JPS6412179B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルス幅制御スイツチング電源に関
し、特に電源制御回路の基準波形発振器の構成に
関する。

〔従来の技術〕

パルス幅制御スイツチング電源は第５図に示す
ように、発振器３１、比較器３２、レベル変換器
３３、主トランジスタ３４、トランス３５，整流
ダイオード３６，３７、出力チヨークトランス３
８、出力フイルタコンデンサ３９、検出抵抗４
０，４１、誤差増幅器４２および基準電圧４３か
ら構成される。電源のパルス幅制御は誤差増幅器
４２の出力と発振器３１の波形を比較器３２で比
較し、誤差増幅器４２の出力レベルに応じたパル
ス幅を切取ることにより行われる。従来のスイツ
チング電源ではこの発振器の出力波形は第６図ａ
に示すような三角波、またはｂに示すような三角
波の一種である鋸歯状波であつた。これ等の波形
では第７図に示すように、誤差増幅器出力レベル
と出力パルス幅（またはデユーテイ比）は比例す
る。

第７図において、V_LおよびV_Hはそれぞれ誤差
増幅器４２の最小出力レベルおよび最大出力レベ
ルである。

このような従来の電源では、軽負荷動作時に解
決しなければならない２つの課題がある。第１の
課題としては、主トランジスタ３４の蓄積時間が
大きいときに現われる間欠動作の抑制であり、一
方、第２の課題としては、出力電圧の負荷変動の
抑制である。前者の間欠動作は出力リツプル電圧
の増大や可聴雑音の発生を招くため、スイツチン
グ電源にとつてまず第１に避けなければならない
問題である。一方、主トランジスタ３４の蓄積時
間が、間欠動作が影響を及ぼさないほど小さいと
きは、後者の出力電圧の負荷変動を可能な限り抑
えることが必要となる。ここでは、上述の間欠動
作について述べる。

従来、スイツチング電源において主トランジス
タの蓄積時間がスイツチング周波数に対して無視
できない大きさの場合、第３図に示す従来の変換
方式では変換利得が高いため軽負荷時に微小パル
ス幅の制御ができず、所定のパルス幅に対し蓄積
時間だけ長い間主トランジスタがオンするため負
荷側に余分の電力を供給し電源の出力電圧が上昇
する。このため所定の出力電圧に回復するまでの
間、主トランジスタは駆動されない。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従つて主トランジスタのスイツチング周期が発
振器の周期の２倍あるいは３倍以上となり間欠動
作になる。このため可聴音の発生、出力リツプル
電圧の増加という問題が生じる。この改善案とし
て、 １ 蓄積時間の小さいトランジスタを用いる。

２ 電源制御系の利得を小さくする。

３ 出力チヨークコイルのインダクタンスを大き
くする。

等の方法が考えられ実施されているが、これらの
方法は高価格化、大形化、負荷変動特性が悪くな
る、あるいは過渡変動特性が悪くなる。等の欠点
があつた。

本発明の目的はスイツチング電源の基準発振波
形を修正することにより軽負荷時における電源制
御系の利得を下げ、微小パルス幅の制御範囲を広
げることにより、軽負荷時における主トランジス
タの間欠動作を軽減し、小形、低価格で特性の良
い電源を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、パルス幅制御スイツチ電源に用いら
れる電源制御回路の基準波形発振器において、 基準コンデンサと、 該コンデンサを周期的に充放電して三角形の発
振波形を発生させる定電流充放電回路と、 前記コンデンサの電圧が所定電圧以上のときと
所定電圧以下のときとで前記定電流充放電回路に
流れる充放電電流値を変化させ、前記所定電圧に
より決定されるパルス幅より電源制御用のパルス
幅が小さい領域においてはパルス幅変化率が小さ
くなるように前記所定電圧から前記発振波形の傾
斜を変化させる手段と、 を備えたことを特徴とする。

〔実施例〕 次に本発明の実施例について図面を参照して説
明する。第１図は本発明の一実施例における発振
波形を示す。同図ａは従来の三角波発振波形を一
定パルス幅以下の領域で傾斜を変更したもので、
この場合スライスレベルが下に下がる程出力パル
ス幅は小さくなり、軽負荷に対応している。すな
わち、第１図に示した波形は、電源制御回路のパ
ルス幅制御に使用される誤差増幅器を反転形とし
て使用している場合の波形である。この波形を逆
転してスライスレベルが上がる程出力パルス幅が
減少するよう構成すること（すなわち、誤差増幅
器を非反転形として使用すること）も以下の第１
図ｂと同様可能である。

この場合、発振波形の傾斜切換点前後の利得の
比は前後の波形傾斜の比に一致し、任意に設定可
能である。

第１図ｂは従来の鋸波発振波形を一定パルス幅
以下の領域で傾斜を変更したもので、動作原理は
同図ａと同じである。

これら２つの波形のスライスレベルに対するパ
ルス幅変化が第２図に示されている。傾斜切換設
定電圧V_TOより低レベルの領域では誤差増幅器の
出力変化に対するデユーテイ（すなわち、主トラ
ンジスタの駆動パルス幅）の変化率が小さくな
り、この部分の変換利得が小さくなる。スイツチ
ング電源の間欠動作は制御系のループ利得が大き
く、かつ、パルス幅が小さくなつて主トランジス
タの蓄積時間と同等レベルになる領域で発生する
が、V_TOに対応するデユーテイd₀を、 主トランジスタの蓄積時間＜パルス幅ｔ＝d₀・
Ｔのように設定すれば、上述の小パルス幅領域で
の変換利得を小さくできるので、間欠動作による
リツプル電圧の発生を抑えることができ、負荷変
動特性は安定する。本発明の基準波形発振器を備
えた電源制御回路を用いた場合の電源出力負荷変
動（第５図における出力電流I_OUT−出力電圧V_OUT
特性）は、第３図のｂのようになり、従来のａに
比べ改善されている。間欠動作のおさまる負荷電
流は波形傾斜率の設定にもよるが２桁程度小さく
することは可能である。加えて重負荷領域での利
得は高く設定できる為、負荷変動特性を犠牲にす
ることなく、間欠動作を抑制することが可能であ
る。

第４図は本発明の一実施例の回路図である。同
実施例は、発振用基準コンデンサ３と、このコン
デンサ３を周期的に定電流で充放電させて三角波
を発生する定電流充放電回路（すなわち、参照数
字４〜17で示された構成要素から構成され、か
つ、一点鎖線で囲んで示されている三角波発振
器）と、波形の傾斜を途中で変化させるための回
路（電圧比較器２０、分圧抵抗１８，１９および
抵抗１，２とを備えている。抵抗１，２は発振波
形の発振周波数を設定するための基準抵抗器とし
て機能する。抵抗１８，１９は発振波形の傾斜を
変化させる電圧を設定する分圧抵抗器として機能
する。

前記定電流充放電回路は、コンデンサ３を充電
するための定電流回路（トランジスタ４，５）
と、コンデンサ３を放電するための定電流回路
（トランジスタ６，７，８，９）と、コンデンサ
３の電圧と基準電圧とを比較して放電用の前記定
電流回路を駆動する回路（抵抗１１，１２，１
４，１６，１７とトランジスタ１５と電圧比較器
１３）から構成されている。

次に第４図を用いて発振器の動作を説明する。

今コンデンサ３の充電電圧が０からスタートし
たとする。この時抵抗１８，１９の分圧電圧はコ
ンデンサ３の充電電圧より高い為電圧比較器２０
の出力はローレベル（電圧比較器２０はオープン
コレクタ出力とする）であり、抵抗１を短絡して
いる。又抵抗１１，１４の分圧電圧も同様にコン
デンサ３の充電電圧より高い為、電圧比較器１３
の出力はハイレベル（電圧比較器１３はオープン
コレクタ出力とする）であり、レベル変換器１
５，１６を通してトランジスタ１０がオンしてお
り、トランジスタ７，８はオフとなつている。抵
抗１１，１４の分圧電圧は発振波形の上限電圧を
設定するもので抵抗１８，１９の分圧電圧より高
い。コンデンサ３は抵抗２で定まる充電電流で充
電され、抵抗１８，１９の分圧電圧に達すると電
圧比較器２０が反転してオフする。その後はコン
デンサ３の充電電流は抵抗１，２で定まる値に減
少し、充電電圧が抵抗１１，１４の分圧電圧に達
した点で電圧比較器１３が反転しオンする。これ
により抵抗１４と１２が並列に入る為、電圧比較
器１３の基準電圧が下がると共にレベル変換器１
５，１６を通してトランジスタ１０がオフし、ト
ランジスタ７，８が抵抗１，２で定まる電流の２
倍の値でコンデンサ３を放電させるので、コンデ
ンサ３は等価的に抵抗１，２で定まる電流で放電
を開始する。抵抗１１と１２，１４の並列抵抗で
定まる分圧電圧は発振波形の下限電圧を設定する
もので抵抗１８，１９の分圧電圧より低い。コン
デンサ３の電圧が抵抗１８，１９の分圧電圧まで
低下すると電圧比較器２０が反転してオンし、放
電電流は再び抵抗２で定まる値まで増加し、波形
の傾斜は大きくなる。その後コンデンサ３の電圧
が抵抗１１と１２，１４の並列抵抗で定まる分圧
電圧まで下ると電圧比較器１３が反転し、レベル
変換器１５，１６を通してトランジスタ１０をオ
ンさせる為、トランジスタ７，８がオフしてコン
デンサ３の電圧は再び上昇を開始する。これによ
れば発振波形の傾斜切換レベルは抵抗１８，１９
の分圧電圧により発振波形の上下限電圧の範囲で
任意に設定可能で波形の傾斜の比、即ち変換利得
は第４図の（抵抗１＋抵抗２）／抵抗２の比で任
意に設定できる。同様の操作を行なうことにより
鋸波形の傾斜変換も行なう事ができる。

〔発明の効果〕

本発明は以上説明したようにスイツチング電源
の基準発振器の発振波形をパルス幅が小さくなる
方向でパルス幅変化率が小さくなるように設定す
ることにより軽負荷時の間欠動作を抑制し、負荷
変動特性を安定させ、低リツプル電圧の電源を実
現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ，ｂは本発明の一実施例の発振波形
図、第２図は第１図のスライスレベルとデユーテ
イの関係を示す図、第３図は電源の負荷変動特性
を示す図、第４図は本発明の一実施例の回路例を
示す回路図、第５図はスイツチング電源の基本構
成を示すブロツク図、第６図ａ，ｂは従来の基準
発振器の発振波形図、第７図は第６図のスライス
レベルとデユーテイの関係を示す図である。 １，２……発振用基準抵抗器、３……発振用基
準コンデンサ、４〜９……定電流回路、１０……
トランジスタ、１１，１２，１４……電圧設定抵
抗、１３……電圧比較器、１５〜１７……レベル
変換器、１８，１９……傾斜切換レベル設定抵
抗、２０……電圧比較器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ パルス幅制御スイツチング電源に用いられる
   電源制御回路の基準波形発振器において、 基準コンデンサと、 該コンデンサを周期的に充放電して三角形の発
   振波形を発生させる定電流充放電回路と、 前記コンデンサの電圧が所定電圧以上のときと
   所定電圧以下のときとで前記定電流充放電回路に
   流れる充放電電流値を変化させ、前記所定電圧に
   より決定されるパルス幅より電源制御用のパルス
   幅が小さい領域においては前記スイツチング電源
   の出力変化に対する主トランジスタ駆動用パルス
   のパルス幅変化率が小さくなるように前記所定電
   圧から前記発振波形の傾斜を変化させる手段と、 を備えたことを特徴とする電源制御回路の基準波
   形発振器。