JPS6367418B2 - - Google Patents
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- JPS6367418B2 JPS6367418B2 JP8276081A JP8276081A JPS6367418B2 JP S6367418 B2 JPS6367418 B2 JP S6367418B2 JP 8276081 A JP8276081 A JP 8276081A JP 8276081 A JP8276081 A JP 8276081A JP S6367418 B2 JPS6367418 B2 JP S6367418B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/08—Controlling based on slip frequency, e.g. adding slip frequency and speed proportional frequency
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/16—Mechanical energy storage, e.g. flywheels or pressurised fluids
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、交流電動機及び交流発電機を可変速
制御する制御装置に関する。
制御する制御装置に関する。
従来、電動機軸に直結した慣性体の回転エネル
ギを回収する手段として、正弦波サイクロコンバ
ータによる超同期セルビウス装置にて回生制動を
行なう方法が行なわれているが、装置が大規模に
なり大型装置にのみ有効であることと、不確定な
周波数の高調波電流が電源に流出する欠点があつ
た。
ギを回収する手段として、正弦波サイクロコンバ
ータによる超同期セルビウス装置にて回生制動を
行なう方法が行なわれているが、装置が大規模に
なり大型装置にのみ有効であることと、不確定な
周波数の高調波電流が電源に流出する欠点があつ
た。
本発明は、電動機容量500〜1000KWレベル以
下の中小型装置で慣性体の回転エネルギを回収す
るのに適した電動機駆動システムを構成するこ
と、及び不確定な周波数の高調波電流を電源に流
出させないシステムを構成することを目的とす
る。
下の中小型装置で慣性体の回転エネルギを回収す
るのに適した電動機駆動システムを構成するこ
と、及び不確定な周波数の高調波電流を電源に流
出させないシステムを構成することを目的とす
る。
第１図は、本発明の基本回路構成を示すブロツ
ク図である。
ク図である。
６アームの強制転流サイリスタブリツジ回路２
は電動機二次電流の通電を定める変換器である。
３は電流平滑用の直流リアクトル、４は６アーム
の自然転流サイリスタブリツジ回路であり電流の
大きさを調整する。５はサイリスタブリツジ回路
４と電源SOUとの間に挿入する整流器用変圧器、
６は誘導電動機１の二次回路を二次回路側とサイ
リスタブリツジ回路側に切替える接触器、７はそ
の起動抵抗器である。誘導電動機１〜起動抵抗器
７で主回路を構成し、この系を電源と目的とする
配電系DNの間で母線BUSに接続し、慣性体によ
るエネルギの蓄積及び回生を行ない、配電系DN
が電源SOUからとる電力を平均化する。
は電動機二次電流の通電を定める変換器である。
３は電流平滑用の直流リアクトル、４は６アーム
の自然転流サイリスタブリツジ回路であり電流の
大きさを調整する。５はサイリスタブリツジ回路
４と電源SOUとの間に挿入する整流器用変圧器、
６は誘導電動機１の二次回路を二次回路側とサイ
リスタブリツジ回路側に切替える接触器、７はそ
の起動抵抗器である。誘導電動機１〜起動抵抗器
７で主回路を構成し、この系を電源と目的とする
配電系DNの間で母線BUSに接続し、慣性体によ
るエネルギの蓄積及び回生を行ない、配電系DN
が電源SOUからとる電力を平均化する。
８は主回転機の誘導電動機１に直結された回転
計発電機で、９は整流器用変圧器５と電源SOU
の間に挿入された変流器である。
計発電機で、９は整流器用変圧器５と電源SOU
の間に挿入された変流器である。
１２は電力計測回路で電源SOUより配電系DN
に流入する有効電力Ｐと無効電力Ｑを測定する。
１１は主回路母線BUSに挿入した変流器で電力
計測回路１２に電流信号を送る。
に流入する有効電力Ｐと無効電力Ｑを測定する。
１１は主回路母線BUSに挿入した変流器で電力
計測回路１２に電流信号を送る。
１３は速度検出回路で回転計発電機８よりの信
号を受けて速度フイードバツク用信号を出力す
る。１４は電流検出回路で変流器９よりの信号を
受けて電流フイードバツク用信号を出力する。１
５はサイリスタブリツジ回路４の制御パルス用電
源同期信号回路で電流電圧信号を受けて電源同期
用信号を出力する。
号を受けて速度フイードバツク用信号を出力す
る。１４は電流検出回路で変流器９よりの信号を
受けて電流フイードバツク用信号を出力する。１
５はサイリスタブリツジ回路４の制御パルス用電
源同期信号回路で電流電圧信号を受けて電源同期
用信号を出力する。
演算増幅器２１及び抵抗２２，２３により、電
力計測回路１２よりの無効電力信号を反転して、
フイードバツク信号として抵抗２７を介して無効
電力制御用増幅器２５に入力する。２４は無効電
力設定用調整抵抗器で、この抵抗器２４で設定さ
れた信号は抵抗器２６を介して演算増幅器２５に
入力される。演算増幅器２５の入力は演算インピ
ーダンス２８との関係で演算増幅され、主電動機
１の二次電流位相信号θとして出力される。演算
増幅器２１〜演算インピーダンス２８で無効電力
制御回路を構成し、電源SOUの遅れ無効電力が
増大すると、二次電流位相信号θを調整して電動
機１に進み電流を流して相殺させる。
力計測回路１２よりの無効電力信号を反転して、
フイードバツク信号として抵抗２７を介して無効
電力制御用増幅器２５に入力する。２４は無効電
力設定用調整抵抗器で、この抵抗器２４で設定さ
れた信号は抵抗器２６を介して演算増幅器２５に
入力される。演算増幅器２５の入力は演算インピ
ーダンス２８との関係で演算増幅され、主電動機
１の二次電流位相信号θとして出力される。演算
増幅器２１〜演算インピーダンス２８で無効電力
制御回路を構成し、電源SOUの遅れ無効電力が
増大すると、二次電流位相信号θを調整して電動
機１に進み電流を流して相殺させる。
３１は有効電力設定用調整抵抗器であり、ここ
で設定された信号は抵抗３３を介して有効電力制
御用演算増幅器３２に入力される。電力計測回路
１２の出力の有効電力信号は、フイードバツク信
号として抵抗器３４を介して演算増幅器３２に入
力される。演算増幅器３２の入力は演算用インピ
ーダンス３５との関係で増幅され、出力は次段の
速度制御基準に加えられる。調整抵抗器３１〜演
算インピーダンス３５で有効電力制御回路を構成
し、電源SOUの有効電力が設定値より増大する
と、次段の速度基準を下げて回生モードにし、慣
性体エネルギを電源SOUに供給させる。
で設定された信号は抵抗３３を介して有効電力制
御用演算増幅器３２に入力される。電力計測回路
１２の出力の有効電力信号は、フイードバツク信
号として抵抗器３４を介して演算増幅器３２に入
力される。演算増幅器３２の入力は演算用インピ
ーダンス３５との関係で増幅され、出力は次段の
速度制御基準に加えられる。調整抵抗器３１〜演
算インピーダンス３５で有効電力制御回路を構成
し、電源SOUの有効電力が設定値より増大する
と、次段の速度基準を下げて回生モードにし、慣
性体エネルギを電源SOUに供給させる。
ダイオード３６は有効電力制御回路が、電源
SOUの有効電力が設定値より増大したときのみ、
働くように挿入されている。演算増幅器３２の出
力はダイオード３６と抵抗器３７を介して入力制
限回路４３に入力される。４１は速度設定用調整
抵抗器であり、ここで設定された信号は抵抗器４
２を介して入力制限回路４３に入力される。入力
制限回路４３は調整抵抗器４１よりの入力と演算
増幅器３２よりの入力の和が急変してももつとな
だらかな変化に抑えて出力する。入力制限回路４
３の出力は抵抗器４５を介して速度制御用演算増
幅器４４に入力される。
SOUの有効電力が設定値より増大したときのみ、
働くように挿入されている。演算増幅器３２の出
力はダイオード３６と抵抗器３７を介して入力制
限回路４３に入力される。４１は速度設定用調整
抵抗器であり、ここで設定された信号は抵抗器４
２を介して入力制限回路４３に入力される。入力
制限回路４３は調整抵抗器４１よりの入力と演算
増幅器３２よりの入力の和が急変してももつとな
だらかな変化に抑えて出力する。入力制限回路４
３の出力は抵抗器４５を介して速度制御用演算増
幅器４４に入力される。
速度検出回路１３の出力である速度フイードバ
ツク信号は抵抗器４６を介して演算増幅器４４に
入力され、演算増幅器４４の入力は演算用インピ
ーダンス４７との関係で増幅される。演算用イン
ピーダンス４７には電流制限回路が含まれ、演算
増幅器４４の出力は電流基準となる。ダイオード
３６〜演算用インピーダンス４７で速度制御回路
を構成する。
ツク信号は抵抗器４６を介して演算増幅器４４に
入力され、演算増幅器４４の入力は演算用インピ
ーダンス４７との関係で増幅される。演算用イン
ピーダンス４７には電流制限回路が含まれ、演算
増幅器４４の出力は電流基準となる。ダイオード
３６〜演算用インピーダンス４７で速度制御回路
を構成する。
演算増幅器４４の出力は抵抗器４９を介して電
流制御用演算増幅器４８に入力される。電流検出
回路１４の出力である電流フイードバツク信号は
抵抗器５０を介して演算増幅器４８に入力され
る。演算増幅器４８の入力は演算インピーダンス
５１との関係で増幅される。演算増幅器４８の出
力は電源側変換器４の構成サイリスタ素子の通電
位相制御回路５２の入力となる。抵抗器４９〜演
算インピーダンス５１で電流制御回路を構成す
る。
流制御用演算増幅器４８に入力される。電流検出
回路１４の出力である電流フイードバツク信号は
抵抗器５０を介して演算増幅器４８に入力され
る。演算増幅器４８の入力は演算インピーダンス
５１との関係で増幅される。演算増幅器４８の出
力は電源側変換器４の構成サイリスタ素子の通電
位相制御回路５２の入力となる。抵抗器４９〜演
算インピーダンス５１で電流制御回路を構成す
る。
演算増幅器４４の出力は抵抗器９９を介して電
流制御用演算増幅器４８に入力される。電流検出
回路１４の出力である電流フイードバツク信号
は、抵抗器５０を介して演算増幅器４８に入力さ
れる。演算増幅器４８の入力は演算用インピーダ
ンス５１との関係で増幅される。演算増幅器４８
の出力は電源側変換器４の構成サイリスタ素子の
通電位相制御回路５２の入力となる。抵抗器４９
〜演算インピーダンス５１で電流制御回路を構成
する。
流制御用演算増幅器４８に入力される。電流検出
回路１４の出力である電流フイードバツク信号
は、抵抗器５０を介して演算増幅器４８に入力さ
れる。演算増幅器４８の入力は演算用インピーダ
ンス５１との関係で増幅される。演算増幅器４８
の出力は電源側変換器４の構成サイリスタ素子の
通電位相制御回路５２の入力となる。抵抗器４９
〜演算インピーダンス５１で電流制御回路を構成
する。
主電動機二次側変換器２の構成サイリスタ素子
の通電位相制御信号は、電動機二次導体に対する
相対磁束位置信号（同期速度以下で二次電圧と同
相であり、同期速度以上で二次電圧とは逆とな
る。）に対して無効電力制御回路の出力信号θ相
当だけ進んだ電流が流れるように制御するPWM
（パルス幅変調）通電信号を用いる。
の通電位相制御信号は、電動機二次導体に対する
相対磁束位置信号（同期速度以下で二次電圧と同
相であり、同期速度以上で二次電圧とは逆とな
る。）に対して無効電力制御回路の出力信号θ相
当だけ進んだ電流が流れるように制御するPWM
（パルス幅変調）通電信号を用いる。
誘導電動機１〜通電位相制御信号５２で本発明
の主要回路を構成し、軽負荷でエネルギを蓄積し
重負荷でエネルギを回生し、交流配電系の負荷を
平均化させる。
の主要回路を構成し、軽負荷でエネルギを蓄積し
重負荷でエネルギを回生し、交流配電系の負荷を
平均化させる。
次に本発明の作用について述べる。
第１図に示した如く、本発明の作用は、電源
SOUと配電系DNの間に、慣性体を駆動する形で
構成した回生可能な電動機駆動系を挿入して、慣
性エネルギの回生量を制御することにより配電系
DNの負荷を平均化しようとするものである。
SOUと配電系DNの間に、慣性体を駆動する形で
構成した回生可能な電動機駆動系を挿入して、慣
性エネルギの回生量を制御することにより配電系
DNの負荷を平均化しようとするものである。
調整抵抗器２１〜演算インピーダンス２８にて
無効電力制御を行ない、常に配電系DNの無効電
力を設定値近くに抑えることにより、目的の負荷
電力の平均化制御を助ける。
無効電力制御を行ない、常に配電系DNの無効電
力を設定値近くに抑えることにより、目的の負荷
電力の平均化制御を助ける。
調整抵抗器３１〜抵抗器３７にて配電系DNの
有効電力が設定値を超えた場合に有効電力制御を
行ない、慣性体の回転エネルギを回生して供給
し、電源SOUより流入する有効電力を設定値以
内に抑える。
有効電力が設定値を超えた場合に有効電力制御を
行ない、慣性体の回転エネルギを回生して供給
し、電源SOUより流入する有効電力を設定値以
内に抑える。
配電系DNの有効電力が設定値以下の場合は、
調整抵抗器４１〜演算用インピーダンス４７にて
速度制御を行ない、高速に設定した速度まで慣性
体を加速しておく、速度制御と有効電力制御の切
替時に速度基準が急変しないように、入力制限回
路４３にてステツプ入力をランプ入力に変換す
る。
調整抵抗器４１〜演算用インピーダンス４７にて
速度制御を行ない、高速に設定した速度まで慣性
体を加速しておく、速度制御と有効電力制御の切
替時に速度基準が急変しないように、入力制限回
路４３にてステツプ入力をランプ入力に変換す
る。
抵抗器４９〜演算インピーダンス５１にて電流
制御を行なう。電流形変換器を用いた場合に入力
側電流の大きさと出力側電流の大きさは常に一致
するから、電流フイードバツク信号は電源側交流
より検出する。
制御を行なう。電流形変換器を用いた場合に入力
側電流の大きさと出力側電流の大きさは常に一致
するから、電流フイードバツク信号は電源側交流
より検出する。
５２は電源側変換器４の構成サイリスタ素子の
通電位相制御回路で、電源電圧より電源同期信号
検出回路１５を介して同期信号を受け、演算増幅
器４８の出力信号に従つて電源側変換器（サイリ
スタブリツジ）４の点弧位相制御を行なうことに
より変換器電流を制御する。
通電位相制御回路で、電源電圧より電源同期信号
検出回路１５を介して同期信号を受け、演算増幅
器４８の出力信号に従つて電源側変換器（サイリ
スタブリツジ）４の点弧位相制御を行なうことに
より変換器電流を制御する。
主電動機二次側変換器２の構成サイリスタ素子
の通電位相制御を行なう信号について以下に説明
する。
の通電位相制御を行なう信号について以下に説明
する。
第２図は、主電動機１の二次導体に対する相対
磁束信号相当のPWM信号を求める回路である。
磁束信号相当のPWM信号を求める回路である。
誘導電動機１の回転子に同軸に直結して誘導電
動機１と同極数相当の切込みを入れた金属性回転
円板１０を取付け、その円周固定側に複数の近接
スイツチ１６を取付け回転子位置信号を得る。な
お、この回転子位置ロジツク信号を得る手段とし
て、スリツト円板と発光源と受光装置による光学
的手段を用いてもよい。
動機１と同極数相当の切込みを入れた金属性回転
円板１０を取付け、その円周固定側に複数の近接
スイツチ１６を取付け回転子位置信号を得る。な
お、この回転子位置ロジツク信号を得る手段とし
て、スリツト円板と発光源と受光装置による光学
的手段を用いてもよい。
１６は出力信号が第３図ABCの如く電気角
180゜のロジツク信号が得られるように構成する。
回転子位置ロジツク信号演算回路６１にて下記演
算を行ない、60゜幅の回転子位置信号P1〜P6を出
力する。
180゜のロジツク信号が得られるように構成する。
回転子位置ロジツク信号演算回路６１にて下記演
算を行ない、60゜幅の回転子位置信号P1〜P6を出
力する。
P1＝・ ……（第１式）
P2＝Ａ・Ｂ ……（第２式）
P3＝・ ……（第３式）
P4＝Ｂ・Ｃ ……（第４式）
P5＝・ ……（第５式）
P6＝Ｃ・Ａ ……（第６式）
６２は電源電圧信号を入力し主電動機の回転磁
束相当信号を出力する回路で、第４図の如く変圧
器で目的の信号を得ることができる。電源角周波
数をω1とすると、第４図の如き構成で、cosω1t
及びsinω1t相当の信号を得る。
束相当信号を出力する回路で、第４図の如く変圧
器で目的の信号を得ることができる。電源角周波
数をω1とすると、第４図の如き構成で、cosω1t
及びsinω1t相当の信号を得る。
６３は位相進め回路で、変圧器６２の出力の
cosω1t及びsinω1tの信号に対して、無効電力制御
用増幅器２５の出力信号θ相当だけ位相の進んだ
信号を出力する。その詳細は第５図の如き構成で
ある。
cosω1t及びsinω1tの信号に対して、無効電力制御
用増幅器２５の出力信号θ相当だけ位相の進んだ
信号を出力する。その詳細は第５図の如き構成で
ある。
７１のcos関数発生器に演算増幅器２５の出力
信号θを入力しcosθ信号を出力する。７２のsin
関数発生器に信号θを入力しsinθ信号を出力し、
この信号を演算増幅器７３及び抵抗器７４，７５
により反転し−sinθ信号とする。乗算器８１に
cosω1t信号を入力しcosθ信号との積を演算出力
する。また乗算器８２にsinω1t信号を入力し、−
sinθ信号との積を演算出力する。演算増幅器８３
及び抵抗器８４，８５，８６にて乗算器８１，８
２の出力信号の和を作り、演算増幅器８７及び抵
抗器８８，８９にて反転すると、下式の演算がな
されて、cos（ω1t＋θ）信号を得る。
信号θを入力しcosθ信号を出力する。７２のsin
関数発生器に信号θを入力しsinθ信号を出力し、
この信号を演算増幅器７３及び抵抗器７４，７５
により反転し−sinθ信号とする。乗算器８１に
cosω1t信号を入力しcosθ信号との積を演算出力
する。また乗算器８２にsinω1t信号を入力し、−
sinθ信号との積を演算出力する。演算増幅器８３
及び抵抗器８４，８５，８６にて乗算器８１，８
２の出力信号の和を作り、演算増幅器８７及び抵
抗器８８，８９にて反転すると、下式の演算がな
されて、cos（ω1t＋θ）信号を得る。
cos（ω1t＋θ）
＝cosω1t・cosθ−sinω1t・sinθ
……（第７式） 同様にして乗算器９１，９２、演算増幅器９
３，９７、抵抗９４，９５，９６，９８，９９に
て下式の演算を行ないsin（ω1t＋θ）信号を得る。
……（第７式） 同様にして乗算器９１，９２、演算増幅器９
３，９７、抵抗９４，９５，９６，９８，９９に
て下式の演算を行ないsin（ω1t＋θ）信号を得る。
sin（ω1t＋θ）
＝sinω1t・cosθ＋cosω1t・sinθ
……（第８式） ６４は信号ロジツク化回路で、位相進め回路６
３の出力のcos（ω1t＋θ）及びsin（ω1t＋θ）信号
を入力し、三相変換した後、ロジツク化して180゜
幅のロジツク信号DEFを得る。詳細は第６図の
如き構成である。
……（第８式） ６４は信号ロジツク化回路で、位相進め回路６
３の出力のcos（ω1t＋θ）及びsin（ω1t＋θ）信号
を入力し、三相変換した後、ロジツク化して180゜
幅のロジツク信号DEFを得る。詳細は第６図の
如き構成である。
演算増幅器１０１及び抵抗器１０２，１０３に
てcos（ω1t＋θ）信号を反転し、さらに演算増幅
器１０４及び抵抗器１０５及びツエナーダイオー
ド１０６にてロジツク信号化して、180゜幅のロジ
ツク信号Ｄを得る。演算増幅器１０７及び抵抗器
１０８，１０９にてsin（ω1t＋θ）信号を反転し
た信号と、cos（ω1t＋θ）信号を抵抗器１１２と
１１１の抵抗比で加算し−cos（ω1t＋θ−２／３π） 相当の信号とし、演算増幅器１１０及びツエナー
ダイオード１１３にてロジツク化し180゜幅のロジ
ツク信号Ｅを得る。cos（ω1t＋θ）信号とsin（ω1t
＋θ）信号を抵抗器１１６，１１５の抵抗比で加
算し、−cos（ω1t＋θ−２／３π）相当の信号とし、 演算増幅器１１４及びツエナーダイオード１１７
にてロジツク化し180゜幅のロジツク信号Ｆを得
る。
てcos（ω1t＋θ）信号を反転し、さらに演算増幅
器１０４及び抵抗器１０５及びツエナーダイオー
ド１０６にてロジツク信号化して、180゜幅のロジ
ツク信号Ｄを得る。演算増幅器１０７及び抵抗器
１０８，１０９にてsin（ω1t＋θ）信号を反転し
た信号と、cos（ω1t＋θ）信号を抵抗器１１２と
１１１の抵抗比で加算し−cos（ω1t＋θ−２／３π） 相当の信号とし、演算増幅器１１０及びツエナー
ダイオード１１３にてロジツク化し180゜幅のロジ
ツク信号Ｅを得る。cos（ω1t＋θ）信号とsin（ω1t
＋θ）信号を抵抗器１１６，１１５の抵抗比で加
算し、−cos（ω1t＋θ−２／３π）相当の信号とし、 演算増幅器１１４及びツエナーダイオード１１７
にてロジツク化し180゜幅のロジツク信号Ｆを得
る。
６５は主電動機回転磁束位置ロジツク信号演算
回路であり、第７図の如くＤ，Ｅ，Ｆ信号を入力
し、下記演算を行ない60゜幅の回転磁束位置信号
F1〜F6を出力する。
回路であり、第７図の如くＤ，Ｅ，Ｆ信号を入力
し、下記演算を行ない60゜幅の回転磁束位置信号
F1〜F6を出力する。
F1＝・ ……（第９式）
F2＝Ｄ・Ｅ ……（第10式）
F3＝・ ……（第11式）
F4＝Ｅ・Ｆ ……（第12式）
F5＝・ ……（第13式）
F6＝Ｆ・Ｄ ……（第14式）
６６は主電動機二次側変換器２の構成サイリス
タ素子の通電位相制御信号演算回路である。回転
子位置ロジツク信号演算回路６１の出力のω〓の
周波数である回転子位置信号P1〜P6と、主電動
機回転磁束位置ロジツク信号演算回路６５の出力
であるω1の周波数である回転磁束位置信号F1〜
F6を入力し、ω2＝ω1−ω〓の周波数である二次導
体に対する相対磁束信号相当の目的の信号UP〜
VNを出力する。
タ素子の通電位相制御信号演算回路である。回転
子位置ロジツク信号演算回路６１の出力のω〓の
周波数である回転子位置信号P1〜P6と、主電動
機回転磁束位置ロジツク信号演算回路６５の出力
であるω1の周波数である回転磁束位置信号F1〜
F6を入力し、ω2＝ω1−ω〓の周波数である二次導
体に対する相対磁束信号相当の目的の信号UP〜
VNを出力する。
１周期を６等分した60゜幅の信号F1〜F6とP1〜
P6の周波数の差の信号を求めるには、第15式
（後述）の如く同じ数字のついた信号の論理積の
和をＸ１とすると、X1信号はF1〜F6信号とP1〜
P6信号が全く同じ周波数で同じ位相であつた場
合は常に“１”で周波数は０である。P1〜P6信
号が周波数０で固定された場合X1はF1〜F6の周
波数と同じになる。両者の中間の場合はX1はF1
〜F6信号の周波数とP1〜P6信号の周波数の差の
周波数の信号となる。
P6の周波数の差の信号を求めるには、第15式
（後述）の如く同じ数字のついた信号の論理積の
和をＸ１とすると、X1信号はF1〜F6信号とP1〜
P6信号が全く同じ周波数で同じ位相であつた場
合は常に“１”で周波数は０である。P1〜P6信
号が周波数０で固定された場合X1はF1〜F6の周
波数と同じになる。両者の中間の場合はX1はF1
〜F6信号の周波数とP1〜P6信号の周波数の差の
周波数の信号となる。
X1＝F1・P1＋F2・P2＋F3・P3
＋F4・P4＋F5・P5＋F6・P5
……（第15式） X2＝F1・P6＋F2・P1＋F3・P2 ＋F4・P3＋F5・P4＋F6・P5
……（第16式） X3＝F1・P5＋F2・P6＋F3・P1 ＋F4・P2＋F5・P3＋F6・P4
……（第17式） X4＝F1・P4＋F2・P5＋F3・P6 ＋F4・P1＋F5・P2＋F6・P3
……（第18式） X5＝F1・P3＋F2・P4＋F3・P5 ＋F4・P6＋F5・P1＋F6・P2
……（第19式） X6＝F1・P2＋F2・P3＋F3・P4 ＋F4・P5＋F5・P6＋F6・P1
……（第20式） X1より順次60゜位相差のある信号をX2〜X6と
して（第16式）〜（第20式）にて得ることができ
る。
……（第15式） X2＝F1・P6＋F2・P1＋F3・P2 ＋F4・P3＋F5・P4＋F6・P5
……（第16式） X3＝F1・P5＋F2・P6＋F3・P1 ＋F4・P2＋F5・P3＋F6・P4
……（第17式） X4＝F1・P4＋F2・P5＋F3・P6 ＋F4・P1＋F5・P2＋F6・P3
……（第18式） X5＝F1・P3＋F2・P4＋F3・P5 ＋F4・P6＋F5・P1＋F6・P2
……（第19式） X6＝F1・P2＋F2・P3＋F3・P4 ＋F4・P5＋F5・P6＋F6・P1
……（第20式） X1より順次60゜位相差のある信号をX2〜X6と
して（第16式）〜（第20式）にて得ることができ
る。
UP〜VNの点弧信号は120゜幅の通電信号で次の
信号と60゜ずつラツプするからX1〜X6の信号を順
次ラツプしながら２信号ずつ和をとれば良いので
次式で得ることができる。
信号と60゜ずつラツプするからX1〜X6の信号を順
次ラツプしながら２信号ずつ和をとれば良いので
次式で得ることができる。
UP＝X1＋X2 ……（第21式）
WN＝X2＋X3 ……（第22式）
VP＝X3＋X4 ……（第23式）
UN＝X4＋X5 ……（第24式）
WP＝X5＋X6 ……（第25式）
VN＝X6＋X1 ……（第26式）
第８図は同期速度を通過した点での駆動時の
UP〜VN信号の例である。各相通電波形がPWM
の形になるが、120゜方形波の場合より高調波の含
有率がずつと少なく120゜幅方形波より高周波の含
有率がずつと少なく120゜幅方形波より有利であ
る。
UP〜VN信号の例である。各相通電波形がPWM
の形になるが、120゜方形波の場合より高調波の含
有率がずつと少なく120゜幅方形波より高周波の含
有率がずつと少なく120゜幅方形波より有利であ
る。
通電位相制御信号回路６６の回路では（第15
式）〜（第26式）のロジツク演算が行なわれ、主
電動機二次側変換器２の構成サイリスタ素子の通
電位相制御用のPWM信号が得られる。
式）〜（第26式）のロジツク演算が行なわれ、主
電動機二次側変換器２の構成サイリスタ素子の通
電位相制御用のPWM信号が得られる。
６７はパルス増幅回路で通電位相制御信号回路
６６の出力信号により変換器２の詳細を示した第
９図の各素子の通電に必要な点弧パルスを発生す
る。
６６の出力信号により変換器２の詳細を示した第
９図の各素子の通電に必要な点弧パルスを発生す
る。
以上第２図に示した回路で主電動機１の二次導
体に対する相対磁束信号よりθだけ位相の進んだ
二次電流通電タイミング信号を得る。
体に対する相対磁束信号よりθだけ位相の進んだ
二次電流通電タイミング信号を得る。
このようにして本発明の主要回路構成を表わし
た第１図及び主電動機二次導体に対する相対磁束
信号を求める回路を示した第２図及び第２図の中
で相対磁束信号を無効電力制御回路の出力信号相
当だけ位相進めを行なう回路の第５図の技術手段
を総合して配電系DNのエネルギ平均化制御を行
なうことができる。
た第１図及び主電動機二次導体に対する相対磁束
信号を求める回路を示した第２図及び第２図の中
で相対磁束信号を無効電力制御回路の出力信号相
当だけ位相進めを行なう回路の第５図の技術手段
を総合して配電系DNのエネルギ平均化制御を行
なうことができる。
上述の実施例の説明は、変換器として電動機二
次側の６アームの強制転流サイリスタブリツジ回
路２と電源側の６アームの自然転流サイリスタブ
リツジ回路４を直流中間回路で接続した回路を用
いた方式であつたが、代りに18アームの方形波サ
イクロコンバータを使用することも可能である。
次側の６アームの強制転流サイリスタブリツジ回
路２と電源側の６アームの自然転流サイリスタブ
リツジ回路４を直流中間回路で接続した回路を用
いた方式であつたが、代りに18アームの方形波サ
イクロコンバータを使用することも可能である。
また、前記力率制御をベース分はラインに並列
挿入した静止コンデンサ部のオンオフ制御で行な
い、過渡的な高速応答を必要とする分を駆動系の
力率制御で行なうこともできる。
挿入した静止コンデンサ部のオンオフ制御で行な
い、過渡的な高速応答を必要とする分を駆動系の
力率制御で行なうこともできる。
ところで、慣性体を電動機で駆動し高速回転で
待機させておき、電源容量が不足になつた場合に
回生制御を行なつて慣性体の回転エネルギを放出
して、電源容量の不足を補う如くするエネルギ蓄
積装置を効率良く働かせるためには、力率制御を
同時に行なうことが必要である。
待機させておき、電源容量が不足になつた場合に
回生制御を行なつて慣性体の回転エネルギを放出
して、電源容量の不足を補う如くするエネルギ蓄
積装置を効率良く働かせるためには、力率制御を
同時に行なうことが必要である。
力率制御をエネルギ蓄積装置と別の装置で行な
うことも可能であるが、エネルギ蓄積装置として
超同期セルビウス装置を用いた場合に、主電動機
二次電流の位相を調整することにより、力率制御
を同時に行なうことができる。
うことも可能であるが、エネルギ蓄積装置として
超同期セルビウス装置を用いた場合に、主電動機
二次電流の位相を調整することにより、力率制御
を同時に行なうことができる。
しかるに、二次電流が方形波の場合に、力率制
御を行なつて二次導体に対する相対磁束と二次電
流の位相差が大になると、トルクリツプルが非常
に大となり不都合となるため、変換器を36アーム
の正弦波サイクルコンバータとして二次電流を正
弦波状にすることが行なわれるが、正弦波サイク
ロコンバータは装置が大型になり、500〜
1000KW以下の中小型装置には向かないうえ、電
流方向切替をスムーズに行なうのがむずかしく、
更に電源側に出る高調波電流が不確定でフイルタ
で吸収しにくい欠点がある。
御を行なつて二次導体に対する相対磁束と二次電
流の位相差が大になると、トルクリツプルが非常
に大となり不都合となるため、変換器を36アーム
の正弦波サイクルコンバータとして二次電流を正
弦波状にすることが行なわれるが、正弦波サイク
ロコンバータは装置が大型になり、500〜
1000KW以下の中小型装置には向かないうえ、電
流方向切替をスムーズに行なうのがむずかしく、
更に電源側に出る高調波電流が不確定でフイルタ
で吸収しにくい欠点がある。
本発明によれば、変換器として値段の安い方形
波電流形変換器を使用でき、電流方向切替はスイ
ツチング動作で良いので転流は確実であり、電源
側に出る高周波電流は一定の周波数でありフイル
タで確実に吸収することができる。
波電流形変換器を使用でき、電流方向切替はスイ
ツチング動作で良いので転流は確実であり、電源
側に出る高周波電流は一定の周波数でありフイル
タで確実に吸収することができる。
さらに、第８図の例では電動機二次電流の高調
波を計算すると次式の如くなる。
波を計算すると次式の如くなる。
I2U＝I2U（cosω2t−0.241×１／５cos5ω2t−0.21
0×１／７cos7ω2t＋0.258×１／11cos11ω2t ＋0.367×１／13cos13ω2t…）……（第27式）
第27式のようにPWM化の効果により、電動機
二次電流は正弦波に近い波形となり、相対磁束と
の位相差が大になつても高調波トルクの発生は少
くなる。
0×１／７cos7ω2t＋0.258×１／11cos11ω2t ＋0.367×１／13cos13ω2t…）……（第27式）
第27式のようにPWM化の効果により、電動機
二次電流は正弦波に近い波形となり、相対磁束と
の位相差が大になつても高調波トルクの発生は少
くなる。
第１図は本発明の一実施例における基本回路構
成を示すブロツク図、第２図は主電動機の二次導
体に対する相対磁束信号相当のPWM信号を求め
る回路のブロツク図、第３図は回転子位置ロジツ
ク演算回路の働きを示すタイムチヤート、第４図
は主電動機の回転磁束相当信号を得るための変圧
器の巻線を示す図、第５図は回転磁束相当信号に
対して無効電力制御用増幅器の出力信号相当だけ
位相の進んだ信号を得るための回路を表わすブロ
ツク図、第６図は正弦波信号をロジツク化して
180゜幅のロジツク信号を得る回路を示すブロツク
図、第７図は180゜幅の回転磁束相当ロジツク信号
より60゜幅の回転磁束相当信号を得るための回路
の働きを示すタイムチヤート、第８図は回転位置
を示すロジツク信号と回転磁束の位置を示すロジ
ツク信号を入力し両者０差の周波数の信号である
主電動機二次導体の回転磁束に対する相対位置信
号を求める回路の働きを表わすタイムチヤート、
第９図はこの実施例における主回路の詳細ブロツ
ク図である。 １……主電動機（巻線形誘導電動機）、２……
電動機二次側変換器（６アーム強制転流サイリス
タブリツジ）、３……直流リアクトル、４……電
源側変換器（６アーム自然転流サイリスタブリツ
ジ）、５……整流器用変圧器、６……起動抵抗器
切替スイツチ、７……起動抵抗器、８……回転計
発電機、９，１１……変流器、１０……回転円
板、１２……無効電力、有効電力検出回路、１３
……速度検出回路、１４……電流検出回路、１５
……電源同期信号検出回路、１６……近接スイツ
チ、２１，２５，３２，４４，４８，７３，８
３，８７，９３，９７，１０１，１０４，１０
７，１１０，１１４……演算増幅器、２２，２
３，２６，２７，３３，３４，３７，４２，４
５，４６，４９，５０，７４，７５，８４，８
５，８６，８８，８９，９４，９５，９６，９
８，９９，１０２，１０３，１０５，１０８，１
０９，１１１，１１２，１１５，１１６……抵抗
器、２４，３１，４１……調整抵抗器、２８，３
５，４７，５１……演算用インピーダンス、３６
……ダイオード、４３……入力制限回路、５２…
…電源側変換器用サイリスタ通電位相制御回路、
６１……回転子位置ロジツク信号演算回路、６２
……回転磁束相当信号用変圧器、６３……位相進
め回路、６４……信号ロジツク化回路、６５……
主電動機回転磁束位置ロジツク信号演算回路、６
６……主電動機二次側変換器用サイリスタ通電位
相制御信号演算回路、６７……パルス増幅回路、
７１……cos関数発生器、７２……sin関数発生
器、８１，８２，９１，９２……乗算器、１０
６，１１３，１１７……ツエナダイオード。
成を示すブロツク図、第２図は主電動機の二次導
体に対する相対磁束信号相当のPWM信号を求め
る回路のブロツク図、第３図は回転子位置ロジツ
ク演算回路の働きを示すタイムチヤート、第４図
は主電動機の回転磁束相当信号を得るための変圧
器の巻線を示す図、第５図は回転磁束相当信号に
対して無効電力制御用増幅器の出力信号相当だけ
位相の進んだ信号を得るための回路を表わすブロ
ツク図、第６図は正弦波信号をロジツク化して
180゜幅のロジツク信号を得る回路を示すブロツク
図、第７図は180゜幅の回転磁束相当ロジツク信号
より60゜幅の回転磁束相当信号を得るための回路
の働きを示すタイムチヤート、第８図は回転位置
を示すロジツク信号と回転磁束の位置を示すロジ
ツク信号を入力し両者０差の周波数の信号である
主電動機二次導体の回転磁束に対する相対位置信
号を求める回路の働きを表わすタイムチヤート、
第９図はこの実施例における主回路の詳細ブロツ
ク図である。 １……主電動機（巻線形誘導電動機）、２……
電動機二次側変換器（６アーム強制転流サイリス
タブリツジ）、３……直流リアクトル、４……電
源側変換器（６アーム自然転流サイリスタブリツ
ジ）、５……整流器用変圧器、６……起動抵抗器
切替スイツチ、７……起動抵抗器、８……回転計
発電機、９，１１……変流器、１０……回転円
板、１２……無効電力、有効電力検出回路、１３
……速度検出回路、１４……電流検出回路、１５
……電源同期信号検出回路、１６……近接スイツ
チ、２１，２５，３２，４４，４８，７３，８
３，８７，９３，９７，１０１，１０４，１０
７，１１０，１１４……演算増幅器、２２，２
３，２６，２７，３３，３４，３７，４２，４
５，４６，４９，５０，７４，７５，８４，８
５，８６，８８，８９，９４，９５，９６，９
８，９９，１０２，１０３，１０５，１０８，１
０９，１１１，１１２，１１５，１１６……抵抗
器、２４，３１，４１……調整抵抗器、２８，３
５，４７，５１……演算用インピーダンス、３６
……ダイオード、４３……入力制限回路、５２…
…電源側変換器用サイリスタ通電位相制御回路、
６１……回転子位置ロジツク信号演算回路、６２
……回転磁束相当信号用変圧器、６３……位相進
め回路、６４……信号ロジツク化回路、６５……
主電動機回転磁束位置ロジツク信号演算回路、６
６……主電動機二次側変換器用サイリスタ通電位
相制御信号演算回路、６７……パルス増幅回路、
７１……cos関数発生器、７２……sin関数発生
器、８１，８２，９１，９２……乗算器、１０
６，１１３，１１７……ツエナダイオード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 慣性体を回生可能な電動機駆動系で駆動し、
その回転エネルギを配電系に返還可能としたもの
を、ある配電系に接続してその系の負荷を平坦化
させようとするシステムにおいて、二次電流を
PWM制御する超同期セルビウス装置を電動機駆
動系として使用し、系に流入する無効電力を測定
し、電動機二次電流位相を制御することにより、
系の無効電力を設定値以内となるよう制御し、さ
らに系に流入する有効電力を測定し、系の負荷有
効電力が設定を超過したときに電動機駆動系を速
度制御系から電力制御系に切替て慣性体エネルギ
よりの回生電力を制御し、系に流入する有効電力
が設定値以内となるよう制御することを特徴とす
る誘導電動機の回生電力制御装置。 ２ 前記二次電流をPWM制御する超同期セルビ
ウス装置による電動機駆動系において、主電動機
に同軸に切込みを入れた金属円板を取付けその円
周固定側に近接スイツチを複数個設け、この近接
スイツチ信号により電気角60゜毎の回転子位置ロ
ジク信号を作るとともに、電動機一次電圧より電
動機回転磁束相当の電気角60゜毎の回転位置ロジ
ツク信号を作り、両ロジツク信号よりロジツク演
算をして二次周波数相当の二次通電タイミング用
のPWM信号を作り二次分配信号としたことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導電動機
の回生電力制御装置。 ３ 前記回転子位置ロジツク信号を得る手段とし
てスリツト円板と発光源と受光装置による光学的
手段を用いたことを特徴とする特許請求の範囲第
２項記載の誘導電動機の回生電力制御装置。 ４ 前記無効電力制御のための二次電流位相制御
の手段として、ロジツク信号化する前の一次電圧
相当信号の段階で位相制御するようにしたことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導電動
機の回生電力制御装置。 ５ 前記二次電流をPWM制御する変換器として
18アーム方形波サイクロコンバータを適用するこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導
電動機の回生電力制御装置。 ６ 前記二次電流をPWM制御する変換器として
直流中間回路を備えた電流形インバータを使用す
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
誘導電動機の回生電力制御装置。 ７ 前記力率制御をベース分はラインに並列挿入
した静止コンデンサ部のオンオフ制御で行ない、
過渡的な高速応答を必要とする分を駆動系自体の
力率制御で行なうようにしたことを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の誘導電動機の回生電力
制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8276081A JPS57199490A (en) | 1981-05-30 | 1981-05-30 | Controller for regenerative power of induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8276081A JPS57199490A (en) | 1981-05-30 | 1981-05-30 | Controller for regenerative power of induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57199490A JPS57199490A (en) | 1982-12-07 |
| JPS6367418B2 true JPS6367418B2 (ja) | 1988-12-26 |
Family
ID=13783392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8276081A Granted JPS57199490A (en) | 1981-05-30 | 1981-05-30 | Controller for regenerative power of induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57199490A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0834672B2 (ja) * | 1985-03-27 | 1996-03-29 | 株式会社明電舍 | 電力調相装置 |
-
1981
- 1981-05-30 JP JP8276081A patent/JPS57199490A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57199490A (en) | 1982-12-07 |
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