号サン
プルa′(k)は、すべての順次の２つのサンプルa′(k)
間に振幅値零のＭ―１個のサンプルを挿入するよ
うに構成したインタポレータ３２に供給される
（前記の参考文献４をも参照のこと）。従つて、こ
のインタポレータの出力端子にはデジタル信号
a″(i)が生じ、このデジタル信号a″(i)はｉ＝０，±
Ｍ，±2M，…に対し a″(i)＝a′（ｉ／Ｍ） となり、ｉの他のすべての値に対し a″(i)＝０ となる。前記の参考文献４においてすでに述べら
れているように、インタポレータ３２とデジタル
フイルタとの縦続接続回路は補間デジタルフイル
タと称されている。補間デジタルフイルタの実際
例では、インタポレータの機能とデジタルフイル
タの機能とが混成されている。補間デジタルフイ
ルタの構成に関しては前記の参考文献５，６およ
び７を参照しうる。
(4) 一般的な所見 (i) 第１図においては、データ記号ａ(k)はハイブ
リツド結合器４に供給される前に低域通過フイ
ルタ６に供給される。この場合、フイルタ６は
通常、その出力信号がいわゆるベースバンド内
に位置するように構成する。この状態をベース
バンドデータ伝送と称する。
ベースバンドデータ伝送以外の他の既知の伝
送モードは音声帯域（スピーチバンド）データ
伝送である。この場合には、データ源７および
フイルタ６内に変調装置を設け、この変調装置
によりハイブリツド結合器４に供給されるデー
タ信号を300〜3400Hzの周波数帯域内に位置す
るようにする必要がある。
(ii) 上述した変調装置をデータ源７の出力端子
と、信号処理装置１３が送信路に接続されてい
る点との間の送信路内に設ける場合には、通常
第５図に示す縦続接続回路に対してサンプリン
グ装置３１とインタポレータ３２との間に多ビ
ツト符号ワードを生じるアナログ―デジタル変
換器を設ける必要がある。
(iii) 上述した変調装置は、信号処理装置１３が送
信路１に接続されている点とフイルタ６との間
のこの送信路内に配置することもできる。この
場合には、信号処理装置１３を変調処理を行な
うようにする必要がある。この場合、この信号
処理装置を前記の参考文献３或いは前記の参考
文献８に記載されているように構成することが
できる。
(iv) 信号処理装置１３が送信路１に接続されてい
る点とフイルタ６との間には、例えば２相符号
器或いはいわゆるAMI符号器或いはバイポー
ラ符号器のような線形符号化回路網を設けるこ
とができる。このような符号化回路網を用いる
場合、フイルタ６を設けるということは絶対的
な条件ではない。
(v) 第１図に示す例の変形例として、合成回路１
９をサンプリング回路２０の出力端子とリミツ
タ回路２１の入力端子との間に設けることもで
きる。
(vi) 或いはまた、サンプリング回路２０を第１図
に示すようにリミツタ回路２１の入力端子に接
続せずにこのリミツタ回路の出力端子に接続す
ることもできる。
【図面の簡単な説明】
第１図はホモクロナスデータ伝送システムの一
部を示すブロツク図、第２図はリミツタ回路の量
子化特性を示す線図、第３図は可調整信号処理装
置および調整装置の一例を示すブロツク線図、第
４図は第３図の調整装置に用いる演算回路の一例
を詳細に示す回路図、第５図は残留信号のサンプ
リング速度をデータ記号速度のＭ倍とした場合の
信号処理装置の入力回路を示す回路図である。 １…単向送信路、２…単向受信路、３…双方向
路、４…ハイブリツド結合器、５…平衡回路網、
６，９…低域通過フイルタ、７…データ源、８…
クロツク信号入力端子、１０…パルス再生器、１
１…クロツク抽出回路、１２…エコーキヤンセ
ラ、１３…可調整信号処理装置、１４…デジタル
―アナログ変換器、１５，１９…合成回路、１６
…調整装置、１７…制御信号発生器、１８…補助
信号発生器、２０…サンプリング回路、２１…リ
ミツタ回路、２２…周波数逓倍器、２３…シフト
レジスタ、２４…乗算装置、２５…加算装置、２
６…演算回路、２７，２８…乗算器、２９…加算
器、３０…遅延線、３１…サンプリング装置、３
２…インタポレータ。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 伝送システムの２つの単向伝送路のうちの第
    １単向伝送路に接続された可調整信号処理装置
    と、前記の２つの単向伝送路のうちの第２単向伝
    送路に接続され、この第２単向伝送路に生じる信
    号と前記の信号処理装置によつて生ぜしめられる
    信号とを合成し残留信号を発生する第１合成装置
    と、制御信号に応答し、前記の信号処理装置を調
    整する調整装置と、リミツタ装置を有し、前記の
    残留信号に応答する制御信号発生装置とを具える
    エコーキヤンセラであつて、前記のリミツタ装置
    により、これに供給されるリミツタ入力信号を、
    このリミツタ入力信号の極性を表わす正および負
    のパルス列に変換し、これらのパルス列を前記の
    調整装置に制御信号として供給するようにしたエ
    コーキヤンセラにおいて、前記の制御信号発生装
    置が更に、前記の残留信号に対し相関性を有しな
    い補助信号を発生する補助信号発生装置と、前記
    の補助信号と前記の残留信号とを代数学的に合成
    して前記のリミツタ入力信号を発生せしめるよう
    に構成した第２合成装置とを有するようにしたこ
    とを特徴とするエコーキヤンセラ。
JP3098380A 1979-03-15 1980-03-13 Echo canceller Granted JPS55125734A (en)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
NL7902053A NL7902053A (nl) 1979-03-15 1979-03-15 Echocompensator voor homochrone data overdrachtssyste- men.

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Publication Number Publication Date
JPS55125734A JPS55125734A (en) 1980-09-27
JPS644382B2 true JPS644382B2 (ja) 1989-01-25

Family

ID=19832807

Family Applications (1)

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JP3098380A Granted JPS55125734A (en) 1979-03-15 1980-03-13 Echo canceller

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US (1) US4334128A (ja)
JP (1) JPS55125734A (ja)
AU (1) AU529759B2 (ja)
CA (1) CA1152594A (ja)
DE (1) DE3009450A1 (ja)
FR (1) FR2451677B1 (ja)
GB (1) GB2045585B (ja)
IT (1) IT1129647B (ja)
NL (1) NL7902053A (ja)
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