JPS63502136A - 信号源歪み補償器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 信号源歪み補償器 序論 この発明は、一般的には、パルス化された信号のトランスミッタ源を用いるパル ス・エコ一方式におけるような、パルス化信号源における不安定性の効果を排除 または減少させるための信号処理技術に関するものであり、より詳細には、振幅 、周波数、および／または、位相について、時間的に変動のない特性を有する単 一の信号源によって送信されたように見えるように、各受信された信号パルスを 前処理することにより、動作中の信号源パルスの振幅、周波数、および／または 、位相の特性の変動を補償するための技術に関するものである。

１【江ｉ」 この発明の技術的分野は、一般的には、パルス化エコ一方式の分野である。この 発明が特に重用されるのはレーダ方式の分野である。ここでのレーダ方式に組み 込まれているものは、その中で使用される送信源の形式に拘わらず、クラッタ解 消、ドツプラ評価および移動目標指示器（ＭＴＩ）の技術である。

Ｌｉ久１Ｌ レーダまたはソナ一方式のような、パルス化された戻りエコーのトランスミッタ ／レシーバ方式においては、例えば、トランスミッタのパルス化信号源からのパ ルス化された信号は、その振幅、周波数、および／または、位相特性がパルス毎 に変動して、受信された目標のエコー・パルスがある程度異なるようになる。即 ち、この結果として、それらには歪みが含まれることになる。このような歪みの 効果は、できるだけ減少させることが望ましい。

このような歪みが望ましくない方式の一例はレーダ方式である。このような方式 は、例えば、マグネトロンのような大電力のパルス化信号源の使用を必要とする 、トランスミッタのパルス信号を生成させるために使用される。マグネトロンは 比較的安価であり、また、長寿命のものであって、このような環境においては極 めて信顆度が高く、そのために、それらの使用は多くの適用分野において強く要 望されている。しかしながら、クライストロンのようなコヒーレントな電力源と は異なり、マグネトロンは、振幅、周波数、および／まなは、位相について比較 的厳しい歪みを発生させるものである。

しかしながら、多くのこのようなレーダにおいて、入来する目標からの戻り、即 ちエコー・パルス、レーダのレシーバにおける信号についての、信号処理の際に 生じる問題点は、このような戻りのパルスは地表クラッタをともなうことが多い ということである。即ち、地上の固定された目標からの戻りのエコー・パルスは 、地表レベル近傍の所望の移動目標からの戻りのパルスをマスクするか、または 、これを不明瞭にする傾向がある。地表クラッタの効果を排除し、または、少な くとも相当に減少させるための一つの技術は、ドツプラ処理操作技術またはド、 ツプラ・フィルタ操作技術を使用することである。

このような技術を用いたレーダは、ドツプラ・フィルタまたは移動目標指示器（ ＭＴＩ）レーダとして知られている。しかしながら、このようなドツプラ・プロ セッサ・レーダ方式を有効に動作させるためには、大電力の送信パルスは相互に 実質的に等しくなければならず、また、そのパルス振幅、周波数または位相特性 におけるいかなる偏向または歪みでも、ドツプラ方式が地表クラッタによる効果 を有効に減少させることを妨げるものであり、そのために、当該方式の有用性が 少なくなる。

ところで、マグネトロンは、その特性がパルス毎に正確には同一でないパルスを 生成させる傾向がある。多くの場合において、この相違は重大であって、それら の振幅、周波数および／または位相の変動により、戻りのエコーを処理する上で の問題が生じる。マグネトロンは実際にはパルス化発信器であることから、出力 パルスの位相は、パルス毎に、実質的に完全にランダムなものであり、これに加 えて、あるパルスから別のパルスに導入されるような、わずかな振幅および周波 数変調の効果もある。

このようなレーダ方式において位相の変動を補償するための一つの技術は、とき には“コホ回路（ｃｏｈ。

ｃｉｒｃｕｉｔ）と呼ばれるような、コヒーレントな発振器回路を使用すること である。この技術はＭＴＩレーダにおいて長く使用されている。位相の変動は、 このような回路を使用することにより、相当有効に補償されるけれども、残余の 振幅変調ＣＡＭ’）および周波数変調（ＦＭ）の効果は、まだ、方式の遂行能力 を制限することが多い。通常は、ＦＭ効果は補償が最も困難なことが見出されて おり、また、２個の変調効果の中では最もクリティカルである個とが多い、ＡＭ およびＦＭによる歪みを回避する一つの試みは、ＡＭおよびＦＭによる歪みが極 めて少ない構造の、比較的高価なマグネトロンを設計することにあった。このよ うな設計は、実施することが極めて困難であり、また、方式の電力管およびトラ ンスミッタ部分のコストを明確に増大させる傾向がある。特に、全体的なレーダ 方式が既に設置されて、使用されている場合に、このように新規に設計されたマ グネトロンをもって改装しなければならないときに著しいものである。このよう なコストのかかる再設計を回避すること、および、回路を使用する受信技術を案 出することが、より望ましいものである。相応のコストをもって、その遂行能力 を改善するようなやり方で方式の改装をすることは、このような回路が実存の方 式において使用されるときには、特に当て嵌まるものである。

１１列」１ この発明によれば、トランスミッタ／レシーバ方式における所望の位相修正を与 えるとともに、ＡＭおよびＦＭのトランスミッタ・パルスの歪みを補償するため に、な歪みは、トランスミッタのパルス化信号源の動作の結果として生じるもの である。このような技術によれば、受信されたパルス信号において、送信された パルスの振幅、周波数および位相特性のパルス毎の変動による歪み効果が大幅に 減少して、送信されたパルスが同一であり、コヒーレントであるように見えるも のである。このような補償によれば、例えば、トランスミッタのパルス信号源自 体を変更することなく、ドツプラ・レーダ方式におけるクラッタの拒否をするこ とが大幅に可能になり、かくして、ドツプラ・プロセッサや任意のコヒーレント ・プロセッサを遥かに効果的に動作させることが許容される。

この発明の技術においては横断イコライザが使用されており、ここでは、複合的 な形式の、即ち位相および積成分の双方を有する形式の５．受信された信号、即 ち戻りのエコーが、時間的にサンプルされる。このサンプルは、次いで、これも 複合的な形式の送信されたパルスと比較される。該回路は、送信されたパルスの 構造の変化をパルス毎に識別して、振幅、周波数および位相の変化に対する補償 をする。補償の後では、受信されたパルスの波形は、トランスミッタが時間的に 変化しない振幅および位相特性を有するものであるときに受信されるような波形 に近接する。より詳細にいえば、好適な実施例において回路に含まれるものは、 受信された信号のサンプルが供給されるターンプ式の遅延線であって、該タップ の各々からの遅延された出力は適当な重み発生器回路によって重み付けがなされ 、そして、この重み付けされた信号は適当に加算されて、レシーバに対する出力 信号を供給するようにされる。該重み発生器回路によって決定されるような重み は、この発明に従って開発された、適当に選択された基準により、送信されたパ ルス毎に個別に変化される。そして、該レシーバに対する出力は、受信されたエ コー信号をレシーバ回路に供給するのに先立って、送信されたパルス信号の振幅 、周波数および／または位凡」ｂヶ基」肥 この発明は添付図面の助けを借りて詳細に説明することができる。

第１図はこの発明による歪み補償器回路を使用する例示的レーダ方式のブロック 図を示す。

第２図はこの発明を理解するのに役立つトランスミッタパルス波形を示す。

第３図は第１図の方式に使用されるようなこの発明の補償器のより詳細なブロッ ク図を示す。

この発明の歪み補償器は、マグ、ネトロンパルス・トランスミッタ信号源を使用 するＭＴＩレーダ・レシーバの関連の好ましい実施例理論で説明されている。

信号源がマグネトロンである場合、この発明の設備はマグネトロン歪みイコライ ザとして公知である。しかしながら、この発明はマグネトロン以外のパルス化さ れた信号源１例えばクライストロンを使用する方式、およびＭＴＩレーダ方式１ 例えば気象レーダ方式、ソナ一方式等に容易に適合される。

第１図で分かるように、マグネトロン１０は高電圧源１１から高電圧（例えば５ ０ＫＶ）が供給される。マグネトロンは適当なスイッチング回路を介してアンテ ナ装置１２にトランスミッタパルスを供給する。スイッチング回路１２は、送信 モード中送信パルスがアンテナに供給されることを許し、受信モード中受信パル スがアンテナからレシーバおよびレシーバ処理回路に供給されることを許す標準 送信／受信（Ｔ／Ｒ）回路である。送信パルスは矢印１３Ａで示されるように適 当なターゲット領域の方へ指向され、矢印１３Ｂで示されるように移動ターゲッ トからアンテナ装置へ反射される。その時、受信パルスはスイッチ回路１２を介 して無線周波数（ＲＦ）を中間周波数（ＩＦ）信号に変換するダウン・コンバー タに供給される。それから、ＩＦ信号は従来の自動利得制御（ＡＧＣ）回路１５ に供給される。この自動利得制６１（ＡＧＣ）回路は、受信パルスはレシーバに よる連続する使用のため適当な振幅レンジ内に維持されることを確実にする。ダ ウン・コンバータ回路および自動利得制御回路の両方共、当業者には周知である 。

この発明の好ましい実施例によれば、受信パルスはベースバンド周波数に変換さ れ、その同相および直交成分は従来公知の直交ベースバンド・コンバータ回路１ ６によって適当に得られる。その段階で、同相および直交成分は本質的にアナロ グであり、適当なアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ回路１７によって ディジタル形式に変換される。ディジタル化された同相および直交成分は後述さ れるように信号源歪み補償器回路１８に供給される。この補償器回路１８は、レ シーバパルス信号の非移動ターゲットの影響を実際上除去することができる周知 のドツプラ・プロセッサ回路１９で使用することができる出力信号を発生するた め送信パルスの振幅。

周波数および位相変動を補償する。

信号源歪み補償器なしで動作する周知のドツプラ・プロセッサ回路は、送信マグ ネトロン信号のパルスからパルスまでにいくつかの差がある場合でさえ地上クラ ッタ−の影響をいくつか減少することができる。このような回路で現在達成する ことができる最上のものは満足する性能に対して必要であるものよりしばしば少 ない１例えば、典型的な応用において、地上クラッタ−で４０ないし５０ｄＢの 減少を望むが、２０ないし２５ｄＢの減少しか達成できない。このドツプラ・プ ロセッサ回路の性能が制限されている理由の一つは初期位相以外のパルス−パル ス差が修正されないことである。この発明の信号源歪み補償器回路はこの差に対 して補償し、このような目的に対するマグネトロンおよびトランスミッタの高価 な再設計に頼ることなしに４０ないし５０ｄＢの高さまで地上クラッタ−を減少 することができる。

この発明の歪み補償器回路の詳細な動作を理解するにあたって、第２図および第 ２Ａ図で示されるように。

その所望の形、すなわちほぼ完全な形、および不所望の形、すなわち歪んだ形の 両方の送信パルスの同相と直交成分を考察することが役に立つ。第２図で分かる ように。

“完全な”出力の送信パルスにおいて、同相成分は実際上矩形波であり、一方、 直交成分は実際上０である０周波数変調歪みの影響は、送信パルスが第２Ａ図に 性質上水された線に沿って歪まされることである。そこで分かるように、同相成 分はもはや完全な矩形ではなく、直交成分は完全なパルス形からの周波数のずれ のため示された性質の三角特性を有している。この発明の信号源歪み補償器回路 が減少しようとすることは受信信号に対するこのような歪みの逆効果である。

複合形式のレシーバ・パルスサンプルがＡ／Ｄコンバータ回路１７から複数のタ ップ２１−１．２１−２．２１−３ないし２１−Ｋを有するタップ付き遅延線２ ０に供給される特定な信号源歪み補償器回路が第３図に示されている。非遅延信 号は線２２で示され、一方遅延線タツブの出力は２１−１．２１−２および２２ −にでの信号で表される。このような信号は重み回路２３ないし２３−Ｋに供給 される。そこで、それらは適当な重み係数Ｗ−１，Ｗ−２，Ｗ−３ないしＷ−に で実際上乗算される。

重み回路の出力はドツプラ・レーダ・レシーバに供給するための加算出力信号を 供給するため適当な加算回路２４で適当に加算される。

重み係数ｗ−１ないしＷ−には重み発生器回路２４で発生され、スイッチ１２お よびその関連回路を通して重み発生器２４の入力に供給され、Ｔ−Ｘパルスサン プルとしてブロック２５で示される送信パルスサンプルで決定される。重み発生 器はパルス入力サンプルの各に対して変化する重みｗ−１ないしＷ　−Ｋを別々 に与えるように配置されている。すなわち３重みは、トランスミッタ・パルスサ ンプルが重み発生器２４に供給される毎にリセ、ツトされる。それによって１重 みはこのような送信パルスと関連した対応する戻りエコーパルスの各に対して決 定される。

重み発生器回ｌｉ＆　２４は、所望の重みを発生するための送信パルスの数学的 処理を表わす式によって最良に説明されている次のアプローチによって作動する 。送信パルスの複合サンプルは次の式（１）で表される。

ＴＸ（Ｎ、Ｍ）・八（Ｎ、Ｍ）ｅ　”’Ｎ−’）　（１）ここで、ＴＸ（Ｎ、Ｍ ）は特定のパルス繰り返し間隔（ＰＨ１）数Ｍに対する送信パルスの採られたに 組の複合サンプルであり、Ｎはパルス内のサンプル指数（すなわち。

Ｎは１からＫまで変化する）、Ａ（Ｎ、Ｍ）はパルスのエンベロープを表わす実 関数であり、θ（Ｎ、Ｍ）は位相変数である。

位相変数は次のように表わすことができる。

ちサンプルはに組のサンプルに対してＮと共に変化するが１Ｍと共に変化しない 。θ。（Ｍ）は、パルスからパルスまで２πラジアンにわたって変化するが、Ｎ の関数ではないパルスの初期ランダム位相であり、θ、（Ｎ、Ｍ＞は。

初期ランダム位相θ。（Ｎ、Ｍ）が取り除かれた後の位相関数のパルス対パルス 変動である。したがって、θ、（Ｎ。

Ｍ）はパルス対パルス周波数変調を表わす。

重み発生器は１次の式に等しいかまたは近似である一組の重みを発生するように 設計されている。

Ｗ（Ｎ、Ｍ）＝　八（Ｋ−Ｎ、Ｍ）　ｅ　’（−Ｅ（に−Ｎ＞−ｅｔｔｒｑ）＋ ｅｚ（＜−ｓ、Ｈ））　（３）上記の関数は、θ、（Ｎ、Ｍ）の符号は整合され たフィルタの場合から反転された差を有するこのパルスに対する整合されたフィ ルタ関数と殆ど同じである。なお、整合されたフィルタの信号対熱雑音性能に近 いものが得られる時１式（３）に表されているこのような関係は、信号源歪み補 償器がパルス対パルス周波数変調に対して補償することを許す。重みを計算する ため、最初に次のようにθ（Ｎ、Ｍ）を計算する必要がある。

θ（Ｎ、Ｍ）・ｊ　ａ　ｎ−’（ｈ　ＴＸ（Ｎ、Ｍ））／（Ｒｅ　ＴＸ（Ｎ、Ｍ ））　（４）ｊａｎ　関数は二重値関数である。この曖昧さを解決するため独立 変数の分母の符号を知らねばならなく。

次のように関数を修正しなければならない。

平均θ（Ｎ、Ｍ）の見積りがなされ２表示法が“θ（Ｎ、Ｍ）、Ｍ＞として表せ る。このような見積りは次のようにパルスＭ、θ（Ｃ，Ｍ）内の中心サンプルに おける位相測定にい。θ（Ｎ、Ｍ）はモジューロ２π変数であるので、それは０ で不連続である。適当に平均化するため、−πと＋π間で全ての角度を表現でき 、モジューロ演算を実行する。モジューロ２π演算において、もし２つの角度の 和が＋πより大きいならば、２πが和から引き算され。

もしその差が−πより小さいならば、２πがその差に加算される。

式（５ｂ）に従って形成された見積りは、θ（Ｎ）の過去のサンプルを指数関数 的に重みを付けることによって形成されたθ（Ｎ）の見積りである０式（５ｂ） において。

定数εは、特定な実施例では、約１／１６である比較的小さい定数である（εは 見積りｄ（Ｎ１Ｍ）の滑らかさを制御する）。一旦、ＩＮ、Ｍ）が決定されると 、Ｗ（Ｎ。

ここで、Ｃは中心サンプルの指数、アスタリスクは複素数を示す。

指数のθ（Ｃ，Ｍ）項は中心サンプルの位相で、バルスのランダム位相として規 定される。ＩＴＸ（Ｃ，Ｍ）１で割り算することによっていくらかの振幅変調を 除去するため補償器の出力を正規化する。もしいかなるパルス、Ｍ）がθ（Ｎ） に等しいならば、補償器回路は受信信号に対して整合されたフィルタ回路になる 。それで、信号め検出可能性のいかなる損失もない。トランスミッタの適度の周 波数変調量に対して、補償器回路は整合されたフィルタに接近しており、゛信号 の検出可能性はあまり低下しない。

式（１）ないしく７）の実行は既知のデータ処理技術を用いて行われるので、各 パルス繰り返し間隔中１重みＷ（Ｎ、Ｍ）は重み発生器２４で適当に発生するこ とができる１重みはこのような計算に従って各間隔を別々に変化する。

このような重みアプローチの使用は全体の装置の地上クラッタ−の相殺有効性を 増加することが分がっなので１周知のドツプラ処理を用いる位相補償と共に振幅 および周波数変調で生じる歪み補償は、ドツプラ処理だけを用いて達成した地上 クラッタ−影響の減少より２０ないし２５ｄＢだけ地上クラッタ−の影響を減少 する。したがって、ドツプラ処理が２５ｄＢまでの改良を提供することができる 場合、この発明の信号源歪み補償器回路の使用は地上クラッタ−特性の相殺にお いて５０ｄＢ以上まで提供するようにこのような減少を改良することができる。

相殺性能におけるさらに改良９時々比較的小さいけれど、も、は重みと周波数オ フセット量の関数であり、ＩＭ）の差の大きさを次のように取ることによって見 積らｒ　（Ｎ、Ｍ）＝ｆ（Ｎ、Ｍ、ＫＡＦ）　（８）ここで、にはパルス幅およ びサンプリング速度に依存する定数である。

一旦、に△Ｆが見積られると、予め計算された値の表でそれを検索することによ って修正係数を探すためにそれが使用される。

重み発生器のアルゴリズムが第１図に要約される。

前述のように前記の特定方式だけが例示されており。

この発明の技術はまた。他の方式、すなわち他のレーダ方式またはソナ一方式の ようなエコーターゲットを用いる他の送信／受信方式、マグネトロン以外１例え ば固体トランスミッタ源、またはソナーに使用されるような音における当業者に よって有用であることが分かった。さらに、多くの応用において、含°まれる重 みを発生するための送信信号のサンプルを使用するよりむしろ、前以て規定され た基準信号のサンプルを使用することが可能である。したがって、この発明は請 求の範囲で規定される以外ここで説明される特定の実施例に限定して解釈すべき ではない。

補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の７第１項）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）トランスミッタ／レシーバ方式において使用するための信号処理回路であ って、そのトランスミッタには、あるトランスミッタ・パルスからトランスミッ タ・パルスまで変動する不所望の振幅、周波数および／または位相の歪みを有す る送信されたパルス信号を生成させるトランスミッタ・パルス源が含まれ、また 、そのレシーバは前記歪みを有する戻りのパルス信号を受け入れるようにされて おり、前記レシーバには、 前記戻りのパルス信号に応答して、それと同位相の求積成分を有する前記戻りの 信号の複合的なデジタル化されたサンプルを生成させるための手段；基準パルス 信号に応答して、それと同位相の求積成分を有する前記基準パルスの複合的なデ ジタル化されたサンプルを生成させるための手段；および前記基準パルス信号の 複合的なデジタル化されたサンプルおよび前記戻りの信号の複合的なデジタル化 されたサンプルに応答して、該戻りの信号において、該送信されたパルス信号に おける不所望の振幅、周波数および／または位相の歪みを補償して、前記歪みが 減少されたレシーバの出力信号を生成させるための手段；が含まれている信号処 理回路。 （２）前記基準パルス信号は送信されたパルス信号である請求の範囲第１項記載 の信号処理回路。 （３）前記補償のための手段には、 前記戻りの信号の複合的なデジタル化されたサンプルに応答して、相互に時間遅 延されている複数個の複合的なデジタル化された戻りの信号を生成させるための 時間遅延手段； 前記送信されたパルス信号の複合的なデジタル化されたサンプルに応答して、選 択された重み値を有する複数個の重み付け信号を発生させるための手段；前記複 数個の時間遅延された複合的な戻りの信号の各々を前記複数個の重み付け信号の 対応するものと乗算して、複数個の重み付けされた出力信号を生成させるための しゅだん；および 前記複数個の重み付けされた信号を組み合わせて、前記レシーバの出力信号を生 成させるための手段；が含まれている請求の範囲第２項記載の信号処理回路。 （４）前記重み付け信号発生手段には、下記の処理段階を実行するための処理手 段が含まれている請求の範囲第３項記載の信号処理回路： （１）送信されたパルス信号についての複数個の複合的なサンプルの振幅および 位相を蓄積すること；（２）前記複数個の複合的なサンプルの位相を決定するこ と； （３）前記複数個の複合的なサンプルの位相のアンサンブル平均の評価を得るこ と； （４）前記複合的なサンプルの各々におけるパルスからパルスの位相変動を計算 すること；および（５）前記評価および前記パルスからパルスの位相変動につい て、前記複合的なサンプルの振幅および位相の関数としての、複数個の重み付け 信号を計算すること。 （５）前記処理手段には、更に、前記送信されたパルス信号の前記複数個の複合 的なサンプルの中央サンプルに対する前記重み付け信号を正規化することの段階 が含まれている請求の範囲第４項記載の信号処理回路。 （６）前記重み付け信号発生手段には、下記の関係に従って重み付け信号を生成 させるための手段が含まれている請求の範囲第３項記載の信号処理回路：▲数式 、化学式、表等があります▼ ここに、■は前記複数個の重み付け信号を表し、Ｍはトランスミッタのパルスの 繰り返しインタバルであり、ＴＸは前記インタバルにわたり送信されたパルス信 号のＫ個のサンプルの組であり、Ｎは送信されたパルス信号におけるサンプル・ インデクスであり、Ｃは送信されたパルス信号の中央サンプルのインデクスであ り、θは送信されたパルス信号の位相変動であり、また、■はθの平均の評価で ある。 （７）θ（Ｃ，Ｍ）は下記の関係に従って決定される請求の範囲第６項記載の信 号処理回路： ▲数式、化学式、表等があります▼ ここに、ＩＭＴＸ（Ｃ，Ｍ）は前記送信されたパルス信号のサンプルの中央サン プルの虚数部分であり、また、ＲｅＴＸ（Ｃ，Ｍ）はその実数部分である。 （８）更に、■（Ｎ，Ｍ）は下記の関係に従って決定される請求の範囲第７項記 載の信号処理回路：▲数式、化学式、表等があります▼ ここに、▲数式、化学式、表等があります▼であり、また、εは■（Ｎ，Ｍ）の スムース化を決定する定数である。 （９）前記重み付け値を、前記戻りのパルス信号における周波数変調の評価の関 数として決定される修正ファクタГ（Ｎ，Ｍ）で乗算することにより、重み値Ｗ （Ｎ，Ｍ）を修正する段階が更に含まれている請求の範囲第４項記載の信号処理 回路。 （１０）■（Ｎ，Ｍ）は、更に、■（Ｎ，Ｍを）修正ファクタГ（Ｎ，Ｍ）で乗 算することにより修正されるものであり、ここに、Г（Ｎ，Ｍ）は下記の関係に より評価される請求の範囲第６項記載の信号処理回路：▲数式、化学式、表等が あります▼ ここに、Ｋは定数であって、送信されたパルス信号のパルス幅と、そのサンプリ ング比率とに依存するものである。 （１１）前記トランスミッタ／レシーバ方式はレーダ方式であり、前記トランス ミッタのパルス源はマグネトロンである請求の範囲第２項記載の信号処理回路。 （１２）前記トランスミッタ／レシーバ方式はレーダ方式であり、前記トランス ミッタのパルス源はクライストロンである請求の範囲第２項記載の信号処理回路 。 （１３）前記トランスミッタ／レシーバ方式はレーダ方式であり、前記トランス ミッタのパルス源はソリッド・ステート式のトランスミッタのパルス源である請 求の範囲第２項記載の信号処理回路。 （１４）前記トランスミッタ／レシーバ方式はソナー方式であり、前記トランス ミッタのパルス源は音響型のトランスミッタ源である請求の範囲第２項記載の信 号処理回路。