JPS6363000B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、コイルと、該コイルに磁気的に結合
された該コイルに印加される駆動パルスにより回
転せしめられる回転子を有するステツプ・モータ
の電力消費を、駆動パルスの持続期間を自動的に
上記ステツプ・モータによつて駆動される負荷に
適応することにより減少するための方法に関す
る。

本発明はまたこの方法を実施するための装置に
も係わる。

ステツプ・モータは機械的部材が電気信号に応
答して予め定められた量だけ変位せしめられる数
多の装置において用いられている。

特にステツプ・モータは電子時計装置で用いら
れている。この事例においては、時刻表示針を、
タイム・ベースから供給される非常に正確な周期
のパルスに応答して予め定められた量だけ変位し
なければならない。

時計の場合には、一般に電池である電源から供
給されるエネルギの相当大きな部分はステツプ・
モータによつて消費される。このような時計で利
用し得る容積は非常に制限されているので、電池
の寿命を増加したりあるいは所与の寿命に対し容
積を減少するようにするためには、できる限りモ
ータの電力消費量を制限することが重要である。

ほとんどの実際の時計においては、モータに規
則的な間隔で供給される駆動パルスの持続期間は
一定である。この持続期間は、最悪の条件下、即
ち低い電池電圧の使用、カレンダ機構の駆動中、
衝撃下あるいはまた外部磁界の影響を受けるよう
な条件下でモータ自体の良好な機能を保証するよ
うに選ばれている。しかしながら、このような悪
条件は希れにしか生じないので、モータは非常に
しばしば過給電されることになる。

駆動パルスにより供給されるエネルギを、モー
タにより駆動される瞬時負荷および供給電圧に適
応することにより、モータのエネルギ消費を大き
く減少することが可能である。

これを達成するためには異なつた持続期間を有
するパルスを発生することができるパルス整形回
路ならびにモータの回転または静止を検出する装
置を設けねばならない。そして、モータに供給さ
れる駆動パルスの持続期間を歩進（ステツプ）が
行なわれなかつたことが検出されるまで徐々に減
少する。歩進が行なわれなかつたことの検出時
に、復旧パルスをモータに供給し、そして通常の
駆動パルスのエネルギをそれよりも高い値に固定
する。この値を或る時間維持する。この期間中モ
ータが正常に回転する場合には、パルスの持続期
間を再び減少する。この方法では、駆動パルスを
モータの負荷に永久的にかつ迅速に適合もしくは
適応化することはできない。さらに、このような
手間のかかる適応化ならびに回転が停止した場合
に復旧パルスを供給することは、エネルギ消費が
必要以上に大きくなることを意味する。

上の欠点を回避するために、各駆動パルスの持
続期間を、駆動パルスに応答してモータが駆動す
る負荷に適合もしくは適応する装置を用いること
が知られている。

米国特許第3500103号明細書には、モータ・コ
イルとは異なつた検出コイルに誘起される電圧を
用いてモータの可動部材の運動を検出し、該可動
部材が或る所定の位置または速度に達した時に駆
動パルスを遮断する装置が記述されている。

米国特許第3855781号明細書には、回転子の位
置を、補助コイルに誘起される電圧の測定で検出
したり、あるいはまたモータによつて駆動される
歯列を備えたホイールの歯の通過時にピエゾ電気
センサの変形によつて発生される電圧の測定によ
り検出すると言う構造が提案されている。この電
圧が駆動パルスを遮断するのに利用される。

上記の２つの米国特許に記述されている装置
は、動作に付加的な補助要素を必要とし、したが
つて装置は複雑高価になる。

フランス国特許第2200675号明細書には、モー
タの制御コイルを流れる電流の変化を検出し、こ
の電流が最小値を通る時に駆動パルスを遮断する
装置が提案されている。この検出には、回路の時
定数、誘起される逆起電力ならびにモータの負荷
に依存する電流の形態により制限が加えられる。
或る種の事例においては、電流の最小値が現われ
ない場合があり、そのために制御装置が無効にな
つてしまうことが起り得る。

特に、米国特許第414364号明細書には、制御コ
イルを流れる電流を検出するための手段と、該電
流が、コイルの供給電圧および直流抵抗間の比に
等しい値に達した時に、言い換えるならば回転子
がその歩進もしくはステツプを止めた時にコイル
を遮断するための手段とを有する、モータの負荷
に駆動パルスの持続期間を適応制御するための回
路が記述されている。また電流がこの値に達する
前にパルスの遮断を行なうことも可能である。

上に述べた全ての装置においては、回転子の速
度や位置とかコイルを流れる電流のような物理量
の測定信号が利用されている。この測定信号はそ
のままあるいは基準値との比較により、駆動パル
スの遮断制御に利用されている。しかしながらこ
のような物理量はいずれも、モータのエネルギ消
費が実際に最小になるように、駆動パルスを遮断
する正確な時点に関し絶対的な表示を与えるもの
ではない。これらの装置は全べて、任意に選択さ
れた時点で駆動パルスの遮断を行なうものであり
一般に最適な時点で行なうものではない。実際上
これらの装置では、いろいろな確実性因子を考慮
しなければならず、モータは相当に大きなエネル
ギを消費し、さもなければ動作が不確実になる。

このような欠点は、回転子の運動によりモータ
のコイルに誘起される電圧を測定して、この誘起
電圧の測定値に依存し駆動パルスを遮断すると言
う本発明の方法によつて回避される。

回転子の運動によりコイルに誘起されるこの電
圧は、次式により、モータで発生される機械的エ
ネルギに良好な近似的に相関することができる。

∫U_r・ｉ・dt＝∫C・Ｗ・dt 上式中U_rは誘起電圧であり、ｉはコイル内を
流れる電流であり、Ｃはモータが発生するトルク
であり、そしてＷは回転子の角速度である。

上式の左辺の項は１つの歩進（ステツプ）中に
モータによつて発生される全機械的エネルギを表
わし、そして第１の項もしくは右辺はモータによ
り機械的エネルギに変換される電気エネルギを表
わす。

上の関係式から明らかなように、回転子の回転
によりコイルに誘起される電圧U_rは直接、モー
タにより発生される機械的エネルギに関係する。
この関係式の１つの変数である電流ｉならびに回
転しているモータで測定することができる他の物
理量全べては機械的エネルギに関係のない因子、
例えば、電源電圧ならびにコイルのオーム抵抗の
ような因子にも依存する。したがつて、誘起電圧
U_rの測定で、駆動パルスの最適遮断時点を正確
にかつ確実に決定するのに充分であると言うこと
ができる。

回転子の運動によりコイル中に誘起される電圧
は、フランス国特許第2200675号明細書に示され
ているように、全誘起電圧の一部を形成するにす
ぎない。さらに前記のコイルに誘起される電圧の
最大値は、コイルを流れる電流の最小値−この最
小値が存在する場合は−と同時に生ずる。

全誘起電圧のその他の部分は、コイルを流れる
電流が変化することにより生ずる自己誘導作用に
よる電圧から、形成される。

この自己誘導電圧はモータにより発生される機
械的エネルギに直接結び付かず、したがつて全誘
起電圧は駆動パルスの最適遮断時点を決定するの
に適した量ではない。これと関連して、既に述べ
たように、コイル内の電流は必ずしも常に最小に
はならないことを付け加えておく。さらにこのよ
うな最小値は、たとえ存在しても、充分な精度で
その検出を行なうのには不適当である。

以下添付図面を参照し本発明を詳細に説明す
る。

第１図はステツプ・モータの等価回路図を示
す。このモータのコイルは、インダクタンスＬお
よび抵抗値零を有するコイル１ならびに該ステツ
プ・モータのコイルの抵抗に等しい値Ｒを有する
抵抗２によつて表わされている。回転子の回転に
よりコイルに誘起される電圧の電源は電源３によ
り記号的に示されている。この誘起電圧の値は
U_rで表わされている。

よく知られているように、第２ａ図の曲線４お
よび５は、それぞれ、モータにより駆動される負
荷が小さい場合および大きい場合について、駆動
パルス持続期間中、時間の関数としてモータ・コ
イルの電流ｉの変化を図解するものである。

第２ｂ図の曲線６および７は、負荷条件が上記
と同じである場合について、後述する装置により
測定される電圧U_rの変化を図解するものである。

曲線４および５から明らかなように、駆動パル
スの印加時点t₀の直後には、コイル内の電流は、
モータにより駆動される負荷に関係なく、Ｌ／Ｒ
に等しい時定数で指数関数に従がい増大する。こ
の時点では回転子は静止しており、電圧U_rは零
である（第２ｂ図参照）。

時点t₁で、回転子は回転し始める。電源３は回
転子の回転により誘起される電圧U_rを供給し始
め、コイル内の電流ｉはしたがつて指数関数的変
化をしなくなる。したがつて曲線は２つの例につ
いて曲線４および５で示すように、モータにより
駆動される負荷に依存する曲線となる。また電圧
U_rは、同様にモータにより駆動される負荷に依
存する電圧曲線となる。第２ｂ図の曲線６は第２
ａ図の曲線４に対応し、曲線７は曲線５に対応す
るものであることは、言うまでもない。

モータにより駆動される負荷に関係なく電圧
U_rは、回転子が電流平衡位置、即ち、駆動パル
スが中断されないとした場合に、何回かの振動後
に最終的に取る位置を通過する時点で零を通る前
に、最大値を取る。

電圧U_rは次いで、回転子が静止するまで、零
を中心に振動する。

電圧U_rの測定により得られる情報を処理利用
することに関しては数多の可能性がある。この電
圧は、モータに関して測定することができる他の
物理量と同様に、モータの電力消費を最小にする
ために、駆動パルスを中断もしくは遮断すべき時
点と正確に一致する特定点を表わすものではな
い。

しかしながら測定結果の示すところによれば、
測定結果から取出される情報がどのような情報で
あれ、この情報は駆動パルスの最適持続期間に非
常に直接的に関連するものであることが判つた。
この情報とこの持続期間を結合する法則は単純な
法則であり、したがつて電圧U_rの測定から取出
される情報を容易に処理利用することが可能にな
る。

電圧U_rの測定から取出すことができる情報の
うち、この電圧U_rの最大振幅に対応する時間位
置、この電圧U_rの立上り縁が或る閾値に達する
のに要する時間またはその立下り縁が或る閾値に
達するのに要する時間、電圧の微分値またはその
積分値等々を挙げることができる。実験の示すと
ころによれば、電圧U_rが或る閾値に達するのに
要する時間に関する情報が、電圧U_rの測定から
取出して駆動パルスの最適持続期間を決定するた
めに利用処理するのに最も容易であることが判つ
た。

第３図は、モータが発生すべきトルクＣの関数
としてモータを回転するのに必要とされる駆動パ
ルスの最小持続期間T₁の変化を図解するもので
ある。この変化はほぼ直線形であつて、その分散
は特定の型のモータに対し充分に小さい。この最
小持続期間T₁は次式によつて表わすことができ
よう。

T₁＝T₀₁＋ａ・Ｃ 上式中、T₀₁は負荷が零の場合の駆動パルスの
最小持続期間であり、ａは直線の勾配である。

所定の閾値U_sに電圧U_rが達するのに要する時
間T₂の変化も第３図に同様に示されている。こ
の時間T₂の変化もほぼ直線状であり、次式で表
わすことができよう。

T₂＝T₀₂＋ｂ・Ｃ 上式中、T₀₂は、負荷が存在しない場合に、電
圧U_rが閾値電圧U_sに達するのに要する時間であ
り、ｂは直線の勾配である。

閾値電圧U_sの値の範囲を充分に大きく取つた
場合には、T₂とＣとの間の関係は直線形になる
点に注意されたい。なお、項T₀₂およびｂは選択
設定される電圧U_sに依存するものであることは
言うまでもない。

時間T₁とT₂との間の関係も同様に直線形であ
り、次式で与えられる。

T₁＝ａ／ｂ（T₂−T₀₂＋ｂ／ａT₀₁） 上記の式において、項ａ、ｂ、T₀₁およびT₀₂
は、所与の型のモータならびに所定の閾値電圧
U_sに対して一定である。したがつて上式は次の
様な形に書き換えることができる。

T₁＝ｋ（T₂＋Ｋ） (1) ただしｋ＝ａ／ｂおよびＫ＝ｂ／ａT₀₁−T₀₂ 項ｋおよびＫは、負荷が既知である場合に、時
間T₀₁およびT₀₂ならびに時間T₁およびT₂の測定
値から出発して容易に計算することができる。或
る型のモータに対しこれらの項を一旦求めたなら
ば、これらの項は、当該モータの制御回路で用い
ることができる。なおこの制御回路の原理図は第
４図に示されており、そして第５図にはこの第４
図に示されている回路のいくつかの回路点に現わ
れる信号波形が示されている。

第４図を参照するに、参照数字８はモータ１０
を１ステツプ前進する都度、制御回路９に信号S₈
を発生する出力端を有する回路を表わす。

回路８は、単なる非限定的な例として、電子時
計で用いられているような発振器および分周段か
ら構成することができ、いろいろな周波数を有す
る周期信号を発生するように動作することができ
る。なお、これらの信号に関しては追つて説明す
る。信号S₈に応答して制御回路９はモータ１０に
駆動パルスＩを発生する。モータ１０が現在時計
で用いられているようなステツプ・モータである
場合には、駆動パルスＩの正しい極性は回路９に
よつて決定される。

測定回路１１がモータ１０に接続されている。
この測定回路１１は、後述する実施例で示される
仕方で動作して、回転子の回転によりモータのコ
イルに誘起される電圧U_rに比例する電圧U_nを発
生する。

測定電圧U_nは、該電圧U_nが適当に選択された
基準電圧U_s′を越える時点で信号S₁₂を発生する
検出回路１２に印加される。

演算回路１３（その実施例に関しては後述す
る）は、信号S₁₂を受けた後、或る時間経過後に
信号S₁₃を発生する。この信号S₁₃が発生される時
点は、駆動パルスの立上りと信号S₁₂の出現との
間で経過する時間に依存し、かつまた演算回路１
３に適当な形態で供給される２つの定数信号ｋお
よびＫに依存する。信号S₁₃は、駆動パルスＩを
遮断もしくは中断するために制御回路９によつて
利用される。

第６図は、電圧U_rの測定回路１１の１実施例
を示す原理図である。この回路１１は、後述する
他の回路の場合と同様に、図示されていない電源
から給電される。この電源は回路のアース点とな
る中心点に対し、正電圧＋U_aおよび負電圧−U_a
を発生する。電圧−U_aは、特に、この回路で用
いられている差動増幅器に供給されるものであ
る。

第６図から明らかなように、モータ１０は、公
知の仕方で第４図の制御回路９の一部を形成する
４つのMOSトランジスタ１４，１５，１６およ
び１７のブリツジ回路の対角線に接続されてい
る。Ｐ型トランジスタ１４および１５のソースは
電源（図示せず）の正極＋U_aに接続されている。
またＮ型のトランジスタ１６および１７のソース
は、第４図の測定回路１１の一部をなす小さい値
の測定抵抗１８を介してアースに接続されてい
る。トランジスタ１４および１６のドレインはモ
ータ１０の端子のうちの１つに接続されており、
トランジスタ１５および１７のドレインは他の端
子に接続されている。

４つのトランジスタ１４ないし１７の制御電極
もしくはゲート電極は論理回路に接続されてい
る。この論理回路は第６図には示されていない
が、これらトランジスタの制御に必要な論理信号
を発生するものである。この論理回路の一実施例
に関しては追つて説明する。

測定回路１１は、増幅器２０を有しており、こ
の増幅器の入力端はトランジスタ１６および１７
のソースならびに抵抗１８に対して共通の回路点
１９に接続されている。増幅器２０の利得は、モ
ータのコイルを流れる電流ｉがU_a／Ｒに等しい
時に該増幅器２０の出力電圧U₂₀が電源電圧＋U_a
に等しくなるように選ばれる。

この増幅器２０の出力端はゲート回路２１の１
つの入力端に接続されると共に、差動増幅器２２
の反転入力端に接続されている。ゲート２１は例
えば、後述する第４図に示した回路８から供給さ
れる論理信号２１Ｃにより制御される。

このゲート２１の出力端は値R₂₄を有する抵抗
２４と容量C₂₅を有するコンデンサ２５との接続
点２３に接続されている。この接続点２３はま
た、増幅器２６を介し、差動増幅器２２の非反転
入力端に接続されている。

増幅器２６の役割は、回路R₂₄−C₂₅に対し、増
幅器２２の入力となる負荷を減少することだけで
ある。この増幅器２６の利得は１に等しく選ばれ
る。

抵抗２４およびコンデンサ２５によつて形成さ
れる回路は電源端子＋U_aとアースとの間に接続
される。抵抗２４の値Ｒ２４ならびにコンデンサ
２５の容量C₂₅は次式にしたがつて選ばれる。

R₂₄・C₂₅＝Ｌ／Ｒ 上式中ＬおよびＲは、既に述べたように、モー
タのコイルのインダクタンスおよび抵抗である。

信号２１Ｃが状態「０」である時には、ゲート
回路２１は阻止状態にある。回路点２３の電圧
は、したがつて、回転子が静止している場合、言
い換えるならば電圧U_rが零であるとした場合に
モータのコイルを流れる電流と同じ時定数τ＝
R₂₄・C₂₅で電源電圧＋U_aに等しい漸近値に向か
い指数関数的に変化する。

ゲート２１が導通状態にある時には、回路点２
３の電圧は、回路点２３の電圧は増幅器２０の出
力電圧に等しい。第７図はこの回路の動作原理を
図解する図である。第７図において、曲線２７は
１つの駆動パルス期間中、増幅器２０の出力電圧
U₂₀の変化を表わす。この曲線２７はモータ１０
のコイル内を流れる電流ｉの像ないし表示量であ
る。

ゲート回路２１が導通状態にある限り、回路点
２３の電圧U₂₃は同じ曲線２７を辿る。したがつ
て差動増幅器２２の出力電圧U₂₂は零に留まる。
或る時点t_xにゲート２１が不導通になつても、電
圧U₂₀は曲線２７にしたがつて変化し続ける。こ
れに対して電圧U₂₃は曲線２８にしたがつて変化
し始める。この曲線２８は、時定数τ＝R₂₄・C₂₅
＋U_aに等しい漸近値で、点Ｘを通る指数関数曲
線である。この曲線２８は正確には時点t_xで回転
子が突然停止した場合に電圧U₂₀が辿るのと同じ
曲線である。したがつてこの曲線はこのような条
件下でモータのコイルを流れる電流i′の像である
（即ち電流i′を表わす）。

電圧U₂₀およびU₂₃が差動増幅器２２の反転入
力端および非反転入力端に印加されると、この増
幅器２２の出力電圧U₂₂は、U₂₃−U₂₀となる。

後述するように、ゲート回路２１が不導通状態
になつた後の短かい時間中、この電圧U₂₂（＝U₂₃
−U₂₀）は電圧U_rx、即ち時点t_xに回転子の回転で
モータのコイルに誘起される電圧の値に比例す
る。電圧U₂₀は１つの駆動パルス中コイル内を流
れる電流ｉに比例する。一般的に、この電流ｉは
次の関数式で表わすことができる。

ｉ（ｔ）＝U_a−U_r−Ｌdi／dt／Ｒ (2) 上式(2)は、電圧＋U_aが第１図には示されてい
ない制御回路を介してモータに印加される場合
に、第１図の回路から容易に演繹することができ
る。

曲線２７の各点において、勾配は式(2)から容易
に導出することができる次式により与えられる。

di／dt＝U_a−U_r−Ｒ・ｉ／Ｌ 点Ｘにおいては、この勾配は次式で与えられ
る。

di／dt｜ｔ＝t_x＝U_a−U_rx−Ｒ・i_x／Ｌ 上式中U_rxおよびi_xはそれぞれ、点Ｘにおける
U_rおよびｉの値である。

したがつて点Ｘにおける曲線２７の接線２９に
は次式が成り立つ。

i′（ｔ）＝U_a−U_rx−Ｒ・i_x／Ｌ・ｔ＋C₁ (3) 上式中C₁は、下記の条件を考慮して計算する
ことができる積分定数である。

ｔ＝t_xの場合i′＝i_x 上記の計算から、接線２９の方程式は次のよう
になる。

i′（ｔ）＝i_x＋U_a−U_rx＋Ｒ・i_x／Ｌ（ｔ−t_x） ｔ＝t_yである点Ｙにおいては、次式が成立つ。

i′_y＝i_x＋U_a−U_rx＋Ｒ・t_x／Ｌ（t_y−t_x） (4) 上の説明から明らかなように、時点t_xに、回転
子が突然停止しその結果電圧U_rが零になると、
コイルを流れる電流ｉはこの時点t_x後には、指数
関数曲線即ち曲線２８に従がつて変化する。

この場合には、上式(2)は次のようになる。

ｉ（ｔ）＝U_a−Ｌdi／dt／Ｒ (5) 上に述べたのと同じ理由から、指数関数曲線２
８に対する接線３０上のｔ＝t_yにおける点Ｚの縦
座標i″_yは次式で表わされる。

i″_y＝i_x＋U_a−Ｒ・i_x／Ｌ（△ｔ） (6) 但し△ｔ＝t_y−t_x この式(6)から上式(4)を減算すると、次のように
なる。

i″_y−i′_y＝U_rx／Ｌ（△ｔ） または U_rx＝Ｌ・i″_y−i′_y／△ｔ (7) したがつて明らかなように、曲線２７の各点Ｘ
において、回転子の回転によりコイル内に誘起さ
れる電圧U_rxは、所与の測定時間△ｔ（t_y−t_x）
中、線分Ｙ−Ｚに比例することが判る。

特に、△ｔ＝τの場合には、U_rxは第７図の線
分Z′−Y′の長さに等しい。ここでY′およびZ′は横
座標t_x＋τにおける接線２９および３０の点であ
る。点Z′の縦座標は、指数関数曲線２８の漸近値
であるU_a／Ｒに等しい。

△ｔが充分小さく選ばれている場合には、接線
２９および３０を曲線２７および２８と同一視す
ることができる。この場合には電流i′_yは電流i_yで
置き換えることができ、そして電流i″_yは、時点t_x
で誘起電圧U_rが無効もしくは零になつた場合に
時点t_yにコイルを流れる電流で置き換えることが
できる。

ここで電圧U₂₀は電流ｉに比例すること、およ
び電圧U₂₃は、誘起電圧が時点t_xで零になる場合、
該時点t_x後にコイルを流れる電流に比例すること
を想起されたい。したがつて上の式(7)は次のよう
に書き換えることができる。

U_rx＝Ｊ・U_23y−U_20y／△ｔ 上式中Ｊは抵抗１８の値および増幅器２２の利
得に依存する比例係数であり、U_23yおよびU_20yは
時点t_yにおける電圧２３およびU₂₀の値である。

第８ａ図および第８ｂ図は、ゲート回路２１が
第８ｃ図に示されているような信号２１Ｃによつ
て制御される時の、第６図に示した回路の機能を
図解する信号波形図である。

この実施例の場合、ゲート回路２１は信号２１
Ｃが論理状態「１」である時に導通になり、そし
て信号２１Ｃが論理状態「０」にある時には不導
通である。制御信号２１Ｃは、例えば数マイクロ
秒中論理「１」状態にあり、そして残りの時間中
は論理状態「０」にあるほぼ250マイクロ秒の周
期を有するパルスから構成することができる。ゲ
ート回路２１はしたがつて、250マイクロ秒中数
マイクロ秒の期間だけ導通になり残りの時間は不
導通の状態にある。

第８ａ図を参照するに、曲線３１は、電圧U₂₀
を表わす。この電圧はコイル電流ｉの像である。
この電圧に重畳されるのこぎり波形状の曲線３２
は電圧U₂₃を表わす。実際、ゲート回路２１が導
通状態になる都度、即ち信号２１Ｃが状態「１」
になる都度、電圧U₂₃は電圧U₂₀に等しくなる。
ゲート回路２１が不導通になる時には、即ち信号
２１Ｃが状態「０」になる時には、電圧U₂₃は第
７図に示されているような指数関数曲線２８のご
とき曲線に従がつて変化する。

第８ｂ図ののこぎり波曲線３３は、第８ａ図の
曲線とは異なつた尺度で、差動増幅器２２の出力
電圧U₂₂を表わす。この電圧U₂₂は、ゲート回路
２１が導通になる都度、零に等しくなり、そして
ゲート回路２１が不導通の時には、電圧U₂₃と
U₂₀との間の差に等しくなる。ゲート回路２１が
不導通である時間の間隔は互いに等しいので、曲
線３３の包絡線である曲線３４は、回転子の回転
によつてモータのコイルに誘起される電圧U_rの
像である。

この包絡線３４は、電圧U₂₂を低域通過フイル
タでろ波することによつて得ることができる。こ
のフイルタの出力信号は、測定抵抗１８の抵抗
値、増幅器２０の利得および制御信号２１Ｃの周
期の選択により、第６図の回路に導入される全て
の比例係数を考慮して選択することができる利得
を有する増幅器で増幅することができる。この増
幅器の出力信号はこの場合誘起電圧U_rに等しく
なる。しかしながら、この様なろ波および増幅は
必ずしも必要ではない。電圧U₂₂自体を直接、第
４図の回路で測定電圧U_nとして利用することが
できる。第４図の回路１２で電圧U_nと比較され
る電圧U_s′は、上記の比例係数を考慮して選択さ
れるものであることは言う迄もない。

電圧U₂₂は電源電圧U_aにより左右されず、他方
電圧U₂₃およびU₂₀は双方共にこの電圧U_aに比例
するものである点に注意されたい。

先に述べたように時点t_xに回転子の回転でモー
タのコイルに誘起される電圧U_rx（第７図参照）
に比例する電流i′_yおよびi″_yの差は、次のように
表現することができる。

i″_y−i′_y＝i″_y−i_x＋i_x−i′_y 電圧で表わせば上式は次のように書くことがで
きる。

U_z−U_y＝U_z−U_x＋U_x−U_y (8) 第７図から明らかなように、 U_z−U_x＝（U_a−U_x）△ｔ／τ 従つて上記の式(8)は次のように書き直すことが
できる。

U_z−U_y＝（U_a−U_x）△ｔ／τ＋U_x−U_y (9) この式から明らかなように、（U_z−U_y）に比例
する電圧U_rxは、電圧U_z自体を測定する必要な
く、測定することができる。

第９図は上の式(9)に基づいてU_rxに比例する電
圧U_n1を供給する測定回路１１（第４図）の原理
を示す回路略図である。

この第９図において、モータ（第９図には示さ
れていない）内を流れる電流の測定抵抗１８およ
びこの電流の像である出力電圧を発生する増幅器
２０は、第６図の抵抗１８および増幅器２０と同
じである。

増幅器２０の出力端は、ゲート回路６１を介し
て、容量C₆₂を有するコンデンサ６２の第１の端
子に接続されると共に、差動増幅器６３の非反転
入力端に接続されている。コンデンサ６２の第２
の端子はアースに接続されている。

増幅器６３の出力端はそれ自身の反転入力端に
接続されている。この増幅器の利得は従つて１
（単位利得）に等しい。この増幅器の出力端は、
ゲート回路６４および６５を介して、容量C₆₆お
よびC₆₇を有する２つのコンデンサ６６および６
７の第１の端子に接続されている。

コンデンサ６６の第２の端子はゲート回路６８
を介して電源端子＋U_aに接続され、そしてコン
デンサ６７の第２の端子はゲート回路６９を介し
て増幅器２０の出力端に接続されている。

コンデンサ６６の第１の端子ならびにコンデン
サ６７の第２の端子はゲート回路７０および７１
それぞれを介して、B₁で表わした第１の回路出
力端子に接続されている。コンデンサ６６の第２
の端子およびコンデンサ６７の第１の端子は、そ
れぞれゲート回路７２および７３を介して、B₂
で表わした第２の回路出力端子に接続されてい
る。

ゲート回路６１および７０ないし７３は、共に
C₁で表わした信号によつて制御され、そしてゲ
ート回路６４，６５，６８および６９も共に、
C₂で表わした信号により制御される。

例えば第４図の回路８によつて発生することが
でき、第１０図に示されているこれら信号C₁お
よびC₂は、例えば0.5ミリ秒の同じ周期を有し且
つ例えば30マイクロ秒のように、周期と比較して
小さい同じ持続期間を有する。これら信号の各々
は、他方の信号の周期の中心で現われる。なお第
７図からも、第９図の回路の動作を理解すること
ができよう。

時点t_xに、信号C₁でゲート回路６１が導通状態
に設定されると、コンデンサ６２は、その時点で
コイルを流れている電流i_xに比例する電圧U_xまで
充電する。この電圧U_xは増幅器６３の出力端に
現われる。この時点で共に導通状態にされるゲー
ト回路７０ないし７３の役割りに関しては追つて
説明する。

時点t_yで、信号C₂はゲート回路６４，６５，６
８および６９を導通状態にする。従つて、コンデ
ンサ６２および増幅器６３によつて記憶されてい
る電圧U_xはコンデンサ６６およびコンデンサ６
７の第１の端子に印加される。同時に、電圧U_a
はコンデンサ６６の第２の端子に印加され、そし
てこの時点t_yにモータのコイルを流れている電流
に比例する電圧がコンデンサ６７の第２の端子に
印加される。時点t_xおよびt_yの間の時間△ｔは短
いので、この電圧は第７図の電圧U_yであると見
做すことができる。したがつて、この時点t_yに、
コンデンサ６６は電圧U₆₆（＝U_a−U_x）にまで充
電しており、コンデンサ６７は電圧U₆₇（＝U_x−
U_y）に充電している。

従つてこれらコンデンサに蓄積される電荷Q₆₆
およびQ₆₇は次のように表わされる。

Q₆₆＝C₆₆（U_a−U_x） Q₆₇＝C₆₇（U_x−U_y） 次のパルスC₁で、ゲート回路７０ないし７３
は導通状態になる。従つてこのパルスC₁の持続
期間中は、コンデンサ６６および６７は、回路の
出力端子B₁およびB₂に並列に接続されることに
なる。その時に、これら端子に現われる電圧U_n1
は次式で表わされる。

U_n1＝Q₆₆＋Q₆₇／C₆₆＋C₆₇＝１／C₆₆＋C₆₇〔C₆₆（
U_a−U_x）＋C₆₇（U_x−U_y）〕(10) コンデンサ６６および６７を、C₆₆＝C₆₇（△
ｔ／τ）のように選択すると、式(10)は次のように
書き換えることができる。

U_n1＝１／１＋Δt／τ〔（U_a−U_x）△ｔ／τ＋U_x−U_x
y〕 (11) 中括弧内の式は、電圧U_rxに比例する（既述の
式９参照）。従つて電圧U_n1もU_rxに比例する。

この回路では、回転子の回転によりコイルに時
点t_xに誘起される電圧U_rを表わす電圧U_n1は、回
路出力端には、時点t_x＋２△ｔにしか現われない
点に注意されたい。この遅延は△ｔが短いので無
視し得る。

また、出力端子B₁およびB₂のいずれか一方を、
回路の動作を変更することなく、アースに接続し
得る点にも注意されたい。

第６図の回路において、測定値の精度は直接、
抵抗２４およびコンデンサ２５の値の精度に依存
する。周知のように、流れ製造ラインで、このよ
うな素子に対し非常に大きな精度を達成するのは
困難である。第９図に示した回路はこのような不
利点を煩うことはない。即ち測定精度は、実際
上、コンデンサ６６および６７の容量比にしか依
存しない。大規模流れ製造ラインにおいても、こ
のような比は非常に良好な精度で保証される。

しかしながら第９図に示した回路は、第６図の
回路もそうであるが、別の小さな不利点を有す
る。その理由を述べる前に、モータの制御回路
（第６図）のトランジスタ１４ないし１７は、導
通状態にある時に内部抵抗を何等有しないものと
仮定する。実際上は、この内部抵抗は零ではな
く、第７図の曲線２８のような指数関数曲線の漸
近点は縦座標U_aに位置するのではなく、縦座標
U_a′＝U_a−ΣR_T・U_a／（Ｒ＋ΣR_T）に位置する。
なおこの式中、Ｒは測定抵抗１８の値を表わし、
ΣR_Tは導通状態にあるトランジスタの内部抵抗の
和を表わす。この抵抗値はトランジスタ間で異な
つており、そしてさらに、これらトランジスタを
流れる電流の関数として可変である。従つて値
U_aは正確に求めることはできない。

回転子の回転により誘起される電圧の値の測定
に、U′_aのU_aによる置換で惹起される誤差は非常
に大きい訳ではない。しかしながらこのような誤
差を除去するのは望ましいことであり、この様な
誤差源を有していない第３の測定回路が第１１図
に示されている。

なお、第１１図には、ゲート回路６８および７
２が示されていない点を除き、第９図と関連して
述べた要素は全て示されている。なお、コンデン
サ６６の第２の端子ならびに出力端子B₂は直接
アースに接続されている。

第９図に示した回路の出力端子B₁は差動増幅
器７４の反転入力端に接続されている。この増幅
器７４の非反転入力端はアースに接続されてい
る。この増幅器７４の出力端はゲート回路７６と
並列に接続されているコンデンサ７５を介して反
転入力端に帰還接続されている。増幅器７４の出
力端はさらに、ゲート回路７７を介して差動増幅
器７８の非反転入力端に接続されている。コンデ
ンサ７９およびゲート回路８０は増幅器７８のこ
の非反転入力端とアースとの間に並列に接続され
ている。

増幅器７８の出力端が、測定回路１１の出力端
を構成する。この出力端は、抵抗８１を介し増幅
器７８の反転入力端に接続されると共に抵抗８２
を介しアースに接続されている。増幅器７８の非
反転入力端はさらにゲート回路８３を介して差動
増幅器８４の非反転入力端に接続されている。コ
ンデンサ８５およびゲート回路８６は増幅器８４
のこの入力端とアースとの間で並列に接続されて
いる。

増幅器８４の出力端はその反転入力端に接続さ
れている。この増幅器８４の利得は従つて１（単
位利得）に等しい。この増幅器の出力端は、ゲー
ト回路８７を介しコンデンサ８８の第１の端子に
接続されている。このコンデンサ８８の他の端子
はアースに接続されている。最後に、コンデンサ
８８の第１の端子はゲート回路８９を介して増幅
器７４の反転入力端に接続されている。

ゲート回路７７および８９は、ゲート回路６
１，７０，７１および７８と同時に先に述べた信
号C₁によつて制御される。ゲート回路７６およ
び８７は、ゲート回路６４，６５および６９と同
様に先に述べた信号C₂によつて制御される。ゲ
ート回路８０および８６は、例えば、モータ１０
の制御回路９により発生することができ駆動パル
スの持続期間中状態「０」をとり休止期間中状態
「１」をとる信号C₃によつて制御される。従つて
ゲート８０および８６は、駆動パルスと駆動パル
スとの間の期間は導通状態になり、そして駆動パ
ルスの持続期間中は阻止状態になる。さらに、ゲ
ート回路８３は、信号C₄により制御される。こ
の信号は通常は「０」であり、そして駆動パルス
の立上り後約１ミリ秒後に、数マイクロ秒の期間
にわたつて状態「１」をとる。信号C₃およびC₄
も第１０図に示されている。

増幅器２０の出力端子と端子B₁との間に設け
られている回路の機能は第９図の回路の機能と同
じである。しかしながらコンデンサ６６の第２の
端子がアースに接続されておつて、電圧U_aに結
合されていないという事実から、コンデンサ６６
は、信号C₂に応答し電圧（U_a−U_x）ではなく電
圧−U_xに充電する。この電荷Q₆₆は従つて次のよ
うに表わされる。

Q₆₆＝C₆₆（−U_x） 項U_aが０によつて置き換えられた既述の式(11)
から明らかなように、素子７１ないし８６が存在
しない場合に信号C₁に応答して端子B₁に現われ
る電圧U_n2は次のようになる。

U_n2＝１／１＋Δt／τ（−U_x△ｔ／τ＋U_x−U_y）(1
2) この式(12)と式(11)との比較から、式(12)は次のよう
に表わされる。

U_n2＝U_n1−１／１＋Δt／τU_a△ｔ／τ 回転子が静止している間、言い換えるならば駆
動パルスと駆動パルスとの間並びに該駆動パルス
の立上り時には、電圧U_n1は零となる点に注意さ
れたい。従つてこの様な条件下で端子B₁に現わ
れる電圧U_n2rは次のように表わされる。

U_n2r＝−１／１＋Δt／τU_a△ｔ／τ （13） 素子７４ないし８９を有する回路の機能は次の
とおりである。

駆動パルスと駆動パルスとの間では、信号C₃
は「１」状態にある。従つてコンデンサ７９およ
び８５は、導通状態にあるゲート回路８０および
８６により短絡される。測定回路の出力端をなす
増幅器７８の出力端ならびに増幅器８４の出力端
はアース電位にある。

コンデンサ８８は、アース・レベルにある増幅
器８４の出力が、ゲート回路８７を介して各パル
スC₂に結合されるので、放電する。

各パルスC₂毎に、コンデンサ７５もそれを短
絡するゲート回路７６を介して放電する。従つて
これらパルスC₂の各々の直後に、増幅器７４の
出力もアース電位になる。

これら各パルスC₂後の時点△ｔに、パルスC₁
はゲート回路７０，７１，７３，７７および８９
を導通状態にする。従つてこの時点でコンデンサ
６６，６７および８８に蓄積されている電荷の和
はコンデンサ７５に転送される。その時、コンデ
ンサの端子電圧U₇₅は次式で表わされる。

U₇₅＝Q₆₆＋Q₆₇＋Q₈₈／C₇₅ 但しゲート回路８０は導通状態にはないとす
る。上式に現われている記号（−）は、端子B₁
が増幅器７４の反転入力端に接続されているため
である。

実際、この電圧U₇₅は、信号C₃が状態「１」に
あり且つ電荷Q₆₆およびQ₆₇がゲート回路８０を
介してアースに結合される間は、零に留まる。こ
の時点ではコンデンサ８８の電荷Q₈₈は必ず零で
ある。従つて増幅器７８の出力はアース電位に留
まる。

各駆動パルスの立上りで、信号C₃は状態「０」
に移り、その状態に存続する。従つてゲート回路
８０および８６は阻止状態即ち不導通状態にな
る。

上述の過程は、駆動パルスの立上りに続く第１
のパルスC₁で再現される。しかしながらこの場
合には、コンデンサ７９は上に定義した電圧U₇₅
に充電する。増幅器８４の出力電圧は変らず、且
つコンデンサ８８は放電状態に留まるので、ゲー
ト回路８３は不導通状態にある。従つて上に述べ
た電圧U₇₅は次式で表わされる。

U₇₅＝−Q₆₆＋Q₆₇／C₇₅ Q₆₆＝C₆₆（−U_x）で且つQ₆₇＝C₆₇（U_x−U_y）で
あるので、上式は次のように書き換えることがで
きる。

U₇₅＝−C₆₆（−U_x）＋C₆₇（U_x−U_y）／C₇₅ パルスC₄に先行する最後のパルスC₁の時点Ｄ
で、この電圧U₇₅は次の値をとる。

U_75D＝−C₆₆（−U_xD）＋C₆₇（U_xD−U_yD／C₇₅ 上式中U_xDおよびU_yDはこの時点ＤにおけるU_x
およびU_yの値である。

パルスC₄は、駆動パルスの立上り後約１ミリ
秒後に発生される。即ちこの時点では回転子はま
た静止している。このパルスC₄でゲート回路８
３は短時間開かれる。コンデンサ８５は従つて、
増幅器８４の出力端に現われるこの電圧U_75Dに充
電する。このパルスC₄に続くパルスC₂でゲート
回路８７が開らかれ、従つてコンデンサ８８は電
圧U_75Dに充電する。従つてコンデンサ８８の電荷
Q₈₈は次式で表わされる。

Q₈₈＝U_75D＝−C₈₈C₆₆（−U_xD）＋C₆₇（U_xD−U_yD
／C₇₅ 本例の場合そうであるように、増幅器８４の入
力抵抗が大きい場合には、ゲート回路８６が阻止
状態にある間、コンデンサ８５は、実質的に電圧
U_75Dに充電された状態に留まる点に注意された
い。増幅器７４の出力電圧の爾後の変化は、この
電圧には影響を与えない。何故ならばゲート回路
８３が再び持久的に阻止状態になつているからで
ある。

次に続くパルスC₁で、コンデンサ８８は、コ
ンデンサ６６および６７と同時にコンデンサ７５
に放電する。従つてコンデンサ７５の電荷は次の
ようになる。

Q₇₅＝Q₆₆＋Q₆₇＋Q₈₈ 各パルスC₂で、コンデンサ８８は再び電圧
U_75Dに充電し、この電圧はコンデンサ８５によつ
て記憶される。

パルスC₄後には如何なる時点でも次式が成り
立つ。

Q₇₅＝C₆₆（−U_x）＋C₆₇（U_x−U_y）−C₈₈C₆₆（−U
_xD）＋C₆₇（U_xD−U_yD）／C₇₅ C₈₈＝C₇₅で且つ、既に述べたようにC₆₆＝C₆₇・
△ｔ／τであるならば、上式は次のように書き換
えられる。

Q₇₅＝C₆₇（−U_x△ｔ／τ＋U_x−U_y＋U_xD△ｔ／τ− U_xD＋U_yD） Q₇₅／C₇₅に等しい電圧U₇₅は従つて次のように
表わすことができる。

U₇₅＝C₆₇／C₇₅（−U_x△ｔ／τ＋U_x−U_y＋U_xD△ｔ
／τ−U_xD＋U_yD）（14） この電圧U₇₅は電圧U_aまたは電圧U′_aに左右さ
れない。さらにこの電圧は、回転子の回転により
時点t_xにモータのコイルに誘起される電圧U_rxに
比例する。実際上に定義した時点Ｄにおいては、
式(12)で与えられる電圧U_n2は次のように表わすこ
とができる。

U_n2＝−１／１＋Δt／τ（U_xD△ｔ／τ−U_xD＋U_yD
） 従つて上に述べた式（14）は次のように書き換
えることができる。

U₇₅＝C₆₇／C₇₅〔−U_x△ｔ／τ＋U_x−U_y−（１＋ △ｔ／τ）U_n2〕 （15） 回転子が時点Ｄで静止していると、電圧U_n2は
上式（13）で定義した電圧U_n2rに等しい。

式（15）で、項U_n2を式（13）から求められる
U_n2rの値で置換すると、次式が得られる。

U₇₅＝C₆₇／C₇₅（−U_x△ｔ／τ＋U_x−U_y＋U_a△ｔ／τ
） （16） この式（16）と式(11)との比較から次式が得られ
る。

U₇₅＝C₆₇／C₇₅（１＋△ｔ／τ）U_n1 電圧U_n1は電圧U_rxに比例するので、電圧U₇₅も
後者に比例する。

容量C₇₅をC₆₇（１＋△ｔ／τ）に等しく選択す
ると、U₇₅＝U_n1となる。

しかしながら、容量C₇₅ならびに容量C₆₇および
C₈₈間に他の比関係を選択し得ることは言う迄も
ない。同様にして、増幅器７４および８４の利得
を１（単位利得）となつた利得に選択することも
できる。いずれにせよ、電圧U₇₅はU_n1に比例し、
従つて、回転子の回転でモータ・コイルに時点t_x
に誘起される電圧U_rxに比例する。

増幅器７４の非反転入力端がアースに接続され
ているので、コンデンサ６６，６７および８８は
各パルスC₁毎にコンデンサ７５に完全に放電す
る点に注意されたい。各パルスC₂で、このコン
デンサ７５はゲート回路７６を介して短絡され、
上に計算で求めた電圧U₇₅は零に落ちる。各パル
スC₁でこの電圧U₇₅に充電されるコンデンサ７９
は、相続く２つのパルスC₁間でこの電圧を記憶
する働きをなす。コンデンサ７９によつて記憶さ
れた電圧U₇₅は、抵抗８１および８２の値の比を
選択することにより任意に設定することができる
係数で増幅器７８により増幅される。増幅器７８
の出力電圧U₇₈も電圧U_rxに比例し、従つて第４
図の比較回路１２に印加される電圧U_nを構成す
ることができる。この場合この回路１２に印加さ
れる基準電圧U′_sは、第１１図の回路のいろいろ
な要素の特性量、特にいろいろなコンデンサの容
量および増幅器の利得を考慮して選択しなければ
ならないことは明らかである。

第１２図は、第４図の回路９，１２および１３
の機能を実現する回路の１実施例を示す。この実
施例において、回路１２は単純な差動増幅器４１
によつて構成されている。既に述べた回路１１の
１つの出力電圧である電圧U_nは、この増幅器４
１の非反転入力端に印加され、該増幅器４１の反
転入力端は既述のようにして選択された電圧
U_s′を受ける。この電圧U_s′は別個の電源から供
給してもよいし、あるいはまた回路全体の電源端
子から得られる電圧を単純に分圧することによつ
て得ることもできる。

第１２図において、モータ１０の制御回路９は
第６図と関連して述べたトランジスタ１４ないし
１７を有している。この回路はさらにＤ型フリツ
プ・フロツプ４２を有しており、このフリツプ・
フロツプのクロツク入力端C_kは第４図の回路８
の出力端S₈に接続されている。このフリツプ・フ
ロツプ４２の入力端Ｄはその反転もしくは補数出
力端Q^*に接続されており、信号S₈が論理状態
「０」から論理状態「１」に遷移する都度その状
態を切り換える。フリツプ・フロツプ４２の出力
端Ｑはアンド・ゲート４３の第１の入力端に接続
されている。該アンド・ゲート４３の出力端はト
ランジスタ１４および１６の制御電極に接続され
ている。フリツプ・フロツプ４２の出力端Q^*は
アンド・ゲート４４の第１の入力端に接続されて
おり、該アンド・ゲートの出力端はトランジスタ
１５および１７の制御電極に接続されている。

制御回路９はさらにＤ型のフリツプ・フロツプ
４５を有しており、このフリツプ・フロツプのク
ロツク入力端C_kはインバータ５８を介して回路
８の出力端S₈に接続されている。

このフリツプ・フロツプ４５の入力端Ｄは永久
的に論理状態「１」にあり、その出力端Ｑはゲー
ト４３および４４の第２の入力端に接続されてい
る。

計算回路もしくは演算回路１３もＤ型のフリツ
プ・フロツプ４６を備えており、そのクロツク入
力端C_kは回路８の出力端S₈に接続され、その入
力端Ａは永久的に論理状態「１」にある。フリツ
プ・フロツプ４６の出力端ＱおよびQ^*はそれぞ
れ、２つのアンド・ゲート４７および４８の第１
の入力端に接続されており、これらのゲートの第
２の入力端は共にフリツプ・フロツプ４５の出力
端Ｑに接続されている。

フリツプ・フロツプ４６のリセツト入力端Ｒは
差動増幅器４１の出力端に接続されている。

３つのゲート回路４９，５０および５１の制御
入力端は、それぞれ、ゲート４７および４８の出
力端ならびにフリツプ・フロツプ４５の出力端
Q^*に接続されている。これらゲート回路４９，
５０および５１は第６図に示したゲート回路２１
に類似の回路である。その制御入力端は論理状態
論理「０」にある時には、これらゲート回路は阻
止状態にあり、そしてそれらの制御入力端が論理
状態「１」になると、これらゲート回路は導通状
態になる。

ゲート回路４９は電源の正極＋U_aと値R₅₂を有
する抵抗５２との間に接続されている。

ゲート回路５０は電源の負極−U_aと値R₅₃の抵
抗５３との間に接続されている。

最後にゲート回路５１は後述する電圧U_bと値
R₅₄の抵抗５４との間に接続されている。

抵抗５２，５３および５４の第２の端子は相互
接続されると共に、差動増幅器５５の反転入力端
に接続されており、該増幅器５５の非反転入力端
は、本実施例の場合アース電位である所定の電圧
に接続されている。

容量C₅₆を有するコンデンサ５６は抵抗５２な
いし５４の共通回路点とアースとの間に接続され
ている。

増幅器５５の出力端はアンド・ゲート５７の第
１の入力端に接続されており、該アンド・ゲート
の第２の入力端はフリツプ・フロツプ４６の出力
端Q^*に接続されている。このゲート５７の出力
端はフリツプ・フロツプ４５のリセツト入力端Ｒ
に接続されている。

次に第１３図を参照してこの回路の動作に関し
説明する。休止時には、フリツプ・フロツプ４５
および４６の出力端Ｑは状態「０」にある。従つ
てゲート４３，４４，４７および４８の出力は
「０」である。従つてトランジスタ１４および１
５は導通状態にあり、モータ１０のコイルを短絡
している。トランジスタ１６および１７は阻止状
態にある。ゲート回路４９および５０は阻止状態
にあり、他方ゲート回路５１は、フリツプ・フロ
ツプ４５の出力端Q^*に現われる状態「１」によ
り導通状態にされている。

従つてコンデンサ５６の端子電圧U₅₆は電圧U_b
に等しい。本実施例の場合のようにこの電圧が正
である場合には、増幅器５５ならびにゲート５７
の出力は「０」である。

電圧U_bが負であると増幅器５５の出力および
ゲート５７の出力は「１」になる。

モータ１０の回転子が静止しているので、電圧
U₂₂は零であり、増幅器４１の出力は「０」であ
る。

ここで説明の便宜上、フリツプ・フロツプ４２
の出力Ｑは、モータを１ステツプ前進する都度、
一時的に「０」となりかつ回路８の出力信号S₈は
数マイクロ秒間状態「１」を取るものとする。

信号S₈が時点t₀で状態「１」になると直ちに、
フリツプ・フロツプ４２および４６の出力Ｑは
「１」に遷移する。

したがつて、増幅器５５の出力がこの時点で
「１」にあつても、ゲート５７の出力は「０」に
遷移する。

信号S₈が「０」になると、数マイクロ秒の遅延
後にフリツプ・フロツプ４５の出力Ｑも「１」に
遷移する。

このようにしてゲート４３の出力も「１」にな
る。トランジスタ１４は阻止状態になり、トラン
ジスタ１６は導通状態になる。電流ｉはトランジ
スタ１５および１６を介して、モータ１０のコイ
ル内を流れ始める。回路点１９の電圧は増加し始
めて、既に第６図と関連して説明したように測定
回路１１に作用する。

同時にステツプ４５の出力Q^*は「０」に遷移
し、その結果ゲート回路５１は阻止される。ゲー
ト４７の出力は「１」に遷移し、その結果ゲート
回路４９は導通状態になる。電圧＋U_aがかくし
て抵抗５２を介しコンデンサ５６に印加され、電
圧U₅₆は積R₅₂・C₅₆により定まる時定数τ₁を有す
る指数関数曲線に従つて増加し始める。図示を簡
略にするために、電圧U₅₆の変化は第１３図には
直線形変化として示されている。

時点t_dに、電圧U₂₂が閾値電圧U_s′を越えると、
増幅器４１の出力は「１」になる。フリツプ・フ
ロツプ４６の出力Ｑはしたがつて「０」に遷移
し、その結果ゲート回路４９は阻止される。時点
t_dに電圧U₅₆が達する値U_dは、誘起電圧U_rが電圧
U_bの値から時定数τ₁で閾値電圧U_sに達するのに
要する時間T₂に依存する。

このフリツプ・フロツプ４６の出力Q^*が「１」
に遷移するのと同じ時点t_dでゲート回路５０は導
通状態になる。したがつてこの場合には電圧−
U_aは抵抗５３を介しコンデンサ５６に印加され
る。電圧U₅₆はかくして積R₅₃・C₅₆で定まる時定
数τ₂で値U_dから出発して減少し始める。

時点t_iで、この電圧U₅₆が、本例の場合アース
電位である所定の電圧に等しくなると、増幅器５
５の出力は「１」に遷移しその結果フリツプ・フ
ロツプ４５はリセツト状態になる。即ち該フリツ
プ・フロツプの出力Ｑは「０」となり、その出力
Q^*は「１」になる。ゲート４３の出力はしたが
つて「０」に遷移し、それによりトランジスタ１
６は阻止状態にされ、トランジスタ１４は導通状
態になる。このようにして電流ｉは遮断され、モ
ータの回転子は慣性ならびにコイルのインダクタ
ンスに磁気エネルギの形態で蓄積されているエネ
ルギに由るステツプを終了する。回転子は、トラ
ンジスタ１４および１５を介して設定されている
短絡回路により制動される。

電圧U₅₆が零に等しくなるのに要する時間T₃
は、該電圧が時点t_dに達した電圧U_dならびに時定
数τ₂に依存する。

駆動パルスの持続期間T₁は期間T₂およびT₃の
和に等しい。T₃は電圧U_dに依存し、そしてこの
電圧U_d自体は持続期間T₂に依存するので、期間
T₁は直接、回転子の回転でモータ・コイルに誘
起される電圧U_rが予め定められた値U_sに達する
のに要する時間T₂に依存することが判る。

既に述べたように実験により、無負荷でモータ
を回転するのに必要とされるパルスの持続期間
t₀₁、誘起電圧U_rがモータの無負荷時に値U_sに達
するのに要する時間t₀₂ならびにモータの負荷の
関数として駆動パルスの持続期間および電圧U_r
が閾値U_sに達する時間の変化を表わす直線の係
数ａおよびｂが判れば、既に述べた式(1)を検証す
るのと同じ仕方で、時定数τ₁およびτ₂ならびに電
圧U_bを求めることは容易である。従つてこれら
パラメータτ₁，τ₂およびU_bの形態で、関係式(1)の
定数ｋおよびＫが本実施例の場合演算回路もしく
は計算回路１３に導入される。必要ならば、定数
ｋの記号を考慮し電圧U_bを負に選択することが
できる。

時点t_iで、フリツプ・フロツプ４５の出力Ｑの
状態「０」でゲート回路５０は阻止される。他方
このフリツプ・フロツプ４５の出力Q^*の状態
「１」でゲート回路５１は導通になる。従つて電
圧U_bが新たに、抵抗５４を介してコンデンサ５
６に印加される。そこで再び電圧U₅₆が増加し、
或る時間後に電圧U_bに達する。

電圧U₅₆が再び正になると直ちに、増幅器５５
の出力は「０」にリセツトされる。従つてこの増
幅器５５の出力は、非常に短い時間だけしか状態
「１」に留まらない。

時点t_d後或る時間経過後に、電圧U₂₂は電圧
U_s′以下に降下する。増幅器４１の出力は従つて
「０」にリセツトされる。回路動作に関与しない
この時間は、モータによつて駆動される機械的負
荷ならびに電圧U_s′の値に依存する。

信号S₈が「１」になると、上に述べた過程が再
び始まる。但しこの場合にはフリツプ・フロツプ
４２の出力Q^*、従つてまたゲート４４の出力は
「１」になる点で上述の過程もしくはプロセスと
は異なる。トランジスタ１５は阻止状態になり、
トランジスタ１７は導通状態になる。その結果上
に述べた場合とは逆の方向に電流ｉが流れる。

第１４図は、第４図の演算回路１３の機能を実
現するための回路の別の実施例を示す。

この回路はＤ型のフリツプ・フロツプ９１を有
しており、該フリツプ・フロツプのクロツク入力
端C_kは第４図の回路８の出力信号S₈を受ける。
このフリツプ・フロツプ９１の入力端Ｄは永久的
に論理状態「１」にある。このフリツプ・フロツ
プの出力端Ｑは可逆計算器９２の計数方向を定め
る入力端Ｕ／Ｄに接続されている。この計数器９
２は、制御入力端Ｃに加えられるパルスに応答し
て、Ｐで全体的に示したプリセレクト入力端に印
加される。論理状態「０」または「１」で定まる
値を有する。

計数器９２の制御入力端Ｃはまた、回路８の出
力端S₈に接続されており、そしてその入力端Ｐは
後述するように固定または可変の仕方で、論理状
態「０」および「１」を表わす電位を受ける。

計数器９２はクロツク入力端C_kを備えており、
このクロツク入力端はオア・ゲート９３の出力端
に接続されている。該オアゲート９３の入力端は
それぞれ２つのアンド・ゲート９４および９５に
接続されている。

ゲート９４の入力端はそれぞれ第１２図のフリ
ツプ・フロツプ４５（第１４図には示されていな
い）の出力端Ｑ、フリツプ・フロツプ９１の出力
端Ｑおよび周波数f₁を有する周期信号を発生する
回路（図示せず）に接続されている。この回路は
第４図の回路８とすることができ、そして周波数
f₁は後述するようにして選択される。

ゲート９５の入力端はそれぞれ、フリツプ・フ
ロツプ４５の出力端Ｑ、フリツプ・フロツプ９１
の出力端Q^*および第４図の回路８とすることが
できる回路に接続されている。なおこの回路は後
述するようにして選択される周波数f₂を有する周
期信号を発生するものである。

全体的にＳで示した計数器９２の出力端は検出
回路９６に接続されている。該検出回路９６の出
力は、計数器９２の内容が零に等しくなつた時に
状態「１」をとる。この検出回路９６は、各入力
端が計数器９２の１つの出力端に接続されている
ノア・ゲートにより構成することができる。

検出回路９６の出力端はアンド・ゲート９７の
１つの入力端に接続されており、該アンド・ゲー
トの他方の入力端はフリツプ・フロツプ９１の出
力端Q^*に接続されている。

最後に、ゲート９７の出力端は第１２図に示し
た（第１４図には示されていない）フリツプ・フ
ロツプ４５のリセツト入力端Ｒに接続されてい
る。

この回路の機能は第１５図に図解されており、
次のとおりである。

信号S₈が状態「１」になると、計数器９２の内
容Ｎは、入力端Ｐの状態に依存する状態N_iをと
る。同時に、フリツプ・フロツプ９１の出力Ｑは
状態「１」になる。

パルスS₈の終末時に、フリツプ・フロツプ４５
の出力Ｑが状態「１」になると、周波数f₁のパル
スがゲート９４および９３を通り、計数器９２の
内容を、信号S₈によつて定まる値N_iから出発し
て増加し始める。

期間T₂′の終末時に、回路１２によつて測定さ
れる誘起電圧は基準電圧の値に達し、出力S₁₂は
状態「１」になる。従つてフリツプ・フロツプ９
１の出力Ｑは状態「０」に遷移し、その出力Q^*
は状態「１」になる。

この時点における計数器９２の内容の値N_dは、
誘起電圧U_rが、信号S₈に応答して計数器９２の
内容により定まる初期値N_iから閾値電圧U_sに達
するのに要する時間T₂′および周波数f₁に依存す
る。

フリツプ・フロツプ９１の出力Q^*は状態「１」
にあるので、周波数f₂のパルスはゲート９５およ
び９３を通り、この状態N_dから出発して計数器
９２の内容を減分し始める。

計数器９２の内容が状態零に達すると、検出回
路９６の出力ならびにゲート９７の出力は状態
「１」になり、その結果フリツプ・フロツプ４５
の出力Ｑは零にリセツトされる。かくして、信号
S₈の終末時に立ち上つた駆動パルスは遮断され
る。

計数器９２が状態零に達するのに要する時間
T₃′は、回路１２の出力S₁₂が状態「１」に遷移す
る時点の該計数器９２の内容が達した値N_dなら
びに周波数f₂に依存する。

第１３図を参照して述べた場合と同様に、駆動
パルスの持続期間T₁′は期間T₂′およびT₃′の和に
等しい。期間T₃′は値N_dに依存しそしてこの値N_d
は期間T₂′に依存するので、駆動パルスの持続期
間T₁′は直接、回転子の回転でモータ・コイルに
誘起される電圧U_rが予め定められた値U_sに達す
る時間T₂′に依存する。

この場合、周波数f₁およびf₂は第１２図の場合
において時間T₁およびT₂を定める働きをなし、
そして初期値N_iは電圧U_bを定める働きをなす。

従つてこれら周波数f₁およびf₂ならびに初期値
N_iは、先に述べた関係式(1)が成り立つように、
第９図の場合における時定数T₁およびT₂ならび
に電圧U_bの決定に必要とされるのと同じ実験で
実験的に求めなければならない。この関係式(1)の
定数ｋおよびＫが演算回路１３に導入されるの
は、この周波数f₁およびf₂ならびに初期値N_iの形
態においてである。

場合により、定数Ｋの記号に依存し、計数器９
２に負の初期値N_iを導入する必要が有り得る。
計数器の内容の値は常に正の数であるので、この
場合には、計数器９２には、計数器９２の計数容
量N_iの絶対値との間の差に等しい初期値N_i′を導
入する必要がある。

この場合には、計数器９２の内容は、周波数f₁
のN_i個パルスが計数器９２の入力端C_kに印加さ
れた後に零を通る。しかしながらこの時点におい
ては、フリツプ・フロツプ９１の出力Q^*は未だ
状態「０」にあるので、回路９６の出力端から発
生される信号「１」はゲート９７により阻止され
る。従つてこの時点においては駆動パルスは遮断
されない。

以上に述べた回路は単に本発明を実施すること
を可能にする実施例に過ぎない。電圧U_rの測定
回路として他の形態の回路も可能である。同様に
して、この測定により得られる情報は異なつた仕
方で処理することもできる。さらに、この情報
が、電圧U_rが所定の閾値U_sを越えるのに要する
時間によつて与えられる場合でも、計算回路１３
を異なつた形態で実現することも可能である。

しかしながら本発明を実施する上での上記のよ
うな変形もしくは変更は本発明の範囲を逸脱する
ものではない。

さらにまた、駆動パルスの最適持続期間と、電
圧U_rが閾値電圧U_sを越えるのに要する時間T₂と
の間の関係式(1)は線形（一次形）でなくてもよい
点に注意されたい。しかしながらこの場合にも当
該関係式は何等かの試験もしくは実験によつて定
義することができる。そして計算回路１３は単に
所望の関数を発生するように実現することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はステツプ・モータの等価電気回路図、
第２ａ図は２種のモータ負荷の場合について、モ
ータのコイル電流の変化を図解し、第２ｂ図は第
２ａ図と同様の負荷の場合について、回転子の回
転でコイルに誘起される電圧の変化を図解し、第
３図は最適駆動パルス持続期間ならびに誘起電圧
が所定の閾値に達するのに要する時間の変化をモ
ータにより駆動される負荷の関数として示し、第
４図は本発明による装置の１実施例を示す回路略
図、第５図は第４図の装置の動作を図解する波形
図、第６図は回転子の回転によりコイルに誘起さ
れる電圧の測定回路の１実施例を示し、第７図は
第６図の回路の動作原理を図解し、第８ａ図〜第
８ｃ図は第６図の回路の動作を図解し、第９図は
回転子の回転によりコイルに誘起される電圧の測
定回路の第２の実施例を示し、第１０図は第９図
の回路の動作を図解し、第１１図は回転子の回転
によりコイルに誘起される電圧の測定回路の第３
の実施例を示し、第１２図は駆動パルスを遮断す
るために、回転子の回転でコイルに誘起される電
圧の測定量を利用する回路の第１の実施例を示
し、第１３図は第１２図の回路の動作を図解し、
第１４図は駆動パルスを遮断するために、回転子
の回転でコイルに誘起される電圧の測定量を利用
する回路の第２の実施例を示し、そして第１５図
は第１４図の回路の動作を図解する信号波形図で
ある。 １……コイル、２，２４，５３……抵抗、３…
…電源、９……制御回路、１０……モータ、１１
……測定回路、１２……検出回路、１３……演算
回路、１４，１５，１６，１７……MOSトラン
ジスタ、１８……測定抵抗、２０，２６，４１，
５５……増幅器、３３……曲線、３４……包絡
線、２２，４１，６３，７４，７８，８４……差
動増幅器、２５，５６，６２，６７，７５，７
９，８３，８５，８８……コンデンサ、４２，４
６，９１……フリツプ・フロツプ、４３，４４，
４５，４７，４８，５７，９４，９５，９７……
アンド・ゲート、５８……インバータ、９２……
計数器、９３……オア・ゲート、９６……検出回
路、２１，４３，４９，５０，５１，５７，６
４，６５，６８，６９，７０，７１，７２，７
３，７６，７７，８０，８６，８７，８９……ゲ
ート回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ コイルと、該コイルに磁気的に結合されて該
   コイルに印加される駆動パルスにより回転せしめ
   られる回転子とを有するステツプ・モータの電力
   消費を減少する方法であつて、各駆動パルスの期
   間中に、回転子の回転で前記コイルに誘起される
   電圧を測定し、かつ駆動パルスの立上り時点と前
   記誘起電圧が基準電圧に等しくなる時点との間の
   時間間隔を測定し、かつ該時間間隔に応じて駆動
   パルスを遮断して、駆動パルスが前記モータの負
   荷に相応する持続期間を有するようにすることを
   特徴とするステツプ・モータの電力消費を減少す
   る方法。 ２ 誘起電圧の測定のためコイルを流れる電流に
   比例する第１の電圧を発生し、かつ誘起電圧が零
   であつたとした場合にコイルを流れる電流に比例
   する第２の電圧を発生し、かつ前記第２の電圧と
   前記第１の電圧との間の差に比例する第３の電圧
   を発生し、かつ前記第２の電圧を周期的に前記第
   １の電圧に等しくして前記第３の電圧の相続く最
   大値の包絡線が誘起電圧に比例するようにする特
   許請求の範囲第１項記載のステツプ・モータの電
   力消費を減少する方法。 ３ 誘起電圧の測定のため、第１の時点でコイル
   を流れる第１の電流と、該第１の時点後の第２の
   時点でコイルを流れる第２の電流との間の差に比
   例する第１の電圧を発生し、かつ前記第１の時点
   と第２の時点との間で前記誘起電圧が零であつた
   とした場合に前記第２の時点にコイルを流れる第
   ３の電流と前記第１の電流との間の差に比例する
   第２の電圧を発生し、かつ前記第１の電圧および
   前記第２の電圧の和に比例する第３の電圧を発生
   し、該第３の電圧が誘起電圧に比例するようにす
   る特許請求の範囲第１項記載のステツプ・モータ
   の電力消費を減少する方法。 ４ 誘起電圧の測定のため、第１の時点でコイル
   を流れる第１の電流と該第１の時点後の第２の時
   点でコイルを流れる第２の電流との間の差に比例
   する第１の電圧を発生し、かつ前記第１の時点で
   コイルを流れる電流に比例する第２の電圧を発生
   し、かつ駆動パルスの立上り後でしかも回転子の
   回転開始前の時点で前記第１および第２の電圧の
   和に比例する第３の電圧を発生し、かつ前記第
   １、第２および第３の電圧の和に比例する第４の
   電圧を発生し、かつ該第４の電圧が誘起電圧に比
   例するようにする特許請求の範囲第１項記載のス
   テツプ・モータの電力消費を減少する方法。 ５ 時間測定のため、駆動パルスの立上りから誘
   起電圧が基準電圧に等しくなる時点まで、コンデ
   ンサを第１の電流で充電し、かつ遮断のため、前
   記時点から出発して前記コンデンサを第２の電流
   で放電し、かつコンデンサの端子電圧が予め定め
   られた値に達した時に駆動パルスを遮断する特許
   請求の範囲第１項記載のステツプ・モータの電力
   消費を減少する方法。 ６ 時間測定のため、コンデンサを第１の電流で
   充電する前に、予め定められた電圧とは異なつた
   初期電圧に前記コンデンサを充電する特許請求の
   範囲第５項記載のステツプ・モータの電力消費を
   減少する方法。 ７ 時間測定のため、駆動パルスの立上りから誘
   起電圧が基準電圧に等しくなる時点まで、第１の
   周波数において計数器を増分しかつ遮断のため、
   前記時点以後前記第２の周波数において前記計数
   器を減分して、そして該計数器の状態が予め定め
   られた値に達した時に駆動パルスを遮断する特許
   請求の範囲第１項記載のステツプ・モータの電力
   消費を減少する方法。 ８ 時間間隔測定のため更に、計数器を増分する
   前に、予め定められた値とは異なる初期値を前記
   計数器にセツトする特許請求の範囲第７項記載の
   ステツプ・モータの電力消費を減少する方法。 ９ コイルと該コイルに磁気的に結合されて該コ
   イルに印加される駆動パルスにより回転せしめら
   れる回転子とを有するステツプ・モータを制御す
   るための装置を有し、該制御装置が、各駆動パル
   スの期間中前記回転子の回転によつて前記コイル
   に誘起された電圧を測定するための手段と、駆動
   パルスの立ち上り時点と誘起電圧が基準電圧に等
   しくなる時点との間の時間間隔を測定するための
   手段と、前記時間間隔に従つて駆動パルスを遮断
   するための手段とを備えていることを特徴とする
   ステツプ・モータの電力消費を減少する装置。 １０ 誘起電圧を測定する手段が、コイルを流れ
   る電流に比例する第１の電圧を発生するための手
   段と、誘起電圧が零であつたとした場合に該コイ
   ルを流れる電流に比例する第２の電圧を発生する
   ための手段と、前記第１および第２の電圧間の差
   に比例する第３の電圧を発生するための手段と、
   前記第２の電圧を周期的に前記第１の電圧に等し
   くして、前記第３の電圧の相続く最大値の包絡線
   が誘起電圧に比例するようにするための手段とを
   有する特許請求の範囲第９項記載のステツプ・モ
   ータの電力消費を減少する装置。 １１ 誘起電圧を測定する手段が、第１の時点で
   コイルを流れる第１の電流と該第１の時点後の第
   ２の時点でコイルを流れる第２の電流との間の差
   に比例する第１の電圧を発生するための手段と、
   前記第１の時点と第２の時点との間において、誘
   起電圧が零であつたとした場合に、前記第２の時
   点でコイルを流れる第３の電流と前記第１の電流
   との間の差に比例する第２の電圧を発生するため
   の手段と、前記第１および第２の電圧の和に比例
   する第３の電圧であつて誘起電圧に比例する該第
   ３の電圧を発生するための手段とを有する特許請
   求の範囲第９項記載のステツプ・モータの電力消
   費を減少する装置。 １２ 誘起電圧を測定するための手段が、第１の
   時点でコイルを流れる第１の電流と該第１の時点
   後の第２の時点で前記コイルを流れる第２の電流
   との間の差に比例する第１の電圧を発生するため
   の手段と、前記第１の時点でコイルを流れる電流
   に比例する第２の電圧を発生するための手段と、
   駆動パルスの立上り後でしかも前記回転子の回転
   開始前の時点で、前記第１の電圧および前記第２
   の電圧の和に比例する第３の電圧を発生するため
   の手段と、前記第１の電圧、第２の電圧および第
   ３の電圧の和に比例する第４の電圧を発生するた
   めの手段とを有している特許請求の範囲第９項記
   載のステツプ・モータの電力消費を減少する装
   置。 １３ 時間を測定するための手段が、コンデンサ
   と、駆動パルスの立上りから誘起電圧が基準電圧
   に等しくなる時点まで前記コンデンサを第１の電
   流により充電するための手段とを有し、また駆動
   パルスを遮断するための手段が、前記時点から出
   発して前記コンデンサを第２の電流により放電す
   るための手段と、前記コンデンサの端子電圧が予
   め定められた値に達した時、駆動パルスを遮断す
   るための手段とを有する特許請求の範囲第９項記
   載のステツプ・モータの電力消費を減少する装
   置。 １４ 時間を測定するための手段が更に、コンデ
   ンサを第１の電流により充電する前に、前記予め
   定められた電圧とは異なつた初期電圧に前記コン
   デンサを充電するための手段を備えている特許請
   求の範囲第１３項記載のステツプ・モータの電力
   消費を減少する装置。 １５ 時間を測定するための手段が、計数器と、
   駆動パルスの立上りから誘起電圧が基準電圧に等
   しくなる時点まで第１の周波数で前記計数器を増
   分するための手段とを有し、また駆動パルスを遮
   断するための手段が前記時点以後第２の周波数で
   前記計数器を減分するための手段と、前記計数器
   が予め定められた状態に達した時に、駆動パルス
   を遮断するための手段とを有する特許請求の範囲
   第９項記載のステツプ・モータの電力消費を減少
   する装置。 １６ 時間期間を測定するための手段が更に、計
   数器を増分する前に計数器を前記予め定められた
   値とは異なつた初期値にセツトするための手段を
   備えている特許請求の範囲第１５項記載のステツ
   プ・モータの電力消費を減少する装置。