JPS6352822B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6352822B2 JPS6352822B2 JP55170088A JP17008880A JPS6352822B2 JP S6352822 B2 JPS6352822 B2 JP S6352822B2 JP 55170088 A JP55170088 A JP 55170088A JP 17008880 A JP17008880 A JP 17008880A JP S6352822 B2 JPS6352822 B2 JP S6352822B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- nonlinear
- signal
- estimator
- circuit
- medium
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 22
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 2
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/04—Control of transmission; Equalising
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は進行波管増幅器等（以下TWTと略
称する）を含む非線形伝送路の波形歪み除去に関
する。
称する）を含む非線形伝送路の波形歪み除去に関
する。
マイクロ波帯のデイジタル通信は衛星方式、地
上方式を問わず、周波数帯の有効利用の観点から
より高密度な伝送方式で運用されることが義務付
けられよう。
上方式を問わず、周波数帯の有効利用の観点から
より高密度な伝送方式で運用されることが義務付
けられよう。
すなわち1979年のInternational Conference
on Communications（ICC′79）のコンフアレン
ス・レコードの48.4.1ページから48.4.6ページに
記載されている“Characteristics of ａ High
Capacity 16QAM Digital Radio System on
ａ Multipath Fading Channel”や同じく1979
年のNational Telecommunications
Conference（NTC′79）のコンフアレンス・レコ
ード35.4.1〜35.4.3ページに記載の“Distortion
Analysis of 64QAM”でも分かるように多値の
直交振幅変調（QAM）が用いられることにな
る。
on Communications（ICC′79）のコンフアレン
ス・レコードの48.4.1ページから48.4.6ページに
記載されている“Characteristics of ａ High
Capacity 16QAM Digital Radio System on
ａ Multipath Fading Channel”や同じく1979
年のNational Telecommunications
Conference（NTC′79）のコンフアレンス・レコ
ード35.4.1〜35.4.3ページに記載の“Distortion
Analysis of 64QAM”でも分かるように多値の
直交振幅変調（QAM）が用いられることにな
る。
この時、問題になるのが送信増幅器（TWT）
の非線形歪みであり、この歪みによりQAM信号
は歪められてしまうわけである。TWTの非線形
歪みは各TWTによつて微妙に異なるが一つの範
疇を形成している。すなわち振幅飽和特性
（AM／AM変換）と入力レベルｘに対応した出
力の位相回転θ（ｘ）特性（AM／PM変換）で特
徴付けられる。
の非線形歪みであり、この歪みによりQAM信号
は歪められてしまうわけである。TWTの非線形
歪みは各TWTによつて微妙に異なるが一つの範
疇を形成している。すなわち振幅飽和特性
（AM／AM変換）と入力レベルｘに対応した出
力の位相回転θ（ｘ）特性（AM／PM変換）で特
徴付けられる。
従つてこの種の歪みはかなりの程度まで比較的
簡単な回路で一般的に補償することが可能であ
る。このような補償の公知例としては例えば電子
通信学会の通信方式研究会の資料CS78−201の
“自動追従形複素合成プリデイストーシヨンによ
るTWT非線形補償の検討”等がある。しかし非
線形歪みが別の波形歪みを受けるとこれらの簡単
な回路での補償はできなくなる。さらにこの公知
例はマイクロ波帯のSSB用に開発されたものであ
るのでデイジタル伝送にはあまりふさわしいもの
ではない。
簡単な回路で一般的に補償することが可能であ
る。このような補償の公知例としては例えば電子
通信学会の通信方式研究会の資料CS78−201の
“自動追従形複素合成プリデイストーシヨンによ
るTWT非線形補償の検討”等がある。しかし非
線形歪みが別の波形歪みを受けるとこれらの簡単
な回路での補償はできなくなる。さらにこの公知
例はマイクロ波帯のSSB用に開発されたものであ
るのでデイジタル伝送にはあまりふさわしいもの
ではない。
この発明の目的は非線形回路の前後に波形歪み
を起こす媒体が存在する非線形伝送路を通過した
デイジタル信号の歪みを除去する非線形等化器を
提供することにある。
を起こす媒体が存在する非線形伝送路を通過した
デイジタル信号の歪みを除去する非線形等化器を
提供することにある。
この発明は、送信信号が第１の波形歪みを起こ
す第１の媒体を通り、入力ｘに対しｆ（ｘ）を出
力とする非線形回路を通り、さらに第２の波形歪
みを起こす第２の媒体を通り受信側非線形等化器
に至る非線形伝送路において、前記第２の媒体を
通過する前の信号成分を推定する第１の推定器
と、前記非線形回路の逆特性f-1（ｘ）を持つ非線
形補正回路と、前記第１の媒体を通過する前の信
号成分を推定する第２の推定器とを備え、受信信
号を前記第１の推定器、前記非線形補正回路およ
び第２の推定器を順次通過させることにより前記
送信信号を推定するようにしたことを特徴とする
非線形等化器である。
す第１の媒体を通り、入力ｘに対しｆ（ｘ）を出
力とする非線形回路を通り、さらに第２の波形歪
みを起こす第２の媒体を通り受信側非線形等化器
に至る非線形伝送路において、前記第２の媒体を
通過する前の信号成分を推定する第１の推定器
と、前記非線形回路の逆特性f-1（ｘ）を持つ非線
形補正回路と、前記第１の媒体を通過する前の信
号成分を推定する第２の推定器とを備え、受信信
号を前記第１の推定器、前記非線形補正回路およ
び第２の推定器を順次通過させることにより前記
送信信号を推定するようにしたことを特徴とする
非線形等化器である。
この発明によれば、帯域制限を受けた信号を
TWTにより増幅し、この信号を帯域通過フイル
タで受ける通常の非線形伝送路モデルを通るデイ
ジタル信号の波形歪みを除去することができる。
TWTにより増幅し、この信号を帯域通過フイル
タで受ける通常の非線形伝送路モデルを通るデイ
ジタル信号の波形歪みを除去することができる。
次にこの発明について図面を参照して詳細に説
明する。第１図は通常のマイクロ波帯の伝送路の
ベース・バンド・モデルのブロツク図であり、送
信側の帯域制限フイルタ１０、TWT２０、受信
側選択フイルタ１１より成つている。この時受信
器の雑音は端子１５１に加えられることになる。
明する。第１図は通常のマイクロ波帯の伝送路の
ベース・バンド・モデルのブロツク図であり、送
信側の帯域制限フイルタ１０、TWT２０、受信
側選択フイルタ１１より成つている。この時受信
器の雑音は端子１５１に加えられることになる。
第２図は衛星を介した通信方式を説明するため
の図で地上局３０からの信号は送受信フイルタと
TWTを持つ衛星３１を介して地上局３２に達す
る。このシステムのベース・バンドモデルは第３
図に示すように地上局３０の帯域制限フイルタ１
０、送信用TWT２０、衛星３１の受信選択フイ
ルタ１１、送信用TWT２１、地上局３１の受信
選択フイルタ１２とから成つている。この図から
分かるように多中継システムの場合の伝送路モデ
ルも基本的には第１図のものの繰り返しであるの
で、以下第１図のモデルについてのみ説してい
く。したがつて多中継システムに対しても、この
発明は容易に拡張できるものである。
の図で地上局３０からの信号は送受信フイルタと
TWTを持つ衛星３１を介して地上局３２に達す
る。このシステムのベース・バンドモデルは第３
図に示すように地上局３０の帯域制限フイルタ１
０、送信用TWT２０、衛星３１の受信選択フイ
ルタ１１、送信用TWT２１、地上局３１の受信
選択フイルタ１２とから成つている。この図から
分かるように多中継システムの場合の伝送路モデ
ルも基本的には第１図のものの繰り返しであるの
で、以下第１図のモデルについてのみ説してい
く。したがつて多中継システムに対しても、この
発明は容易に拡張できるものである。
次に入力ｘに対しｆ（ｘ）を出力する非線形増
幅器TWTの非線形補正は以下の２つの方法によ
つて行なわれている。第１は予め入力信号ｘをｆ
（ｘ）の逆関数回路ｇ（ｘ）〔f-1（ｘ）〕に通して
TWTに供給するプリデイストーシヨン法、第２
はTWTの出力をｇ（ｘ）に通すデローテーシヨ
ン法（Derotation）である。
幅器TWTの非線形補正は以下の２つの方法によ
つて行なわれている。第１は予め入力信号ｘをｆ
（ｘ）の逆関数回路ｇ（ｘ）〔f-1（ｘ）〕に通して
TWTに供給するプリデイストーシヨン法、第２
はTWTの出力をｇ（ｘ）に通すデローテーシヨ
ン法（Derotation）である。
ここで受信側で行なえる補正としては後者の方
法であるが、これもTWTとｇ（ｘ）とが直接、
接続される必要があり第１図のモデルには適用で
きない。第１図のモデルの端子１０１からの信号
を受けてｆ（ｘ）の補正を行なうためには受信選
択フイルタ１１の出力ypからその入力yiを推定し
て、このyiに対しｆ（ｘ）の逆関数回路を作用さ
せＺ＝g-1（yi）としてｆ（ｘ）の補正をする必要
がある。
法であるが、これもTWTとｇ（ｘ）とが直接、
接続される必要があり第１図のモデルには適用で
きない。第１図のモデルの端子１０１からの信号
を受けてｆ（ｘ）の補正を行なうためには受信選
択フイルタ１１の出力ypからその入力yiを推定し
て、このyiに対しｆ（ｘ）の逆関数回路を作用さ
せＺ＝g-1（yi）としてｆ（ｘ）の補正をする必要
がある。
第４図は上に述べたyiの推定部４０とｇ（ｘ）
４１のブロツクの接続を示したものである。ここ
でyiの推定部４０の性質について考察してみる。
第５図で５０は受信端でのランダム雑音スペクト
ル、５１はＴ秒周期のパルスで50％ロール・オフ
の帯域制限を受けた受信端での信号スペクトルで
ある。
４１のブロツクの接続を示したものである。ここ
でyiの推定部４０の性質について考察してみる。
第５図で５０は受信端でのランダム雑音スペクト
ル、５１はＴ秒周期のパルスで50％ロール・オフ
の帯域制限を受けた受信端での信号スペクトルで
ある。
第６図は受信側の受信選択フイルタ１１により
変化、帯域制限された雑音スペクトル６０、信号
スペクトル６１を示す。
変化、帯域制限された雑音スペクトル６０、信号
スペクトル６１を示す。
この図よりフイルタ１１の出力の信号対雑音電
力比はある一定値Ｓ／Ｎを持つている。
力比はある一定値Ｓ／Ｎを持つている。
第４図推定部４０をＴ秒サンプルのサンプル値
フイルタで構成することを考える。すると端子１
４０への入力スペクトルＳ（ｆ）＋Ｎ（ｆ）はサン
プルすることにより第７図に示すような １／Ｔ∞ 〓n=-∞ Ｓ（ｆ＋ｎ１／Ｔ）＋１／Ｔ∞ 〓n=-∞ Ｎ（ｆ＋ｎ１／Ｔ） の形になる。
フイルタで構成することを考える。すると端子１
４０への入力スペクトルＳ（ｆ）＋Ｎ（ｆ）はサン
プルすることにより第７図に示すような １／Ｔ∞ 〓n=-∞ Ｓ（ｆ＋ｎ１／Ｔ）＋１／Ｔ∞ 〓n=-∞ Ｎ（ｆ＋ｎ１／Ｔ） の形になる。
上記信号に受信選択フイルタ１１の逆特性を持
つ（すなわち受信選択フイルタ１１が引き起こし
た波形歪みを等化する特性）推定部４０を用意す
ることにより第７図のスペクトル７０，７１は第
８図のスペクトル８０，８１のようになる。この
時、受信選択フイルタ１１の入力として推定され
た信号Ｓ（ｆ）に対する信号対雑音電力比はおよ
そ先のＳ／Ｎと等しい。これより推定部４０は受
信入力雑音の大きさに応じた精度で受信選択フイ
ルタ１１の入力端での信号を推定することにな
る。
つ（すなわち受信選択フイルタ１１が引き起こし
た波形歪みを等化する特性）推定部４０を用意す
ることにより第７図のスペクトル７０，７１は第
８図のスペクトル８０，８１のようになる。この
時、受信選択フイルタ１１の入力として推定され
た信号Ｓ（ｆ）に対する信号対雑音電力比はおよ
そ先のＳ／Ｎと等しい。これより推定部４０は受
信入力雑音の大きさに応じた精度で受信選択フイ
ルタ１１の入力端での信号を推定することにな
る。
これは推定部４０をアナログ・フイルタによつ
て受信選択フイルタ１１の逆特性を実現する場合
には得られない効果である。先のＴ秒サンプルは
デイジタル通信である以上受信側の信号識別のた
めに通常行なわれる過程であるので特別な処理を
導入したわけではない。またサンプル値フイルタ
の具体例としてはトランス・バーサル型のフイル
タが一般的である。
て受信選択フイルタ１１の逆特性を実現する場合
には得られない効果である。先のＴ秒サンプルは
デイジタル通信である以上受信側の信号識別のた
めに通常行なわれる過程であるので特別な処理を
導入したわけではない。またサンプル値フイルタ
の具体例としてはトランス・バーサル型のフイル
タが一般的である。
この時、受信選択フイルタ１１の特性が伝送帯
域内に零を持つようなものであると、同フイルタ
１１の逆特性は伝送帯域内に無限大を持つことに
なる。このような場合には推定部４０にはypから
yiを推定するカルマン・フイルタ等を用いること
により、先の不都合を回避することができる。同
フイルタは先の第２の媒体の伝達特性を知つて、
その上で雑音に埋もれた信号成分を推定するもの
であり、雑音並びに信号がガウス性であればこの
推定が最尤推定であることが保証され、この条件
以外の信号に対しても自乗誤差最少の意味で最適
推定になる。また推定精度を若干下げることによ
り、トランス・バーサル型フイルタに前記無限大
を持たせないように先の逆特性を近似すると言う
こともできを。第９図はこの発明の一実施例を示
すブロツク図で、図中受信選択フイルタ（第２の
媒体）の入力端での信号成分を推定できる第１の
推定器４０、伝送路上に存在する非線形回路特性
ｆ（ｘ）の逆特性f-1（ｘ）を持つ非線形補正回路
４１、送信側の帯域制限フイルタ（第１の媒体）
の入力端での信号成分を推定できる第２の推定器
４２の３つから成る。ここで先の非線形補正回路
としては前記公知例“自動追従形複素合成プリデ
イストーシヨンによるTWT非線形補償の検討”
の中に述べられているプリデイストーシヨン回路
がそのまま利用できる。出力端子１４２には送信
側で送つた送信符号が得られる。
域内に零を持つようなものであると、同フイルタ
１１の逆特性は伝送帯域内に無限大を持つことに
なる。このような場合には推定部４０にはypから
yiを推定するカルマン・フイルタ等を用いること
により、先の不都合を回避することができる。同
フイルタは先の第２の媒体の伝達特性を知つて、
その上で雑音に埋もれた信号成分を推定するもの
であり、雑音並びに信号がガウス性であればこの
推定が最尤推定であることが保証され、この条件
以外の信号に対しても自乗誤差最少の意味で最適
推定になる。また推定精度を若干下げることによ
り、トランス・バーサル型フイルタに前記無限大
を持たせないように先の逆特性を近似すると言う
こともできを。第９図はこの発明の一実施例を示
すブロツク図で、図中受信選択フイルタ（第２の
媒体）の入力端での信号成分を推定できる第１の
推定器４０、伝送路上に存在する非線形回路特性
ｆ（ｘ）の逆特性f-1（ｘ）を持つ非線形補正回路
４１、送信側の帯域制限フイルタ（第１の媒体）
の入力端での信号成分を推定できる第２の推定器
４２の３つから成る。ここで先の非線形補正回路
としては前記公知例“自動追従形複素合成プリデ
イストーシヨンによるTWT非線形補償の検討”
の中に述べられているプリデイストーシヨン回路
がそのまま利用できる。出力端子１４２には送信
側で送つた送信符号が得られる。
以上説明したようにこの発明によれば、帯域制
限回路を介して非線形回路を通過してきた信号の
非線形歪みを補償することができる。これにより
通信衛星のTWTをより非線形性の強い領域で動
作させることができるため、実効送信電力の著し
い増加が計れる。
限回路を介して非線形回路を通過してきた信号の
非線形歪みを補償することができる。これにより
通信衛星のTWTをより非線形性の強い領域で動
作させることができるため、実効送信電力の著し
い増加が計れる。
第１図は非線形伝送路の等化ベース・バンドモ
デルのブロツク図、第２図は衛星通信方式を説明
するための図、第３図は第２図の方式の等化ベー
ス・バンド・モデルのを示す図、第４図は非線形
回路の出力を推定するためのブロツク図、第５図
は非線形回路出力のスペクトルを示す図、第６図
は受信選択フイルタ出力におけるスペクトルを示
す図、第７図は第６図の信号をサンプルした後の
スペクトルを示す図、第８図は第７図の信号を第
１の可変等化器で等化した後のスペクトルを示す
図、第９図は本発明の一実施例を示すブロツク図
で、４０は第１の推定器、４１は非線形補正回
路、４２は第２の推定器である。
デルのブロツク図、第２図は衛星通信方式を説明
するための図、第３図は第２図の方式の等化ベー
ス・バンド・モデルのを示す図、第４図は非線形
回路の出力を推定するためのブロツク図、第５図
は非線形回路出力のスペクトルを示す図、第６図
は受信選択フイルタ出力におけるスペクトルを示
す図、第７図は第６図の信号をサンプルした後の
スペクトルを示す図、第８図は第７図の信号を第
１の可変等化器で等化した後のスペクトルを示す
図、第９図は本発明の一実施例を示すブロツク図
で、４０は第１の推定器、４１は非線形補正回
路、４２は第２の推定器である。
Claims (1)
- １ 送信信号が第１の波形歪みを起こす第１の媒
体を通り、入力ｘに対しｆ（ｘ）を出力とする非
線形回路を通り、さらに第２の波形歪みを起こす
第２の媒体を通り受信側非線形等化器に至る非線
形伝送路において、前記第２の媒体を通過する前
の信号成分を推定する第１の推定器と、前記非線
形回路の逆特性f-1（ｘ）を持つ非線形補正回路
と、前記第１の媒体を通過する前の信号成分を推
定する第２の推定器とを備え、受信信号を前記第
１の推定器、前記非線形補正回路および第２の推
定器を順次通過させることにより前記送信信号を
推定するようにしたことを特徴とする非線形等化
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55170088A JPS5793713A (en) | 1980-12-02 | 1980-12-02 | Nonlinear equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55170088A JPS5793713A (en) | 1980-12-02 | 1980-12-02 | Nonlinear equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5793713A JPS5793713A (en) | 1982-06-10 |
| JPS6352822B2 true JPS6352822B2 (ja) | 1988-10-20 |
Family
ID=15898416
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55170088A Granted JPS5793713A (en) | 1980-12-02 | 1980-12-02 | Nonlinear equalizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5793713A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5797738A (en) * | 1980-12-10 | 1982-06-17 | Nec Corp | Nonlinear equalizer |
-
1980
- 1980-12-02 JP JP55170088A patent/JPS5793713A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5793713A (en) | 1982-06-10 |
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