JPS641785Y2 - - Google Patents

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JPS641785Y2
JPS641785Y2 JP10036481U JP10036481U JPS641785Y2 JP S641785 Y2 JPS641785 Y2 JP S641785Y2 JP 10036481 U JP10036481 U JP 10036481U JP 10036481 U JP10036481 U JP 10036481U JP S641785 Y2 JPS641785 Y2 JP S641785Y2
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Description

【考案の詳細な説明】 本考案はテレビジヨン受像機等に用いられる利
得制御増幅回路に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a gain control amplifier circuit used in television receivers and the like.

テレビジヨン受像機、モニタ用受像機、ビデオ
テープレコーダ等において小信号増幅段、たとえ
ばAGC(自動利得制御)回路とかACC(自動クロ
マ制御)回路には第1図に示すように利得制御増
幅回路1、レベル検出器2、積分器3が用いられ
ている。上記増幅回路1としては、良好な制御特
性を得るために高周波特性の良いカスコード型の
ものが用いられることが多く、一般に第2図に示
すように集積回路化されて構成されている。すな
わち、20,21は外部(たとえば前記レベル検
出器2)から直流の制御電圧が印加される制御入
力端、22は増幅すべき入力信号がコンデンサ
C1を介して導かれる信号入力端である。Q1,Q2
は第1の差動対を成すトランジスタ、Q3,Q4
第2の差動対を成すトランジスタである。上記ト
ランジスタQ1,Q4の各ベースは前記制御入力端
20に接続され、トランジスタQ2,Q3の各ベー
スは前記制御入力端21に接続されている。そし
て、トランジスタQ1,Q3の各コレクタは一括さ
れたのち電源VCCに接続され、トランジスタQ2
Q4の各コレクタは一括されたのち抵抗R1を介
して電源VCCに接続されている。また、差動対ト
ランジスタQ1,Q2のエミツタ接続点はトランジ
スタQ5のコレクタに接続され、このトランジス
タQ5のエミツタは抵抗R2を介して接地され、ベ
ースは前記信号入力端22に接続されている。ま
た、差動対トランジスタQ3,Q4のエミツタ接続
点はトランジスタQ6のコレクタに接続され、こ
のトランジスタQ6のエミツタは抵抗RAを介して
接地されている。
In television receivers, monitor receivers, video tape recorders, etc., small signal amplification stages, such as AGC (automatic gain control) circuits and ACC (automatic chroma control) circuits, use a gain control amplifier circuit 1 as shown in Figure 1. , a level detector 2, and an integrator 3 are used. As the amplifier circuit 1, a cascode type amplifier with good high frequency characteristics is often used in order to obtain good control characteristics, and is generally configured as an integrated circuit as shown in FIG. That is, 20 and 21 are control input terminals to which a DC control voltage is applied from the outside (for example, the level detector 2), and 22 is a capacitor to which an input signal to be amplified is applied.
It is a signal input terminal led through C1 . Q1 , Q2
are transistors forming a first differential pair, and Q 3 and Q 4 are transistors forming a second differential pair. The bases of the transistors Q 1 and Q 4 are connected to the control input terminal 20, and the bases of the transistors Q 2 and Q 3 are connected to the control input terminal 21. The collectors of transistors Q 1 and Q 3 are connected together and then connected to the power supply V CC , and the collectors of transistors Q 2 and Q 3 are connected to the power supply V CC .
The collectors of Q4 are connected together and then connected to the power supply V CC via a resistor R1. Further, the emitter connection point of the differential pair transistors Q 1 and Q 2 is connected to the collector of the transistor Q 5 , the emitter of this transistor Q 5 is grounded via the resistor R 2 , and the base is connected to the signal input terminal 22. has been done. Furthermore, the emitter connection point of the differential pair transistors Q 3 and Q 4 is connected to the collector of a transistor Q 6 , and the emitter of this transistor Q 6 is grounded via a resistor RA .

一方、前記トランジスタQ2,Q4のコレクタ共
通接続点はエミツタホロワ接続のトランジスタ
Q7のベースに接続され、このトランジスタQ7
コレクタは電源VCCに接続され、エミツタは信号
出力端24に接続されると共に抵抗R3,R4を順
次介して接地されている。そして、この抵抗R3
R4の接続点は、抵抗R5を介してエミツタホロワ
接続されたトランジスタQ8のベースに接続され
ている。このトランジスタQ8のコレクタは電源
VCCに接続され、エミツタは抵抗R6を介して接地
される。また、このエミツタは抵抗R7を介して
前記トランジスタQ5のベースに接続されると共
に抵抗R8を介して前記トランジスタQ6のベー
スに接続されている。そして、前記トランジスタ
Q8のベースは外付け端子25および外部のバイ
パス用コンデンサC2を介して接地されている。
On the other hand, the collector common connection point of the transistors Q 2 and Q 4 is an emitter follower connection transistor.
The collector of this transistor Q 7 is connected to the power supply V CC , and the emitter is connected to the signal output terminal 24 and grounded via resistors R 3 and R 4 in sequence . And this resistance R 3 ,
The connection point of R 4 is connected via a resistor R 5 to the base of an emitter follower-connected transistor Q 8 . The collector of this transistor Q8 is the power supply
It is connected to V CC and its emitter is grounded through resistor R6 . Further, this emitter is connected to the base of the transistor Q5 via a resistor R7 and to the base of the transistor Q6 via a resistor R8. and the transistor
The base of Q8 is grounded via an external terminal 25 and an external bypass capacitor C2 .

上記構成において、信号入力端22に導びかれ
る入力信号はトランジスタQ5により増幅され、
トランジスタQ2,Q4のコレクタ出力はトランジ
スタQ7によりバツフア増幅されて出力端24か
ら導出される。そして、このトランジスタQ7
エミツタ回路の抵抗接続点の電圧が取出されてト
ランジスタQ8のベースに加えられる。この場合、
このベースにはバイパス用コンデンサC2が接続
されているので、直流電圧が上記ベースに加えら
れる。そして、上記トランジスタQ8のエミツタ
電圧が前記トランジスタQ5,Q6の各ベースに供
給されており、したがつて信号入力端22には直
流帰還が施されている。
In the above configuration, the input signal guided to the signal input terminal 22 is amplified by the transistor Q5 ,
The collector outputs of transistors Q 2 and Q 4 are buffered and amplified by transistor Q 7 and then output from output terminal 24 . Then, the voltage at the resistor connection point of the emitter circuit of transistor Q7 is taken out and applied to the base of transistor Q8 . in this case,
Since the bypass capacitor C2 is connected to this base, a DC voltage is applied to the base. The emitter voltage of the transistor Q 8 is supplied to the bases of the transistors Q 5 and Q 6 , so that the signal input terminal 22 is subjected to DC feedback.

また、差動対トランジスタQ1,Q2、およびQ3
Q4において、それぞれの電流I1,I2,I3,I4は制
御入力電圧VCの変化に応じて第3図に示すよう
に変化する。この場合、差動対トランジスタQ1
Q2の電流源トランジスタQ5および差動対トラン
ジスタQ3,Q4の電流源トランジスタQ6に等しい
電流を流すために抵抗R2,RAの値を等しくして
いる。
Also, differential pair transistors Q 1 , Q 2 , and Q 3 ,
In Q 4 , the respective currents I 1 , I 2 , I 3 , and I 4 change as shown in FIG. 3 in response to changes in the control input voltage V C . In this case, the differential pair transistor Q 1 ,
The values of the resistors R 2 and R A are made equal in order to flow an equal current to the current source transistor Q 5 of Q 2 and the current source transistor Q 6 of the differential pair transistors Q 3 and Q 4 .

したがつて、第2図の回路において、信号入力
端22の直流電圧VAは以下のように導かれる。
Therefore, in the circuit of FIG. 2, the DC voltage V A at the signal input terminal 22 is derived as follows.

各トランジスタのベース・エミツタ間電圧を
VFとすると、トランジスタQ5のエミツタ電流は、
(VA−VF)/R2になる。このエミツタ電流は、
抵抗R1に流れる電流すなわちI2+I4に等しいの
で、トランジスタQ7のベース電圧は、 VCC−R1・(VA−VF)/R2で与えられる。した
がつて、抵抗R3およびR4に流れる電流は、 VCC−R1・(VA−VF)/R2−VF/R3+R4 となるので、トランジスタQ8ベース電圧は、 VCC−R1・(VA−VF)/R2−VF/R3+R4 ・R4 となる。この電圧からトランジスタQ8のベー
ス・エミツタ間電圧を引いた値がVAに等しいの
で、 VA=VCC−R1・(VA−VF)/R2−VF/R3+R4 ・R4−VF が成立つ。
The base-emitter voltage of each transistor is
Assuming V F , the emitter current of transistor Q5 is
(V A − V F )/R 2 . This emitter current is
Since the current flowing through the resistor R 1 is equal to I 2 + I 4 , the base voltage of the transistor Q 7 is given by V CC −R 1 ·(V A −V F )/R 2 . Therefore, the current flowing through resistors R 3 and R 4 is V CC −R 1・(V A −V F )/R 2 −V F /R 3 +R 4 , so the base voltage of transistor Q 8 is V CC −R 1・(V A −V F )/R 2 −V F /R 3 +R 4・R 4 . Since the value obtained by subtracting the base-emitter voltage of transistor Q8 from this voltage is equal to V A , V A =V CC −R 1・(V A −V F )/R 2 −V F /R 3 +R 4・R 4 −V F holds true.

この式をVAについて解くと、 VA=R4/R3+R4VCC−(1+R4/R3+R4−R1/R2
×R4/R3+R4)VF/1+R1/R2・R4/R3+R4……(1) が成立つ。
Solving this equation for V A , V A = R 4 / R 3 + R 4 V CC - (1 + R 4 / R 3 + R 4 - R 1 / R 2
×R 4 /R 3 +R 4 )V F /1+R 1 /R 2・R 4 /R 3 +R 4 ...(1) holds true.

また、最大交流利得Gは、トランジスタQ5
信号電流が全てトランジスタQ2を介してR1に流
れた時であるから、 G=R1/R2 …(2) となる。上式(1),(2)から分るように、利得Gを大
きくするためにはR1/R2を大きくしなければ
ならず、したがつて信号入力端直流電圧VAは小
となる。
Furthermore, the maximum AC gain G is when all the signal current of the transistor Q5 flows to R1 via the transistor Q2 , so G= R1 / R2 ...(2). As can be seen from the above equations (1) and (2), in order to increase the gain G, R1/ R2 must be increased, and therefore the signal input end DC voltage V A becomes small.

一方、入力信号の無歪最大許容電圧Vinmaxの
ピークピーク値は、トランジスタQ5がカツトオ
フするレベルの2倍であるから、次式で与えられ
る。
On the other hand, since the peak-to-peak value of the undistorted maximum permissible voltage Vinmax of the input signal is twice the level at which transistor Q5 is cut off, it is given by the following equation.

Vinmax=2・(VA−VF) …(3) 上式(1)〜(3)から明らかなように、VAを大きく
してVinmaxを大きくするためのR1/R2の設定
と、Gを大きくるためのR1/R2の設定とは相反
する。そこで、従来は利得G特性、最大許容入力
Vinmax特性(ダイナミツクレンジ)のいずれか
を犠牲にしていた。
Vinmax=2・(V A −V F ) …(3) As is clear from the above equations (1) to (3), the setting of R 1 /R 2 in order to increase V A and increase Vinmax. , is contrary to the setting of R 1 /R 2 to increase G. Therefore, conventionally, gain G characteristics, maximum allowable input
One of the Vinmax characteristics (dynamic range) was sacrificed.

本考案は上記の事情に鑑みてなされたもので、
2組の差動対トランジスタの各電流源それぞれの
抵抗を所定の関係を有するように互いに異ならせ
ておくことによつて、最大入力信号時における制
御入力端直流電圧VAを従来に比べて大きくとる
ことができ、利得Gおよびダイナミツクレンジを
共に大きく設定し得る利得制御増幅回路を提供す
るものである。
This idea was made in view of the above circumstances.
By making the resistances of the current sources of the two sets of differential pair transistors different from each other so as to have a predetermined relationship, the control input terminal DC voltage V A at the maximum input signal can be made larger than before. The purpose of the present invention is to provide a gain control amplifier circuit in which both the gain G and the dynamic range can be set large.

以下、図面を参照して本考案の一実施例を詳細
に説明する。本考案においては、第2図を参照し
て前述した回路において抵抗RAの値を抵抗R2
値よりも2〜3倍(たとえばRA=2R2)に設定す
るものである。この理由としては、第2図の回路
において入力信号レベルが小さくて制御入力電圧
VCが最小(例えば、−200mV)のときには信号入
力端直流電圧VAが小さくても支障はないが、入
力信号が大きくなり制御入力電圧VCが最大付近
になる領域のときには信号入力端直流電圧VA
高めてトランジスタQ5のバイアスを深くさせる
ためである。トランジスタQ5とQ6のベース電圧
は同じであるので、抵抗RAの値をR2より大きく
すると(例えばRA=2R2)、抵抗RAの両端間電圧
の増加に伴つて抵抗R2の両端間電圧も大きくな
る。このようにすれば、VAの値が大きくなり、
トランジスタQ5がカツトオフするまでの入力振
幅を大きくとることができる。
Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the present invention, the value of the resistor R A is set to be two to three times the value of the resistor R 2 (for example, R A =2R 2 ) in the circuit described above with reference to FIG. The reason for this is that in the circuit shown in Figure 2, the input signal level is small and the control input voltage
When V C is the minimum (for example, -200mV), there is no problem even if the signal input terminal DC voltage V A is small, but when the input signal becomes large and the control input voltage V C is near the maximum, the signal input terminal DC voltage This is to increase the voltage V A and deepen the bias of the transistor Q5 . Since the base voltages of transistors Q 5 and Q 6 are the same, if the value of resistor R A is made larger than R 2 (e.g. R A = 2R 2 ), the voltage across resistor R A increases as the voltage across resistor R 2 increases. The voltage across it also increases. In this way, the value of V A becomes large,
It is possible to increase the input amplitude until transistor Q5 is cut off.

すなわち、第2図の回路において上述したよう
にRA=2R2に設定すると、その時の信号入力端直
流電圧VA′は次のように導かれる。
That is, when R A =2R 2 is set as described above in the circuit of FIG. 2, the signal input terminal DC voltage V A ' at that time is derived as follows.

トランジスタQ6のエミツタ電流は、(VA′−
VF)/2R2で与えられるが、VCが最大(例えば、
+200mV)付近ではそのエミツタ電流は抵抗R
1に流れる電流とほぼ等しくなる。したがつて、
VA′は(1)式におけるR2を2R2に置換えた式で求め
られる。つまり、 VA′=R4/R3+R4VCC−(1+R4/R3+R4−R1/2
R2×R4/R3+R4)VF/1+R1/2R2×R4/R3+R4……(4)
上式(4)を前式(1)と比べれば分るように、右辺分
母中のR1/2R2の定数のため、VA′>VAとな
る。したがつて、制御入力電圧VCが最大付近に
なるときの最大許容入力振幅は、 Vinmax′=2(VA′−VF) …(5) であるから、前式(3)のVinmaxより大きくなり、
ダイナミツクレンジが大きいことがわかる。
The emitter current of transistor Q6 is (V A ′−
V F )/2R 2 , where V C is the maximum (for example,
+200mV), the emitter current is resistor R
It is almost equal to the current flowing through 1. Therefore,
V A ′ is obtained by replacing R 2 in equation (1) with 2R 2 . In other words, V A ′=R 4 /R 3 +R 4 V CC −(1+R 4 /R 3 +R 4 −R 1 /2
R 2 ×R 4 /R 3 +R 4 )V F /1 + R 1 /2R 2 ×R 4 /R 3 +R 4 ……(4)
As can be seen by comparing the above equation (4) with the previous equation (1), V A ′>V A because of the constant R1/2R 2 in the denominator on the right side. Therefore, the maximum allowable input amplitude when the control input voltage V C is near the maximum is Vinmax' = 2 (V A '−V F )...(5), so from Vinmax in the previous equation (3), grow bigger,
You can see that Dynamite Cleanse is big.

ここで、第2図の回路の信号入力対信号出力、
信号入力端直流電圧VAの特性の一例を第4図に
示す。なお、図中、点線は従来例(RA=R2)、実
線は本考案の一例(RA=2R2)を示すものであ
る。小入力の場合には本考案および従来例の回路
において共に波形歪みがおこるため特性が劣化す
るが、入力が大きくなると図示のようにVA′が
VAよりも大きくなるので、本考案では従来例よ
りも大きな入力まで波形歪みを抑制でき良好な入
出力特性が得られる。
Here, the signal input vs. signal output of the circuit in FIG.
An example of the characteristics of the signal input terminal DC voltage V A is shown in FIG. In the figure, the dotted line shows the conventional example (R A =R 2 ), and the solid line shows an example of the present invention (R A =2R 2 ). In the case of a small input, waveform distortion occurs in both the circuits of the present invention and the conventional example, resulting in deterioration of the characteristics, but as the input becomes large, V A ′ decreases as shown in the figure.
Since it is larger than V A , in the present invention, waveform distortion can be suppressed up to a larger input than in the conventional example, and good input/output characteristics can be obtained.

なお、このようにRA=2R2に設定した場合でも
最大利得GはG=R1/R2で定められるので、従
来と同様の利得が得られる。
Note that even when R A =2R 2 is set in this manner, the maximum gain G is determined by G = R 1 /R 2 , so the same gain as the conventional one can be obtained.

すなわち、本考案によれば、上述したように2
組の差動対トランジスタの各電流源それぞれの抵
抗を所定の関係を有するように互いに異ならせて
おくことによつて、利得Gおよびダイナミツクレ
ンジを共に大きく設定し得る利得制御増幅回路を
提供できる。
That is, according to the present invention, as described above, 2
By making the resistances of the current sources of the differential pair transistors different from each other so as to have a predetermined relationship, it is possible to provide a gain control amplifier circuit in which both the gain G and the dynamic range can be set large. .

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は自動利得制御回路の一例を示すブロツ
ク図、第2図は第1図の利得制御増幅回路を取出
してその一例を示す回路図、第3図は第2図の動
作を説明するために示す特性図、第4図は第2図
の特性の従来例および本考案例を示す特性図であ
る。 VCC……電源、VC……制御入力電圧、Q1〜Q8
……トランジスタ、R1〜R8,RA……抵抗、C1
C2……コンデンサ。
Figure 1 is a block diagram showing an example of an automatic gain control circuit, Figure 2 is a circuit diagram showing an example of the gain control amplifier circuit in Figure 1, and Figure 3 is for explaining the operation of Figure 2. FIG. 4 is a characteristic diagram showing the conventional example and the present invention example of the characteristics shown in FIG. V CC ...Power supply, V C ...Control input voltage, Q 1 to Q 8
...Transistor, R 1 to R 8 , R A ... Resistor, C 1 ,
C 2 ... Capacitor.

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】[Scope of utility model registration request] 第1のトランジスタQ1のコレクタが電源に接
続され第2のトランジスタQ2のコレクタが抵抗
R1を介して上記電源に接続されエミツタ同士が
接続された第1の差動対トランジスタと、第3の
トランジスタQ3のコレクタが前記電源に接続さ
れ第4のトランジスタQ4のコレクタが前記抵抗
R1を介して前記電源に接続されエミツタ同士が
接続された第2の差動対トランジスタと、前記第
1のトランジスタQ1のベースと第2のトランジ
スタQ2のベースとの間および第4のトランジス
タQ4のベースと第3のトランジスタQ3のベース
との間にそれぞれ共通に制御入力電圧VCを印加
する回路と、前記第1の差動対トランジスタのエ
ミツタ電流源として接続された第5のトランジス
タQ5と、このトランジスタQ5のベースヘコンデ
ンサC1を介して信号入力を加える回路と、前記
第2の差動対トランジスタのエミツタ電流源とし
て接続された第6のトランジスタQ6と、前記第
2のトランジスタQ2と第4のトランジスタQ4
コレクタに得られた信号出力をバツフア増幅して
導出する回路と、この回路の出力が入力されその
直流分を検出して前記第5のトランジスタQ5
よび第6のトランジスタQ6の各ベースに負帰還
をかける回路と、上記第5のトランジスタQ5
エミツタと接地端との間に挿入されたバイアス抵
抗R2と、同じく前記第6のトランジスタQ6のエ
ミツタと接地端との間に挿入され上記バイアス抵
抗R2より大きい値のバイアス抵抗RAとを具備す
ることを特徴とする利得制御増幅回路。
The collector of the first transistor Q 1 is connected to the power supply, and the collector of the second transistor Q 2 is connected to the resistor.
A first differential pair transistor is connected to the power supply through R1 and has its emitters connected to each other, and a third transistor Q3 has its collector connected to the power supply and a fourth transistor Q4 has its collector connected to the resistor.
a second differential pair of transistors connected to the power supply via R 1 and whose emitters are connected to each other ; a circuit that commonly applies a control input voltage V C between the base of the transistor Q 4 and the base of the third transistor Q 3 ; and a fifth circuit that is connected as an emitter current source of the first differential pair transistor. a transistor Q5 , a circuit for applying a signal input to the base of the transistor Q5 via a capacitor C1 , and a sixth transistor Q6 connected as an emitter current source of the second differential pair transistor; a circuit that buffers and amplifies the signal outputs obtained at the collectors of the second transistor Q 2 and the fourth transistor Q 4 ; A circuit that applies negative feedback to the bases of the transistor Q5 and the sixth transistor Q6 , a bias resistor R2 inserted between the emitter of the fifth transistor Q5 and the ground terminal, and a circuit that applies negative feedback to the bases of the transistor Q5 and the sixth transistor Q6; A gain control amplifier circuit comprising a bias resistor RA inserted between the emitter of the transistor Q6 and the ground terminal and having a value larger than the bias resistor R2 .
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