JPS639002A - 磁気センサ用バイアス兼増幅回路 - Google Patents
磁気センサ用バイアス兼増幅回路Info
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- JPS639002A JPS639002A JP62095517A JP9551787A JPS639002A JP S639002 A JPS639002 A JP S639002A JP 62095517 A JP62095517 A JP 62095517A JP 9551787 A JP9551787 A JP 9551787A JP S639002 A JPS639002 A JP S639002A
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
- G01R33/02—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux
- G01R33/06—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux using galvano-magnetic devices
- G01R33/09—Magnetoresistive devices
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B2005/0002—Special dispositions or recording techniques
- G11B2005/0005—Arrangements, methods or circuits
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- G11B2005/0013—Controlling recording characteristics of record carriers or transducing characteristics of transducers by means not being part of their structure of transducers, e.g. linearisation, equalisation
- G11B2005/0016—Controlling recording characteristics of record carriers or transducing characteristics of transducers by means not being part of their structure of transducers, e.g. linearisation, equalisation of magnetoresistive transducers
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ、産業上の利用分野
本発明は磁気的に記録されている情報を読取るための磁
気抵抗効果型の磁気センサ（ＭＲセンサ）に関する。
気抵抗効果型の磁気センサ（ＭＲセンサ）に関する。
Ｂ、従来技術
通常の磁気記録装置やバブル・メモリ等に関連して用い
られるＭＲセンサは、その端子間の信号電圧を検出する
前置増幅器から供給される一定バイアス電流によってバ
イアスされている。センサの抵抗はセンサの長さに反比
例しており、センサの長さは製造時の精度により一定で
はなく、又。
られるＭＲセンサは、その端子間の信号電圧を検出する
前置増幅器から供給される一定バイアス電流によってバ
イアスされている。センサの抵抗はセンサの長さに反比
例しており、センサの長さは製造時の精度により一定で
はなく、又。
接触読取りに用いられるときには、摩耗による変化があ
るので、センサの長さと無関係に信号を検出することが
望ましい。
るので、センサの長さと無関係に信号を検出することが
望ましい。
そのために、特願昭６１−１４０３９８号明細書に開示
されている様に、ＭＲセンサの抵抗をＲｈとし、記録媒
体からの磁気入力に基づく抵抗変動分をΔＲｈとして、
ΔＲｈ／Ｒｈを表わす電圧又は電流を検出する技術が開
発されている。
されている様に、ＭＲセンサの抵抗をＲｈとし、記録媒
体からの磁気入力に基づく抵抗変動分をΔＲｈとして、
ΔＲｈ／Ｒｈを表わす電圧又は電流を検出する技術が開
発されている。
Ｃ０発明が解決しようとする問題点
上記特願昭６１−１４０３９８号には、ΔＲｈ／Ｒｈを
表わす電圧又は電流を検出する基本的な技術が開示され
ているが、ＭＲセンサの出力の直流オフセットを低減す
ることに関して更に改善の余地がある。
表わす電圧又は電流を検出する基本的な技術が開示され
ているが、ＭＲセンサの出力の直流オフセットを低減す
ることに関して更に改善の余地がある。
Ｄ０問題点を解決するための手段
本発明に従ってＭＲセンサにバイアス電圧を印加し且つ
センサの検出信号を増幅する回路は、バイアス手段、入
力段、出力段及びフィードバック段を有する。入力段は
差動接続された少なくとも一対のトランジスタを有し、
それらのベース間にセンサを接続して、その両端間の電
圧の一定平均値からの変動を増幅する機能を有する。出
力段は入力段からの信号を増幅して出力信号を生じる。
センサの検出信号を増幅する回路は、バイアス手段、入
力段、出力段及びフィードバック段を有する。入力段は
差動接続された少なくとも一対のトランジスタを有し、
それらのベース間にセンサを接続して、その両端間の電
圧の一定平均値からの変動を増幅する機能を有する。出
力段は入力段からの信号を増幅して出力信号を生じる。
フィードバック段は出力段と入力段との間に接続されて
いて出力信号の直流オフセットを低減するための信号を
入力段に与える。
いて出力信号の直流オフセットを低減するための信号を
入力段に与える。
これから詳しく説明する様に、２種類の実施例があり、
それらのフィードバック段の構成は若干具なっている。
それらのフィードバック段の構成は若干具なっている。
又、複数のセンサを含むシステムに関しては、センサと
同数の入力段が設けられる。但し、出力段及びフィード
バック段は複数の入力段によって共用される。
同数の入力段が設けられる。但し、出力段及びフィード
バック段は複数の入力段によって共用される。
Ｅ、実施例
第１Ａ図及び第１Ｂ図は本発明の２つの基本的な実施例
を示している。トランジスタＴｌａ及びＴｌｂは、造付
けのオフセット・エミッタ抵抗器ＲＥ （抵抗値も表わ
す）を伴って差動増幅入力段を形成している。Ｊｌは高
入力インピーダンス電流源であるから、この入力段は交
流信号のための真の差動信号処理を行うことができる。
を示している。トランジスタＴｌａ及びＴｌｂは、造付
けのオフセット・エミッタ抵抗器ＲＥ （抵抗値も表わ
す）を伴って差動増幅入力段を形成している。Ｊｌは高
入力インピーダンス電流源であるから、この入力段は交
流信号のための真の差動信号処理を行うことができる。
抵抗器Ｒ４ａの一端と抵抗器Ｒ４ｂの一端との間に現わ
れる出力信号ｖＯに関して、直流及び低周波エラーはフ
ィードバック回路によって低減される。トランジスタＴ
ｌａ及びＴｌｂのベース間には、ＭＲセンサＦが接続さ
れている。センサＦは抵抗器Ｒｈ（抵抗値も表わす）及
び電圧源Ｖｉを有する等価回路で示されている。
れる出力信号ｖＯに関して、直流及び低周波エラーはフ
ィードバック回路によって低減される。トランジスタＴ
ｌａ及びＴｌｂのベース間には、ＭＲセンサＦが接続さ
れている。センサＦは抵抗器Ｒｈ（抵抗値も表わす）及
び電圧源Ｖｉを有する等価回路で示されている。
第１Ａ図及び第１Ｂ図の構成において、フィードバック
増幅器ｇｏの出力は電流であり、入力は電圧である。従
って、増幅器ｇｏはトランスコンダクタンス増幅器であ
る。第１Ａ図における増幅器Ｇには、高周波情報信号か
ら低周波エラー信号を分離するための主ポールを定める
ＲＣ回路が組込まれている。エラー信号は、トランジス
タＴｌａ及びＴｌｂのベースにおいて情報信号Ｖｉから
減じられる。
増幅器ｇｏの出力は電流であり、入力は電圧である。従
って、増幅器ｇｏはトランスコンダクタンス増幅器であ
る。第１Ａ図における増幅器Ｇには、高周波情報信号か
ら低周波エラー信号を分離するための主ポールを定める
ＲＣ回路が組込まれている。エラー信号は、トランジス
タＴｌａ及びＴｌｂのベースにおいて情報信号Ｖｉから
減じられる。
エラー信号が低減されるので、電流源Ｊ１による同等の
電流がトランジスタＴｌａ及びＴｌｂに流れ、エミッタ
抵抗器ＲＥの両端間には、電流源Ｊ１によって供給され
る電流の１／２とＲＥとの積に等しい基準電圧Ｖ ｒ
ｅが発生する。従って、電圧ＶｒｅはトランジスタＴｌ
ａ及びＴｌｂのベース間にも現われて、センサＦをその
抵抗値とは無関係にバイアスする。
電流がトランジスタＴｌａ及びＴｌｂに流れ、エミッタ
抵抗器ＲＥの両端間には、電流源Ｊ１によって供給され
る電流の１／２とＲＥとの積に等しい基準電圧Ｖ ｒ
ｅが発生する。従って、電圧ＶｒｅはトランジスタＴｌ
ａ及びＴｌｂのベース間にも現われて、センサＦをその
抵抗値とは無関係にバイアスする。
第１Ａ図の構成において、差動電圧ゲイン段としての増
幅器Ｇは、差動入力段のトランジスタＴ１ａ及びＴｌｂ
をトランスコンダクタンス増幅器ｇｏに接続する。又、
増幅器Ｇは低周波エラー信号の抑制のための主ポールを
もたらす。センサＦを流れる電流を制御することにより
、センサＦの両端間の電圧は、抵抗値Ｒｈとは無関係に
一定に維持される。第１Ａ図の構成は入力抵抗器Ｒ１ａ
及びＲｌｂの共通接続点に大地電位をもたらし、この電
位がセンサＦの平均電位になる。センサＦの平均電位が
大地電位であることにより、腐食や放電は減少し、セン
サＦの信頼性が増す。なお、この回路はセンサＦの平均
電位を大地電位に限らず任意の電位に設定することもで
きる。
幅器Ｇは、差動入力段のトランジスタＴ１ａ及びＴｌｂ
をトランスコンダクタンス増幅器ｇｏに接続する。又、
増幅器Ｇは低周波エラー信号の抑制のための主ポールを
もたらす。センサＦを流れる電流を制御することにより
、センサＦの両端間の電圧は、抵抗値Ｒｈとは無関係に
一定に維持される。第１Ａ図の構成は入力抵抗器Ｒ１ａ
及びＲｌｂの共通接続点に大地電位をもたらし、この電
位がセンサＦの平均電位になる。センサＦの平均電位が
大地電位であることにより、腐食や放電は減少し、セン
サＦの信頼性が増す。なお、この回路はセンサＦの平均
電位を大地電位に限らず任意の電位に設定することもで
きる。
第１Ｂ図において、増幅器ｇｏは出力側にコンデンサＣ
を伴ったシングルエンド・プッシュプル・フィードバッ
ク段を有する。センサＦを流れる電流は第１Ａ図の構成
の場合と同様に制御される。
を伴ったシングルエンド・プッシュプル・フィードバッ
ク段を有する。センサＦを流れる電流は第１Ａ図の構成
の場合と同様に制御される。
抵抗器Ｒ１ａ及びＲｌｂは増幅器の入力インピーダンス
を定め、且つセンサＦと共に抵抗分割手段を構成しＲＣ
回路の一部として働く。コンデンサＣは情報信号周波数
において増幅器ｇｏに関連するノイズを減じる機能を有
する。
を定め、且つセンサＦと共に抵抗分割手段を構成しＲＣ
回路の一部として働く。コンデンサＣは情報信号周波数
において増幅器ｇｏに関連するノイズを減じる機能を有
する。
次に、第２図を参照する。これは第１Ａ図の回路におけ
る増幅器Ｇ及びｇｏの具体的な構成を示している。増幅
器ＧはトランジスタＴ３ａ、Ｔａｂ、抵抗器Ｒ２ａ、Ｒ
２ｂ、電流源Ｊ３ａ、Ｊ３ｂから成る差動電圧ホロワを
含む。増幅器ｇｏの入力段はトランジスタＴ４ａ、Ｔ４
ｂ、抵抗器Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ、コンデンサＣ１電流源Ｊ４
を含む。
る増幅器Ｇ及びｇｏの具体的な構成を示している。増幅
器ＧはトランジスタＴ３ａ、Ｔａｂ、抵抗器Ｒ２ａ、Ｒ
２ｂ、電流源Ｊ３ａ、Ｊ３ｂから成る差動電圧ホロワを
含む。増幅器ｇｏの入力段はトランジスタＴ４ａ、Ｔ４
ｂ、抵抗器Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ、コンデンサＣ１電流源Ｊ４
を含む。
更に、増幅器ｇｏはトランジスタＤｌａ、Ｄｌｂ、Ｔ２
ａ、Ｔ２ｂ、及び電流源Ｊ２ａ、Ｊ２ｂから成る電流ミ
ラーを含む。
ａ、Ｔ２ｂ、及び電流源Ｊ２ａ、Ｊ２ｂから成る電流ミ
ラーを含む。
増幅器全体の一般的な電圧ゲイン伝達関数Ａは次の式で
示される。
示される。
式−ＬＬＬ
式（１）はＲ１＞）Ｒｈ及びｆｔ））ｆｐの条件の下に
成立するものであり、記号の意味は次のとおりである。
成立するものであり、記号の意味は次のとおりである。
Ｒｂ＝Ｔ１ａ （Ｔｌｂ）の直列ベース抵抗Ｂ ＝順方
向電流ゲイン ｒ Ｅ ” （ｋ Ｔ／ ｑＩ Ｑ□）ｒ ｂ ＝Ｔ４
ａ （Ｔ４ ｂ）の直列ベース抵抗−Ｒ２ａ （Ｒ２
ｂ）を含む。
向電流ゲイン ｒ Ｅ ” （ｋ Ｔ／ ｑＩ Ｑ□）ｒ ｂ ＝Ｔ４
ａ （Ｔ４ ｂ）の直列ベース抵抗−Ｒ２ａ （Ｒ２
ｂ）を含む。
ｒ ｅ＝ （ｋＴ／ｑ Ｉ Ｃ４）
ｆｔ＝ｐ＝の遷移周波数
ｆｐ＝主ポ主シール周
波数＝ＭＲセンサＦの抵抗
Ｉ ｃｍ＝Ｔ１ ａ （Ｔｌ ｂ）のコレクタ電流Ｉ
ｃ４＝Ｔ４ａ （Ｔ４ ｂ）のコレクタ電流ｋ ＝
ボルツマン定数 Ｔ ＝絶対温度 ｑ ＝電荷 Ｒ３＝Ｒ３ａ （Ｒ３ｂ）の抵抗 Ｒ４＝Ｒ４ａ （Ｒ４ｂ）の抵抗 高周波、即ちｆ）＞ （１／ （４πＣＲ３））のとき
の電圧ゲイン伝達関数Ａｉは次の式で示される。
ｃ４＝Ｔ４ａ （Ｔ４ ｂ）のコレクタ電流ｋ ＝
ボルツマン定数 Ｔ ＝絶対温度 ｑ ＝電荷 Ｒ３＝Ｒ３ａ （Ｒ３ｂ）の抵抗 Ｒ４＝Ｒ４ａ （Ｒ４ｂ）の抵抗 高周波、即ちｆ）＞ （１／ （４πＣＲ３））のとき
の電圧ゲイン伝達関数Ａｉは次の式で示される。
求」ｌし
ＲＥ＋２ｒＥ＋−
低周波における電圧ゲイン伝達関数Ａｚは次の式で示さ
れる。
れる。
式−Ｃリ一
式（１）、（２）、（３）は、トランジスタの遷移周波
数や順方向電流ゲイン変動を考慮に入れていない近似式
である。増幅器は高域通過周波数特性を有する。
数や順方向電流ゲイン変動を考慮に入れていない近似式
である。増幅器は高域通過周波数特性を有する。
マルチプル・センサ・システムにおいて成るセンサから
の他のセンサへの切り替えを容易ならしめるために、そ
れぞれ第２図の構成と同等の構成を有する複数の選択可
能な入力段ｇ１．ｇ２・・・ｇｎを複数のセンサに１つ
ずつ対応づけて設けることが考えられる。第３図に示す
様に、複数の入力段は共通段ｇｃに接続される。
の他のセンサへの切り替えを容易ならしめるために、そ
れぞれ第２図の構成と同等の構成を有する複数の選択可
能な入力段ｇ１．ｇ２・・・ｇｎを複数のセンサに１つ
ずつ対応づけて設けることが考えられる。第３図に示す
様に、複数の入力段は共通段ｇｃに接続される。
第４図は入力段の回路構成を示し、第５図は共過膜の回
路構成を示している。各入力段と共通段とは、ノードＮ
１、Ｎ２、ＮＦＬ、ＮＦ２を介して相互接続されている
。トランジスタＴ３３、Ｔ３４は、複数の入力段が共通
段に接続されるとき高周波応答を拡張する様にカスコー
ド接続されている。
路構成を示している。各入力段と共通段とは、ノードＮ
１、Ｎ２、ＮＦＬ、ＮＦ２を介して相互接続されている
。トランジスタＴ３３、Ｔ３４は、複数の入力段が共通
段に接続されるとき高周波応答を拡張する様にカスコー
ド接続されている。
共通段ｇｏは電圧ホロワ段及び第２図のトランスコンダ
クタンス段の入力部を含む、主ポール設定用のＲＣ回路
は、必要となるコンデンサの数を減らすために、共通段
ｇｏに設けられている。ＲＣ回路はコンデンサＣ及び抵
抗器Ｒ３ａ、Ｒ３ｂを含む。第４同座び第５図の構成に
おいて、抵抗器Ｒ５ａ、Ｒ５ｂ、Ｒ５ｃ、Ｒ５ｄは同等
のものであり、又、抵抗器Ｒ６ａ、Ｒ６ｂ、Ｒ６ｃ、Ｒ
６ｄ、Ｒ６ｅ、Ｒ６ｆも同等のものである。従って、ト
ランジスタＤｌａ、Ｄｌｂ、Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｄ６ａ、
Ｄ６ｂ、Ｔ６ａ、Ｔ６ｂ、Ｔ６ｃ、Ｔ６ｄのエミッタ領
域比が同等であり、電流源Ｊ６、Ｊ４が同等であるなら
ば、トランスコンダクタンス・ゲインは第２図の増幅器
のゲインと同等になる。
クタンス段の入力部を含む、主ポール設定用のＲＣ回路
は、必要となるコンデンサの数を減らすために、共通段
ｇｏに設けられている。ＲＣ回路はコンデンサＣ及び抵
抗器Ｒ３ａ、Ｒ３ｂを含む。第４同座び第５図の構成に
おいて、抵抗器Ｒ５ａ、Ｒ５ｂ、Ｒ５ｃ、Ｒ５ｄは同等
のものであり、又、抵抗器Ｒ６ａ、Ｒ６ｂ、Ｒ６ｃ、Ｒ
６ｄ、Ｒ６ｅ、Ｒ６ｆも同等のものである。従って、ト
ランジスタＤｌａ、Ｄｌｂ、Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、Ｄ６ａ、
Ｄ６ｂ、Ｔ６ａ、Ｔ６ｂ、Ｔ６ｃ、Ｔ６ｄのエミッタ領
域比が同等であり、電流源Ｊ６、Ｊ４が同等であるなら
ば、トランスコンダクタンス・ゲインは第２図の増幅器
のゲインと同等になる。
所望の入力段ｇ１を選択するには、電流源ＪＯａ、Ｊ１
、Ｊ５、Ｊ６ａを同時に活動化する必要がある。その他
の入力段は、対応する電流源を非活動化することにより
非活動状態になる。トランジスタＴ６ａ、Ｔ６ｂは第２
図の電流源Ｊ２ａ、Ｊ２ｂに対応している。電流源Ｊ５
、抵抗器Ｒ８゜トランジスタＤ５、Ｔ５ａ、Ｔ５ｂ、Ｔ
７は、異なったセンサが活動化されるとき、適当な電流
ミラーを選択するために設けられている。
、Ｊ５、Ｊ６ａを同時に活動化する必要がある。その他
の入力段は、対応する電流源を非活動化することにより
非活動状態になる。トランジスタＴ６ａ、Ｔ６ｂは第２
図の電流源Ｊ２ａ、Ｊ２ｂに対応している。電流源Ｊ５
、抵抗器Ｒ８゜トランジスタＤ５、Ｔ５ａ、Ｔ５ｂ、Ｔ
７は、異なったセンサが活動化されるとき、適当な電流
ミラーを選択するために設けられている。
本発明に従って、低周波定常状態帯域を維持しつつ共通
段の出力における直流オフセットを定減するためにフィ
ードフォワード制御が用いられる。
段の出力における直流オフセットを定減するためにフィ
ードフォワード制御が用いられる。
第４図及び第５図において、電流源Ｊｏｂを通る電流は
、トランジスタＤｌｂ及びＴ２ｂから成る電流ミラーに
従って定められ、センサＦの一方の端子へ流れる。これ
に対して、電流源ＪＯａを通る電流は、センサＦの他方
の端子から流れる。従って、センサＦにおけるＤＣオフ
セットは次の式％式％ 式−←ＬＬ 直流オフセットを０にするためのＪＯの値は次の式で定
められる。
、トランジスタＤｌｂ及びＴ２ｂから成る電流ミラーに
従って定められ、センサＦの一方の端子へ流れる。これ
に対して、電流源ＪＯａを通る電流は、センサＦの他方
の端子から流れる。従って、センサＦにおけるＤＣオフ
セットは次の式％式％ 式−←ＬＬ 直流オフセットを０にするためのＪＯの値は次の式で定
められる。
ＪＯ＝ＪＩＲＥ／２Ｒｈ
回路の定常状態動作中、電流源Ｊ６ａ、Ｊ６ｂによって
流される電流は同等である。この電流は、入力段の活動
化及び非活動化を行う切り替え動作中、一時的に増加す
る。回路の過渡状態の整定時間を制御し且つ短縮するた
めに、電流源Ｊ６ａ及びＪ６ｂによる電流は追加の制御
線によって制御される。即ち、切り替え時の電流値が変
えられる。
流される電流は同等である。この電流は、入力段の活動
化及び非活動化を行う切り替え動作中、一時的に増加す
る。回路の過渡状態の整定時間を制御し且つ短縮するた
めに、電流源Ｊ６ａ及びＪ６ｂによる電流は追加の制御
線によって制御される。即ち、切り替え時の電流値が変
えられる。
その後、過渡状態が終了する頃、電流は元の値に戻され
る。電流源Ｊ６ａ、Ｊ６ｂの電流を増すことにより、コ
ンデンサＣの充電又は放電のための電流は一時的に増加
し、それに応じて回路のループ・ゲインが増す。
る。電流源Ｊ６ａ、Ｊ６ｂの電流を増すことにより、コ
ンデンサＣの充電又は放電のための電流は一時的に増加
し、それに応じて回路のループ・ゲインが増す。
切り替え時の整定時間の制御は、第７Ａ図のフィードバ
ック回路を用いて行うこともできる。この回路の動作の
詳細は米国特許出願第８５１６４９号に示されている。
ック回路を用いて行うこともできる。この回路の動作の
詳細は米国特許出願第８５１６４９号に示されている。
ノードＮ３ａ、Ｎ３ｂ、Ｎ４ａ、Ｎ４ｂは第５図の共通
段の対応するノードに接続されている。
段の対応するノードに接続されている。
第６図は第１Ｂ図の基本構成に従った増幅回路を示して
おり、これは２つの選択可能な入力段を含む。フィード
バック増幅器ｇｏは差動電圧ホロワ及びプッシュプル・
トランスコンダクタンス段から成る。差動電圧ホロワは
トランジスタＴ３ａ、Ｔ３ｂ、抵抗器Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、
電流源Ｊ３ａ。
おり、これは２つの選択可能な入力段を含む。フィード
バック増幅器ｇｏは差動電圧ホロワ及びプッシュプル・
トランスコンダクタンス段から成る。差動電圧ホロワは
トランジスタＴ３ａ、Ｔ３ｂ、抵抗器Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、
電流源Ｊ３ａ。
Ｊ３ｂから成る。プッシュプル・トランスコンダクタン
ス段は入力段、左及び右電流ミラーを有する。入力段は
トランジスタＴ４ａ、Ｔ４ｂ及び電流源Ｊ４を含む。左
電流ミラーはトランジスタＤｌｂ、Ｔ２ｂ、Ｔ２７、Ｔ
６、抵抗器Ｒ５ｃ、Ｒ５ｄ、Ｒ６、Ｒ２８を含む。右電
流ミラーはトランジスタＤｌａ、Ｄ２ａ、抵抗器Ｒ５ａ
、Ｒ５ｂを含む。
ス段は入力段、左及び右電流ミラーを有する。入力段は
トランジスタＴ４ａ、Ｔ４ｂ及び電流源Ｊ４を含む。左
電流ミラーはトランジスタＤｌｂ、Ｔ２ｂ、Ｔ２７、Ｔ
６、抵抗器Ｒ５ｃ、Ｒ５ｄ、Ｒ６、Ｒ２８を含む。右電
流ミラーはトランジスタＤｌａ、Ｄ２ａ、抵抗器Ｒ５ａ
、Ｒ５ｂを含む。
第６図の回路は第１Ｂ図における抵抗分割回路に相当す
るものを２個含み、これらは選択的に用いられる。トラ
ンスコンダクタンス段の出力が生じるノードＮ５は２個
の抵抗分割回路に共通接続されている。所望の抵抗分割
回路は、所望のセンサ／入力−増幅器の組合わせの選択
と同時に選択される。例えば、抵抗器Ｒｈａを含むセン
サＦａを選択する必要がある場合には、ノードＳａに適
当な制御信号を与えてトランジスタＴ２９及びＴ３１を
活動化すればよく、これによって所望の抵抗分割回路と
センサ／入力−増幅器が選択される。
るものを２個含み、これらは選択的に用いられる。トラ
ンスコンダクタンス段の出力が生じるノードＮ５は２個
の抵抗分割回路に共通接続されている。所望の抵抗分割
回路は、所望のセンサ／入力−増幅器の組合わせの選択
と同時に選択される。例えば、抵抗器Ｒｈａを含むセン
サＦａを選択する必要がある場合には、ノードＳａに適
当な制御信号を与えてトランジスタＴ２９及びＴ３１を
活動化すればよく、これによって所望の抵抗分割回路と
センサ／入力−増幅器が選択される。
同様に、抵抗器Ｒｈｂを含むセンサＦｂを選択する必要
がある場合には、ノードｓｂに適当な信号を与えてトラ
ンジスタＴ３０及びＴａ２を活動化すればよい。ノード
ＳＡ及びｓｂに与えられる制御信号は負電圧である。
がある場合には、ノードｓｂに適当な信号を与えてトラ
ンジスタＴ３０及びＴａ２を活動化すればよい。ノード
ＳＡ及びｓｂに与えられる制御信号は負電圧である。
第６図の増幅回路の一般的な電圧ゲイン伝達関数は次の
式で示される。
式で示される。
スニいＬＬ
この式（５）はｆｔ＞＞ｆｐの条件の下に成立する。
高周波、即ち、ｆ＞＞（１／４ （４πＣＲＩ））のと
きの第６図の増幅回路の電圧ゲイン伝達関数は次の式で
示される。
きの第６図の増幅回路の電圧ゲイン伝達関数は次の式で
示される。
＋ ＲＥ ＋ ２ｒＥ
低周波における第６図の増幅回路の電圧ゲイン伝達関数
は次の式で示される。
は次の式で示される。
式（５）、（６）、（７）は、トランジスタの遷移周波
数や順方向電流ゲイン変動を考慮に入れていない近似式
である。第６図の増幅回路も高域通過周波数特性を有す
る。
数や順方向電流ゲイン変動を考慮に入れていない近似式
である。第６図の増幅回路も高域通過周波数特性を有す
る。
第４図及び第５図の回路の場合と同様に、出力の直流オ
フセットを低減するためにフィードフォワード制御が用
いられる。電流源ＪＯは選択されたセンサにオフセット
電流を供給する。例えば、センサＦｂが選択されたとき
の直流オフセットは次の式で示される。
フセットを低減するためにフィードフォワード制御が用
いられる。電流源ＪＯは選択されたセンサにオフセット
電流を供給する。例えば、センサＦｂが選択されたとき
の直流オフセットは次の式で示される。
式−ＣＬＬ
直流オフセットを０にするためのＪＯの値は次の式で定
められる。なお、Ｔａ３０はＴ２Ｏのコレクタ電流であ
る。
められる。なお、Ｔａ３０はＴ２Ｏのコレクタ電流であ
る。
第４図及び第５図の回路の場合と同様に、トランスコン
ダクタンス増幅ゲインとコンデンサＣの充電又は放電電
流を増すことにより、回路の切り替え過渡状態の整定時
間を制御することができる。
ダクタンス増幅ゲインとコンデンサＣの充電又は放電電
流を増すことにより、回路の切り替え過渡状態の整定時
間を制御することができる。
ゲイン及び電流の増加は前述の如く行われる。又。
前記米國特許出願第８５１６４９号において詳しく説明
されている第７Ｂ図の回路を用いて整定時間を制御する
こともできる。第７Ｂ図の回路におけるノードＮ５、Ｎ
６ａ、Ｎ６ｂは第６図の回路の対応するノードに接続さ
れる。
されている第７Ｂ図の回路を用いて整定時間を制御する
こともできる。第７Ｂ図の回路におけるノードＮ５、Ｎ
６ａ、Ｎ６ｂは第６図の回路の対応するノードに接続さ
れる。
Ｆ０発明の効果
本発明によれば、センサのバイアス電圧は常に一定に維
持され、且つ出力信号の直流オフセットは低減される。
持され、且つ出力信号の直流オフセットは低減される。
第１Ａ図及び第１Ｂ図は本発明による増幅回路の基本的
な構成を示す図、第２図は第１Ａ図の構成に従った増幅
回路の回路図、第３図はマルチプル・センサ・システム
用の複数の入力段と共通段とから成る増幅回路を示す図
、第４図は第３図の入力段の回路図、第５図は第３図の
共通段の回路図、第６図は第１Ｂ図の構成に従った増幅
回路の回路図、第７Ａ図及び第７Ｂ図はマルチプル・セ
ンサ・システムにおいてセンサの切り替えが行われると
きの第５図及び第６図の回路の整定時間を短縮するため
の回路を示す図である。 Ｆ・・・・ＭＲセンサ、Ｇ及びｇｏ・・・・増幅器、Ｔ
ｌａ及びＴｌｂ・・・・トランジスタ、Ｊｌ・・・・電
流源、ＲＥ、Ｒｌａ、Ｒｌｂ、Ｒ４ａ、Ｒ４ｂ−抵抗器
。 （Ｎ
な構成を示す図、第２図は第１Ａ図の構成に従った増幅
回路の回路図、第３図はマルチプル・センサ・システム
用の複数の入力段と共通段とから成る増幅回路を示す図
、第４図は第３図の入力段の回路図、第５図は第３図の
共通段の回路図、第６図は第１Ｂ図の構成に従った増幅
回路の回路図、第７Ａ図及び第７Ｂ図はマルチプル・セ
ンサ・システムにおいてセンサの切り替えが行われると
きの第５図及び第６図の回路の整定時間を短縮するため
の回路を示す図である。 Ｆ・・・・ＭＲセンサ、Ｇ及びｇｏ・・・・増幅器、Ｔ
ｌａ及びＴｌｂ・・・・トランジスタ、Ｊｌ・・・・電
流源、ＲＥ、Ｒｌａ、Ｒｌｂ、Ｒ４ａ、Ｒ４ｂ−抵抗器
。 （Ｎ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 磁気抵抗効果型の磁気センサに対して一定平均値を有す
るバイアス電圧を印加するバイアス手段と、 差動接続された少なくとも一対のトランジスタを有し、
それらのベース間に上記磁気センサを接続して、上記磁
気センサの両端間の電圧の上記一定平均値からの変動を
増幅する入力段と、 上記入力段からの信号を増幅して出力信号を生じる出力
段と、 上記出力段と上記入力段との間に接続されていて上記出
力信号の直流オフセットを低減するための信号を上記入
力段に与えるフィードバック段とを有する磁気センサ用
バイアス兼増幅回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/880,419 US4786993A (en) | 1986-06-30 | 1986-06-30 | Voltage amplifier for constant voltage biasing and amplifying signals from a MR sensor |
| US880419 | 1986-06-30 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS639002A true JPS639002A (ja) | 1988-01-14 |
Family
ID=25376242
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62095517A Pending JPS639002A (ja) | 1986-06-30 | 1987-04-20 | 磁気センサ用バイアス兼増幅回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4786993A (ja) |
| EP (1) | EP0251023B1 (ja) |
| JP (1) | JPS639002A (ja) |
| CA (1) | CA1326072C (ja) |
| DE (1) | DE3781471T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5452148A (en) * | 1993-02-22 | 1995-09-19 | Fujitsu Limited | Preamplifing circuit for a magnetoresistance device |
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1986
- 1986-06-30 US US06/880,419 patent/US4786993A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-04-15 CA CA000534767A patent/CA1326072C/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-04-20 JP JP62095517A patent/JPS639002A/ja active Pending
- 1987-06-16 DE DE8787108643T patent/DE3781471T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-06-16 EP EP87108643A patent/EP0251023B1/en not_active Expired
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| DE3781471D1 (de) | 1992-10-08 |
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