JPS6410967B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6410967B2 JPS6410967B2 JP20954982A JP20954982A JPS6410967B2 JP S6410967 B2 JPS6410967 B2 JP S6410967B2 JP 20954982 A JP20954982 A JP 20954982A JP 20954982 A JP20954982 A JP 20954982A JP S6410967 B2 JPS6410967 B2 JP S6410967B2
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- JP
- Japan
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- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 49
- 230000006870 function Effects 0.000 description 7
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/08—Networks for phase shifting
Landscapes
- Complex Calculations (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、デイジタル信号の位相周波数特性を
可変制御する位相器に関し、特に、音声や画像の
PCMデイジタル信号の位相周波数特性の可変に
好適なデイジタル位相器に関するものである。
可変制御する位相器に関し、特に、音声や画像の
PCMデイジタル信号の位相周波数特性の可変に
好適なデイジタル位相器に関するものである。
背景技術
従来、アナログ信号処理の分野ではLCフイル
タやRCフイルタなどの複合回路構成により、位
相周波数特性を変化せしめる位相器が知られてい
たが、位相の回転角がフイルタの構成によつて一
義的に決定され、位相を任意に変化させることは
できず、しかも安定に動作できない欠点があつ
た。
タやRCフイルタなどの複合回路構成により、位
相周波数特性を変化せしめる位相器が知られてい
たが、位相の回転角がフイルタの構成によつて一
義的に決定され、位相を任意に変化させることは
できず、しかも安定に動作できない欠点があつ
た。
また、デイジタル信号処理の分野では、入力デ
イジタル信号の位相を全帯域（DCの近傍からサ
ンプリング周波数の２分の１の近傍までの周波数
帯域）にわたつて＋90度または−90度変化せしめ
る移相器（ヒルベルト変換器）があり、極めて安
定に動作することが知られている。しかしなが
ら、位相変位を＋90度または−90度にしかできな
い欠点を有する。
イジタル信号の位相を全帯域（DCの近傍からサ
ンプリング周波数の２分の１の近傍までの周波数
帯域）にわたつて＋90度または−90度変化せしめ
る移相器（ヒルベルト変換器）があり、極めて安
定に動作することが知られている。しかしなが
ら、位相変位を＋90度または−90度にしかできな
い欠点を有する。
発明の開示
本発明の目的は、上述した従来技術の欠点を解
消し、入力デイジタル信号の振幅周波数特性を直
線保存し、位相周波数特性を全帯域（DCの近傍
からサンプリング周波数の２分の１の近傍までの
周波数帯域）にわたつて±90度の範囲において任
意に可変制御できるようにしたデイジタル位相器
を提供するものである。
消し、入力デイジタル信号の振幅周波数特性を直
線保存し、位相周波数特性を全帯域（DCの近傍
からサンプリング周波数の２分の１の近傍までの
周波数帯域）にわたつて±90度の範囲において任
意に可変制御できるようにしたデイジタル位相器
を提供するものである。
上述の目的を達成するために、本発明のデイジ
タル位相器は、所定の位相情報（変化させたい位
相回転量）に基づいて周波数レスポンスの実数部
レスポンスと虚数部レスポンスとを算出する演算
手段と、算出された実数部レスポンスと虚数部レ
スポンスのそれぞれの時系列インパルスレスポン
スを算出する演算手段と、算出されたそれぞれの
時系列インパルスレスポンスをフイルタ係数とす
る実数部及び虚数部実時間処理直線位相トランス
バーサルフイルタ（以下、それぞれ実数部フイル
タ、虚数部フイルタと言う。）と、上記虚数部フ
イルタと縦続接続するヒルベルト変換器を有し、
上記実数部フイルタと、ヒルベルト変換器に縦続
接続した虚数部フイルタとを並列接続して構成し
た。
タル位相器は、所定の位相情報（変化させたい位
相回転量）に基づいて周波数レスポンスの実数部
レスポンスと虚数部レスポンスとを算出する演算
手段と、算出された実数部レスポンスと虚数部レ
スポンスのそれぞれの時系列インパルスレスポン
スを算出する演算手段と、算出されたそれぞれの
時系列インパルスレスポンスをフイルタ係数とす
る実数部及び虚数部実時間処理直線位相トランス
バーサルフイルタ（以下、それぞれ実数部フイル
タ、虚数部フイルタと言う。）と、上記虚数部フ
イルタと縦続接続するヒルベルト変換器を有し、
上記実数部フイルタと、ヒルベルト変換器に縦続
接続した虚数部フイルタとを並列接続して構成し
た。
このように構成したので、本発明のデイジタル
位相器は、全帯域にわたり±90度の範囲内で所望
の位相周波数特性を得ることができる。
位相器は、全帯域にわたり±90度の範囲内で所望
の位相周波数特性を得ることができる。
発明を実施するための最良の形態
次に本発明の実施例について図面を参照して説
明する。
明する。
第１図は本発明のデイジタル位相器の一実施例
の構成を示すブロツク図である。図において、１
は入力端子、２は出力端子、３は所定の位相情報
（所望の位相回転量を指定する入力情報）を与え
るための操作卓（コンソール）、４は上記位相情
報に基づいて周波数レスポンスの実数部レスポン
スと虚数部レスポンスを算出する演算処理装置
（第１の演算手段）、５及び６はそれぞれ上記演算
処理装置（第１の演算手段）４により出力された
実数部レスポンス及び虚数部レスポンスの時系例
インパルスレスポンスを算出（例えば逆フーリエ
変換を行なう）する演算処理装置（第２の演算手
段及び第３の演算手段）、７はヒルベルト変換器
（90度移相器）、８はヒルベルト変換器７に所定の
フイルタ係数を与えるためのメモリ（例えば
ROM）、９は上記演算処理装置（第２の演算手
段）５によつて算出された時系列インパルスレス
ポンスをフイルタ係数としこのフイルタ係数と入
力端子１より入力されたデイジタル信号とをたた
み込み演算する実時間処理直線位相トランスバー
サルフイルタ（実数部フイルタ）、１０は上記演
算処理装置（第３の演算手段）６によつて算出さ
れた時系列インパルスレスポンスをフイルタ係数
としこのフイルタ係数とヒルベルト変換器７から
出力されたデイジタル信号とをたたみ込み演算す
る実時間処理直線位相トランスバーサルフイルタ
（虚数部フイルタ）である。なお、上記ヒルベル
ト変換器７では、入力端子１より入力されたデイ
ジタル信号とメモリ８より与えられる所定のフイ
ルタ係数とのたたみ込み演算を行なつている。１
１は上記実数部フイルタ９と虚数部フイルタ１０
から出力されたそれぞれのデイジタル信号を加算
する加算器である。
の構成を示すブロツク図である。図において、１
は入力端子、２は出力端子、３は所定の位相情報
（所望の位相回転量を指定する入力情報）を与え
るための操作卓（コンソール）、４は上記位相情
報に基づいて周波数レスポンスの実数部レスポン
スと虚数部レスポンスを算出する演算処理装置
（第１の演算手段）、５及び６はそれぞれ上記演算
処理装置（第１の演算手段）４により出力された
実数部レスポンス及び虚数部レスポンスの時系例
インパルスレスポンスを算出（例えば逆フーリエ
変換を行なう）する演算処理装置（第２の演算手
段及び第３の演算手段）、７はヒルベルト変換器
（90度移相器）、８はヒルベルト変換器７に所定の
フイルタ係数を与えるためのメモリ（例えば
ROM）、９は上記演算処理装置（第２の演算手
段）５によつて算出された時系列インパルスレス
ポンスをフイルタ係数としこのフイルタ係数と入
力端子１より入力されたデイジタル信号とをたた
み込み演算する実時間処理直線位相トランスバー
サルフイルタ（実数部フイルタ）、１０は上記演
算処理装置（第３の演算手段）６によつて算出さ
れた時系列インパルスレスポンスをフイルタ係数
としこのフイルタ係数とヒルベルト変換器７から
出力されたデイジタル信号とをたたみ込み演算す
る実時間処理直線位相トランスバーサルフイルタ
（虚数部フイルタ）である。なお、上記ヒルベル
ト変換器７では、入力端子１より入力されたデイ
ジタル信号とメモリ８より与えられる所定のフイ
ルタ係数とのたたみ込み演算を行なつている。１
１は上記実数部フイルタ９と虚数部フイルタ１０
から出力されたそれぞれのデイジタル信号を加算
する加算器である。
上記実数部フイルタ９、虚数部フイルタ１０及
びヒルベルト変換器７は、いずれも直線位相トラ
ンスバーサルフイルタ（Linear Phase type
Transversal Filtef；LPTF）であり、高速演算
プロセツサで構成される。
びヒルベルト変換器７は、いずれも直線位相トラ
ンスバーサルフイルタ（Linear Phase type
Transversal Filtef；LPTF）であり、高速演算
プロセツサで構成される。
上述した本発明のデイジタル位相器の伝達関数
を Ｈ（ω）＝Ｃ（ω）＋jS（ω） (1) とすると、Ｈ（ω）の振幅周波数特性｜Ｈ（ω）｜
および位相周波数特性θ（ω）は、−90度θ（ω）
＋90度とすると θ（ω）＝tan-1｛Ｓ（ω）／Ｃ（ω）｝ (3) となる。ここで、Ｃ（ω）およびＳ（ω）はそれぞ
れ伝達関数Ｈ（ω）の実数部レスポンスおよび虚
数部レスポンス、ｊは単位虚数であり、j2＝−
１、ωは正規化角周波数である。振幅周波数特性
｜Ｈ（ω）｜は、直線保存する特性を有するので、
(2)式は と書き換えることができる。また、位相周波数特
性θ（ω）は、コンソール３から所望の位相回転
量として入力する情報であつて既知であるから、
(3)式は Ｓ（ω）／Ｃ（ω）＝tanθ（ω） (5) と書き換えることができる。
を Ｈ（ω）＝Ｃ（ω）＋jS（ω） (1) とすると、Ｈ（ω）の振幅周波数特性｜Ｈ（ω）｜
および位相周波数特性θ（ω）は、−90度θ（ω）
＋90度とすると θ（ω）＝tan-1｛Ｓ（ω）／Ｃ（ω）｝ (3) となる。ここで、Ｃ（ω）およびＳ（ω）はそれぞ
れ伝達関数Ｈ（ω）の実数部レスポンスおよび虚
数部レスポンス、ｊは単位虚数であり、j2＝−
１、ωは正規化角周波数である。振幅周波数特性
｜Ｈ（ω）｜は、直線保存する特性を有するので、
(2)式は と書き換えることができる。また、位相周波数特
性θ（ω）は、コンソール３から所望の位相回転
量として入力する情報であつて既知であるから、
(3)式は Ｓ（ω）／Ｃ（ω）＝tanθ（ω） (5) と書き換えることができる。
(4)式および(5)式より、実数部レスポンスＣ（ω）
および虚数部レスポンスＳ（ω）は Ｃ（ω）＝cosθ（ω） (6) Ｓ（ω）＝sinθ（ω） (7) と求められる。すなわち、コンソール３から入力
された位相情報に基づいて、演算処理装置４によ
つて(6)式および(7)式の演算を行い、実数部レスポ
ンスＣ（ω）および虚数部レスポンスＳ（ω）を求
める。演算処理装置４から出力された実数部レス
ポンスＣ（ω）は演算処理装置５に入力され、実
数部レスポンスＣ（ω）のインパルス・レスポン
ス、すなわち、実数部フイルタ９のフイルタ係数
〓（ｎ）が算出される。ここで、ｎはフイルタ係
数〓（ｎ）の係数番号であり、全フイルタ長をＮ
とすると ｎ＝０、１、２、……、Ｎ−１ (8) なる整数である。
および虚数部レスポンスＳ（ω）は Ｃ（ω）＝cosθ（ω） (6) Ｓ（ω）＝sinθ（ω） (7) と求められる。すなわち、コンソール３から入力
された位相情報に基づいて、演算処理装置４によ
つて(6)式および(7)式の演算を行い、実数部レスポ
ンスＣ（ω）および虚数部レスポンスＳ（ω）を求
める。演算処理装置４から出力された実数部レス
ポンスＣ（ω）は演算処理装置５に入力され、実
数部レスポンスＣ（ω）のインパルス・レスポン
ス、すなわち、実数部フイルタ９のフイルタ係数
〓（ｎ）が算出される。ここで、ｎはフイルタ係
数〓（ｎ）の係数番号であり、全フイルタ長をＮ
とすると ｎ＝０、１、２、……、Ｎ−１ (8) なる整数である。
フイルタ係数〓（ｎ）は
なる離散的逆フーリエ変換によつて求められる。
但し、ｋは正規化角周波数ωのサンプル周波数
番号であり ω＝2π／Ｎｋ (11) なる関係がある。また、直線位相条件より、実数
部レスポンスＣ（ω）は偶関数であり、実数関数
であると定義する。
番号であり ω＝2π／Ｎｋ (11) なる関係がある。また、直線位相条件より、実数
部レスポンスＣ（ω）は偶関数であり、実数関数
であると定義する。
演算処理装置４から出力された虚数部レスポン
スＳ（ω）は、演算処理装置６に入力され、虚数
部レスポンスＳ（ω）のインパルス・レスポンス、
すなわち虚数部フイルタ１０のフイルタ係数〓
（ｎ）が演算される。
スＳ（ω）は、演算処理装置６に入力され、虚数
部レスポンスＳ（ω）のインパルス・レスポンス、
すなわち虚数部フイルタ１０のフイルタ係数〓
（ｎ）が演算される。
フイルタ係数〓（ｎ）は、フイルタ係数〓
（ｎ）と同様な条件のもとで なる離散的逆フーリエ変換によつて求められる。
（ｎ）と同様な条件のもとで なる離散的逆フーリエ変換によつて求められる。
メモリ８はヒルベルト変換器７に与えるため
の、所定のフイルタ係数を格納している。
の、所定のフイルタ係数を格納している。
ヒルベルト変換器７は、本発明のデイジタル位
相器の伝達関数Ｈ（ω）に単位虚数ｊなる周波数
特性を与えるフイルタであり、そのレスポンスＧ
（ω）は、 Ｇ（ω）＝ −ｊ、−πω＜０ ｊ、ｏω＜π （14） であるような奇関数であり、純虚数関数であると
定義する。このとき、レスポンスＧ（ω）のイン
パルス・レスポンス、すなわち、ヒルベルト変換
器７のフイルタ係数ｇ（ｎ）は、Ｇ（ω）の離散的
逆フーリエ変換によつて求められる。
相器の伝達関数Ｈ（ω）に単位虚数ｊなる周波数
特性を与えるフイルタであり、そのレスポンスＧ
（ω）は、 Ｇ（ω）＝ −ｊ、−πω＜０ ｊ、ｏω＜π （14） であるような奇関数であり、純虚数関数であると
定義する。このとき、レスポンスＧ（ω）のイン
パルス・レスポンス、すなわち、ヒルベルト変換
器７のフイルタ係数ｇ（ｎ）は、Ｇ（ω）の離散的
逆フーリエ変換によつて求められる。
すなわち、メモリ８には（15）式で算出された
フイルタ係数ｇ（ｎ）が格納されている。
フイルタ係数ｇ（ｎ）が格納されている。
実数部フイルタ９は、入力信号列ｘ（ｎ）と、
フイルタ係数〓（ｎ）との実時間たたみ込み演算
を行い、出力〓（ｎ）＊ｘ（ｎ）を算出するトラ
ンスバーサル・フイルタである。ここで＊印は、
たたみ込み演算記号である。
フイルタ係数〓（ｎ）との実時間たたみ込み演算
を行い、出力〓（ｎ）＊ｘ（ｎ）を算出するトラ
ンスバーサル・フイルタである。ここで＊印は、
たたみ込み演算記号である。
ヒルベルト変換器７は、入力信号列ｘ（ｎ）と、
フイルタ係数ｇ（ｎ）との実時間たたみ込み演算
を行ない、出力ｇ（ｎ）＊ｘ（ｎ）を算出するトラ
ンスバーサル・フイルタである。
フイルタ係数ｇ（ｎ）との実時間たたみ込み演算
を行ない、出力ｇ（ｎ）＊ｘ（ｎ）を算出するトラ
ンスバーサル・フイルタである。
虚数部フイルタ１０は、ヒルベルト変換器の出
力ｇ（ｎ）＊ｘ（ｎ）とフイルタ係数〓（ｎ）との
実時間たたみ込み演算を行ない、 出力〓（ｎ）＊｛ｇ（ｎ）＊ｘ（ｎ）｝ を算出するトランスバーサル・フイルタである。
力ｇ（ｎ）＊ｘ（ｎ）とフイルタ係数〓（ｎ）との
実時間たたみ込み演算を行ない、 出力〓（ｎ）＊｛ｇ（ｎ）＊ｘ（ｎ）｝ を算出するトランスバーサル・フイルタである。
加算器１１は、実数部フイルタ９の出力〓
（ｎ）＊ｘ（ｎ）と、虚数部フイルタ１０の出力〓
（ｎ）＊｛ｇ（ｎ）＊ｘ（ｎ）｝とを加算し、出力信
号列ｙ（ｎ）を得る。
（ｎ）＊ｘ（ｎ）と、虚数部フイルタ１０の出力〓
（ｎ）＊｛ｇ（ｎ）＊ｘ（ｎ）｝とを加算し、出力信
号列ｙ（ｎ）を得る。
以上の説明から明らかなように、本発明のデイ
ジタル位相器は、 ｙ（ｎ）＝〓（ｎ）＊ｘ（ｎ）＋〓（ｎ）＊｛ｇ（ｎ）
＊ｘ（ｎ）｝ ＝｛〓（ｎ）＋ｇ（ｎ）＊〓（ｎ）｝＊ｘ（ｎ）
（16） なる演算を行う。
ジタル位相器は、 ｙ（ｎ）＝〓（ｎ）＊ｘ（ｎ）＋〓（ｎ）＊｛ｇ（ｎ）
＊ｘ（ｎ）｝ ＝｛〓（ｎ）＋ｇ（ｎ）＊〓（ｎ）｝＊ｘ（ｎ）
（16） なる演算を行う。
（16）式の周波数領域での表現をすれば、入力
信号列ｘ（ｎ）の周波数レスポンスをＸ（ω）、出
力信号列ｙ（ｎ）の周波数レスポンスをＹ（ω）と
すると、 Ｙ（ω）＝｛Ｃ（ω）＋jS（ω）｝・Ｘ（ω）＝Ｈ（ω
）・Ｘ
（ω） （17） となる。
信号列ｘ（ｎ）の周波数レスポンスをＸ（ω）、出
力信号列ｙ（ｎ）の周波数レスポンスをＹ（ω）と
すると、 Ｙ（ω）＝｛Ｃ（ω）＋jS（ω）｝・Ｘ（ω）＝Ｈ（ω
）・Ｘ
（ω） （17） となる。
以下、動作を第２図に示す各部の周波数レスポ
ンスを参照して説明する。
ンスを参照して説明する。
上述した本発明のデイジタル位相器が、周波数
に無関係な一定の振幅周波数特性｜Ｈ（ω）｜を有
し、かつ、所望の位相周波数特性θ（ω）が第２
図Ｃに例示した特性のとき、実数部レスポンスＣ
（ω）および虚数部レスポンスＳ（ω）は、それぞ
れ第２図ＡおよびＢのようになる。実数部レスポ
ンスＣ（ω）および虚数部レスポンスＳ（ω）は、
それぞれ実数部フイルタ９および虚数部フイルタ
１０によつて実現しており、図示していない単位
虚数ｊのレスポンスはヒルベルト変換器７によつ
て実現している。
に無関係な一定の振幅周波数特性｜Ｈ（ω）｜を有
し、かつ、所望の位相周波数特性θ（ω）が第２
図Ｃに例示した特性のとき、実数部レスポンスＣ
（ω）および虚数部レスポンスＳ（ω）は、それぞ
れ第２図ＡおよびＢのようになる。実数部レスポ
ンスＣ（ω）および虚数部レスポンスＳ（ω）は、
それぞれ実数部フイルタ９および虚数部フイルタ
１０によつて実現しており、図示していない単位
虚数ｊのレスポンスはヒルベルト変換器７によつ
て実現している。
第２図Ｃの特性は、コンソール３から与えられ
る位相の入力情報に相当するものであり、振幅周
波数特性を直線保存し、所望の位相周波数特性を
実現している。
る位相の入力情報に相当するものであり、振幅周
波数特性を直線保存し、所望の位相周波数特性を
実現している。
以上説明したように、本発明のデイジタル位相
器によれば、振幅周波数特性を変化させることな
く位相周波数特性を±90度の範囲において任意に
可変できるものが得られる。
器によれば、振幅周波数特性を変化させることな
く位相周波数特性を±90度の範囲において任意に
可変できるものが得られる。
第１図は本発明のデイジタル位相器の一実施例
の構成を示すブロツク図、第２図Ａ〜Ｃはそれぞ
実数部フイルタ、虚数部フイルタ及び位相器の周
波数レスポンスを示す図である。 １……入力端子、２……出力端子、３……操作
卓（コンソール）、４……演算処理装置（第１の
演算手段）、５……演算処理装置（第２の演算手
段）、６……演算処理装置（第３の演算手段）、７
……ヒルベルト変換器、８……メモリ、９……実
数部実時間処理直線位相トランスバーサルフイル
タ（実数部フイルタ）、１０……虚数部実時間処
理直線位相トランスバーサルフイルタ（虚数部フ
イルタ）、１１……加算器。
の構成を示すブロツク図、第２図Ａ〜Ｃはそれぞ
実数部フイルタ、虚数部フイルタ及び位相器の周
波数レスポンスを示す図である。 １……入力端子、２……出力端子、３……操作
卓（コンソール）、４……演算処理装置（第１の
演算手段）、５……演算処理装置（第２の演算手
段）、６……演算処理装置（第３の演算手段）、７
……ヒルベルト変換器、８……メモリ、９……実
数部実時間処理直線位相トランスバーサルフイル
タ（実数部フイルタ）、１０……虚数部実時間処
理直線位相トランスバーサルフイルタ（虚数部フ
イルタ）、１１……加算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 所定の位相情報に基づいて周波数レスポンス
の実数部レスポンスと虚数部レスポンスを算出す
る第１の演算手段と、 この第１の演算手段により出力された実数部レ
スポンスの時系列インパルスレスポンスを算出す
る第２の演算手段と、 この第２の演算手段によつて算出された時系列
インパルスレスポンスをフイルタ係数とし、この
フイルタ係数と入力されたデイジタル信号とをた
たみ込み演算する実数部実時間処理直線位相トラ
ンスバーサルフイルタと、 入力されたデイジタル信号と所定のフイルタ係
数とをたたみ込み演算するヒルベルト変換器と、 上記第１の演算手段により出力された虚数部レ
スポンスの時系列インパルスレスポンスを算出す
る第３の演算手段と、 この第３の演算手段によつて算出された時系列
インパルスレスポンスをフイルタ係数とし、この
フイルタ係数とヒルベルト変換器から出力された
デイジタル信号とをたたみ込み演算する虚数部実
時間処理直線位相トランスバーサルフイルタと、 上記２つの実時間処理直線位相トランスバーサ
ルフイルタから出力されたそれぞれのデイジタル
信号を加算する手段を備えて構成したことを特徴
とするデイジタル位相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20954982A JPS59100611A (ja) | 1982-11-30 | 1982-11-30 | デイジタル位相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20954982A JPS59100611A (ja) | 1982-11-30 | 1982-11-30 | デイジタル位相器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59100611A JPS59100611A (ja) | 1984-06-09 |
| JPS6410967B2 true JPS6410967B2 (ja) | 1989-02-22 |
Family
ID=16574649
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20954982A Granted JPS59100611A (ja) | 1982-11-30 | 1982-11-30 | デイジタル位相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59100611A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0744427B2 (ja) * | 1986-12-27 | 1995-05-15 | 三菱電機株式会社 | 信号処理装置 |
| US4841552A (en) * | 1988-04-04 | 1989-06-20 | Unisys Corporation | Digital phase shifter |
| JPH01151623U (ja) * | 1988-04-12 | 1989-10-19 | ||
| JPH088452B2 (ja) * | 1989-06-08 | 1996-01-29 | 株式会社ケンウッド | Ｓｓｂ変調装置及びｓｓｂ復調装置 |
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-
1982
- 1982-11-30 JP JP20954982A patent/JPS59100611A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59100611A (ja) | 1984-06-09 |
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