JPS6394707A - ア−クタンジエント形ｆｍ復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、アークタンジェント（ＡＴＡＮ）形ＦＭ復調
器に関する。

（従来の技術） ディジタル信号処理によるＦＭ復調器のひとつに、ＡＴ
ＡＮ形ＦＭ復調器がある。第２図は、ｒｌｃｃＥ８５、
ＴＨＡＭ　９．３（ＪＵＮＥ６゜１９８５）、Ｐ、１３
２〜Ｐ、１３３Ｊに紹介されているＡＴＡＮ形ＦＭ復調
器を示す。

入力端子（１）には、下式で表わされるサンプリング（
ディジタル化）されたＦＭ信号Ｘ　（ｋＴ）が入力され
る。

Ａ：振幅、ｆｃ：搬、過周波数、Ｔ：サンプリング周期
、ｋ：整数、ｒ（ｔ）：変調信号、θ（ｋＴ）　：変調
信号の積分信号 上記ＦＭ信号Ｘ　（ｋＴ）は、９０°移相回路（２）と
遅延補正回路（３）に分岐して供給される。９０゜移相
回路（２）の出力Ｙ　（ｋＴ）は次式で示される。

Ｙ　（ｋＴ）　−Ａ　ｃｏｓ　　ｆ　２　ｙｒ　ｆｃＴ
ｋ＋θ（ｋＴ）ｌ　−＝　−（ｉｉ　）一方、前記遅延
補正回路（３）は、入力されるＦＭ信号Ｘ　（ｋＴ）の
位相が上記ＦＭ信号Ｙ　（ｋＴ）の位相に一致するよう
に、前記ＦＭ信号Ｘ　（ｋＴ）を遅延調整して出力する
。この調整後のＦＭ信号Ｘ　（ｋＴ）と前記ＦＭ信号Ｙ
　（ｋＴ）は共に１７４縮小回路（４）に導びかれる。

上記１／４縮小回路（４）は、Ｘ　（ｋＴ）、　Ｙ　（
ｋＴ）の絶対値Ｉ　Ｘ（ｋＴ）ｌ　、　　ｌ　Ｙ（ｋＴ
）ｌならびに各々のＦＭ信号が存在する象限に基づいて
決定される符号情報ｖ　（ｋＴ）を出力する。上記絶対
値信号Ｉ　Ｘ　（ｋＴ）　ｌ　。

ｌ　Ｙ　（ｋＴ）　ｌはそれぞれ接続端子（９）　、　
（１０）を介して除算回路（５）に入力される。

除算回路（５）は、入力信号間の除算を実行し、商とし
てＺ　（ｋＴ）を出力する。

Ｚ　（ｋＴ）＝　ｌ　Ｘ　（ｋＴ）　ｌ　／　ｌ　Ｙ　
（ｋＴ）　１上記Ｚ　（ｋＴ）は、余弦（ｌ　Ｙ　（ｋ
Ｔ）　１　）と正弦（ＩＸ（ｋＴ）　ｌとの比であり、
正接の絶対値を表わしている。すなわち、 Ｚ　（ｋＴ）　−ｌ　ｔａｎ　　Ｉ　２　ｙｒ　ｆｃＴ
ｋ＋θ（ｋＴ）ｌ　　ｌ　−（ｉｉｉ　）である。この
正接絶対値Ｚ　（ｋＴ）は、ＡＴＡＮＲＯＭ　（６）に
入力される。このＡＴＡＮ　　ＲＯＭ（６）は、入力さ
れる絶対値Ｚ　（ｋＴ）に応じて、その位相値Ｓ　（ｋ
Ｔ）を出力する。したがって、Ｓ　（ｋＴ）は下式で表
わされる。

Ｓ　（ｋＴ）　＝　ａｒｃｔａｎ　（Ｚ　（ｋＴ）ｌ　
　　　　　　　−（ｉＶ　）ここでＺ　（ｋＴ）は絶対
値であるから、位相Ｓ　（ｋＴ）の値は、 ０＜５（ｋＴ）＜π／２　　　　　　　　　　　　　−
　　（Ｖ）に限定されている。この位相情報Ｓ　（ｋＴ
）は、接続端子（１１）を介して１／４復元回路（７）
に入力される。

上記１／４復元回路（７）には、前記位相情報５（ｋＴ
）の他、前述の符号情報Ｖ　（ｋＴ）が入力されている
。復元回路（７）は、画情報Ｓ　（ｋＴ）、　　ｖ　（
ｋＴ）ニ基づいて復元信号Ｕ　（ｋＴ）を出力する。こ
の復元信号Ｕ　（ｋＴ）の値は、ＦＭ信号Ｘ　（ｋＴ）
、　Ｙ　（ｋＴ＞の値に応じて下式のように求められる
。

Ｕ　（ｋＴ）＝　Ｓ　（ｋＴ）・Ｘ　（ｋＴ）≧Ｏ、Ｙ
　（ｋＴ）≧０−−８（ｋＴ）＋　ｙｒ　−Ｘ　（ｋＴ
）≧Ｏ、Ｙ　（ｋＴ）＜　０＝−３（ｋＴ）＋２　ｙｒ
−Ｘ　（ｋＴ）＜　０　、　　Ｙ　（ｋＴ）≧０＝　Ｓ
　（ｋＴ）＋　π−＝Ｘ（ｋＴ）＜　ｏ、　　Ｙ（ｋＴ
）＜　０・・・（■；） 復元信号Ｕ　（ｋＴ）は、差分回路（８）に導びかれる
。

差分回路（８）は復元信号Ｕ　（ｋＴ）の差分をとり、
下式に示される復調出力Ｇ　（ｋＴ）を出力端子（１２
）に向は出力する。

＝　２　ｙｒ　ｆｃＴ　＋Ｔｒ（ｋＴ）　　　　　　　
−（Ｖｉｉ　）この（Ｖｉｉ　）式における第２項Ｔｒ
（ｋＴ）が求める復調信号となる。

（発明が解決しようとする問題点） 上述した従来のＡＴＡＮ形復調器は、その回路規模、特
にＲＯＭの回路規模が膨大なものとなってしまうという
問題点を有する。

いま、除算回路（５）の入力信号Ｉ　Ｘ　（ｋＴ）　ｌ
　。

ｌ　Ｙ　（ｋＴ）　ｌが共にｎビットの信号であったと
する。

このとき出力Ｚ　（ｋＴ）のとり得る値の範囲は、２−
０〜２　となるため、Ｚ（ｋＴ）のビット数は２０ビツ
トとなる。この２ｎｎピット号Ｚ　（ｋＴ）はＡＴＡＮ
ＲＯＭ　（６）に入力されるが、ＲＯＭ　（８）の出力
Ｓ　（ｋＴ）をｍビットとすると、結局ＲＯＭ　（Ｂ）
の回路規模は２２°×ｍビットとなる。この値は、例え
ばｎ＝ｍ−３とすると５２４にビットにもなり、非常に
大きな値となる。

このように従来のＡＴＡＮ形復調器の構成は、その回路
規模が大きく、ＩＣ化に不向きなものであった。

本発明は上記問題点に鑑み成されたもので、使用するＲ
ＯＭの回路規模を極力減少させた、ＩＣ化に好適なＡＴ
ＡＮ形復調器を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明では、除算回路の入力を大小比較し、その大きい
方を常に除数とすることにより、商のとり得る値の範囲
を従来より半減させ２ｎ〜２゜とする。これにより除算
回路の出力ビツト数、すなわち、１２０Ｍの入力ビツト
数をｎビットと半減させる。

このとき除算回路の出力は、従来が正接（ｊａｎ）に固
定されていたのに対し、入力信号の大小により正接ある
いは余接（ｃｏｔａｎ）と変化する。正接と余接には下
式の関係がある。

ａｒｃｃｏｔａｎｘ　＝　■−ａｒｃｔａｎｘ　　　　
　　　−（Ｖ；　）本発明では除算回路の出力か余接で
ある場合にも、上記（Ｖｉ）（７）演算をＡＴＡＮ　Ｒ
ｏＭおよびπ／２発生器、減算器から成る極めて簡易な
構成により実行し、ＲＯＭとしてはＡＴＡＮ　　ＲＯＭ
（７）みを用いて余接にも応じた位相値を得られるよう
にしている。

（作用） 上記構成により、ＡＴＡＮ　　ＲＯＭの入力ビットを従
来の半分であるｎビットとすることができ、これにより
ＲＯＭの回路規模も半減させることができる（先と同様
の例で言えば、２５６にビットとなる）。よって、本発
明によるＡＴＡＮ形ＦＭ復調は、ＩＣ化に極めて好適で
ある。

（実施例） 以下、第１図により本発明のＡＴＡＮ形ＦＭ復調器の一
実施例を説明する。従来回路と異なるのは破線枠内の構
成であるので、この点について説明する。

接続端子（９）　、　　（１０）にそれぞれ入力される
ＦＭ信号Ｘ（ｋＴ）、　Ｙ（ｋＴ）は、大小比較回路（
２１）のＡ。

Ｂ入力端に各々導びかれると共に、選択回路（２２）に
供給される。前記大小比較回路（２１）は、入力される
信号間の大小を比較し、その結果に基づき前記選択回路
（２２）の出力切替えを制御する制御信号（２３）を出
力する。すなわち、Ａ入力端の信号（Ｘ（ｋＴ））がＢ
入力端の信号（Ｙ　（ｋＴ））より大きいかもしくは等
しい場合には、制御信号（２３）はＨ”（高レベル）信
号となり、小さい場合には“Ｌ”（低レベル）信号とな
る。

上記制御信号（２３）が“Ｈ”の場合には、選択回路（
２２）は除算回路（２４）のＡ、Ｂ入力端に向は各々Ｘ
（ｋＴ）、　Ｙ（ｋＴ）を出力し、“Ｌ″のときには逆
にＡ、Ｂ入力端にＹ　（ｋＴ）、　Ｘ　（ｋＴ）を切替
えて出力する。したがって、除算回路（２４）のＡ入力
端にはＸ（ｋＴ）、Ｙ（ｋＴ）のいずれか常に大きい方
の信号が入力されることになる。除算回路（２４）は、
へ入力端に供給される信号を被除数、Ｂ入力端の信号を
除数として除算を実行する。よって、ＦＭ信号Ｘ（ｋＴ
）、　Ｙ（ｋＴ）の大小により、除算回路（２４）の出
力（α−２πｆｃＴｋ＋θ（ｋＴ）） いずれの値でも分子は分母と等しいか大であるので、Ｚ
　（ｋＴ）の値のとり得る範囲は、Ｘ　（ｋｔ）。

Ｙ　（ｋｔ）がｎビット信号であるとすると、２〜２°
となり、Ｚ　（ｋＴ）は最大でもｎビットの信号である
。

上記絶対値信号Ｚ　（ｋＴ）はＡ　Ｔ　Ａ　Ｎ　　ＲＯ
Ｍ　（２５）に入力される。Ａ　Ｔ　Ａ　Ｎ　　ＲＯＭ
　（２５）は、Ｚ　（ｋＴ）の値に応じたａｒｃｔａｎ
の値を出力する。このａｒｅｔａｎｆ　Ｚ　（ｋＴ）ｌ
　は選択回路（２６）の一方の入力端に導びかれると同
時に符号反転回路（２７）に供給される。

符号反転回路（２７）の出力（−ａｒｃｔａｎ　（Ｚ　
（ｋＴ）ｌ　）は、加算器（２８）に供給され、π／２
の値が加算される。したがって、加算器（２８）の出力
は（■；）式の右辺で表わされ＼結局、　ａｒｃｃｏｔ
ａｎ　［’Ｚ　（ｋＴ）ｌ　と等しいものとなる。この
ａｒｃｃｏｔａｎ　（Ｚ　（ｋＴ）ｌ　は前記選択回路
（２６）の他方の入力端に入力される。

前記ａｒｃｔａｎ　ｆ　Ｚ　（ｋＴ））　、ａｒｃｃｏ
ｔａｎ　（Ｚ　（ｋＴ）ｌが入力される前記選択回路（
２Ｂ）は、前記制御信号の （２３）により切替制御され、いずれかの一方委値を位
相情報Ｓ　（ｋＴ）として出力する。すなわち、制御信
号が“Ｈ”　（ｌ　Ｘ　（ｋＴ）　ｌ≧ｌ　Ｙ　（ｋＴ
）　ｌ　）のときには（：×）式に示したように１２（
ｋＴ）ｌ＝ｔａｎ　ａであるので、ａｒｃｔａｎ　　（
Ｚ　（ｋＴ）ｌを、また“Ｌ”　（ｌ　Ｙ（ｋＴ）ｌ　
＞　ｌ　Ｘ（ｋＴ）ｌ　）のときにはｌ　Ｚ　（ｋＴ）
　ｌ　−ｃｏｔａｎ　ａなのでａｒｃｃｏｔａｎ　ｆ　
Ｚ　（ｋＴ）ｉを各々Ｓ　（ｋＴ）として出力する。こ
れによりＳ　（ｋＴ）はＺ　（ｋＴ）の正確な位相情報
となる。

以後、上記位相情報Ｓ　（ｋＴ）の処理は、前述の従来
回路と同様に行われ、最終的に差分回路（８）に接続す
る出力端子（１２）に復調信号を得ることができる。

［発明の効果］ 以上説明した本発明によれば、ＡＴＡＮＲＯＭ　（２５
）の入力信号Ｚ　（ｋＴ）のビット数を従来の半分であ
るｎビットとすることかできる。したかって、その出力
信号ａｒｃｔａｎ　［Ｚ　（ｋＴ）ｌのビット数をｍと
すれば、本発明に用いられるＡＴＡＮＲＯＭ　（２５）
の回路規模は、２　　Ｘｍビットとなり、従来に比べ半
減する。これにより、ＩＣ化を進める上で障害となって
いたＲＯＭの回路規模の縮小を図ることにより、ＩＣに
好適なＡＴＡＮ形ＦＭ復調回路を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るＡＴＡＮ形ＦＭ復調回路の一実施
例を示す構成図、第２図は従来のＡＴＡＮ形ＦＭ復調回
路の構成図である。 （２）・・・移相回路、（４）・・・１／４縮小回路、
（７）・・・１／４復元回路、（８）・・・差分回路、
（２１）・・大小比較回路、（２２）、　（２Ｂ）・・
選択回路、（２３）・・・制御信号、（２４）・・・除
算回路、（２５）・・・ＡＴＡＮ　　ＲＯＭ、（２７）
・・・反転回路、（２８）・・加算器、Ｘ（ｋＴ）、　
Ｙ（ｋＴ）・・ＦＭ信号、Ｚ　（ｋＴ）・・・除算結果
、Ｓ　（ｋＴ）・・・位相情報、ｖ　（ｋＴ）・・・符
号情報、Ｕ　（ｋＴ）・・・復元信号。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力ＦＭ信号の位相を９０°移相する９０°移相
   回路と、前記入力ＦＭ信号ならびに前記９０°移相回路
   の出力するＦＭ信号の各々の符号を検出し符号情報とし
   て出力すると共に、これらＦＭ信号の絶対値を第１のＦ
   Ｍ信号ならびに第２のＦＭ信号として出力する１／４縮
   小回路と、前記第１、第２のＦＭ信号間の大小比較を行
   なう大小比較回路と、この大小比較回路が比較結果に基
   づき出力する制御信号により、前記第１、第２のＦＭ信
   号のうちいずれか大きい方を第１出力とし、小さい方を
   第２出力とする第１の選択回路と、前記第１出力を被除
   数とし前記第２出力を除数として除算を実行する除算回
   路と、この除算回路の出力する除算結果を変数とするア
   ークタンジェント値を出力する記憶回路と、前記アーク
   タンジェント値に基づき前記除算結果を変数とするアー
   クコタンジェント値を出力する手段と、前記第１出力が
   前記第１のＦＭ信号であるときには前記アークタンジェ
   ント値を、また前記第１出力が前記第２のＦＭ信号であ
   るときは前記アークコタンジェント値を前記制御信号に
   基づき位相情報として選択出力する第２の選択回路と、
   前記符号情報に基づき前記位相情報を修正し復元信号と
   して出力する１／４復元回路と、前記復元信号の差分を
   とり復調信号を出力する差分回路とを具備することを特
   徴とするアークタンジェント形ＦＭ復調器。
2. （２）アークコタンジェント値を出力する手段は、アー
   クタンジェント値の符号を反転する反転回路と、この反
   転回路の出力にπ／２を加算しアークコタンジェント値
   として出力する加算器とから成ることを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載のアークタンジェント形ＦＭ復調
   回路。